CN1929470B - 无线通信设备和无线通信方法 - Google Patents

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Abstract

一种无线通信设备、无线通信方法及其计算机程序。提供一种对所接收到的QAM映射信号进行解调的技术。该技术使用作为众所周知的复数计算方案的坐标旋转数字计算机即CORDIC。从而，从导频符号中获得预测脉冲响应的转动角度，并且同时进行数据符号的使用反正切的转动补偿。仅在信号空间中的I轴和Q轴中的一个轴上设置基准符号，以便可以仅参照I轴和Q轴中的一个轴的值来检测与所接收到的符号最近的基准符号，并且不获取复数距离，因此使得可以简化运算处理。

Description

无线通信设备和无线通信方法
技术领域
本发明涉及一种使用非常宽的频带进行超宽带(以下称之为“UWB”，ultra-wideband)信号的接收处理的无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。更具体地，本发明涉及一种通过减少的计算量对接收到的多级调制信号(multi-level modulatedsignal)分别进行解调的无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。 
更具体地，本发明涉及一种通过减少的计算量相对于信号空间(signal constellation)中的基准信号点进行可能性判断(likelihood determination)而对接收到的多级调制符号(symbol)进行解调的无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。更具体地，本发明涉及一种分别简化用于计算接收到的QAM映射符号相对于信号空间中的各基准符号的可能性的计算的无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。 
背景技术
图3示出相对于多带OFDM UWB(以下称之为“MB-OFDM”)通信系统所指定的示例频率映射(参见非专利出版物1(“MBOFDM PHY Specification Final Release 1.0”，WimediaAlliance，April 27，2005”))。在其中所示的例子中，将无线LAN所使用的5-GHz区域(zone)设置为空带(null band)，并将其它区域分成13个子带。这些子带被分成4组A～D，从而通过以组为单位管理频率来进行通信。 
图4示出通过在时间轴上相对OFDM符号的跳频(frequencyhopping)在MB-OFDM中进行的数据传输的状态。更具体地，在所示的例子中，使用带#1～#3的组A，并通过在以一个OFDM符号为单位改变中心频率的同时进行的跳频，执行使用由128个点组成的IFFT(inverse fast Fourier transform，快速傅立叶逆变换)/FFT(fast Fourier transform，快速傅立叶变换)的OFDM调制。 
图5是示出O FDM符号中的128个副载波(subcarrier)的图。在该图中，示出了一个OFDM符号中的128个副载波，这些副载波对应于图3中的一个子带和图4中的一个跳频符号。如图3中所示，在MB-OFDM中，128个副载波中的100个用作用于运载传输数据的数据副载波，12个用作用于运载众所周知的导频信号的导频副载波(pilot subcarrier)，6个用作载波孔(carrier hole)(即，没有能量的副载波)。分别位于两端的载波孔内侧的5个副载波用作不运载信息的假副载波(dummy subcarrier)，并通过从数据副载波的末端部分进行复制生成这5个副载波。 
下面的表1总结了在MB-OFDM中使用的值，例如传输速率、为各传输速率分配的调制方案、以及编码率等。 
表1 
  传输速率  [Mbps]   调制方案   编码率  [R] IFFT共轭对称输入   时间扩散因  子[TSF]   区间扩散  增益   NCBPS
  39.4   QPSK   17/69   是   2   4   100
  53.3   QPSK   1/3   是   2   4   100
  80   QPSK   11/2   是   2   4   100
  106.7   QPSK   1/3   否   2   2   200
  160   QPSK   1/2   否   2   2   200
  200   QPSK   5/8   否   2   2   200
  320   DCM   1/2   否   1   1   200
  400   DCM   5/8   否   1   1   200
  480   DCM   3/4   否   1   1   200
*NCBPS：每OFDM符号的编码位 
如表1中所示，在MB-OFDM中使用以下调制方案。对于从39.4Mbps到200Mbps范围内的传输速率使用QPSK(quadrature phase keying，四相相位键控)调制方案，对于从320Mbps到480Mbps范围内的传输速率使用通过组合频率分集(frequencydiversity)方案和16Q AM(16 quadrature amplifiedmodulation，16位的正交振幅调制)方案而构成的DCM(dual-carrier modulation，双载波调制)方案。在该表中，80Mbps和160Mbps是可选的传输速率。 
QPSK和16 QAM是关于多级调制方案中常见的调制方案，该多级调整方案将多位二值信号映射为信号空间中的特定点。例如，在QPSK中，2位二值信号被映射为各具有与二值信号的2位值的组合相对应的信号空间中的不同相位的4个信号点(传输符号)。在16 QAM中，4位二值信号被映射为分别通过使用与二值信号的4位值的组合相对应的信号空间中的相位和振幅的组合而创建的16个信号点。 
在DCM方案中，在使用16 QAM作为调制方案的情况下，在总共100个数据副载波中，数据被叠加到50个数据副载波上，并将相同数据冗余地叠加到剩余的50个数据副载波上。也就是说，将相同信息分给两个载波，并在其上进行传输。在这种情况下，在接收器侧可以合成接收和再现这两个数据流，因此使得可以获得频率分集的效果。在表1中，尽管示出了每一OFDM符号的编码位，但是对于高于或等于320Mbps的速率，在一个OFDM符号中排列有200个信息位。在16 QAM方案中，可以利用一个符号传输4位。如下面的表达式(1)～(3)所示，生成16QAM符号。 
d(k)＝Sym1(b[g(k)]，b[g(k)+1]，b[g(k)+50]，b[g(k)+51])     (1) 
d(k+50)＝Sym2(b[g(k)]，b[g(k)+1]，b[g(k)+50]，b[g(k)+51])  (2) 
g ( k ) = 2 k k ∈ [ 0,24 ] 2 k + 50 k ∈ [ 25,49 ] - - - ( 3 )
