TWI458302B - 在正交分頻多工（ｏｆｄｍ）系統中加速符號的預編碼及預解碼之方法 - Google Patents

在正交分頻多工（ｏｆｄｍ）系統中加速符號的預編碼及預解碼之方法 Download PDF

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Description

在正交分頻多工(OFDM)系統中加速符號的預編碼及預解碼之方法
本發明大致上涉及正交分頻多工(OFDM)通信系統，且特定言之關於由此等系統實施的預編碼技術。
本申請案主張2008年3月11日申請之美國臨時申請案第61/035,394號之權利。
WiMedia標準定義了基於OFDM傳輸的媒體存取控制(MAC)層與物理(PHY)層的規範。WiMedia標準使短距離多媒體檔能夠以至多達480Mbps的速率低功耗地傳輸。該標準作業在超寬頻(UWB)頻譜的3.1GHz與10.6GHz之間的頻帶中。WiMedia標準速率的最高資料速率不能滿足未來無線多媒體應用，如高清晰電視(HDTV)無線連接性。人們正在努力將資料速率提高到1Gbps及以上。
為此，已經設想在未來高資料速率無線系統中使用弱通道(或非通道)編碼以及更高階符號星座圖(constellation)技術。例如，如果將卷積碼與16正交振幅調變(QAM)一起使用，該WiMedia PHY資料速率可被提高到960Mbps。然而，由於OFDM傳輸的特性，這將降低通道性能。具體而言，以一弱通道碼，該OFDM不能有效利用頻率分集。因此，通道性能幾乎是由最差之次載波決定，該最差之次載波具有最低信號雜訊比(SNR)。這限制了可由習知之OFDM無線系統攜帶的高資料速率應用的數目。
業界已經提出克服該問題的幾種預編碼技術。一般而言，所有預編碼技術是基於聯合地調變發送符號到多個次載波上。這允許接收器恢復發送符號，即使這些次載波的一些是處於深度衰落中。在由Z. Wang、X. Ma和G. B. Giannakis發表於2004年3月IEEE通信會刊第52卷第380-394頁的「OFDM或單載波塊傳輸？(OFDM or single-carrier block transmissions?)」中以及由Z. Wang和G. B. Giannakis 2001年3月20-23日在台灣桃園發表於Third IEEE Signal Processing Workshod on Signal Processing Advances in Wireless communications中的「抗無線通道衰落的經線性預編碼或編碼之OFDM(Linearly Precoded or Coded OFDM against Wireless Channel Fades)」中可找到預編碼技術的實例。
預編碼通常係由一耦合到一發射器的一IFFT OFDM調變器的一輸入的預編碼器電路以及一耦合到一接收器的一FFT OFDM解調器之輸出的預解碼器電路實施。設計良好的全功率預編碼器可有效利用由多路徑通道提供的頻率分集。然而，實施全功率預編碼器增加了發射器和接收器的複雜性，因為其需要更精密的解碼和符號映射技術。例如，將雙載波調變(DCM)技術用作預編碼器需要用16QAM符號星座圖取代QPSK符號星座圖。
此外，為了在高資料速率模式中保證全部頻率分集(即，二階分集)，需要一更高的星座圖(例如，256QAM)。例如，如果DCM技術被用於聯合調變使用QAM16星座圖形成的兩個資訊符號s(i)和s(i+50)，實現如下的二階頻率分集：
資訊符號s(i)和s(i+50)係使用16QAM星座圖形成。然而，預編碼作業將該符號星座圖擴展到256QAM，即該等預編碼符號x(i)和x(i+50)的星座圖是256QAM。
由於預編碼器和預解碼器電路的高階預編碼符號星座圖以及複雜性，實施和設計具有此高星座圖的接收器和發射器而不影響分集增益和通道的整體性能是不可行的。此外，此等電路處理信號所需的時間實際上使這些習知之預編碼技術無法在高資料速率無線系統中實踐。
