CN101558620B - 利用和操控无线资源以便高效且有效地进行无线通信的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于在无线通信系统中分配符号的方法。更具体地，所述方法包括接收来自至少一个用户的至少一个数据流，将所述至少一个数据流分组到至少一个组中，其中每个组由至少一个数据流组成，以多级方式来预编码数据流的每个组，并且分配所预编码的符号。

Description

利用和操控无线资源以便高效且有效地进行无线通信的方法

技术领域

本发明涉及一种使用无线资源的方法，尤其涉及一种利用和操控无线资源以进行高效且有效的无线通信的方法。

背景技术

在蜂窝式电信世界里，本领域技术人员常常使用术语1G、2G和3G。所述术语涉及所使用蜂窝技术的代。1G指的是第一代，2G指的是第二代，并且3G指的是第三代。

1G指的是模拟电话系统，为所熟知的AMPS(高级移动电话业务)电话系统。2G通常指在全世界流行的数字蜂窝式系统，并且包括CDMAOne、全球移动通信系统(GSM)和时分多址(TDMA)。2G系统可以比1G系统在密集区域支持更大量的用户。

3G通常指的是目前正部署的数字蜂窝式系统。这些3G通信系统在概念上彼此类似，只有一些显著差异。

在无线通信系统中，有效传输数据是重要的并且同时改进传输效率也是重要的。为此，重要的是开发更高效的发送和接收数据的方式。

发明内容

因此，本发明涉及一种利用和操控无线资源以进行高效且有效的无线通信的方法，所述方法基本上避免了由于相关技术的限制和缺点而产生的一个或多个问题。

技术问题

本发明的一个目的是提供一种在无线通信系统中分配符号的方法。

本发明的另一目的是提供一种在无线通信系统中执行分级调制信号群的方法。

本发明的又一目的是提供一种在无线通信系统中发送一个以上信号的方法。

技术方案

为了实现这些目的及其它优点并且根据本发明的意图，如这里具体和广义描述，一种用于在无线通信系统中分配符号的方法包括接收来自至少一个用户的至少一个数据流，将所述至少一个数据流分组到至少一个组中，其中每个组由至少一个数据流组成，以多级方式来预编码数据流的每个组，并且分配预编码后的符号。

根据本发明的另一方面，一种用于在无线通信系统中执行分级调制信号群的方法包括根据比特到符号映射规则来分配多个符号，所述映射规则利用不同的比特来表示不同的信号群点，其中所述映射规则表示在最接近两个符号之间的一(1)个或更少比特的差异。

根据本发明的又一方面，一种用于在无线通信系统中发送一个以上信号的方法包括向第一信号群和第二信号群分配多个符号，其中所述第一信号群指的是基层信号并且所述第二信号群指的是增强层信号，调制所述第一信号群和第二信号群的多个符号，并且发送调制后的符号。

有益效果

本发明的附加优点、目的和特征将在某种程度上在随后的说明书中进行阐述，并且对于本领域普通技术人员，根据以下研究将在某种程度上变得更加明显或者可以通过实施本发明来得知。本发明的目的及其它优点可以由在所撰写的说明书及其权利要求以及附图中所特别指出的结构来实现并获得。

应当理解，本发明的以上一般描述以及以下详细描述是示例性的和解释性的，并且意在为所要求的本发明提供进一步的解释。

附图说明

附图示出了本发明的实施例并且连同说明书一起用来解释本发明的原理，所述附图用来提供对本发明的进一步理解并且引入并构成本申请的一部分。在附图中；

图1是概括的MC-CDM结构的示例图；

图2是概括的MC-CDM结构的另一示例图；

图3是示出其中按组执行预编码/旋转的概括MC-CDM结构的示例图；

图4是示出多级旋转的示例图；

图5是概括的MC-CDM结构的另一示例图；

图6是示出频域交织的MC-CDM的示例图；

图7是示出格雷编码的示例的示例图；

图8是示出用于规则的QPSK/QPSK分级调制或16QAM调制的映射的示例图；

图9是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的示例图；

图10是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的另一示例图；

图11是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的另一示例图；

图12是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的另一示例图；

图13是示出QPSK/QPSK的比特到符号映射的示例图；

图14是示出基层0x0的增强层比特到符号的示例图；

图15是示出基层0x1的增强层比特到符号的示例图；

图16是用于示出相对于QPSK/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图；

图17是示出相对于16QAM/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图；

图18是示出利用QPSK/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图；

图19是示出相对于16QAM/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图；

图20是示出具有QPSK基层和QPSK增强层的分层调制的信号群的示例图；

图21是示出相对于16QAM/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图；

图22是示出用于旋转的QPSK/QPSK分级调制的格雷映射的示例图；

图23是示出增强的QPSK/QPSK分级调制的示例图；

图24是示出新的QPSK/QPSK分级调制的示例图；

图25是示出新的QPSK/QPSK分级调制的另一示例图；和

图26是示出新的比特到符号块的示例图。

具体实施方式

现在将详细地参考本发明的优选实施例，在附图中示出了其示例。只要可能，在整个附图中，使用相同的附图标记来指代相同或相似的部分。

正交频分多路复用(OFDM)是数字多载波调制方案，其使用大量紧密间隔的正交子载波。每个子载波通常以低符号率利用调制方案(例如，正交相移键控(QPSK))来调制，同时以相同的带宽来保持与常规的单个载波调制方案类似的数据率。