表达式(1)用于在通过DCM方案将相同信息分给两个载波并在其上进行传输的情况下，生成适用于前半50个副载波的基准符号。表达式(2)用于生成适用于后半50个副载波的基准符号。在这些表达式中，b[x](0≤x＜200)表示200个信息位，g(k)表示用于从200位中选择4位的标号。Sym1(a，b，c，d)和Sym2(a，b，c，d)是用于生成表示来自相同4位a～d的符号的复数的函数。前半50个副载波和后半50个副载波中的16-QAM映射分别具有如图6A和6B中所示的星座(constellation)特性。在通过DCM方案将相同信息分给两个载波并在其上进行传输的情况下，进行不同的16-QAM映射处理，使得相同四位的信息被映射为不同的传输符号(尽管16-QAM映射处理不同，但是传输的信息(或者，以下称之为“传输信息”)是相同的)。 
OFDM符号包含100个数据副载波(上述)。在DCM中，100个符号d(0)～d(99)被OFDM调制，然后对其进行传输。图7示出DCM副载波阵列。 
如上所述，在传输器进行将多位二值信号映射到信号空间从而进行其数据传输的情况下，接收器侧必须进行用于将所接收到的信号从信号点返回原始多位二值信号的解调。 
作为与QAM方案相对应的解调方案，例如，已知被称为“使用LLR的解调方案”(LLR：log-likelihood ratio，对数似然比)的方案(参见非专利出版物2(J.G.Proakis，“DigitalCommunications(Fourth Edition)，”McGraw-Hill，2001))。使用LLR的解调方案计算所接收到的符号与各基准符号之间的距离以获得最近的信号点，并根据该计算结果对其进行解映射。更具体地，在使用LLR的解调方案中，需要进行计算以在信号空间中搜索与所接收到的符号最近的信号点。例如，在将传输位b0、b1、b2和b3映射为信号空间中的16个点的16 QAM中，如下所示 表示用于对传输位b0解映射的表达式(表达式(4))。 
LLR 
= log ( P ( y 1 , y 2 | b 0 = 1 ) P ( y 1 , y 2 | b 0 = 0 ) ) - - - ( 4 )
= log ( P ( y 1 , y 2 | b 0 = 1 ) ) - log ( P ( y 1 , y 2 | b 0 = 0 ) )
在上面的表达式中： 
P ( y 1 , y 2 | b 0 = 1 ) = Σ b 0 = 1 1 2 πσ 2 exp ( - | y 1 - a 1 · s 1 | 2 + | y 2 - a 2 · s 2 | 2 2 σ 2 ) - - - ( 5 )
P ( y 1 , y 2 | b 0 = 0 ) = Σ b 0 = 0 1 2 πσ 2 exp ( - | y 1 - a 1 · s 1 | 2 + | y 2 - a 2 · s 2 | 2 2 σ 2 ) - - - ( 6 )
在这种情况下，y1和y2分别是所接收到的与以如下方式获得的传输符号x1和x2相对应的符号，该方式为：将相同的传输信息x分给两个载波，并使其经过两种不同的16-QAM映射处理；a1和a2是对各载波测量的传播信道的复数脉冲响应；s1和s2分别是用作基准的16-QAM信号点，σ2是噪声功率。可以通过类似的表达式表示其它传输位b1、b3的解映射，而在此省略其说明。 
表达式(5)是用于计算所接收到的符号(y1，y2)的传输位b0为1的可能性的表达式。更具体地，对b0＝1的各信号点(s1，s2)计算该可能性，获得所接收到的符号(y1，y2)与表示“b0＝1”的复数符号(a1·s1，a2·s2)之间在复平面上的距离，并将该距离相加。图8示出传输信号空间与传输位之间的关系。在表达式(5)中b0＝1的符号对应于映射为图8所示的两个信号空间y1和y2中用“b0＝1”表示的部分的基准信号点，并对应于16 QAM中的8个符号。 
类似地，表达式(6)是用于计算所接收到的符号(y1，y2)的传输位b0为0的可能性的表达式。更具体地，对b0＝0的各信号 点(s1，s2)计算该可能性，获得所接收到的符号(y1，y2)与表示“b0＝0”的复数符号(a1·s1，a2·s2)之间在复平面上的距离，并将这些距离相加。表达式(6)中各b0＝0的符号对应于映射为图8所示的两个信号空间y1和y2中用“b0＝0”表示的部分的基准信号点，且对应于16 QAM中的8个符号。 
在表达式(4)中所示的LLR计算的步骤中，选择“b0＝1”或“b0＝0”以使接收后的后验条件概率最大。更具体地，当根据表达式(5)和(6)为接收到的符号(y1，y2)分别计算b0＝1和b0＝0的概率时，在表达式(4)中执行对数变换和相减。从而，可以获得软判断值。 
同样对于其它位位置b1～b3的各位的位值，执行与上述类似的LLR计算，并进行软判断，从而使得可以将接收到的符号(y1，y2)解映射为最高概率的基准信号点。 
图9～13分别示出对接收到的16-QAM符号进行解调的状态。在这些图中所示的各状态中，根据预测的信道脉冲响应和相位转动量，对于与传输信号空间中的16-QAM基准符号相对应的16个格子点给予振幅和转动，从而获得16个基准符号。然后，绘出由附图标记r表示的所接收到的符号，检测最近的基准符号，并执行传输位的解映射。 
根据表达式(4)，根据所接收到的符号与16个最近的基准符号之间的距离的计算结果，使各传输位b0～b3的位值经过可能性判断，从而执行16-QAM解调。已知表达式(4)是用于完全解调所接收到的符号的表达式，并且可以根据使用LLR的解调方案获得最佳特性。 
图14是通过利用使用LLR的解调方案对所接收到的16-QAM映射符号执行解调的电路结构的示意图。同样如图14中可见，在使用LLR的解调方案中，缺点在于由于涉及例如exp()和加法电路 的计算，因而必须增大电路大小，其中产生了如何简化计算的技术问题。 
在结合IEEE15.3研究下的MB-ODFM通信方案中，在DCM中使用频率分集。在这种情况下，将相同信息x分给两个载波，对各信息流执行明显不同的16-QAM映射处理(参见图6A和6B)，并将这些信息流作为明显不同的传输符号(x1，x2)进行传输。同样地，尽管对于普通16QAM足以处理一个所接收到的符号，然而对于MB-OFDM需要两个所接收到的符号(y1，y2)以对单个位b0进行解调，如在表达式(5)和(6)中所示。因而，利用所采用的DCM方案，由于用于解调的计算量加倍，使得电路大小的问题变得更加严重。 
此外，在表达式(5)中，对于8个16-QAM基准符号分别执行“exp(-x)”指数计算，并对计算结果进行相加(参见图14)。当x的值大时，exp(-x)的计算结果非常小以致到了可以忽略不计的程度。同样地，在表达式(5)中，对b0＝1的符号执行(y1-a1·s1)2 的计算，仅使用最小的(y1-a1·s1)2的值，而将其它值设置为0，从而使得可以极大地减少使用LLR的调制方案中所需的计算量(参见专利出版物1(日本特开2002-330188号公报，第0015段))。下面的表达式(7)是在获得传输位b0＝1的概率的该类型的方案中所使用的表达式。在表达式(7)中，Min表示用于选择最小值的函数。同样地，可以用类似的表达式代替用于获得具有“b0＝0”的传输位的概率的表达式(6)。此外，可以对其它传输位b1～b3中的每一个使用类似的表达式，但是在此省略其说明。 