因此，提供一種克服先前技術的缺點的有效預編碼及預解碼解決方法將是有利的。
本發明的特定實施例包含一種實施快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼的方法。該方法包括將輸入資訊位元分組成位元塊；將該等位元塊轉換成位元向量；將每個位元向量的一第一組位元映射至在一符號向量中的實維符號；將每個位元向量的第二組位元映射至在該符號向量中的虛維符號，其中同時實施該實維映射和該虛維映射；並將符號向量調變成資料次載波。
本發明的特定實施例還包含一電腦可讀媒體，該電腦可讀媒體具有儲存在其上用於實施快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼的電腦可執行碼。該電腦可執行碼使電腦執行以下過程：將輸入資訊位元分組成位元塊；將該等位元塊轉換成位元向量；將每個位元向量的第一組位元映射至在一符號向量中的實維符號；將每個位元向量的第二組位元映射至在該符號向量中的虛維符號，其中同時實施該實維映射和該虛維映射；並將符號向量調變成資料次載波。
本發明的特定實施例還包含一用於實施多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼的正交分頻多工(OFDM)發射器。該OFDM發射器包括：一第一串列到並列(S/P)轉換器，用於將位元塊轉換成位元向量；一預編碼器，用於將每個位元向量的第一組位元映射至在一符號向量中的實維符號以及將每個位元向量的第二組位元映射至在該符號向量中的虛維符號，其中同時實施該實維映射和該虛維映射；以及一第二S/P轉換器，用於分組符號向量並將該等符號向量映射成資料次載波。
在本說明書結尾的申請專利範圍中特別指出並清楚地主張了被視為本發明的標的。本發明的以上和其他特徵及優點從以下結合所附圖式的詳細描述將是顯而易見的。
重要地是注意，本發明所揭示之實施例只是本文中創新教示之許多有利用途的實例。一般而言，在本申請案之說明書中做出的陳述並不一定限制各種請求發明的任何一個。此外，一些陳述可能適用於一些發明特徵但不適用於其他特徵。一般而言，除非另有指示，為了不失廣義性，單數元件可以是複數，反之亦然。在圖式中，相同數字是指貫穿幾個圖的相同部分。
圖1顯示一用於描述本發明原理的基於OFDM無線系統100的非限制性和示例性方塊圖。該系統100聯合預編碼m(m>2)個次載波以達成至少二階頻率分集。該系統100可以是根據無線通信標準作業的任何類型的基於OFDM無線系統，該等無線通信標準包含但不限於WiMedia UWB版本1.0、1.5和2.0、IEEE 802.11n、WiMax等。
該系統100包括一發射器110和一接收器120，其等係利用無線媒體通信。該發射器110包含串列到並列(S/P)轉換器111和113、一預編碼器112和一OFDM調變器114。該接收器120包含一OFDM解調器121、一串列到並列(S/P)轉換器122和一預解碼器123。該系統100還包括一發射天線130和一接收天線140。
根據本發明，輸入資訊位元較佳地在經編碼與交錯之後被分成位元塊。每個位元塊包含n*g個位元，其中「n」是可用資料次載波數且「g」是每個次載波將發射的位元數。該S/P轉換器111將每個位元塊轉換成k個位元向量。例如，第q個位元塊的第i個位元向量可表示為如下：
數字「k」等於資料次載波數除以聯合預編碼次載波數，即n/m。每個位元向量包含m*g個位元。
該預編碼器112將每個位元向量映射至一符號向量。一符號向量包含m個符號。對應於第q個位元塊的第i個位元向量的符號向量可表示為如下：