OFDM最初不具有频率分集效应，但是它可以甚至在分布式模式中通过使用前向纠错(FEC)来获得频率分集效应。即，当信道编码率为高时，频率分集效应变低。

鉴于此，可以使用具有高级接收机的多载波码分多路复用(MC-CDM)或多载波码分多址接入(MC-CDMA)来补偿由于高信道编码率所导致的低频率分集效应。

MC-CDM或MC-CDMA是在基于OFDM的系统中所使用的多址接入方案，允许系统同时支持多个用户。换句话说，可以以比数据率、信噪比宽得多的带宽来扩展数据，并且可以使干扰比最小化。

例如，相对于信号处理，可以将每个OFDM音调(或信号或子载波)的信道响应建模为相同的独立的复杂高斯变量。通过这样做并且使用MC-CDM，可以实现分集增益和处理增益。这里，由OFDM或MC-CDM所使用的循环前缀或补零，诸如符号间干扰(ISI)或多址接入干扰(MAI)之类的干扰在某种程度上暂时地忽略。

图1是概括的MC-CDM结构的示例图。参照图1， $\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1& \\ & {\tilde{h}}_2\end{array}\right]$ 表示衰落信道的频率响应，其中是用于每个子载波的频域信道响应的复杂高斯变量。此外，在不失去通用性的情况下， $U_2=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& \mathrm{\β}\\ -\mathrm{\β}*& \mathrm{\α}*\end{array}\right]$ 表示具有功率受限的单一符号预编码矩阵|α|²+|β|²＝1。其可以被视为经典MC-CDM的概括。

图1的过程包括信道编码，随后是扩展和及多路复用(可以用U来表示)。此后，通过使用OFDM调制方案来调制多路复用的数据。

在接收端，使用OFDM解调方案来解调OFDM调制的符号。它们然后被解扩展及检测，随后是信道解码。

此外对于概括的MC-CDM结构来说，诸如旋转的MC-CDM、OFDM、旋转OFDM(R-OFDM)或Walsh-Hadamard MC-CDM之类的其它结构也是可以的。

相对于旋转的MC-CDM来说，如果α＝cos(θ₁)并且β＝sin(θ₁)，那么如下式1中所述，可以获得实值旋转矩阵。

[式1]

$R_2\left({\mathrm{\θ}}_1\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ -\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\end{array}\right]$

$R_2^{-1}\left({\mathrm{\θ}}_1\right)=R_2^H\left({\mathrm{\θ}}_1\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& -\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ \sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\end{array}\right]$

此外，对于OFDM，如果αβ＝0或者αβ^*＝0，那么U₂变为I₂。换句话说，U₂变为未编码的OFDM或未编码的OFDMA。另外，对于Walsh-Hadamard MC-CDM来说，如果 $\mathrm{\α=cos}\left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}$ 和 $\mathrm{\β}=\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)=\frac{\sqrt{2}}{2},$ 那么U₂＝R₂|变为经典的Walsh-Hadamard矩阵。

图2是概括的MC-CDM结构的另一示例图。在图2中，输入多个数据，随后对其进行预编码和/或旋转。这里，预编码或旋转还可以表示输入数据的幅度和/或相位的调整。

对于预编码/旋转来说，可以独立地或共同地预编码/旋转不同的音调或子载波。这里，可以通过使用单个旋转矩阵来执行对输入数据或数据流的共同预编码/旋转。作为选择，可以将不同的输入数据或数据流分到多个组中，其中可以独立地或共同地预编码/旋转数据流的每个组。

图3是示出其中按组执行预编码/旋转的概括MC-CDM结构的示例图。参照图3，将多个数据或数据流分组到数据流1、2、...、K组中，然后对其按组进行预编码/旋转。这里，如果必要的话，预编码/旋转可以包括幅度和/或相位调整。此后，映射预编码/旋转的符号。

此外，对不同组的不同旋转/预编码可能导致OFDM、MC-CDM或R-OFDM的混合。另外，每个组的旋转/预编码可以是基于QoS要求、接收机参数(profile)和/或信道状态的。

作为选择，代替使用大预编码/旋转矩阵，可以将小型的预编码/旋转矩阵从属地或独立地应用到输入数据流的不同组。

在操作中，可以以多级方式执行实际的预编码/旋转操作。图4是示出多级旋转的示例图。参照图4，输入多个数据或数据流，随后对其进行预编码/旋转。这里，可以将这些处理符号分组到至少两个组中。每个组由至少一个符号表示。

对于符号旋转来说，可以使用扩展矩阵来扩展每个组的符号。这里，应用到组的扩展矩阵可以是不同的并且可以被配置。在通过扩展矩阵处理符号之后，随后，可以将输出重新分组到至少两个组中。这里，重新分组的输出包括来自至少两个组中每个组的至少一个所选输出。

此后，可以再次使用扩展矩阵来扩展这些重新分组的输出。同样，应用到组的扩展矩阵可以是不同的并且可以被配置。在通过另一扩展矩阵处理输出之后，将它们输入到快速傅里叶逆变换(IFFT)。

由概括的MC-CDM或多载波码分多址接入(MC-CDMA)也可以被诸如多级旋转之类的旋转方案采用。图5是示出MC-CDM的通用块的示例图。

图5是概括的MC-CDM结构的另一示例图。更具体地，相对于图5所描述的过程除图5是基于使用旋转(例如，多级旋转)的概括的MC-CDM或MC-CDMA之外均类似于图1的那些过程。这里，在信道编码之后，旋转和/或多路复用编码后的数据，随后使用离散傅里叶逆变换(IDFT)或IFFT进行调制。

在接收端，使用离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)来解调所调制的符号。然后对其进行解扩展及检测，随后进行信道解码。