P(y1，y2|b0＝1)＝Min{|y1-s1·a1|2+|y2-s2·a2|2}         (7) 
然而，利用表达式(7)仍会产生如下问题：由于需要进行复数乘法运算和除法运算，因而必须增大电路大小。图15是用于通过使用表达式(7)对所接收到的16-QAM映射符号进行解调的电路结构的示意图。如在该图中可见，需要数量上与符号相对应的乘方装置(在16QAM的情况下为8个)。 
发明内容
希望提供一种能够通过减少的计算量进行可能性判断和将所接收到的多级调制符号解调为信号空间中的基准信号点的高质量无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。 
还希望提供一种能够简化用于计算所接收到的QAM映射符号相对于信号空间中的各基准符号的可能性的计算的高质量无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。 
本发明着眼于以上所述，并且本发明的一个实施例是一种无线通信装置，该无线通信装置通过传播信道接收已经过了多级调制处理的传输信号，并对该传输信号进行解调处理，该多级调制处理对应于位值的组合，将n位二值信号映射为通过使用相位和振幅的组合在信号空间中所创建的2n个信号点。在该多级调制处理中，进行基准符号的信号点排列，使得在I、Q信号空间中的I轴和Q轴中的一个轴上设置各个传输位的信息；并且该无线通信装置包括：相位转动补偿部件，其获取被包含在所接收到的符号中的该传播信道中的相位转动角度，并对所接收到的符号进行所获取的相位转动角度的转动补偿，该相位转动补偿部件通过使用坐标旋转数字计算机即CORDIC获得所接收到的复数脉冲响应的偏角作为该相位转动角度；基准信号生成部件，其生成设置各基准信号点的信息的信号空间中各I、Q轴的坐标值作为各基准信号水平；概率计算部件，其通过对仅在I轴和Q轴中的一个轴上的该转动补偿后所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离进行距离判断，对于各传输位，分别获得该传输位为0和1的概率；以及判断部件，其根据由该概率计算部件获得的概率值，对各传输位的位值进行可能性判断，其中，使用多载波调制方案作为主调制方案； 该相位转动补偿部件包括：第一符号转动部件，其将接收到的导频符号转动到第一象限；第一CORDIC计算部件，其通过CORDIC获得在第一象限内出现的导频符号的相位转动角度；第二符号转动部件，其将所接收到的数据符号转动与在该第一符号转动部件情况下的转动角度相同的转动角度；以及第二CORDIC计算部件，其通过使用由该第一CORDIC计算部件获得的该转动角度对该数据符号进行转动补偿；以及该基准信号生成部件通过使I、Q轴上的设置各基准信号点的信息的各坐标值与由该第二CORDIC计算部件从该导频符号中获得的复数脉冲响应的绝对值相乘，获得该概率计算部件所使用的各基准信号水平。 
在通信领域中，已知QAM方案等多级调制方案。在这些方案中，对应于位值的组合，将多级二值信号映射为分别通过使用相位和振幅的组合创建的多个信号点(即，基准符号)。 
例如，“使用LLR的解调方案”(LLR：log-likelihood ratio，对数似然比)被认为是用于将所接收到的16-QAM调制信号映射为在信号空间中各具有明显不同的相位和振幅的组合的16个信号点的解调方案。根据使用LLR的解调方案，可以获得理想的解调特性。然而，不过在计算步骤中，当选择各传输位的位值使得接收后的后验条件概率最大时，涉及例如exp()和相加电路的计算。同样地，产生计算量非常大以致到了必须增大电路大小的程度的缺点。利用所采用的DCM方案，该缺点变得更加严重。 
此外，以如下方式减少计算量：利用当x的值大时exp(-x)的计算结果非常小以致到了可以忽略不计的程度的事实，这样，当进行所接收到的符号相对于基准符号的可能性判断时，仅使用距离与所接收到的符号最近的基准符号的距离，并将其它值设置为0。然而，根据这种方式，仍然存在如下问题：由于需要进行复数乘法运算和除法运算，因而必须增大电路大小。 
同样地，根据本发明的一个实施例，利用在信号空间中的I轴和Q轴中的一个轴上设置传输QAM符号的各位的事实，在补偿传播信道转动后，根据I轴和Q轴中仅一个轴的值，判断所接收到的数据符号的各位的信息。在这种情况下，足以根据I轴和Q轴中仅一个轴的值进行该距离判断，因此使得可以极大地减少计算量。 
作为例子，在采用以OFDM为代表的多载波调制方案作为主解调(primary demodulation)的情况下，首先通过使用包含在OFDM符号中的导频符号，获得预测的脉冲响应a1的转动角度。然后，将所获得的转动角度用于数据符号，从而补偿与a1相对应的转动。对于符号的反向转动，可以使用用于计算反正切的电路。 
如果可以分别简化用于获得反正切(arctan)的电路和用于获得复数绝对值即获得预测的脉冲响应的绝对值的电路，则可以极大地减小电路大小。 
例如，使用采用被称为“CORDIC”的复数计算方案的方案来同时获得反正切和预测的脉冲响应的绝对值，从而使其可以实现解调电路的简化。在这种情况下，在通过使用CORDIC计算反正切的步骤中，还可以通过将对导频符号所进行的计算的结果应用于数据符号，来缩短处理延迟。 
本发明的第二实施例是一种以计算机可读的格式所写的计算机程序，以便在计算机系统中执行如下处理：通过传播信道接收已经过了多级调制处理的传输信号，并对该传输信号进行解调处理，该多级调制处理对应于位值的组合，将n位二值信号映射为通过使用相位和振幅的组合在信号空间中所创建的2n个信号点。在该多级调制处理中，进行基准符号的信号点排列，使得在I、Q信号空间中的I轴和Q轴中的一个轴上设置各个传输位的信息。该计算机程序包括：相位转动补偿步骤，用于获取被包含在所接收到的符号中的该传播信道中的相位转动角度，并对所接收到的符号进行所获取的相位转动角度的转动补偿，该相位转动补偿步骤通过使用坐标旋转数字计算机即CORDIC获得所接收到的复数脉冲响应的偏角作为该相位转动角度；基准信号生成步骤，用于生成设置各基准信号点的信息的信号空间中各I、Q轴的坐标值作为各基准信号水平；概率计算步骤，用于通过对仅在I轴和Q轴中的一个轴上的该转动补偿后所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离进行距离判断，对于各传输位，分别获得该传输位为0和1的概率；以及判断步骤，用于根据由该概率计算步骤所获得的概率值，对各传输位的位值进行可能性判断。 
通过定义以计算机可读的格式所写的计算机程序来创建根据本发明第二实施例的计算机程序，以在计算机系统上实现预定的处理。换言之，通过将根据本发明第二实施例的计算机程序安装 在计算机系统中，在该计算机系统中表现出协同操作，从而可以确保与根据本发明第一实施例的无线通信装置的效果类似的效果。 
