JP5330416B2

JP5330416B2 - 送信方法、コンピュータプログラム及び送信器

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Publication number: JP5330416B2
Application number: JP2010550314A
Authority: JP
Inventors: ワン，ドン; シャン，ユエ
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2008-03-11
Filing date: 2009-03-09
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2029-03-09
Also published as: WO2009113011A1; CN101971587B; US20100329376A1; KR101535171B1; CN101971587A; JP2011514113A; KR20100126487A; US8687724B2; TW200952410A; EP2269353A1; EP2269353B1; TWI458302B

Description

本発明は、概して、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing））通信システムに関し、より具体的には、このようなシステムによって実行されるプレコーディング技術に関する。

ＷｉＭｅｄｉａ標準は、ＯＦＤＭ送信に基づくメディアアクセス制御（ＭＡＣ）層及び物理（ＰＨＹ）層の仕様を定義する。ＷｉＭｅｄｉａ標準は、低い電力消費を有しながら、最大で４８０Ｍｂｐｓのレートでの短距離マルチメディアファイル伝送を可能にする。標準は、超広帯域（ＵＷＢ）スペクトルの３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚまでの周波数バンドに作用する。ＷｉＭｅｄｉａ標準の最も高いデータレートは、将来の無線マルチメディア用途（例えば、ＨＤＴＶ無線接続性）を満足することができない。１Ｇｂｐｓ以上にデータレートを上げるよう尽力されている。

このために、弱チャネル（すなわち、ノンチャネル）コーディング及びより高次のシンボルコンステレーション（constellation）技術は、将来の高データレート無線システムで使用されるよう考えられてきた。例えば、ＷｉＭｅｄｉａＰＨＹデータレートは、１６直交振幅変調（ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation））とともに３／４畳み込み符号が使用される場合に、９６０Ｍｂｐｓまで増大可能である。しかし、これは、ＯＦＤＭ伝送の特性に起因してチャネル性能を低下させる。具体的に、弱チャネルコードにより、ＯＦＤＭは周波数ダイバーシティを有効に活用することができない。従って、チャネル性能は、最低の信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する最悪のサブキャリアによってほぼ決まる。これは、従来のＯＦＤＭ無線システムによって伝送可能な高データレートアプリケーションの数を制限する。

幾つかのプレコーディング技術が、この問題を解決するために提案されている。一般に、全てのプレコーディング技術は、送信シンボルを複数のサブキャリアにまとめて変調することに基づく。これは、これらのサブキャリアの一部が深くフェーディングしている場合でさえ、受信器が送信シンボルを回復することを可能にする。例えば、プレコーディング技術は、Ｚ．Ｗａｎｇ、Ｘ．Ｍａ及びＧ．Ｂ．ＧｉａｎｎａｋｉｓによってＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．５２、３８０〜３９４頁、２００４年３月に公開された「ＯＦＤＭｏｒｓｉｎｇｌｅ−ｃａｒｒｉｅｒｂｌｏｃｋｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ？」（非特許文献１）や、Ｚ．Ｗａｎｇ及びＧ．Ｂ．ＧｉａｎｎａｋｉｓによってＴｈｉｒｄＩＥＥＥＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＷｏｒｋｓｈｏｐｏｎＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＡｄｖａｎｃｅｓｉｎＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２００１年３月２０〜２３日、台湾桃園で公開された「ＬｉｎｅａｒｌｙＰｒｅｃｏｄｅｄｏｒＣｏｄｅｄＯＦＤＭａｇａｉｎｓｔＷｉｒｅｌｅｓｓＣｈａｎｎｅｌＦａｄｅｓ」（非特許文献２）で見受けられる。

通常、プレコーディングは、送信器のＩＦＦＴＯＦＤＭ変調器の入力部に結合されているプレコーダー回路によって、及び受信器のＦＦＴＯＦＤＭ復調器の出力部に結合されているプレデコーダ回路によって実行される。適切に設計されたパワーフル（power full）・プレコーダーは、マルチパスチャネルによって提供される周波数ダイバーシティを有効に活用することができる。しかし、パワーフル・プレコーダーの実施は、より高度な復号化及びシンボルマッピング技術を必要とするので、送信器及び受信器の複雑さを増す。例えば、プレコーダーとしてのデュアルキャリア変調（ＤＣＭ（dual carrier modulation））技術の使用は、ＱＰＳＫシンボルコンステレーションを１６ＱＡＭシンボルコンステレーションにより置換することを必要とする。