根據本發明的特定實施例，該預編碼器112獨立地將一位元向量的位元映射至該等符號向量中每個符號的實維和虛維。具體而言，一符號向量係用兩個獨立的映射作業產生：1)將一位元向量的m*g個位元的y1 個位元映射至向量中符號的實維值；以及2)將該向量的剩餘m*g-y1 個位元映射至該向量中符號的虛維值。這些映射作業顯著減少了複雜性和符號預編碼所需的時間。
在本發明的一實施例中，可使用如下定義的兩個映射函數實施從一位元向量到一符號向量的映射：
1.　一映射函數K I ：
2.　一映射函數K Q ：
其中Re{x}和Im{x}分別表示複數x的實維和虛維。該等映射函數K I 和K Q 每個必須達到二階分集，即對於任何兩個不同輸入位元向量，K I (或K Q )的對應輸出具有至少兩個不同符號。
在本發明的一較佳實施例中，該預編碼器112使用查找表將位元向量映射至符號向量。當使用查找表時，該等位元向量的值是用於檢索該等符號之值的索引。以下更詳細地描述構造該等查找表的各種實施例。
該等符號向量被組合在一起並且由該S/P轉換器113映射成「n」個資料次載波。然後在第q個OFDM符號的第ie 個資料次載波上發射該符號Sq,i (ie )(e=1,...,m)。該OFDM調變器114實施IFFT運算以產生一時域發射信號，該信號然後經由該發射天線130發射。
在該接收器120接收到的一信號係藉由該OFDM解調器121所實施的FFT運算而轉換成一頻域信號。然後，由該S/P轉換器122輸出m個符號向量，其中r q , i (i e )是第q個OFDM符號的第ie 個資料次載波的接收信號，且「T」表示矩陣轉置作業。該預解碼器123使用以下公式產生資訊位元：
其中H i =diag {h (i e )}是m乘m的對角矩陣，其中第e個對角元素是等於h(ie )(e=1,...,m)，其中h(ie )(e=1,...,m)表示第ie 個資料次載波的通道參數，是該接收符號向量。是該發射符號向量，且是加成性高斯白雜訊(AWGN)向量。
根據本發明，該預解碼器123獨立地預解碼該等符號的實維和虛維。為此，該預解碼器123實施兩種解映射函數，該等函數可表示如下：
其中是H i 的共軛複數，且diag {|h (i e )|2 }是m乘m的對角矩陣，其中第e個對角元素等於|h (i e )|2 ,e =1,...m 。該等解映射函數係並列執行，其中每個解映射函數只聯合預解碼該符號的m*g/2個位元。因此，該預解碼作業的複雜性是2(mg/2) 階，即O(2(mg/2 )。
根據本發明的一較佳實施例，可簡化該預解碼。在該實施例中，該接收器120(從m個次載波)選擇至少m-1個具有最高信號雜訊比的次載波。分開地預解碼各自選擇的次載波的符號索引。因為該預編碼技術具有二階分集，所以該預解碼的m-1個索引足以恢復該位元向量。這明顯降低了該預解碼作業的複雜性。應注意，該簡化的預解碼獨立地恢復一符號的實維值和虛維值。
應注意，由於數位調變技術(如QAM)的結構，可實施實維和虛維的獨立預編碼(及預解碼)。具體而言，一正方形/長方形QAM星座圖的符號可被描述為來自兩個脈衝振幅調變(PAM)星座圖的兩個符號(一實維和一虛維)。例如，如果一符號c是來自64QAM，實維Re(c)和虛維Im(c)可被分別描述為PR 星座圖和PI 星座圖。該等PR 和PI 星座圖每個是一8PAM星座圖。
以下是描述本發明所揭示的預編碼技術的非限制性實例。在以下實例中，聯合預編碼次載波數「m」是三(3)，可用資料次載波數「n」是102個資料，以及每個次載波將發射的位元數「g」是四(4)。該等輸入資訊位元被分組成位元塊，每個塊包含102*4=408個位元。然後，產生34(102/3=34)個位元向量，每個向量包含12(4*3=12)個位元。該等位元向量是：=[b q ,i (0),b q ,i (1),...,b q ,i (11)],i=0,1,...,33。