本发明的另一实施例是一种无线通信方法，该无线通信方法通过传播信道接收已经过了多级调制处理的传输信号，并对该传输信号进行解调处理，该多级调制处理对应于位值的组合，将n位二值信号映射为通过使用相位和振幅的组合在信号空间中所创建的2n个信号点。在该多级调制处理中，进行基准符号的信号点排列，使得在I、Q信号空间中I轴和Q轴中的一个轴上设置各个传输位的信息。该无线通信方法包括：相位转动补偿步骤，用于获取被包含在所接收到的符号中的该传播信道中的相位转动角度，并对所接收到的符号进行所获取的相位转动角度的转动补偿，该相位转动补偿步骤通过使用坐标旋转数字计算机即CORDIC获得所接收到的复数脉冲响应的偏角作为该相位转动角度；基准信号生成步骤，用于生成设置各基准信号点的信息的信号空间中各I、Q轴的坐标值作为各基准信号水平；概率计算步骤，用于通过对仅在I轴和Q轴中的一个轴上的该转动补偿后所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离进行距离判断，对于各传输位，分别获得该传输位为0和1的概率；以及判断步骤，用于根据由该概率计算步骤所获得的概率值，对各传输位的位值进行可能性判断，其中，使用多载波调制方案作为主调制方案；该相位转动补偿步骤包括：第一符号转动步骤，用于将所接收到的导频符号转动到第一象限；第一CORDIC计算步骤，用于通过CORDIC获得在第一象限内出现的导频符号的相位转动角度；第二符号转动步骤，用于将所接收到的数据符号转动与在该第一符号转动步骤情况下的转动角度相同的转动角度；以及第二CORDIC计算步骤，用于通过使用由该第一CORDIC计算步骤所获得的该转动角度对该数据符号进行 转动补偿；以及该基准信号生成步骤通过使I、Q轴上的设置各基准信号点的信息的各坐标值与通过该第二CORDIC计算步骤从该导频符号中获得的复数脉冲响应的绝对值相乘，获得该概率计算步骤所使用的各基准信号水平。 
总之，本发明具有以下优点，但不局限于这些优点。 
可以提供能够通过减少的计算量进行可能性判断和将所接收到的多级调制符号解调成信号空间中的基准信号点的高质量无线通信装置、无线通信方法、以及计算机程序。 
此外，根据本发明的一个实施例，可以提供能够简化用于计算所接收到的QAM映射符号相对于信号空间中的各基准符号的可能性的计算的高质量无线通信装置、无线通信方法、以及计算机程序。例如，本发明的实施例可适用于如下情况：对频率分集使用DCM，且根据MB-OFDM通信方案对所接收到的16-QAM映射信号进行解调。 
此外，根据本发明的一个实施例，获得转动量(反正切)从而补偿转动，由此可以通过使用I轴和Q轴中仅一个轴的值来实现解调。因此，可以极大地减少计算量。 
此外，根据本发明的一个实施例，使用被称为“CORDIC”的复数计算方案，从而同时获得专用于相位补偿的反正切的计算结果和预测的脉冲响应的绝对值，从而使其能够实现极大地简化解调电路。在这种情况下，在通过使用CORDIC计算反正切的步骤中，还可以通过将对导频符号所进行的计算的结果应用于数据符号，来缩短处理延迟。 
通过例如以下所述的本发明的实施例和结合附图给出的详细说明，本发明的上述和其它特征和优点将显而易见。 
附图说明
在附图中， 
图1是示出根据本发明一个实施例的QAM解调器电路的典型结构的图； 
图2是示出在不进行DCM而进行单纯16-QAM传输的情况下的QAM解调器电路的典型结构的图； 
图3是示出对多带OFDM UWB通信方案(以下称之为“MB-OFDM(方案)”)指定的典型频率映射的图； 
图4示出通过在时间轴上相对于OFDM符号的跳频在MB-OFDM中进行的数据传输的状态； 
图5是示出在OFDM符号中的副载波排列的图； 
图6A和6B是分别示出DCM中的星座(constellation)图； 
图7是示出DCM中的副载波排列的图； 
图8是示出传输信号空间与传输位之间的关系的图； 
图9是示出所接收到的16-QAM符号的解调状态的图； 
图10是示出所接收到的16-QAM符号的解调状态的图； 
图11是示出所接收到的16-QAM符号的解调状态的图； 
图12是示出所接收到的16-QAM符号的解调状态的图； 
图13是示出所接收到的16-QAM符号的解调状态的图； 
图14是通过利用使用LLR的解调方案对所接收到的16-QAM映射符号执行解调的电路结构的示意图； 
图15是通过使用表达式(7)对所接收到的16-QAM映射符号执行解调的电路结构的示意图；以及 
图16是示出通过由CORDIC(Coordinate Rotation DigitalComputer，坐标旋转数字计算机)进行的迭代计算将复数收敛到实轴上的状态的图。 
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施例进行说明。 
这些实施例涉及对QAM调制等多级调制的所接收到的信号进行接收处理的通信装置。更具体地，这些实施例涉及QAM接收器，该QAM接收器用于减少解调电路进行所接收到的符号相对于基准符号的可能性判断从而对其进行解映射所需的计算量。这些实施例适用于根据MB-OFDM通信方案对所接收到的16-QAM映射信号进行解调的情况。 
作为与QAM方案相对应的解调方案，已知获得理想的特性从而使得能够完全解调的使用LLR的解调方案。在LLR计算的步骤中，选择各传输位的位值以使接收后的后验条件概率最大。然而，在这种情况下，例如exp()和相加电路的计算使得产生如下缺点：计算量非常大以致到了必须增大电路大小的程度。 
为了解决该技术问题，以如下方式减少可能性判断的计算量： 利用当x的值大时exp(-x)的计算结果非常小以致到了可以忽略不计的程度的事实，这样，如表达式(7)所示，仅使用距离与所接收到的信号空间中的所接收到的符号最近的基准符号的距离，将其它值设置为0，从而使得可以极大地减少可能性判断所需的计算量。即使在这种情况下，也会产生如下问题：由于需要进行复数乘法运算和除法运算，因而必须增大电路大小。 
现在讨论如图8中所示的传输信号空间与传输位之间的关系。16 QAM方案是将4位传输信号映射为16个传输符号的方案，该16个传输符号中的每一个都是通过使用该空间中的相位和振幅的组合而创建的，其中分别将4位信号系统映射为哪一个信号点是任意的。然而，参照图8可知，在通过使用上述表达式(1)～(3)生成16-QAM符号的情况下，在信号空间中的I轴和Q轴中的一个轴上设置各传输位b0、b1、b2、b3的信息(即，表示位值是0还是1的信息)。例如，在y1的情况下，对于位b0、b2，可以仅参照I轴分量(即，仅通过与I轴上的基准水平值(±1，±3)进行比较)，判断位值是0还是1。类似地，对于位b1、b3，可以仅参照Q轴分量(即，仅通过与Q轴上的基准水平值(±1，±3)进行比较)，判断位值是0还是1。 
利用与传播信道的失真有关的各脉冲响应和相位转动量将转动和振幅给予所接收到的符号。这样，在传输符号中，在所接收到的符号中，尽管在I轴和Q轴中的一个轴上设置了各位的信息，但是将各位的信息分给对应于与传播信道有关的相位转动量的I轴分量和Q轴分量。 