更に、高データレートモードで全周波数ダイバーシティ（すなわち、２のダイバーシティ次数（diversity order））を保証するよう、より高いコンステレーション（例えば、２５６ＱＡＭ）が必要とされる。例えば、ＤＣＭ技術が、ＱＡＭ１６コンステレーションを用いて形成された２つの情報シンボルｓ（ｉ）及びｓ（ｉ＋５０）をまとめて変調するために用いられる場合に、２の周波数ダイバーシティ次数は、以下：

のように達成される。

情報シンボルｓ（ｉ）及びｓ（ｉ＋５０）は、１６ＱＡＭコンステレーションにより形成される。しかし、プレコーディング動作は、シンボルコンステレーションを２５６ＱＡＭまで拡張する。すなわち、プレコーディングされたシンボルｘ（ｉ）及びｘ（ｉ＋５０）のコンステレーションは２５６ＱＡＭである。

Ｚ．Ｗａｎｇ、Ｘ．Ｍａ及びＧ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ、「ＯＦＤＭｏｒｓｉｎｇｌｅ−ｃａｒｒｉｅｒｂｌｏｃｋｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ？」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．５２、３８０〜３９４頁、２００４年３月Ｚ．Ｗａｎｇ及びＧ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ、「ＬｉｎｅａｒｌｙＰｒｅｃｏｄｅｄｏｒＣｏｄｅｄＯＦＤＭａｇａｉｎｓｔＷｉｒｅｌｅｓｓＣｈａｎｎｅｌＦａｄｅｓ」、ＴｈｉｒｄＩＥＥＥＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＷｏｒｋｓｈｏｐｏｎＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＡｄｖａｎｃｅｓｉｎＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２００１年３月２０〜２３日、台湾桃園

ダイバーシティゲイン及びチャネルの全体の性能に影響を及ぼすことなく、このような高いコンステレーションを有する受信器及び送信器を実施し設計することは、高次のプレコーディングされたシンボルのコンステレーション並びにプレコーダー回路及びプレデコーダ回路の複雑さのために実行可能でない。更に、これらの回路が信号を処理するために必要な時間は、事実上、これらの従来のプレコーディング技術を、高データレート無線システムで実施されることから排除する。

従って、先行技術の欠点を解消する有効なプレコーディング及びデコーディング方法を提供することが有利である。

本発明の特定の実施形態には、高速多重サブキャリア結合変調（ＭＳＪＭ（multiple-subcarrier-joint-modulation））プレコーディングを行う方法が含まれる。当該方法は、入力される情報ビットをビットブロックにグループ化するステップと、前記ビットブロックをビットベクトルに変換するステップと、夫々のビットベクトルの第１ビットグループを、シンボルベクトルにおけるシンボルの実次元にマッピングするステップと、夫々のビットベクトルの第２ビットグループを、前記シンボルベクトルにおけるシンボルの虚次元にマッピングするステップと、シンボルベクトルをデータサブキャリアへと変調するステップとを有し、前記実次元のマッピング及び前記虚次元のマッピングは同時に行われる。

また、本発明の特定の実施形態には、高速多重サブキャリア結合変調（ＭＳＪＭ）プレコーディングを行うためのコンピュータ実行可能なコードを記憶しているコンピュータ可読媒体が含まれる。前記コンピュータ実行可能なコードは、コンピュータに、入力される情報ビットをビットブロックにグループ化する処理と、前記ビットブロックをビットベクトルに変換する処理と、夫々のビットベクトルの第１ビットグループを、シンボルベクトルにおけるシンボルの実次元にマッピングする処理と、夫々のビットベクトルの第２ビットグループを、前記シンボルベクトルにおけるシンボルの虚次元にマッピングする処理と、シンボルベクトルをデータサブキャリアへと変調する処理とを実行させ、前記実次元のマッピング及び前記虚次元のマッピングは同時に行われる。

また、本発明の特定の実施形態には、高速多重サブキャリア結合変調（ＭＳＪＭ）プレコーディングを行うための直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）送信器が含まれる。当該ＯＦＤＭ送信器は、ビットブロックをビットベクトルに変換する第１のシリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器と、夫々のビットベクトルの第１ビットグループをシンボルベクトルにおけるシンボルの実次元にマッピングし、夫々のビットベクトルの第２ビットグループを前記シンボルにおけるシンボルの虚次元にマッピングするプレコーダーと、シンボルベクトルをグループ化し、該シンボルベクトルをデータサブキャリアへとマッピングする第２のＳ／Ｐ変換器とを有し、前記実次元のマッピング及び前記虚次元のマッピングは同時に行われる。