另外，在概括的MC-CDM中可以使用交织。在1x演化数据优化(1xEV-DO)的BCMCS和增强的BCMCS(EBCMCS)中，多路延迟扩展约为T_d＝3.7μs并且相干带宽约为 $B_c=\frac{1}{T_d}=270\mathrm{kHz}.$ 因此，最大频率分集数量级是 $d=\frac{B}{B_c}=\frac{1.25}{0.27}\≈5.$ 这意味着这里为了捕获最大频率分集，MC-CDM扩展增益L≥5可能是足够的。

根据上述分析，可以使用频域交织的MC-CDM。图6是示出频域交织的MC-CDM的示例图。参照图6，由不同填充所指示的每个时隙可以是一个音调(或子载波)或多个连续的音调(或子载波)。

可以不同地旋转音调或子载波或符号。换句话说，可以使乘积距离最大化，所述乘积距离可以被定义为欧几里得距离的乘积。用于优化调制分集的最小乘积距离可以由下式详细地示出。也可以将最小乘积距离认为是欧几里得距离最小化。

[式3]

$D_p=\min \underset{i\≠j,s_i\∈A}{\mathrm{\Π}}|s_i-s_j|$

参照式3，s_i∈A表示所发送的符号。此外，可以通过求解下式来进行使最小积距离最大化的优化。

[式4]

$U_2\left(e^{\mathrm{j\φ}}\right)=\underset{u}{\arg \max }{D}_p=\underset{u}{\arg \max }\min \underset{i\≠j,s_i\∈A}{\mathrm{\Π}}|{\mathrm{Us}}_i-{\mathrm{Us}}_j|$

参照式4， $U_2\left(e^{\mathrm{j\φ}}\right)=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& {\mathrm{\αe}}^{\mathrm{j\φ}}\\ -\mathrm{\α}*e^{-\mathrm{j\φ}}& \mathrm{\α}*\end{array}\right]$

例如，对于传统的正交相移键控(QPSK)来说，可以通过计算 $d\left(e^{\mathrm{j\φ}}\right)=\frac{1}{2}|{\mathrm{\Δ}}_1^2-{\left(e^{\mathrm{j\φ}}{\mathrm{\Δ}}_2\right)}^2|$ 来判定U₂(e^jφ)，其中Δ_1，2∈{±1，±j，±1±j}。

如所论述，可以不同地旋转每个音调或符号。例如，可以将第一符号应用QPSK，将第二符号应用二进制相移键控(BPSK)，并且可以将第n个符号应用16正交幅度调制(16QAM)。为了不同地处理，每个音调或符号具有不同的调制角度。

在旋转OFDM/MC-CDM(R-OFDM/MC-CDM)中， $\hat{H}=\tilde{H}{U}_2=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1& \\ & {\tilde{h}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& \mathrm{\β}\\ -\mathrm{\β}*& \mathrm{\α}*\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1\mathrm{\α}& {\tilde{h}}_1\mathrm{\β}\\ -{\tilde{h}}_2\mathrm{\β}*& {\tilde{h}}_2\mathrm{\α}*\end{array}\right].$ 对于旋转的MC-CDM来说，组合的频域信道响应矩阵可以如式5所示。

[式5]

$\hat{H}\left({\mathrm{\θ}}_1\right)=\tilde{H}{R}_2\left({\mathrm{\θ}}_1\right)=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1& \\ & {\tilde{h}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ -\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& {\tilde{h}}_1\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ -{\tilde{h}}_2\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)& {\tilde{h}}_2\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\end{array}\right]$

可以在式6的相关矩阵中示出变换的效果。

[式6]

$C={\hat{H}}^{-H}H$

$=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1^{*}\mathrm{\α}*& -{\tilde{h}}_2^{*}\mathrm{\β}\\ {\tilde{h}}_1^{*}\mathrm{\β}*& {\tilde{h}}_2^{*}\mathrm{\α}*\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\widetilde{h_1}\mathrm{\α}& \widetilde{h_1}\mathrm{\β}\\ -\widetilde{h_2}\mathrm{\β}*& \widetilde{h_2}\mathrm{\α}*\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2& ({\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α}*\mathrm{\β}\\ (-{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α\β}*& {\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2\end{array}\right]$

$=D+1$

$=\left[\begin{array}{cc}{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2& 0\\ 0& {\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}0& ({\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α}*\mathrm{\β}\\ (-{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α\β}*& 0\end{array}\right]$

参照式3，分集可以由 $D=\left[\begin{array}{cc}{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2& 0\\ 0& {\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2\end{array}\right]$ 表示，并且干扰矩阵可以由 $I=\left[\begin{array}{cc}0& ({\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α}*\mathrm{\β}\\ (-{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α\β}*& 0\end{array}\right]$ 来表示。这里，干扰矩阵可以是ISI或多址干扰(MAI)。

可以如式7所示来表示概括的MC-CDM的总分集。

[式7]

$D=\mathrm{Tr}\left\{D\right\}=\mathrm{Tr}\left\{\left[\begin{array}{cc}{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2& 0\\ 0& {\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2\end{array}\right]\right\}={\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2$

参照式4，概括的MC-CDM的总分集独立于预编码矩阵U。然而，对于每个符号或用户来说，分集增益可以彼此不同。

此外，可以如式8所示来表示概括的MC-CDM的干扰。

[式8]