考虑到以上，根据本发明的一个实施例如以下所述进行运算。在QAM接收操作的情况下，首先获得与传播信道失真有关的相位转动量。然后，通过反向转动与该相位转动量相对应的所接收到的符号，补偿传播信道的转动，从而根据仅I轴和Q轴中一个轴的 值判断所接收到的符号的各位的信息。在这种情况下，当在所接收到的信号空间中检测最近的基准符号时，不需要执行所接收到的符号与各基准符号之间距离的复数计算，而根据仅I轴和Q轴中一个轴的值足以进行该距离判断。因此，与表达式(7)相比，减少了用于解调的计算量。 
更具体地，首先，通过使用包含在OFDM符号中的导频符号获得预测的脉冲响应a1的转动角度。然后，将所获得的转动角度用于数据符号从而补偿与a1相对应的转动。可以使用用于计算反正切(arctangent)的电路来反向转动该符号。在这种情况下，可以将用于获得传输位b0＝1的概率的表达式表示成下面所示的表达式(8)。 
P(y1，y2|b0＝1) 
＝Min{|y1·exp(-j arg(a1)-s1·|a1‖2+|y2·exp(-j arg(a2))-s2·|a2‖2} 
                                             (8) 
在上面所示的表达式(8)中，arg(x)表示复数“x＝a+jb”的偏角(declination)，并假定其表示arctan(b/a)的值。在该复数中，建立关系式“|x|＝|x×exp(-j)|”，使得可以说表达式(8)等于表达式(7)。此外，例如，当传输位b0＝0且对于各其它传输位b1～b3而言，可以使用类似的表达式，因此在此省略其说明。 
如上所述，根据对与传播信道有关的转动量的补偿，可以通过对传输位b0～b3中的各传输位仅在I轴和Q轴中的一个轴上的距离判断来执行解调。如果可以分别简化用于获得反正切的电路和用于获得复数绝对值的电路，则可以极大地减小调制电路的大小。 
本发明采用被称为“CORDIC”(COordinate RotationDIgital Computer的首字母缩写，坐标旋转数字计算机)的复数计算方案来同时获得反正切和预测的脉冲响应的绝对值，从而使 其可以实现解调电路的简化。在这种情况下，在通过使用CORDIC计算反正切的步骤中，还可以通过将对导频符号所进行的计算结果用于数据符号，来缩短处理延迟。 
以下将说明被称为CORDIC的计算方案。 
CORDIC是Volder 1959年在论文中公开的计算方案，且主要用于获得例如三角函数和平方根。对于CORDIC本身，参考例如“CordicFAQ(http://www.dspguru.com/infor/faqs/cordic.htm)”。 
CORDIC算法被表示为下面所示的表达式(9)和(10)。在表达式(10)中，k＝1/2n。 
hn＝a+jb                 (9) 
hn+1＝(a+jb)·(1+jαk)  &alpha; = 1 when Im { h n } < 0 &alpha; = - 1 when Im { h n } > 0 - - - ( 10 )
在CORDIC中，通过表达式(9)和(10)的迭代执行计算。基本地，希望获得反正切的复数hn与转动元素(1+jαk)相乘，并且迭代该乘法运算直到hn的角度达到0度为止。在上面所示的表达式(10)中，参数α表示定义转动的方向。当表达式(9)的值对应于第一象限时，将转动指向第四象限；当该值对应于第四象限时，将转动指向第一象限，从而使hn收敛到相对于实轴为0度的角度。图16示出通过迭代计算使复数收敛到实轴的状态。 
尽管如此迭代地使用|(1+jαk)|的值作为与迭代计算的次数相对应的乘数，但是不依赖于转动方向，收敛达到“∏|(1+jαk)|＝1.6467602581…”，这被称为“CORDIC增益”。 
从表达式(9)和(10)可以理解，CORDIC仅用于加法运算和位移，例如，与使用乘法运算和表的方案相比，其具有减小电路大小的优点。 
表2示出通过使用CORDIC获得的反正切的计算结果。在该表 中所示的是计算复数“43+j22”的反正切的例子。在该表中与“i＝15”相对应的最右边部分中，示出了反正切计算结果“-27.09769158”。可知该值与该表下用“verific”所示的校正值非常接近。 
表2 
  i   L   real arg.ai   imag.arg.bi bi＞0？-＞sign   ki   atan(ki)in°   ″+/-90+°(atan(ki))
  1   43   22   -1   -90
  2   0   22   -43   1   1   45   -45
  3   1   65   -21   1   0.5   26.5650512   -18.43494882
  4   2   75.5   11.5   -1   -0.25   -14.0362435   -32.47119229
  5   3   78.375   -7.375   1   0.125   7.12501635   -25.34617594
  6   4   79.296875   2.421875   -1   -0.0625   -3.57633437   -28.92251032
  7   5   79.44824219   -2.53417969   1   0.03125   1.78991061   -27.13259971
  8   6   79.5274353   -0.05142212   1   0.015625   0.89517371   -26.237426
  9   7   79.52823877   1.19119406   -1   -0.0078125   -0.44761417   -26.68504017
  10   8   79.53754498   0.56987969   -1   -0.00390625   -0.2238105   -26.90885067
  11   9   79.53977107   0.25918616   -1   -0.00195313   -0.11190568   -27.02075635
  12   10   7954027729   0.10383504   -1   -0.00097656   -0.05595289   -27.07670924
  13   11   79.54037869   0.02615899   -1   -0.00048828   -0.02797645   -27.10468569
  14   12   79.54039147   -001267909   1   0.00024414   0.01398823   -27.09069746
  15   13   79.54039456   0.00673995   -1   -0.00012207   -0.00699411   -27.09769158
verific.   tan(°)＝bi/ai  atan(°) 
           0.51162791         27.0955525 