本発明として考えられている対象は、特許請求の範囲で具体的に指し示されており且つはっきりと請求されている。本発明の上記及び他の特徴及び利点は、添付の図面と関連する以下の詳細な説明から明らかであろう。

本発明の原理を記載するために使用される従来のＯＦＤＭ通信システムのブロック図である。シンボルベクトルのプレコーディングを示すルックアップテーブルの例である。高速多重サブキャリア結合変調（ＭＳＪＭ）プレコーディングのシミュレーション結果を示すグラフである。本発明の実施形態に従う高速ＭＳＪＭプレコーディングを実行する方法を記述するフローチャートである。

本発明によって開示される実施形態は、ここでは、革新的な教示に係る多数の有利な使用の単なる例である点に留意すべきである。一般に、本願の明細書で述べられていることは、請求されている様々な発明のいずれかを必ずしも限定しているわけではない。更に、一部の記述は、幾つかの発明特徴に当てはまるが、他には当てはまらない。一般に、特に示されない限り、一般性を失うことなく、単数の要素は複数であってもよく、また、その逆もある。図面において、複数の図を通して、同じ参照符号は同じ部分を表す。

図１は、本発明の原理を記載するために使用されるＯＦＤＭに基づく無線システム１００の限定されない例となるブロック図を示す。システム１００は、少なくとも２の周波数ダイバーシティ次数を達成するよう、複数のｍ（ｍ＞２）個のサブキャリアをまとめてプレコーディングする。システム１００は、ＷｉＭｅｄｉａＵＷＢバージョン１．０、１．５及び２．０、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、ＷｉＭａｘ等を含む（しかし、これらに限定されない。）無線通信標準規格に従って動作する、あらゆるタイプのＯＦＤＭに基づく無線システムであってよい。

システム１００は、無線媒体を介して通信を行う送信器１１０及び受信器１２０を有する。送信器１１０は、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１１１及び１１３と、プレコーダー１１２と、ＯＦＤＭ変調器１１４とを有する。受信器１２０は、ＯＦＤＭ復調器１２１と、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１２２と、プレデコーダ１２３とを有する。システム１００は、更に、送信アンテナ１３０及び受信アンテナ１４０を有する。

本発明に従って、望ましくはエンコードされ且つインターリーブされた後の入力情報ビットは、ビットブロックに分割される。各ビットブロックはｎ×ｇ個のビットを含む。ここで、ｎは利用可能なデータサブキャリアの数であり、ｇはサブキャリア毎に送信されるビットの数である。Ｓ／Ｐ変換器１１１は、夫々のビットブロックをｋ個のビットベクトルに変換する。例えば、ｑ番目のビットブロックのｉ番目のビットベクトルは、以下：

のように表すことができる。数ｋは、まとめてプレコーディングされたサブキャリアの数でデータサブキャリアの数を割ったもの、すなわち、ｎ／ｍに等しい。各ビットベクトルはｍ×ｇ個のビットを含む。

プレコーダー１１２は、夫々のビットベクトルをシンボルベクトルにマッピングする。シンボルベクトルはｍ個のシンボルを含む。ｑ番目のビットブロックのｉ番目のビットベクトルに対応するシンボルベクトルは、以下：

のように表すことができる。

本発明の特定の実施形態に従って、プレコーダー１１２は、ビットベクトルのビットを、独立に、シンボルベクトルにおける夫々のシンボルの実次元及び虚次元にマッピングする。具体的に、シンボルベクトル

は、２つの独立したマッピング動作、すなわち、１）ビットベクトル

のｍ×ｇ個のビットのうちのｙ_１個のビットを当該シンボルベクトルにおけるシンボルの実数値にマッピングすること、及び２）同じビットベクトルの残りのｍ×ｇ−ｙ_１個のビットを当該シンボルベクトルにおけるシンボルの虚数値にマッピングすること、により生成される。これらのマッピング動作は、シンボルのプレコーディングのために必要とされる時間及び複雑さを大いに低減する。

本発明の一実施形態で、上述したようなビットベクトルからシンボルベクトルへのマッピングは、下記で定義される２つのマッピング関数を用いて実行可能である：
１．マッピング関数Ｋ_Ｉ：