由於該輸入位元向量有12個位元，所以該預編碼所需的碼字數是212 =642 。因此，對於符號s m (k )達到二階分集的最小星座圖大小是64。在該實例中，選擇64QAM調變。該預編碼器112將每個位元向量映射至一符號向量=[s q (i ),s q (i +34),s q (i +68)]，其中三個符號都是來自一64-QAM星座圖，並且s q (i )、s q (i +34)和s q (i +68)係分別在第q個OFDM符號的第i個、第(i+34)個及第(i+68)個資料次載波上發射。
可使用兩個查找表實施該預編碼，一個表用於實維值及另一表用於虛維值。這兩個查找表可以是相同的。在該實例中，每個表包含26 個列和3個行。圖2是一查找表210的實例，其中其之三行分別對應於s q (i )、s q (i +34)和s q (i +68)中該等符號的實值Re(c1)、Re(c2)和Re(c3)。具體而言，Re(c1)的該等符號索引是位元[b q ,i (0),b q ,i (1),b q ,i (2)]的十進位值並且使用以下公式計算：
Re(c2)的該等符號索引是位元[b q ,i (3),b q ,i (4),b q ,i (5)]的十進位值並且使用以下公式計算：
根據一實施例，可使用任何8階拉丁2-超立方(或一8乘8 的拉丁方陣)決定Re(c3)的映射值。a階拉丁b-超立方是一b維陣列，其中每列是符號0,1,...,a-1的置換。拉丁矩陣是一「I乘I」方陣，其各單元含「I」個不同符號(從0到(1-1))，其中在任何列或行中符號僅出現一次。具體而言，c3 行的第d個元素是一8乘8拉丁方陣的第(x+1,y+1)個元素，其中d -1=x *8+y ,0 x ,y <8。作為一個實例，以下拉丁矩陣可用於映射Re(c3)的值：
該矩陣允許使用八元同位校驗碼表達Re(c3)的值，即Re(c3)=mod(c2+c1,8)。表210中所示的該等Re(c3)值係使用該模8運算計算。該預編碼允許達成2階分集，因為該查找表的任何兩個不同列包含至少兩個不同符號。
應注意，任何類型(特殊或非特殊)的拉丁矩陣可被用於決定該等符號的值。應進一步注意，用不同預編碼技術可導致不同拉丁矩陣和不同符號星座圖標記(即，符號索引與符號星座圖上的點之間映射)，其等可能具有不同性能。這允許選擇星座圖標記和一拉丁方陣以最佳化系統性能。
在另一實施例中，可根據如下定義的二進位運算決定該等Re(c3)值：[p q ,i (0),p q ,i (1),p q ,i (2)]=[b q ,i (0),b q ,i (1),...,b q ,i (5)]*G ,
其中G等於：
並且Re(c3)行的值可計算為如下：
最終形成的拉丁矩陣是：
應注意，用於映射虛維值的查找表係使用本文所描述的相同技術構造。應進一步注意，不同技術可被用於構造不同「實維」和「虛維」查找表。
圖3顯示證實根據本發明的一實施例實施的預編碼技術之性能的模擬結果。在該模擬中，使用102個資料次載波。該預編碼(「MSJM預編碼」)係在假定所有資料次載波通道都是i.i.d.端利衰落通道下，使用以上所示用於實維與虛維兩者的一格雷PAM標記和拉丁矩陣M1的組合實現。如圖3中所說明，該MSJM預編碼的增益(由曲線310指示)是比用16QAM的習知之DCM預編碼的增益(如由曲線 320指示)更佳。使用該簡化的預編碼/預解碼技術導致比該MSJM預編碼/預解碼更低的增益性能(如由曲線330指示)，但是預解碼是較不複雜的。
圖4顯示一非限制性流程圖400，其描述根據本發明的一實施例實施的用於執行一快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼的方法。在S410，輸入資訊位元被分組成資料塊，其每個包含n*g個位元。參數「n」是可用次載波數，以及「g」是每個次載波將發射的位元數。在S420，位元塊被轉換成位元向量。位元向量數等於資料次載波數除以聯合預編碼次載波數，即n/m。在S430，每個位元向量被映射成一符號向量，其包含m個符號。具體而言，該方法同時將一位元向量的y1 個位元映射到該等預編碼符號的實維並將該位元向量的y2 個位元映射到該等預編碼符號的虛維。該y1 個位元是不同於該y2 個位元並且y1 加y2 的位元數等於m*g。在本發明的一較佳實施例中，使用2個查找表實施該映射：一個用於具有2y1 個列和m個行的實維以及另一個用於具有2y2 個列和m個行的虛維。雖然本文之方法的作業係被討論用於產生「虛維」查找表，但這只是為示例性目的而實施。討論的該方法使用以下描述的相同步驟作業產生一「實維」查找表。