$I={\mathrm{Tr}}_2\left\{I\right\}={\mathrm{Tr}}_2\left\{\left[\begin{array}{cc}0& ({\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2\mathrm{\α}*\mathrm{\β})\\ (-{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2)\mathrm{\α\β}*& 0\end{array}\right]\right\}=2|{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2||\mathrm{\α\β}*|\≤|{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2|$

这里，如果 ${\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2\≠{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2$ 且|αβ^*|≠0，那么存在某些自干扰或多用户干扰。换句话说，由于OFDM式的正交调制中频率选择性的缘故，所以如果应用某些预编码或扩展，那么可能存在干扰。此外，可以示出当旋转角度为 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{4}$ 时可以使此干扰最大化。

尤其在设计MC-CDM收发器中，可以如下定义符号间或多址接入的信干比(SIR)。

[式9]

${\mathrm{SIR}}_1=\frac{{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2{\left|\mathrm{\β}\right|}^2}{|{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2||\mathrm{\α\β}*|}=\frac{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+\mathrm{\γ}{\left|\mathrm{\β}\right|}^2}{|1-\mathrm{\γ}||\mathrm{\α\β}*|}$

参照式9， $\mathrm{\γ}=\frac{{{\tilde{\text{h}}}_2}^2}{{{\tilde{h}}_1}^2}$ 表示信道衰减差。可以根据信道衰减和旋转来定义SIR。

还可以根据接收机简档来执行旋转。这可以通过上层信令来进行。更具体地，可以配置至少两个参数，即扩展增益和旋转角度。

在操作中，接收机可以发送包含其最优旋转角度和/或旋转索引(index)的反馈信息。可以将旋转角度和/或旋转指数由发射机根据表(或索引)映射到适当的旋转角度。此表或索引为发射机和接收机所知。这可以在对发射机和/或接收机来说是最佳时间的任何时间进行。

例如，如果向网络注册接收机(或访问终端)，那么所述接收机通常向该网络发送其简档。此简档尤其包括旋转角度和/或指数。

在发射机决定向接收机发送信号之前，它可以向所述接收机请求最好的旋转角度。作为响应，接收机可以向发射机发送所述最好的旋转角度。此后，发射机可以根据反馈信息及其自己的判断来发送信号。

在发送信号期间，发射机可以定期地从接收机请求发送其更新的旋转角度。作为选择，在发射机完成发送之后，所述发射机可以从接收机请求旋转角度的更新。

在任何时间，接收机可以向发射机发送更新(或更新的旋转角度)。可以通过接入信道、业务信道、控制信道或其它可能的信道来执行更新(或反馈信息)的传输。

对于信道编码来说，编码可有助于使解调错误最小化，并由此可以除实现用于较高频谱效率的信号设计之外而实现吞吐量。实际上，将大部分实现容量的代码设计为用于平衡实现复杂度和可获得的性能。

格雷码是信道编码的一个示例，其也被认为是反射二进制代码。格雷码或反射二进制代码是其中两个连续的值只有一个数字不同的二进制数体系。图7是示出格雷编码的示例的示例图。

用于比特到符号映射的格雷码，也被称作格雷映射，可以利用其它信道编码方案来实现。通常认为，格雷映射是最小化误码率(BER)的最优映射规则。在图8中示出了用于规则的QPSK/QPSK分级调制(或16QAM调制)的格雷映射，其中具有最小欧几里得距离的码字也具有最小的汉明距离。

在以下附图中，描述了格雷映射规则。更具体地，每个增强层比特到符号和基层比特到符号满足格雷映射要求，其中最近的两个符号只具有一个或最少比特的差异。此外，整个比特到符号映射规则满足格雷映射规则。

图8是示出规则的QPSK/QPSK分级调制或16QAM调制的映射的示例图。参照图8，可以任意地组合增强层比特和基层比特，使得例如每当检测到基层比特时，可以决定增强层比特到符号的映射表/规则。另外，基层和增强层都是QPSK。此外，每个点(或符号)都由b₀b₁b₂b₃来表示和/或映射。

更具体地，示意图中央的环和连接两个(2)点(或符号)(例如，点0011和点0001或点0110和点1110)的线表示在邻近点之间只有一个比特差的连接。这里，所连接的点来自不同的层。换句话说，每个连接的点(或符号)是不同的基层比特和增强层比特。

此外，每个点可以由四个(4)比特(例如，b₀b₁b₂b₃)来表示，其中第一比特(b₀)和第三比特(b₂)表示基层比特，并且第二比特(b₁)和第四比特(b₃)表示增强比特。即，来自基层的两个(2)比特和来自增强层的两个(2)比特交织在一起以用于表示每个产生的点。通过用交织所述比特代替简单连结来自两个层的比特，可以潜在地获得附加的分集增益。

图9是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的示例图。此图指的是比特到符号映射。此映射可以由发射机和接收机来使用。

如果发射机希望发送比特b₀b₁b₂b₃b₄b₅，那么所述发射机需要寻找要发送的映射符号。从而，如果接收机希望解调所接收的符号，那么所述接收机可以使用此图来寻找/定位所解调的比特。

此外，图9表示16QAM/QPSK分级调制。换句话说，通过16QAM调制来基层，并且通过QPSK来调制增强层。此外，16QAM/QPSK可以被认为是特定的分级调制。换句话说，基层信号和增强信号具有不同的初始相位。例如，基层信号相位为0，而增强层信号相位为theta(θ)。

图9中的每个符号由比特序列s₅s₄s₃s₂s₁s₀表示，其中比特s₃和s₀是来自增强层的比特，而其它比特(例如，s₅、s₄、s₂和s₁)属于基层。

图10是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的另一示例图。图10和先前图9之间的不同之处在于图10中的每个符号由比特序列s₅s₄s₃s₂s₁s₀表示，其中比特s₅和s₂是来自增强层的比特，而其它比特(例如，s₄、s₃、s₁和s₀)来自基层。