２．マッピング関数Ｋ_Ｑ：

ここで、Ｒｅ｛ｘ｝及びＩｍ｛ｘ｝は、夫々、複素数ｘの実次元及び虚次元を表す。マッピング関数Ｋ_Ｉ及びＫ_Ｑの夫々は、２のダイバーシティ次数を達成する必要がある。すなわち、何らかの２つの異なった入力ビットベクトルについて、Ｋ_Ｉ（又はＫ_Ｑ）の対応する出力は少なくとも２つの異なったシンボルを有する。

本発明の好ましい実施形態で、プレコーダー１１２は、ビットベクトルをシンボルベクトルにマッピングするためにルックアップテーブルを用いる。ルックアップテーブルを用いる場合に、ビットベクトルの値は、シンボルの値を取り出すためのインデックスである。ルックアップテーブルを構成するための様々な実施形態については、以下でより詳細に記載される。

シンボルベクトルは、Ｓ／Ｐ変換器１１３によって、グループにまとめられ、ｎ個のデータサブキャリアにマッピングされる。次いで、シンボルｓ_ｑ，ｉ（ｉ_ｅ）（なお、ｅ＝１，．．．ｍ）は、ｑ番目のＯＦＤＭシンボルのｉ_ｅ番目のデータサブキャリアで送信される。ＯＦＤＭ変調器１１４は、時間領域の送信信号を生成するようＩＦＦＴ動作を実行する。次いで、時間領域の送信信号は、送信アンテナ１３０を介して送信される。

受信器１２０で受信された信号は、ＯＦＤＭ復調器１２１によって実行されるＦＦＴ動作を通じて周波数領域信号に変換される。次いで、多数のｍシンボルベクトル

がＳ／Ｐ変換器１２２によって出力される。ここで、ｒ_ｑ，ｉ（ｉ_ｅ）は、ｑ番目のＯＦＤＭシンボルのｉ_ｅ番目のデータサブキャリアの受信信号であり、Ｔは行列転置動作を表す。プレデコーダ１２３は、次の式：

により情報ビットを生成する。ここで、Ｈ_ｉ＝ｄｉａｇ｛ｈ（ｉ_ｅ）｝は、ｅ番目の対角線要素がｈ（ｉ_ｅ）（なお、ｅ＝１，．．．ｍ）に等しいｍ×ｍ対角行列である。ここで、ｈ（ｉ_ｅ）（なお、ｅ＝１，．．．ｍ）は、ｉ番目のデータサブキャリアのチャネルパラメータを表し、

は、受信されるシンボルベクトルを表し、

は、送信されるシンボルベクトルを表し、

は、付加ホワイトガウス雑音（ＡＷＧＮ（additive white Gaussian noise））ベクトルである。

本発明に従って、プレデコーダ１２３は、独立に、シンボルの実次元及び虚次元をプレデコーディングする。この目的により、プレデコーダ１２３は、以下：

のように表すことができる２つのデマッピング関数を実行する。ここで、Ｈ^＊ _ｉ＝ｄｉａｇ｛ｈ^＊（ｉ_ｅ）｝はＨ_ｉの複素共役であり、ｄｉａｇ｛｜ｈ（ｉ_ｅ）｜^２｝は、ｅ番目の対角線要素が｜ｈ（ｉ_ｅ）｜^２（なお、ｅ＝１，．．．ｍ）に等しいｍ×ｍ対角行列である。デマッピング関数は並行して実行され、夫々のマッピング関数は、シンボルのｍ×ｇ／２ビットのみをまとめてプレデコーディングする。従って、プレデコーディング動作の複雑さは２^{（ｍｇ／２）}の次数であり、すなわち、Ｏ（２^{（ｍｇ／２）}）。

本発明の好ましい実施形態に従って、プレデコーディングは簡単化され得る。この実施形態に従って、受信器１２０は、最も高い信号対雑音比を有する少なくともｍ−１個のサブキャリアを（ｍ個のサブキャリアの中から）選択する。夫々の選択されたサブキャリアのシンボルインデックスは、別々にプレデコーディングされる。プレコーディング技術は２のダイバーシティ次数を有するので、プレコーディングされるｍ−１個のインデックスは、ビットベクトルを回復するのに十分である。これは、プレデコーディング動作の複雑さを大いに低減する。簡単化されたプレデコーディングは、シンボルの実数値及び虚数値を独立に回復する点に留意すべきである。