因此，在配置成采用本发明实施例的QAM解调器电路中，如下进行运算。首先，通过使用包含在OFDM符号中的导频符号获得预测脉冲响应a1的转动角度。然后，通过将所获得的转动角度用于数据符号来补偿与a1相对应的转动，并且根据仅I轴和Q轴中的一个轴的值判断该数据符号的各位的信息。另外，当反向转动该符号时，使用用于计算反正切的电路。在这种情况下，使用CORDID同时获得用于相位补偿的反正切的计算值和预测的脉冲响应的绝对值。此外，还将对导频符号进行的计算结果用于数据符号，从而缩短处理延迟。 
图1是示出根据本发明一个实施例的QAM解调器电路的典型结构的图。在该图中所示的电路用于解调组合频率分集的使用DCM的16-QAM OFDM符号。预期所示的例子接收两个导频符号a1和a2(假定每个导频符号均表示传播信道脉冲响应)和两个数据符号y1和y2作为输入，并将4位的软判断值作为输出。 
在DCM方案中，将相同信息分给两个载波，并对其进行传输。当接收到由相同信息组成的导频符号a1和a2时，首先，在符号转动部分11中，将各符号转动到第一象限(但当不在第一象限时)。之后，在CORDIC计算部分12中，通过使用CORDIC同时执行相位补偿专用反正切的计算和预测脉冲响应的绝对值的计算。 
随后，类似地，当接收到由相同信息组成的数据符号y1和y2时，在符号转动部分11中，将各符号转动到第一象限(但当不在第一象限时)。之后，在CORDIC计算部分12中，通过使用CORDIC计算方案对各数据符号y1、y2执行传播信道中的相位转动的补偿。 
在这种情况下，在符号转动部分11中，将导频符号a1、a2的相同转动量用于各相应的数据符号y1、y2，从而缩短用于转动到第一象限的处理延迟。此外，在CORDIC计算部分12中，使用对于导频符号a1、a2的通过CORDIC计算出的反正切，以提供数据符号y1、y2的相位补偿，从而缩短其处理延迟。 
根据16 QAM中以传输位b0、b1、b2和b3为单位的基准信号点s1、s2，基准信号水平生成部分13生成设置基准信号点s1、s2的信息的各I、Q轴的坐标值，作为各基准信号水平。在信号间点距离在I轴或Q轴上为d的情况下，各16-QAM基准信号水平取值“L1＝1d”和“L2＝3d”。此外，对各值乘以通过CORDIC计算部分12从导频符号中获得的复数脉冲响应a1、a2的绝对值，从而获得用于距离计算的每个传输信号基准信号水平。 
距离计算部分14以传输位b0、b1、b2、b3为单位，执行相位补偿后各数据符号y1、y2(或者，以下称之为“相位补偿后数据符号”)与基准信号水平之间的距离计算。在这种情况下，各相位补偿后数据符号y1、y2处于设置在I轴和Q轴中的一个轴上的状态。同样地，实际上，距离计算不是复数距离计算，而是仅计算I轴和Q轴中的一个轴的值，从而简化了运算处理。 
组合部分15组合以传输位b0、b1、b2、b3为单位对数据符号y1、y2执行的距离计算的结果。在组合部分15中，例如，可以从最大比组合方法、ISO增益组合方法、以及选择性组合方法中选择用于组合两个副载波的方法。 
可能性判断部分16从组合结果中以传输位b0、b1、b2、b3为单位获得位值变为0和1的概率，从而进行可能性判断。使用转动后数据符号的I轴和Q轴值中较小的一个作为各传输位的可能性。对于被分成前半和后半副载波的两部分OFDM符号进行如上所述的处理，从而获得各传输位变为0和1的可能性Prob0和Prob1。然后，根据表达式(4)，从Prob0中减去Prob1。 
增益调整部分17执行增益调整并输出各结果作为通过软判断获得的解码结果。如上所述，通过使用上述发生在处理完成后的被称为“CORDIC增益”(＝1.64…)的振幅增益，在可能性判断部分16中对各增益进行标准化。 
如上所述，根据上面所示的表达式(8)，通过仅使用与所接收到的符号具有最小距离的基准符号，获得传输位概率。然而，在图1所示的电路结构中，进一步修改表达式(8)以便仅对I轴和Q轴中的一个轴进行判断，从而简化解码(或，解码处理)。这归因于如下事实：当根据表达式(1)～(3)进行了DCM信号点映射时，由于在信号空间中仅在I轴和Q轴中的一个轴上设置信号点(参见图8)，因而不需要获得复数距离，而仅使用两个轴中的一个轴的值，从而能够进行解调。 
当以通过使用CORDIC计算出的反正切对数据符号y1、y2执行转动补偿，并且同时仅使用所接收到的信号与基准符号之间的最小差的方式查找位值概率时，可以将上面所示的表达式(5)和(6)分别修改成下面所示的表达式(11)和(12)。另外，可以将用于选择“b0＝0”或“b0＝1”的表达式(4)修改成下面所示的表 达式(13)。 
P(y1，y2|b0＝1) 
＝Min{|Re{y1·exp(-j arg(a1))}-L1·|a1‖2+|Re{y2·exp(-j arg(a2))}-L2·|a2‖2} 
                       (11) 
P(y1，y2|b0＝0) 
＝Min{|Re{y1·exp(-j arg(a1))}-L1·|a1‖2+|Re{y2·exp(-j arg(a2))}-L2·|a2‖2} 
                       (12) 
LLR(b0)＝P(y1，y2|b0＝1)-P(y1，y2|b0＝0)                     (13) 
在这种情况下，L1和L2分别是表示I轴和Q轴中的一个轴上的传输符号s1和s2的振幅值的实值。在16 QAM的情况下，取值“L1＝1d”和“L2＝3d”，其中d为I轴和Q轴中的一个轴上的信号点间的距离。对于其它传输位b1～b3可以使用类似的表达式，在此省略其说明。 
如上所述，在DCM方案中，将相同信息分给OFDM符号的前半和后半载波，并对各信息流进行明显不同的16-QAM映射处理。图6A和6B中示出了这种情况下的星座特性。在图中，当注意到b0＝1的信号点排列(如图6A和6B的“g[(k)]”所示)时，可知相同的信息(即，1111，1110，1101，和1100)被保持在与图6A中的“I轴＝3d”相对应的直线上和与图6B中的“I轴＝-1d”相对应的直线上。类似地，可知相同的信息(即，1011，1010，1001，和1000)被保持在与图6A中的“I轴＝1d”相对应的直线上和与图6B中的“I轴＝3d”相对应的直线上。因此，仅对保持相同信息的直线的组合计算可能性，从而使得可以减少计算量。如上所定义的直线不仅包括经过例如I轴上的基准信号水平±1d和±3d与Q轴平行的直线，而且还包括例如经过例如Q轴上的基准信号水平±1d和±3d与I轴平行的直线。 
因此，可以进一步如下所示修改各表达式(11)～(13)。 
h1＝|Re{y1·exp(-j arg(a1))}-3d·|a1‖2+|Re{y2·exp(-j arg(a2))}+d·|a2‖2}  (14) 
h2＝|Re{y1·exp(-j arg(a1))}-d·|a1‖2+|Re{y2·exp(-j arg(a2))}-3d·|a2‖2}  (15) 
P(y1，y2|b0＝1)＝Min{h1，h2}                                                 (16) 
g1＝|Im{y1·exp(-j arg(a1))}+3d·|a1‖2+|Im{y2·exp(-j arg(a2))}-d·|a2‖2}  (17) 