图11是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的另一示例图。图11和先前图9和/或10之间的不同之处在于图11中的每个符号由比特序列s₅s₄s₃s₂s₁s₀表示，其中比特s₅和s₄是来自增强层的比特，而其它比特(例如，s₃、s₂、s₁和s₀)来自基层。

图12是示出16QAM/QPSK的比特到符号映射的另一示例图。在图12和先前图9、10和/或11之间的不同之处在于比特s₅和s₂是来自增强层的比特，而其它比特(例如，s₄、s₃、s₁和s₀)来自基层。如前所述，图12中的每个符号由比特序列s₅s₄s₃s₂s₁s₀表示。

此外对于如上所述的比特序列组合来说，以下分级层和增强层组合可能包括(1)s₅s₄s₃s₂s₁s₀＝b₃b₂b₁e₁b₀e₀，(2)s₅s₄s₃s₂s₁s₀＝b₃e₁b₂b₁b₀e₀，(3)s₅s₄s₃s₂s₁s₀＝b₃b₂b₁b₀e₀e₁，(4)s₅s₄s₃s₂s₁s₀＝e₀e₁b₃b₂b₁b₀，(5)s₅s₄s₃s₂s₁s₀＝e₀b₃b₂e₁b₁b₀，(6)s₅s₄s₃s₂s₁s₀＝b₃b₂e₀b₁b₀e₁，(7)s₃s₂s₁s₀＝e₁b₁e₀b₀，(8)s₃s₂s₁s₀＝e₀b₁e₁b₀，(9)s₃s₂s₁s₀＝e₁e₀b₁b₀，(10)s₃s₂s₁s₀＝e₀e₁b₁b₀以及(11)s₃s₂s₁s₀＝b₁b₀e₀e₁。

除上述组合之外，还存在许多其它可能的组合。然而，它们均遵循相同的规则，所述规则为格雷规则或格雷映射规则。如所论述，每个增强层比特到符号映射和基层比特到符号映射满足格雷映射规则要求，所述要求为最近的两个符号只具有一比特或更少的差异。此外，整个比特到符号映射规则也满足格雷映射规则。

此外，可以任意地组合增强层比特和基层比特，使得每当检测到基层比特时，可以决定增强层比特到符号的映射表/规则。另外，例如对于s₃s₂s₁s₀＝e₁e₀b₁b₀的QPSK/QPSK的来说，增强层s₃s₂11＝e₁e₀11的格雷映射规则可以与s₃s₂10＝e₁e₀10不完全相同。此外，例如s₃s₂11＝e₁e₀11可以是s₃s₂10＝e₁e₀10的旋转版本，s₃s₂11＝1111的位置是s₃s₂11＝1010或s₃s₂11＝0110的位置。

图13是示出QPSK/QPSK的比特到符号映射的示例图。参照图13，可以由发射机和接收机使用比特到符号映射。如果发射机希望发送比特b₀b₁b₂b₃，那么所述发射机需要寻找要发送的映射符号。从而，如果接收机希望解调所接收的符号，那么所述接收机可以使用此图来寻找/定位所解调的比特。

此外，图13表示QPSK/QPSK分级调制。换句话说，基层按照QPSK调制，并且增强层也按照QPSK调制。此外，可以将QPSK/QPSK认为是特殊的分级调制。即，基层信号和增强信号具有不同的初始相位。例如，基层信号相位为0，而增强层信号相位为theta(θ)。

图13中的每个符号由比特序列s₃s₂s₁s₀表示，其中比特s₃和s₀是来自增强层的比特，而其它比特(例如，s₂和s₀)属于基层。

此外在QPSK/QPSK示例中，增强层比特到符号映射规则可以不同于基层符号到符号。图14是示出基层0x0的增强层比特到符号的示例图。换句话说，图14图示了如何映射基层比特的示例。

例如，在右上象限中所表明的符号表示基层符号‘00’。这意味着只要基层比特为‘00’，那么不管增强层是什么，相应层调制后的符号为此象限的四个(4)符号之一。

图15是示出基层0x1的增强层比特到符号的示例图。类似地，此图示出了如何映射基层比特的另一示例。例如，在左上象限中的符号表示基层符号‘01’。这意味着只要基层比特为‘01’，那么不管增强层比特是什么，相应层调制后的符号为所述左上象限的符号之一。

如上面相对于图1-3所论述，输入数据或数据流可以例如使用格雷映射规则进行信道编码，跟随其后的是包括调制的其它过程。这里所论述的调制指的是分层(或叠加)调制。分层调制是这样一种调制，其中每个调制符号具有对应于基层和增强层的比特。在以下论述中，将在广播和多播服务(BCMCS)范围内描述所述分层调制。

通常，分层调制可以是任何两个调制方案的叠加。在BCMCS中，在基础QPSK或16QAM层上叠加QPSK增强层以便获得合成的信号群。能量比率r是基层和增强层之间的功率比。此外，在逆时针方向上将增强层旋转角度θ。

图16是示出相对于QPSK/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图。参照QPSK/QPSK分级调制，这意味着QPSK基层和QPSK增强层，每个调制符号包含四个(4)比特，即s₃、s₂、s₁、s₀。这里，存在两个(2)最高有效位(MSB)，为s₃和s₂，以及两个(2)最低有效位(LSB)，为s₁和s₀。两个(2)MSB来自基层并且两个LSB来自增强层。