実次元及び虚次元の独立したプレコーディング（プレデコーディング）は、例えばＱＡＭ等のデジタル変調技術の構造のために実行可能である点に留意すべきである。具体的に、方形／矩形ＱＡＭコンステレーションは、２つのパルス振幅変調（ＰＡＭ（pulse amplitude modulation））コンステレーションからの２つのシンボル（実次元及び虚次元）として記載可能である。例えば、シンボルｃが６４ＱＡＭによるものである場合に、実次元Ｒｅ（ｃ）及び虚次元Ｉｍ（ｃ）は、夫々、Ｐ_Ｒコンステレーション及びＰ_Ｉコンステレーションとして記載可能である。Ｐ_Ｒコンステレーション及びＰ_Ｉコンステレーションの夫々は８ＰＡＭコンステレーションである。

以下は、本発明によって開示されるプレコーディング技術について記載する制限されない例である。以下の例で、まとめてプレコーディングされるサブキャリアの数ｍは３であり、利用可能なデータキャリアの数は１０２データであり、サブキャリア毎に送信されるビット数ｇは４である。入力される情報ビットはビットグループにグループ化され、各ブロックは１０２×４＝４０８個のビットを含む。次いで、３４（１０２／３＝３４）個のビットベクトルが生成され、各ベクトルは１２（４×３＝１２）個のビットを含む。ビットベクトルは

である。入力ビットベクトル

が１２ビットである場合に、プレコーディングに必要とされるコードワードの数は１２^１２＝６４^２である。従って、２のダイバーシティ次数を達成するためのシンボルｓ_ｍ（ｋ）の最小コンステレーションサイズは６４である。この例では、６４ＱＡＭ変調が選択される。プレコーダー１１２は、夫々のビットベクトル

をシンボルベクトル

にマッピングする。このシンボルベクトルにおいて、３つの全てのシンボルは６４ＱＡＭコンステレーションであり、ｓ_ｑ（ｉ）、ｓ_ｑ（ｉ＋３４）及びｓ_ｑ（ｉ＋６８）は、夫々、ｑ番目のＯＦＤＭシンボルのｉ番目、（ｉ＋３４）番目及び（ｉ＋６８）番目のデータサブキャリアで送信される。

プレコーディングは、２つのルックアップテーブル（１つは実数値用であり、もう１つは虚数値用である。）を用いて実行可能である。これら２つのルックアップテーブルは同一であってよい。この例では、各テーブルは２^６行及び３列を有する。図２は、ルックアップテーブル２１０の一例である。ルックアップテーブル２１０の３列は、夫々、ｓ_ｑ（ｉ）、ｓ_ｑ（ｉ＋３４）及びｓ_ｑ（ｉ＋６８）におけるシンボルの実数値であるＲｅ（ｃ_１）、Ｒｅ（ｃ_２）及びＲｅ（ｃ_３）に対応する。具体的に、Ｒｅ（ｃ_１）のシンボルインデックスは、ビット［ｂ_ｑ，ｉ（０），ｂ_ｑ，ｉ（１），ｂ_ｑ，ｉ（２）］の１０進値であり、式：

により計算される。Ｒｅ（ｃ_２）のシンボルインデックスは、ビット［ｂ_ｑ，ｉ（３），ｂ_ｑ，ｉ（４），ｂ_ｑ，ｉ（５）］の１０進値であり、式：

により計算される。

一実施形態に従って、Ｒｅ（ｃ_３）に対するマッピング値は、次数８のいずれかのラテン２−超方格により決定されてよい。次数ａのラテンｂ−超方格は、夫々の行がシンボル０，１，．．．，ａ−１の順列であるｂ次元行列である。ラテン行列は、Ｉ個の異なるシンボル（０〜（Ｉ−１））を含むセルを有するＩ×Ｉ正方行列であり、いずれの行及び列においてもシンボルは２回以上現れない。具体的に、ｃ_３列のｄ番目の要素（なお、ｄ−１＝ｘ×８＋ｙ、０≦ｘ、ｙ＜８）は、８×８ラテン正方行列の（ｘ＋１，ｙ＋１）番目の要素である。一例として、下記のラテン行列：