為了構造該虛維查找表，首先產生一包含QI m-1 個列和m個行的表。參數QI 是最小PAM星座圖大小並且係被決定為如下：
使用以上詳細描述的該等技術其中之一設定前「m-1」個行的值。然後，一QI 階拉丁(m-1)-超立方被插入(以列方式)到最後(m)行。具體而言，該最後行的第d個元素是一QI 階拉丁(m-1)-超立方的第(x m -1 +1,x m -2 +1,...,x 1 +1)個元素，其中。構造該查找表的最後步驟包含從該QI m-1 乘m表選擇2y2 個不同列。
在S440，該等符號向量被調變到「n」個資料次載波上並且被發射。一般技術者將明白，該快速MSJM預編碼能夠提高資料發射速率同時具有改良之增益性能和最小符號星座圖擴展以及快速預編碼及預解碼。
以上詳細描述已經闡述了本發明可採用的許多形式的一些。希望將以上詳細描述理解為說明本發明可採用的選定形式而不是作為本發明之定義的限制。只有該等請求項(包含所有類似物)旨在界定本發明的範圍。
最佳而言，本發明的原理係作為硬體、韌體和軟體之一組合實施。此外，該軟體較佳地係實施為具體體現在程式儲存單元或電腦可讀媒體上的應用程式。該應用程式可被上傳到一包括任何合適結構的機器並且由其執行。較佳而言，在具有硬體(如一或多個中央處理單元(「CPU」)、一記憶體以及輸入/輸出介面)的電腦平台上實施該機器。該電腦平台還可包含一作業系統和微指令碼。本文所描述的各種處理和功能可以是該微指令碼的一部分或該應用程式的一部分或其任何組合，其可由一CPU執行，不論此電腦或處理器是否被明確顯示。此外，各種其他週邊單元可被連接到該電腦平台，如一額外的資料儲存單元和一列印單元。
100．．．基於OFDM無線系統
110．．．發射器
111．．．串列到並列轉換器
112．．．預編碼器
113．．．串列到並列轉換器
114．．．OFDM調變器
120．．．接收器
121．．．OFDM解調器
122．．．串列到並列轉換器
123．．．預解碼器
130．．．發射天線
140．．．接收天線
310．．．MSJM預編碼的增益
320．．．用16QAM的習知之DCM預編碼的增益
330．．．簡化的預編碼/預解碼的增益
圖1是一用於描述本發明原理的習知之OFDM通信系統的方塊圖；
圖2是顯示符號向量之預編碼的示例性查找表；
圖3是顯示快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼的模擬結果之曲線圖；以及
圖4是描述根據本發明的一實施例實施快速MSJM預編碼之方法的一流程圖。
S410．．．產生位元塊
S420．．．產生位元向量
S430．．．經由獨立地映射實維和虛維產生符號向量
S440．．．將符號向量調變成資料次載波

Claims (15)

  1. 一種實施快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼之方法(400)，其包括：將輸入資訊位元分組(grouping)成位元塊(S410)；將該等位元塊轉換成位元向量(S420)；將每個位元向量之一第一組位元映射成至一符號向量中之實維(real dimension)符號(S430)；將每個位元向量之一第二組位元映射至在該符號向量中之虛維(imaginary dimension)符號(S430)，其中同時實施該實維映射和該虛維映射；以及將符號向量調變成資料次載波(S440)。