给定在基层和增强层之间的能量比率r，可以定义 $\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{r}{2(1+r)}}$ 和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}$ 使得2(α²+β²)＝1。这里，α表示基层的幅度，并且β表示增强层的幅度。此外，2(α²+β²)＝1为约束条件，其也被称为功率限制并且更准确地是被称为标准化。

表1图示了具有QPSK基层和QPSK增强层的分层调制表。

[表1]

参照表1，每个列为每四个(4)比特s₃、s₂、s₁、s₀定义了符号位置。这里，在二维信号空间(m_I，m_Q)中给出了每个符号的位置。这意味着每个符号可以由来表示。简而言之，在中指定用于每个[s₃，s₂，s₁，s₀]的复杂调制符号S＝(m_I，m_Q)。

这里，cos(2πf₀t+φ₀)和sin(2πf₀t+φ₀)表示具有初始相位φ₀和载波频率f₀的载波信号。此外，φ(t)表示脉冲整形，发送符号的形状。

在S(t)的上述定义中，除m_I和m_Q值之外，其它参数通常可以在发射机和接收机之间共享或者由所述接收机自身检测。为了正确地解调S(t)，必须定义和共享m_I和m_Q可能的值信息。

在表1中给出了m_I(k)和m_Q(k)的可能值，其用于表示第k个符号的m_I和m_Q值。它示出了为了表示每个组输入比特s₃、s₂、s₁、s₀，应当按照在表中所示出的相应参数来调制符号。

关于复杂调制符号的论述可以以类似的或相同的方式把应用到各个分层调制的以下论述。即，复杂调制符号的以上论述可以应用到表应用。

图17是示出相对于16QAM/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图。参照16QAM/QPSK分级调制，这意味着16QAM基层和QPSK增强层，每个调制符号包含六个(6)比特——s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀。四个(4)MSB，s₅、s₄、s₃和s₂来自基层，并且两个(2)LSB，s₁和s₀来自增强层。

给定在基层和增强层之间的能量比r，可以定义 $\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{r}{2(1+r)}}$ 和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}$ 使得2(α²+β²)＝1。这里，α表示基层的幅度，并且β表示增强层的幅度。此外，2(α²+β²)＝1是一约束条件，其也被称为功率限制并且更准确地是被称为标准化。

表2示出了具有16QAM基层和QPSK增强层的分层调制表。

[表2]

参照表2，每个列为每六个(6)比特s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀定义了符号位置。这里，在二维信号空间(m_I，m_Q)中给出了每个符号的位置。这意味着每个符号可以由来表示。简而言之，在中指定用于每个[s₅，s₄，s₃，s₂，s₁，s₀]的复杂调制符号S＝(m_I，m_Q)。

这里，w₀表示载波频率，π₀表示载波的初始相位，并且φ(t)表示符号整形或脉冲整形波。这里，cos(2πf₀t+φ₀)和sin(2πf₀t+φ₀)表示具有初始相位φ₀和载波频率f₀的载波信号。此外，φ(t)表示脉冲整形，发送符号的形状。

在S(t)的上述定义中，除m_I和m_Q值之外，其它参数通常可以在发射机和接收机之间共享或者由所述接收机自身检测。为了正确地解调S(t)，必须定义并共享m_I和m_Q可能的值信息。

在表1中给出了m_I(k)和m_Q(k)的可能值，其用于表示第k个符号的m_I和m_Q值。它示出了为了表示每个组输入比特s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀，应当按照在表中所示出的相应参数来调制符号。

此外，下面论述用于分级调制的BCMCS的另一应用示例。通常，分层调制可以是任何两种调制方案的叠加。在BCMCS中，在基础QPSK或16QAM层上叠加QPSK增强层以获得合成信号群。能量比r是在基层和增强层之间的功率比。此外，在逆时针方向上将增强层旋转角度θ。

图18是示出利用QPSK/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图。参照QPSK/QPSK分级调制，这意味着QPSK基层和QPSK增强层，每个调制符号包含四个(4)比特，即s₃、s₂、s₁、s₀。这里，存在两个(2)MSB s₃和s₂，以及两个(2)LSB s₁和s₀。两个(2)MSB来自基层并且两个LSB来自增强层。

给定在基层和增强层之间的能量比r，可以定义 $\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{r}{2(1+r)}}$ 和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}$ 使得2(α²+β²)＝1。这里，α表示基层的幅度，并且β表示增强层的幅度。此外，2(α²+β²)＝1是约束条件，其也被称为功率限制并且更准确地是被称为标准化。

表3示出了具有QPSK基层和QPSK增强层的分层调制表。

[表3]

参照表3，每个列为每四个(4)比特s₃、s₂、s₁、s₀定义了符号位置。这里，在二维信号空间(m_I，m_Q)中给出了每个符号的位置。这意味着每个符号可以由表示。简而言之，在中指定用于每个[s₃，s₂，s₁，s₀]的复杂调制符号S＝(m_I，m_Q)。

这里，cos(2πf₀t+φ₀)和sin(2πf₀t+φ₀)表示具有初始相位φ₀和载波频率f₀的载波信号。此外，φ(t)表示脉冲整形，发送符号的形状。

在S(t)的上述定义中，除m_I和m_Q值之外，其它参数通常可以在发射机和接收机之间共享或者由所述接收机自身检测。为了正确地解调S(t)，必须定义并共享m_I和m_Q可能的值信息。