がＲｅ（ｃ_３）の値をマッピングするために使用されてよい。この行列は、８ｔｈアレイ（eigth-ary）パリティチェックコードによりＲｅ（ｃ_３）の値を表すことを可能にする。すなわち、Ｒｅ（ｃ_３）＝ｍｏｄ（ｃ２＋ｃ１，８）。テーブル２１０に示されるＲｅ（ｃ_３）の値は、このモデュロ−８演算により計算される。プレコーディングは、ルックアップテーブルのいずれかの２つの異なる行が少なくとも２つの異なったシンボルを含む場合に、２のダイバーシティ次数を達成することを可能にする。

あらゆるタイプの（特別の又は特別でない）ラテン行列がシンボルの値を決定するために使用されてよい点に留意すべきである。更に、種々のラテン行列及び種々のシンボルコンステレーションラベリング（すなわち、シンボルコンステレーションにおける点とシンボルインデックスとの間のマッピング）は、異なる性能を有する異なったプレコーディング技術をもたらしうる点に留意すべきである。これは、コンステレーションラベリング及びラテン正方行列の選択がシステムの性能を最適化することを可能にする。

他の実施形態で、Ｒｅ（ｃ_３）の値は、以下：

のように定義される２進演算に従って決定されてよい。ここで、Ｇは

に等しく、Ｒｅ（ｃ_３）列の値は、以下：

のように計算可能である。結果として得られるラテン行列は：

である。

虚数値をマッピングするためのルックアップテーブルは、ここで記載されているのと同じ技術により構成される点に留意すべきである。更に、種々の技術が、別の実次元ルックアップテーブル及び虚次元ルックアップテーブルを構成するのに利用される点に留意すべきである。

図３は、本発明の一実施形態に従って実施されるプレコーディング技術の性能を実証するシミュレーション結果を示す。シミュレーションでは、１０２個のデータサブキャリアが使用されている。プレコーディング（ＭＳＪＭプレコーディング）は、全てのデータサブキャリアチャネルがｉ．ｉ．ｄレーリー（Rayleigh）フェーディングチャネルであるとの仮定の下、実次元及び虚次元の両方について上記のようにグレイ（Gray）ＰＡＭラベリング及びラテン行列Ｍ１を用いて行われる。図３に表されるように、ＭＳＪＭプレデコーディングのゲイン（曲線３１０によって示される。）は、１６ＱＡＭによる従来のＤＣＭプレコーディングのゲイン（曲線３２０によって示される。）よりも良い。簡単化されたプレコーディング／デプレコーディングの使用は、ＭＳＪＭプレコーディング／デプレコーディングよりも低いゲイン性能（曲線３３０によって示される。）をもたらすが、デプレコーディングはより複雑でない。

図４は、本発明の特定の実施形態に従って実施される高速多重サブキャリア結合変調（ＭＳＪＭ）プレコーディングを行う方法を記載する制限されないフローチャート４００を示す。ステップＳ４１０で、入力される情報ビットはデータブロックにグループ化され、各データブロックは多数のｎ×ｇ個のビットを含む。パラメータｎは利用可能なサブキャリアの数であり、ｇはキャリア毎に送信されるビットの数である。ステップＳ４２０で、ビットブロックはビットベクトルに変換される。ビットベクトルの数は、まとめてプレコーディングされるサブキャリアの数でデータサブキャリアの数を割ったもの、すなわち、ｎ／ｍに等しい。ステップＳ４３０で、各ビットベクトルは、多数のｍ個のシンボルを含むシンボルベクトルにマッピングされる。具体的に、当該方法は、同時に、ビットベクトルのｙ_１個のビットを、プレコーディングされるシンボルの実次元にマッピングするとともに、ビットベクトルのｙ_２個のビットを、プレコーディングされるシンボルの虚次元にマッピングする。ｙ_１ビットはｙ_２ビットとは異なり、ｙ_１及びｙ_２の和はｍ×ｇに等しい。本発明の好ましい実施形態で、マッピングは２つのルックアップテーブル（１つは、２^ｙ１行及びｍ列を有する実次元用ルックアップテーブルであり、もう１つは、２^ｙ２行及びｍ列を有する虚次元用のルックアップテーブルである。）を用いて行われる。ここでの方法の動作は虚次元ルックアップテーブルの生成について論じられるが、これは単なる例示のために過ぎない。論じられる方法は、後述される同じステップにより実次元ルックアップテーブルの生成でも作用する。

虚次元ルックアップテーブルを構成するよう、最初に、Ｑ_Ｉ ^ｍ−１行及びｍ列を有するテーブルが生成される。パラメータＱ_Ｉは最小ＰＡＭコンステレーションサイズであり、以下：