g2＝|Im{y1·exp(-j arg(a1))}+d·|a1‖2+|Im{y2·exp(-j arg(a2))}+3d·|a2‖2}  (18) 
P(y1，y2|b0＝0)＝Min{g1，g2}                                                 (19) 
LLR(b0)＝P(y1，y2|b0＝1)-P(y1，y2|b0＝0)                                     (20) 
在图1所示的解调电路的结构中，以下面的方式实现上述处理。首先，符号转动部分11将各输入导频符号a1、a3转动到第一象限(或第四象限)。符号转动部分11对各数据符号y1、y2进行类似的操作，然后CORDIC计算部分12开始反正切计算。当对数据符号进行CORDIC计算时，CORDIC计算部分12接收在导频符号处理过程中获得的转动方向信息k(参见上面的表达式(10))，从而同时进行导频符号处理和数据符号转动。 
CORDIC算法的基本运算如图16中所示，该算法被配置成包括迭代表达式(9)和(10)等表达式的迭代处理，其中如下面的表达式(21)所示，可以通过转动元素(1+jkα)的累积值来表示其转动角度。 
arg ( x ) = &Sigma; i k i &theta; i - - - ( 21 )
在表达式(21)中，ki表示表达式(10)中的转动方向，θi 表示arctan(αki)。下面的表3示出了ki与θi之间的关系。 
表3 
  ki   θi(deg)
  0   45.00
  1   26.57
  2   14.04
  3   7.13
  4   3.58
  5   1.79
  6   0.90
  7   0.45
  8   0.22
因此，在图1中所示的解调电路中，可以开始数据符号处理而不等待导频符号处理的完成，从而使得可以极大地缩短处理延迟。此外，在该解调电路中，由于不是必须保持作为反正切计算结果获得的角度信息，因而减小了电路大小。 
在通过CORDIC处理完成转动的时间点，将导频符号设置为0度的角度，从而具有表示复数振幅的值。在本发明中，将振幅值用作16-QAM基准信号的振幅。该值对应于上面所示的表达式(11)和(12)中的|a1|和|a2|。 
如上所述，在组合部分15中，例如，可以从最大比组合方法、ISO增益组合方法、以及选择性组合方法中选择用于组合两个副载波的方法。作为例子，在表达式(14)中，在其中一个轴上将所接收到的符号与基准信号水平之间的距离在平方后相加，从其可以推论执行了最大比组合方法。此外，如在下面的表达式(22)中所示，为了减小电路大小，可以省略平方计算。在这种情况下，使用ISO增益组合方法。 
h1＝|Re{y1·exp(-j arg(a1))}-3d·|a1‖+|Re{y2·exp(-j arg(a2))}+d·|a2‖} (22) 
可选地，如表达式(23)中所示，计算max(|a1|，|a2|)以仅解调高功率的副载波，从而使得可以进行选择性组合。 
h 1 = | Re { y 1 &CenterDot; exp ( - j arg ( a 1 ) ) } - 3 d &CenterDot; | a 1 | | when | a 1 | > | a 2 | | Re { y 2 &CenterDot; exp ( - j arg ( a 2 ) ) } + d &CenterDot; | a 2 | | when | a 2 | > | a 1 | - - - ( 23 )
如上，说明涉及了在MB-OFDM通信方案中对频率分集采用DCM的情况下对所接收到的16-QAM映射信号的解调。然而，在本发明中DCM方案本身不是必需的。另外，即使通过单纯QAM传输而不使用DCM，也可以实现甚至更高速度的传输(例如，9600Mbps)。下面的表4总结了在添加高速传输模式而不使用DCM情况下的传输速率、为各传输速率所分配的调制方案、编码率R、以及其它因素。 
表4 
  传输速率  [Mbps]   调制方案   编码率  [R]   IFFT的共轭对称  输入   时间扩散因  子[TSF]   区间扩散  增益   NCBPS
  39.4   QPSK   17/69   是   2   4   100
  53.3   QPSK   1/3   是   2   4   100
  80   QPSK   1/2   是   2   4   100
  106.7   QPSK   11/3   否   2   2   200
  160   QPSK   1/2   否   2   2   200
  200   QPSK   5/8   否   2   2   200
  320   DCM   1/2   否   1   1   200
  400   DCM   5/8   否   1   1   200
  480   DCM   3/4   否   1   1   200
  640   16QAM   1/2   否   1   1   400
  800   16QAM   5/8   否   1   1   400
  960   16QAM   3/4   否   1   1   400
在表4中，下面三行中从640到960Mbps范围内的部分对应于高速传输模式。本发明的实施例适用于普通16 QAM，并且能够以最大等于960Mbps的传输速率进行传输。 
图2是示出当进行单纯的16 QAM传输而不进行DCM时可操 作的QAM解调器电路的典型结构的图。预期所示的例子接收一个导频符号a1(假定表示传播信道脉冲响应)和一个数据符号y1作为输入，并使4位的软判断值作为输出。 
当输入由相同信息组成的导频符号a1时，首先，在符号转动部分21中，将符号转动到第一象限(但当不在第一象限时)。之后，在CORDIC计算部分22中，通过使用CORDIC同时执行相位补偿专用反正切的计算和预测脉冲响应的绝对值的计算。 
随后，类似地，当输入数据符号y1时，在符号转动部分21中，将符号转动到第一象限(但当不在第一象限时)。之后，在CORDIC计算部分22中，通过使用CORDIC对数据符号y1执行传播信道中的相位转动。在通过CORDIC处理完成转动的时间点，将导频符号设置为0度的角度，从而具有表示复数振幅的值，并将该振幅值用作16-QAM基准信号的振幅。 
在这种情况下，在符号转动部分21中，将导频符号a1的相同转动量用于数据符号y1，从而对于转动到第一象限缩短了处理延迟。此外，在CORDIC计算部分22中，使用对导频符号a1通过CORDIC计算出的反正切，以提供数据符号y1的相位补偿，从而缩短其处理延迟。因此，可以开始数据符号处理而不等待导频符号处理的完成，从而使得可以极大地缩短处理延迟。此外，在该解调电路中，由于不是必须保持作为反正切计算结果所获得的角度信息，因而减小了电路大小。 