在表1中给出了m_I(k)和m_Q(k)的可能值，其用于表示第k个符号的m_I和m_Q值。它示出了为了表示每个组输入比特s₃、s₂、s₁、s₀，应当按照在表中所示出的相应参数来调制符号。

图19是示出相对于16QAM/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图。参照另一16QAM/QPSK分级调制，这意味着16QAM基层和QPSK增强层，每个调制符号包含六个(6)比特—s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀。四个(4)MSB，s₅、s₄、s₃和s₂来自基层，并且两个(2)LSBs₁和s₀来自增强层。

给定在基层和增强层之间的能量比r，可以定义 $\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{r}{2(1+r)}}$ 和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}$ 使得2(α²+β²)＝1。这里，α表示基层的幅度，并且β表示增强层的幅度。此外，2(α²+β²)＝1是约束条件，其也被称为功率限制并且更准确地是被称为标准化。

表4示出了具有16QAM基层和QPSK增强层的分层调制表。

[表4]

参照表4，每个列为每六个(6)比特s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀定义了符号位置。这里，在二维信号空间(m_I，m_Q)中给出了每个符号的位置。这意味着每个符号可以由表示。简而言之，在中指定用于每个[s₅，s₄，s₃，s₂，s₁，s₀]的复杂调制符号S＝(m_I，m_Q)。

这里，w₀表示载波频率，π₀表示载波的初始相位，并且φ(t)表示符号整形或脉冲整形波。这里，cos(2πf₀t+φ₀)和sin(2πf₀t+φ₀)表示具有初始相位φ₀和载波频率f₀的载波信号。此外，φ(t)表示脉冲整形，发送符号的形状。

在S(t)的上述定义中，除m_I和m_Q值之外，其它参数通常可以在发射机和接收机之间共享或者由所述接收机自身检测。为了正确地解调S(t)，必须定义并共享m_I和m_Q可能的值信息。

在表1中给出了m_I(k)和m_Q(k)的可能值，其用于表示第k个符号的m_I和m_Q值。它示出了为了表示每个组输入比特s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀，应当按照在表中所示出的相应参数来调制符号。

对于在表1-4中定义m_I和m_Q，除内容之外，还示出了连同在发射机和接收机之间的那些表一起还需要共享旋转角度θ。表5可以用来解决关于发射机和接收机如何共享旋转角度信息的这个问题。

为此，可以使用表5，用于定义四个(4)比特和/或把它们映射到旋转角度。如果接收机事先已知此表，那么发射机只需要向接收机发送四个(4)比特以向所述接收机指示用于解调下一旋转的分层调制符号的初始旋转角度。此表是利用四个(4)比特和均匀量化来量化旋转角度θ的示例。对于不同的准确度来说，可以利用其它比特数和不同的量化规则来量化旋转角度θ。

更具体地，此表事先由发射机和接收机(例如，访问网络和访问终端)共享，通过空中下载技术下载到接收机(例如，访问终端)，或者只在启用分级调制时才由发射机(例如，访问网络)使用。用于分级调制的默认旋转字为0000，其对应于0.0。

此外，此表可以由接收机用于解调旋转的分层调制。与规则的或不旋转的分层调制相比较，初始旋转角度基本上为零(0)。初始旋转角度为零(0)的信息表明在发射机和接收机之间隐含地一致。然而，对于旋转的分层调制来说，此信息可能不会在发射机和/或接收机之间隐含共享。换句话说，用于向接收机发送或指示此初始旋转角度的机制是必要的。

[表5]

在BCMCS的分层或叠加调制的进一步应用中，分层调制可以是任何两种调制方案的叠加。在BCMCS中，在基础QPSK或16QAM层上叠加QPSK增强层以获得合成信号群。能量比r是在基层和增强层之间的功率比。此外，在逆时针方向上将增强层旋转角度θ。

图20是示出利用QPSK基层和QPSK增强层的分层调制的信号群的示例图。参照图20，每个调制符号包含四个(4)比特，即s₃、s₂、s₁、s₀。这里，存在两个(2)MSB，为s₃和s₁，以及两个(2)LSB，为s₂和s₀。两个(2)MSB来自基层并且两个LSB来自增强层。给定在基层和增强层之间的能量比r，可以定义 $\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{r}{2(1+r)}}$ 和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}$ 使得2(α²+β²)＝1。这里α表示基层的幅度，并且β表示增强层的幅度。此外，2(α²+β²)＝1是约束条件，其也被称为功率限制并且更准确地是被称为标准化。

表6示出了具有QPSK基层和QPSK增强层的分层调制表。

[表6]

参照表6，每个列为每四个(4)比特s₃、s₂、s₁、s₀定义了符号位置。这里，在二维信号空间(m_I，m_Q)中给出了每个符号的位置。这意味着每个符号可以由表示。简而言之，在中指定用于每个[s₃，s₂，s₁，s₀]的复杂调制符号S＝(m_I，m_Q)。

这里，cos(2πf₀t+φ₀)和sin(2πf₀t+φ₀)表示具有初始相位φ₀和载波频率f₀的载波信号。此外，φ(t)表示脉冲整形，发送符号的形状。

在S(t)的上述定义中，除m_I和m_Q值之外，其它参数通常可以在发射机和接收机之间共享或者由所述接收机自身检测。为了正确地解调S(t)，必须定义并共享m_I和m_Q可能的值信息。

在表1中给出了m_I(k)和m_Q(k)的可能值，其用于表示第k个符号的m_I和m_Q值。它示出了为了表示每个组输入比特s₃、s₂、s₁、s₀，应当按照在表中所示出的相应参数来调制符号。