のように決定される。

最初のｍ−１列の値は、先に詳細に述べられた技術のうちの１つにより設定される。次いで、次数Ｑ_Ｉのラテン（ｍ−１）超方格（hypercube）が最後の（ｍ）列に（行単位で）挿入される。具体的に、最後の列のｄ番目の要素は、次数Ｑ_Ｉのラテン（ｍ−１）超方格の（ｘ_ｍ−１＋１，ｘ_ｍ−２＋１，．．．，ｘ_１＋１）番目の要素である。ここで、

である。ルックアップテーブルの構成における最後のステップは、２^ｙ２個の異なる行のＱ_Ｉ ^ｍ−１×ｍテーブルからの選択を含む。

ステップＳ４４０で、シンボルベクトルは、ｎ個のデータサブキャリアへと変調され、そして、送信される。当業者に明らかなように、高速ＭＳＪＭプレコーディングは、改善されたゲイン性能及び最小のシンボルコンステレーション拡張並びに高速なプレコーディング及びプレデコーディングを伴って送信のデータレートを増大させることを可能にする。

以上の詳細な説明は、本発明がとることができる多数の形態のうちの幾つを列挙している。以上の詳細な説明は、本発明の定義に対する限定としてではなく、本発明がとることができる選択された形態の例示として理解されることを目的とする。本発明の適用範囲を定義するよう意図されるのは、全ての均等を含む特許請求の範囲のみである。

より望ましくは、本発明の原理は、ハードウェア、ファームウェア及びソフトウェアの組合せとして実施される。更に、ソフトウェアは、望ましくは、プログラム記憶ユニット又はコンピュータ可読媒体で明白に具現されるアプリケーションプログラムとして実施される。アプリケーションプログラムは、何らかの適切なアーキテクチャを有する機械にアップロードされ、その機械によって実行されてよい。望ましくは、機械は、例えば、１又はそれ以上の中央演算処理ユニット（ＣＰＵ）、メモリ、及び入出力インターフェース等のハードウェアを有するコンピュータプラットフォームで実施される。コンピュータプラットフォームは、また、オペレーティングシステム及びマイクロ命令コードを含んでよい。ここで記載される様々な処理及び機能は、そのようなコンピュータ又はプロセッサが明示的に示されていようがいまいが、ＣＰＵによって実行されるマイクロ命令コードの部分若しくはアプリケーションプログラムの部分又はそれらの何らかの組み合わせであってよい。加えて、様々な他の周辺ユニット（例えば、追加のデータ記憶ユニット及び印刷ユニット等）がコンピュータプラットフォームに接続されてよい。

本願は、２００８年３月１１日に出願された米国特許仮出願第６１／０３５，３９４号明細書及び２００９年３月４日に出願された米国特許仮出願第６１／１５７，２３２号明細書を基礎とする優先権を主張するものである。