  2. 如請求項1之方法，其中每個符號向量包含m個符號，其中m等於聯合預編碼次載波數。
  3. 如請求項2之方法，其中每個位元向量包含m*g個位元，其中g是每個次載波將發射之位元數，且其中該第一組位元和該第二組位元不同。
  4. 如請求項1之方法，其中該第一組位元至該等實維符號的該映射係使用一實維查找表實施，且其中該第二組位元至該等虛維符號的該映射係使用一虛維查找表實施。
  5. 如請求項4之方法，其中在該實維查找表中之列數等於一實維星座圖大小之(m-1)冪次且在該查找表中之行數等於在符號向量中之符號數，該實星座圖大小是該第一組位元中位元數之函數；且其中在該虛維查找表中之列數等於一虛星座圖大小之(m-1)冪次且在該查找表中之行數 等於在符號向量中之符號數，該虛星座圖大小是該第二組位元中位元數之函數。
  6. 如請求項5之方法，其進一步包括產生該實維查找表和該虛維查找表，其中該實維查找表和該虛維查找表每個之產生包括：產生一表，其中該表之列數和行數等於一查找表之列和行數；藉由設定該表中前m-1個行中之值決定用於該符號向量中前m-1個符號之映射值；藉由在該表之最後行中以列方式(row-wise)插入一具有最小脈衝振幅調變(PAM)星座圖尺寸之階數(order)之拉丁(m-1)-超立方之值以在該表之最後行中設定映射值；及選擇具有不同值之列以構造該查找表，其中該查找表中之任何兩個不同列包含至少兩個不同符號。
  7. 如請求項6之方法，其中該前m-1行之該等值係使用以下之任一者決定：一位元向量之位元值、二進位運算、非二進位運算以及一星座圖標記。
  8. 一種電腦可讀媒體，該電腦可讀媒體具有儲存在其上用於實施快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼之電腦可執行碼，其包括：將輸入資訊位元分組成位元塊(S410)；將該等位元塊轉換成位元向量(S420)；將每個位元向量之一第一組位元映射至一符號向量中 之實維符號(S430)；將每個位元向量之一第二組位元映射至該符號向量中之虛維符號(S430)，其中同時實施該實維映射和該虛維映射；以及將符號向量調變成資料次載波(S440)。
  9. 一種用於實施快速多重次載波聯合調變(MSJM)預編碼之正交分頻多工(OFDM)發射器(110)，其包括：一第一串列到並列(S/P)轉換器(111)，其用於將位元塊轉換成位元向量；一預編碼器(112)，其用於將每個位元向量之一第一組位元映射至一符號向量中之實維符號以及將每個位元向量之一第二組位元映射至該符號向量中之虛維符號，其中同時實施該實維映射和該虛維映射；以及一第二S/P轉換器(113)，其用於分組符號向量並將該等符號向量映射成資料次載波。
  10. 如請求項9之OFDM發射器，其進一步包括一OFDM調變器(114)，該OFDM調變器係用於產生將經由無線媒體發射之一時域信號。
  11. 如請求項9之OFDM發射器，其中每個符號向量包含m個符號，且其中m等於聯合調變預編碼次載波數。
  12. 如請求項11之OFDM發射器，其中每個位元向量包含m*g個位元，其中g是每個次載波將發射之位元數，且其中該第一組位元和該第二組位元是不同的。
  13. 如請求項12之OFDM發射器，其中該第一組位元至該等 實維符號的該映射係使用一實維查找表實施，且其中該第二組位元至該等虛維符號的該映射係使用一虛維查找表實施。
  14. 如請求項13之OFDM發射器，其中該等查找表每個之任何兩個不同列包含至少兩個不同符號。
  15. 如請求項14之OFDM發射器，其中該查找表中行之值係使用以下之任一者決定：一拉丁超立方、一拉丁矩陣、一位元向量之位元值、二進位運算、非二進位運算以及一星座圖標記。
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