根据16 QAM中以传输位b0、b1、b2和b3为单位的基准信号点s1，基准信号水平生成部分23生成设置基准信号点s1的信息的各I、Q轴的坐标值，作为各基准信号水平。在信号间点距离在I轴或Q轴上为d的情况下，16 QAM基准信号水平取值“L1＝1d”和“L2＝3d”。此外，该值乘以通过CORDIC计算部分22从导频符号中获得的复数脉冲响应a1的绝对值，从而获得用于距离计算的每个 传输信号基准信号水平。 
距离计算部分24以传输位b0、b1、b2、b3为单位，执行相位补偿后的数据符号y1(或者，以下称之为“相位补偿后数据符号”)与基准信号水平之间的距离计算。在这种情况下，相位补偿后数据符号y1处于被设置在I和Q轴中的一个轴上的状态。同样地，实际上，距离计算不是复数距离计算，而是仅I轴和Q轴中的一个轴的值的计算，从而简化运算处理。 
可能性判断部分25从距离计算的结果中以传输位b0、b1、b2、b3为单位获得位值变为0和1的概率，从而进行可能性判断。使用转动后数据符号的I轴和Q轴值中较小的一个作为各传输位的可能性。对被分成前半和后半副载波的两部分OFDM符号进行如上所述的处理，从而获得各传输位变为0和1的可能性Prob0和Prob1。然后，根据表达式(4)从Prob0中减去Prob1。 
增益调整部分26执行增益调整，并输出各结果作为通过软判断获得的解码结果。 
根据图2中所示的电路结构，通过对各传输位仅在I轴和Q轴中的一个轴上进行距离判断来简化解码处理。这归因于如下事实：当根据表达式(1)～(3)进行了DCM信号点映射时，由于在信号空间中在I轴和Q轴中的一个轴上设置信号点(参见图8)，因而不需要获得复数距离，而使用仅其中一个轴的值从而能够进行解调。在这种情况下，可以以通过使用CORDIC计算出的反正切对数据符号y1执行转动补偿，并且同时仅使用所接收到的符号与基准符号之间在其中一个轴上的最小距离的方式，获得各传输位的位值的概率。 
如上，参照特定实施例详细说明和示出了本发明。然而，对于本领域的技术人员来说，显而易见可以在不脱离本发明的范围和原理的情况下做出修改和改变。 
在本说明书中，尽管说明集中于在MB-OFDM通信方案中对频率分集采用DCM的情况下所接收到的16-QAM映射信号的解调，但是本发明不局限于此。本发明还可以类似地适用于16 QAM和其它QAM处理而不使用DCM方案。当然，本发明可用于不使用OFDM调制作为主调制的情况。 
本领域的技术人员应该理解，根据设计需要和其它因素可以想到各种修改、组合、子组合、以及改变，只要它们在所附权利要求书或其等同结构的范围内即可。 
本发明包含与2005年9月9日在日本专利局提交的日本专利申请JP 2005-261665有关的主题，在此引入其全部内容作为参考。 

Claims (4)

1.一种无线通信装置，其通过传播信道接收已经过了多级调制处理的传输信号，并对该传输信号进行解调处理，该多级调制处理对应于位值的组合，将n位二值信号映射为通过使用相位和振幅的组合在信号空间中所创建的2n个信号点，其特征在于，在该多级调制处理中，进行基准符号的信号点排列，使得在I、Q信号空间中的I轴和Q轴中的一个轴上设置各个传输位的信息；并且该无线通信装置包括：
相位转动补偿部件，其获取被包含在所接收到的符号中的该传播信道中的相位转动角度，并对所接收到的符号进行所获取的相位转动角度的转动补偿，该相位转动补偿部件通过使用坐标旋转数字计算机即CORDIC获得所接收到的复数脉冲响应的偏角作为该相位转动角度；
基准信号生成部件，其生成设置各基准信号点的信息的信号空间中各I、Q轴的坐标值作为各基准信号水平；
概率计算部件，其通过对仅在I轴和Q轴中的一个轴上的该转动补偿后所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离进行距离判断，对于各传输位，分别获得该传输位为0和1的概率；以及
判断部件，其根据由该概率计算部件获得的概率值，对各传输位的位值进行可能性判断，其中
使用多载波调制方案作为主调制方案；
该相位转动补偿部件包括：第一符号转动部件，其将接收到的导频符号转动到第一象限；第一CORDIC计算部件，其通过CORDIC获得在第一象限内出现的导频符号的相位转动角度；第二符号转动部件，其将所接收到的数据符号转动与在该第一符号转动部件情况下的转动角度相同的转动角度；以及第二CORDIC计算部件，其通过使用由该第一CORDIC计算部件获得的该转动角度对该数据符号进行转动补偿；
以及该基准信号生成部件通过使I、Q轴上的设置各基准信号点的信息的各坐标值与由该第二CORDIC计算部件从该导频符号中获得的复数脉冲响应的绝对值相乘，获得该概率计算部件所使用的各基准信号水平。
2.根据权利要求1所述的无线通信装置，其特征在于，该概率计算部件通过采用设置该信息的I轴和Q轴中的一个轴上的所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离的最小值，分别获得该传输位为0和1的概率。
3.一种无线通信方法，其通过传播信道接收已经过了多级调制处理的传输信号，并对该传输信号进行解调处理，该多级调制处理对应于位值的组合，将n位二值信号映射为通过使用相位和振幅的组合在信号空间中所创建的2n个信号点，其特征在于，在该多级调制处理中，进行基准符号的信号点排列，使得在I、Q信号空间中I轴和Q轴中的一个轴上设置各个传输位的信息；并且该无线通信方法包括：
相位转动补偿步骤，用于获取被包含在所接收到的符号中的该传播信道中的相位转动角度，并对所接收到的符号进行所获取的相位转动角度的转动补偿，该相位转动补偿步骤通过使用坐标旋转数字计算机即CORDIC获得所接收到的复数脉冲响应的偏角作为该相位转动角度；
基准信号生成步骤，用于生成设置各基准信号点的信息的信号空间中各I、Q轴的坐标值作为各基准信号水平；
概率计算步骤，用于通过对仅在I轴和Q轴中的一个轴上的该转动补偿后所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离进行距离判断，对于各传输位，分别获得该传输位为0和1的概率；以及
判断步骤，用于根据由该概率计算步骤所获得的概率值，对各传输位的位值进行可能性判断，其中
使用多载波调制方案作为主调制方案；
该相位转动补偿步骤包括：第一符号转动步骤，用于将所接收到的导频符号转动到第一象限；第一CORDIC计算步骤，用于通过CORDIC获得在第一象限内出现的导频符号的相位转动角度；第二符号转动步骤，用于将所接收到的数据符号转动与在该第一符号转动步骤情况下的转动角度相同的转动角度；以及第二CORDIC计算步骤，用于通过使用由该第一CORDIC计算步骤所获得的该转动角度对该数据符号进行转动补偿；
以及该基准信号生成步骤通过使I、Q轴上的设置各基准信号点的信息的各坐标值与通过该第二CORDIC计算步骤从该导频符号中获得的复数脉冲响应的绝对值相乘，获得该概率计算步骤所使用的各基准信号水平。
4.根据权利要求3所述的无线通信方法，其特征在于，该概率计算步骤通过采用设置该信息的I轴和Q轴中的一个轴上的所接收到的符号与各基准信号水平之间的距离的最小值，分别获得该传输位为0和1的概率。
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