图21是示出相对于16QAM/QPSK分级调制的分层调制器的信号群的示例图。参照另一16QAM/QPSK分级调制，这意味着16QAM基层和QPSK增强层，每个调制符号包含六个(6)比特——s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀。四个(4)MSB，s₄、s₃、s₁和s₀来自基层，并且两个(2)LSB，s₅和s₂来自增强层。

给定在基层和增强层之间的能量比r，可以定义 $\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{r}{2(1+r)}}$ 和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}$ 使得2(α²+β²)＝1。这里，α表示基层的幅度，并且β表示增强层的幅度。此外，2(α²+β²)＝1是约束条件，其也被称为功率限制并且更准确地是被称为标准化。

表7示出了具有16QAM基层和QPSK增强层的分层调制表。

[表7]

参照表4，每个列为每六个(6)比特s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀定义了符号位置。这里，在二维信号空间(m_I，m_Q)中给出了每个符号的位置。这意味着每个符号可以由来表示。简而言之，在中指定用于每个[s₅，s₄，s₃，s₂，s₁，s₀]的复杂调制符号S＝(m_I，m_Q)。

这里，w₀表示载波频率，π₀表示载波的初始相位，并且φ(t)表示符号整形或脉冲整形波。这里，cos(2πf₀t+φ₀)和sin(2πf₀t+φ₀)表示具有初始相位φ₀和载波频率f₀的载波信号。此外，φ(t)表示脉冲整形，发送符号的形状。

在S(t)的上述定义中，除m_I和m_Q值之外，其它参数通常可以在发射机和接收机之间共享或者由所述接收机自身检测。为了正确地解调S(t)，必须定义并共享m_I和m_Q可能的值信息。

在表1中给出了m_I(k)和m_Q(k)的可能值，其用于表示第k个符号的m_I和m_Q值。它示出了为了表示每个组输入比特s₅、s₄、s₃、s₂、s₁、s₀，应当按照在表中所示出的相应参数来调制符号。

然而，当旋转增强层信号群并且改变功率分配比时，欧几里得距离简档可能发生改变。这意味着例如图21中的原始格雷映射可能始终不是最优的。在这种情况下，可能必须基于每个欧几里得距离文件实例来执行比特到符号的重新映射。图22是示出旋转的QPSK/QPSK分级调制的格雷映射的示例图。

信号群的BER性能可能主要由具有最小欧几里得距离的符号对来支配，特别是当SNR为高时。因此专注于找到最优的比特到符号映射规则，其中最接近的两个信号的代码具有最小差异。

通常，普遍认为二维中与信道编码一起工作的格雷映射最优的用于最小化同样可能的信号的BER。在图21中示出了用于规则分级信号群的格雷映射，其中最接近两个信号的代码只有一个比特不同。然而，这种欧几里得距离简档在分级调制中可能不是固定的。在图23中示出了具有不同旋转角度的16QAM/QPSK分级调制的最小欧几里得距离的示例。

图23是示出增强的QPSK/QPSK分级调制的示例图。参照图23，利用QPSK来调制基层并且利用旋转的QPSK来调制增强层。如果应用分级调制，那么如此图所示可以获得新的QPSK/QPSK分级调制。

此外，当在两层分级调制中功率分配比增加时，层间欧几里得距离可能变为最短。如果旋转增强层那么可能出现这种情况。当在分级调制中改变欧几里得距离简档时为了使BER最小化，可以重新进行或者再次执行比特到符号的映射，如图24和25所示。

图24是示出新的QPSK/QPSK分级调制的示例图。此外，图25是示出新的QPSK/QPSK分级调制的另一示例图。

考虑到以上论述，可以引入新一代的比特到符号产生结构。依照常规的结构，符号映射模式选择是不可用的。图26是示出新的比特到符号块的示例图。这里，当执行比特到符号的映射时，可以选择符号映射模式。更具体地，可以增加新的符号映射模式选择块以基于分级调制的信号群和所使用的信道编码来控制和/或选择比特到符号的映射规则。

对那些本领域技术人员显然在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明进行各种修改和变化。从而，旨在本发明覆盖落入所覆权利要求及其等效物的范围内的本发明的修改和变化。

Claims (5)

1.一种在无线通信系统中由发射机发送一个以上信号的方法，所述方法包括：

向接收机请求最优旋转角度，并且从所述接收机接收所述最优旋转角度；

向第一信号群和第二信号群分配多个符号，其中所述第一信号群指的是基层信号并且所述第二信号群指的是增强层信号，其中所述第二信号群的多个符号按照基于从所述接收机接收的所述最优旋转角度而确定的旋转角度被旋转；

对所述第一信号群和第二信号群的多个符号进行分层调制，其中经过正交相移键控(QPSK)调制的增强层信号叠加在经过16正交幅度调制(16QAM)或正交相移键控(QPSK)调制的基层信号上；以及

发送具有有关所述转转角度的信息的所述调制的符号到接收机，

其中在完成所述调制符号的传输之后，所述发射机请求所述最优旋转角度的更新，

其中所述方法进一步包括：

发送将应用于下一个所述第二信号群的符号的初始旋转角度到所述接收机；以及

其中，所述基层和所述增强层之间具有能量比率r，以及

所述基层具有幅度α，以及所述增强层具有幅度β，和 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1}{2(1+r)}}.$

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述基层信号和所述增强层信号具有相同的初始调制和发送相位。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述基层信号和所述增强层信号具有不同的初始调制和发送相位。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述基层信号和所述增强层信号具有相同的比特到符号映射规则。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述基层信号和所述增强层信号具有不同的比特到符号映射规则。