Claims

送信器が実行する送信方法であって、
入力される情報ビットを各々がｎ×ｇビットを含むビットブロックにグループ化するステップと、
前記ビットブロックを各々がｍ×ｇ個の成分を含むビットベクトルｋ個に変換するステップと、
夫々のビットベクトルの成分のうちｙ個の成分を、該ｙ個の成分と最小パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値とに基づいて、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの実次元にマッピングすると共に、該ビットベクトルの成分のうち残りの（ｍｇ−ｙ）個の成分を、該（ｍｇ−ｙ）個の成分とＰＡＭコンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値とに基づいて、前記ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの虚次元にマッピングするステップと、
前記シンボルベクトルに対してＩＦＦＴを行うことで生成された時間領域の送信信号を送信するステップと
を有し、前記ｎは送信に使用されるサブキャリアの数を表し、前記ｇはサブキャリア当たりの送信されるビット数を表し、ｋ＝ｎ／ｍである、送信方法。
前記夫々のビットベクトルの成分のうちｙ個の成分を、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの実次元にマッピングする際に、実次元ルックアップテーブルが使用され、
前記夫々のビットベクトルの成分のうち（ｍｇ−ｙ）個の成分を、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの虚次元にマッピングする際に、虚次元ルックアップテーブルが使用される、請求項１に記載の送信方法。
前記実次元ルックアップテーブルの行数は実数コンステレーションサイズの（ｍ−１）乗に等しく、前記実次元ルックアップテーブルの列数はシンボルベクトルにおけるシンボルの数に等しく、前記実数コンステレーションのサイズは、前記夫々のビットベクトルの成分のうちｙ個の成分に対応する関数であり、
前記虚次元ルックアップテーブルの行数は虚数コンステレーションサイズの（ｍ−１）乗に等しく、前記虚次元ルックアップテーブルの列数はシンボルベクトルにおけるシンボルの数に等しく、前記虚数コンステレーションのサイズは、前記夫々のビットベクトルの成分のうち（ｍｇ−ｙ）個の成分に対応する関数である、請求項２に記載の送信方法。
前記実次元ルックアップテーブル及び前記虚次元ルックアップテーブルを生成するステップを更に有し、
前記実次元ルックアップテーブル及び前記虚次元ルックアップテーブルを生成するステップは、
前記実次元及び虚次元ルックアップテーブルの行列数に等しい行列数のテーブルを生成するステップと、
前記テーブルにおける最初のｍ−１本の列の値を設定することによって、前記シンボルベクトルにおける最初のｍ−１個のシンボルについてマッピング値を決定するステップと、
前記テーブルの最後の列に最小パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値を挿入するステップと、
前記ルックアップテーブルを構成するよう、異なった値を有する行を選択するステップと
を有し、
前記ルックアップテーブルにおけるいずれの２つの異なる行も、少なくとも２つの異なるシンボルを含む、請求項３に記載の送信方法。
前記最初のｍ−１本の列の値は、ビットベクトルのビットの値、２進演算、非２進演算、及びコンステレーションラベリングのいずれかを用いて決定される、請求項４に記載の送信方法。
送信方法を送信器に実行させるコンピュータプログラムであって、前記送信方法は、
入力される情報ビットを各々がｎ×ｇビットを含むビットブロックにグループ化するステップと、
前記ビットブロックを各々がｍ×ｇ個の成分を含むビットベクトルｋ個に変換するステップと、
夫々のビットベクトルの成分のうちｙ個の成分を、該ｙ個の成分と最小パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値とに基づいて、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの実次元にマッピングすると共に、該ビットベクトルの成分のうち残りの（ｍｇ−ｙ）個の成分を、該（ｍｇ−ｙ）個の成分とＰＡＭコンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値とに基づいて、前記ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの虚次元にマッピングするステップと、
前記シンボルベクトルに対してＩＦＦＴを行うことで生成された時間領域の送信信号を送信するステップと
を有し、前記ｎは送信に使用されるサブキャリアの数を表し、前記ｇはサブキャリア当たりの送信されるビット数を表し、ｋ＝ｎ／ｍである、コンピュータプログラム。
入力される情報ビットを各々がｎ×ｇビットを含むビットブロックにグループ化する手段と、
前記ビットブロックを各々がｍ×ｇ個の成分を含むビットベクトルｋ個に変換する手段と、
夫々のビットベクトルの成分のうちｙ個の成分を、該ｙ個の成分と最小パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値とに基づいて、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの実次元にマッピングすると共に、該ビットベクトルの成分のうち残りの（ｍｇ−ｙ）個の成分を、該（ｍｇ−ｙ）個の成分とＰＡＭコンステレーションサイズの次数のラテン（ｍ−１）超方格の行方向の値とに基づいて、前記ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの虚次元にマッピングする手段と、
前記シンボルベクトルに対してＩＦＦＴを行うことで生成された時間領域の送信信号を送信する手段と
を有し、前記ｎは送信に使用されるサブキャリアの数を表し、前記ｇはサブキャリア当たりの送信されるビット数を表し、ｋ＝ｎ／ｍである、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の送信器。
前記夫々のビットベクトルの成分のうちｙ個の成分を、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの実次元にマッピングする際に、実次元ルックアップテーブルが使用され、
前記夫々のビットベクトルの成分のうち（ｍｇ−ｙ）個の成分を、ｍ個のシンボルを有するシンボルベクトルの虚次元にマッピングする際に、虚次元ルックアップテーブルが使用される、請求項７に記載の送信器。
前記実次元ルックアップテーブル及び前記虚次元ルックアップテーブルの夫々のいずれの２つの異なる行も、少なくとも２つの異なるシンボルを含む、請求項８に記載の送信器。
前記ルックアップテーブルにおける列数は、ラテン超方格、ラテン行列、ビットベクトルのビットの値、２進演算、非２進演算、及びコンステレーションラベリングのいずれかを用いて決定される、請求項９に記載の送信器。