KR101535171B1

KR101535171B1 - Ｏｆｄｍ 시스템들에서 심볼들의 프리코딩 및 프리-디코딩을 가속하기 위한 방법

Info

Publication number: KR101535171B1
Application number: KR1020107022574A
Authority: KR
Inventors: 동 왕; 유 샹
Original assignee: 코닌클리케 필립스 엔.브이.
Priority date: 2008-03-11
Filing date: 2009-03-09
Publication date: 2015-07-09
Also published as: JP5330416B2; KR20100126487A; TW200952410A; EP2269353B1; TWI458302B; CN101971587B; CN101971587A; US20100329376A1; WO2009113011A1; JP2011514113A; US8687724B2; EP2269353A1

Abstract

고속 MSJM 프리코딩을 수행하기 위한 방법(400)이 개시된다. 상기 방법은: 입력 정보 비트들을 비트 블록들로 그룹화하는 단계(S410); 비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하는 단계(S420); 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터 내의 심볼들의 실수 차원으로 매핑하는 단계(S430); 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 심볼 벡터 내의 심볼들의 허수 차원으로 매핑하는 단계(S430)로서, 실수 차원의 매핑과 허수 차원의 매핑이 동시에 수행되는, 상기 매핑 단계(S430); 및 심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 변조하는 단계(S440)를 포함한다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템들에서 심볼들의 프리코딩 및 프리-디코딩을 가속하기 위한 방법{A METHOD FOR ACCELERATING THE PRECODING AND PRE-DECODING OF SYMBOLS IN OFDM SYSTEMS}

본 출원은 2008년 3월 11일에 출원된 미국예비특허출원 제61/035,394호 및 2009년 3월 4일에 출원된 미국예비특허출원 제61/157,232호로부터의 이익들을 청구한다.

본 발명은 일반적으로, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM; orthogonal frequency division multiplexing) 통신 시스템들에 관한 것이며, 특히, 이러한 시스템들에 의해 수행되는 프리코딩 기술들에 관한 것이다.

WiMedia 표준은 OFDM 전송들에 기초하여 미디어 액세스 제어(MAC) 레이어 및 물리적인(PHY) 레이어의 명세들(specifications)을 규정한다. WiMedia 표준은 낮은 전력 소모를 갖는 480Mbps까지의 레이트들(rates)로 짧은-범위 멀티미디어 파일 전송들(short-range multimedia file transfers)을 인에이블한다. 상기 표준은 울트라-광대역(ultra-wideband: UWB) 스펙트럼의 31.GHz와 106GHz 사이의 주파수 대역에서 동작한다. WiMedia 표준 레이트의 가장 높은 데이터 레이트는 HDTV 무선 접속(wireless connectivity)과 같은, 장래의 무선 멀티미디어 애플리케이션들을 만족시킬 수 없다. 1Gpbs 이상으로 데이터 레이트들을 증가시키는 노력이 행해진다.

결국, 약한 채널(또는 넌-채널(non-channel)) 코딩 및 보다 높은 차수 심볼 콘스텔레이션 기술들(higher order symbol constellation techniques)이 장래의 높은 데이터 레이트 무선 시스템들에 사용될 것으로 상상된다. 예를 들어, WiMedia PHY 데이터 레이트는, 16 구적 진폭 변조(quadrature amplitude modulation: QAM)와 함께 3/4 콘볼루션 코드(convolution code)가 사용되면, 960Mbps까지 증가될 수 있다. 하지만, 이것은 OFDM 전송의 특징들로 인해 채널 성능을 열화시킨다. 특히, 약한 채널 코드로, OFDM은 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 효과적으로 활용할 수 없다. 그러므로, 채널 성능은 거의, 가장 낮은 신호 대 잡음비(SNR)를 갖는 열악한 서브캐리어(worst subcarrier)에 의해 결정된다. 이것은 종래의 OFDM 무선 시스템에 의해 전달될 수 있는 높은 데이터 레이트 애플리케이션들의 수를 제한한다.

이 문제점을 해소하는데, 소수의 프리코딩 기술들이 제안되었다. 일반적으로, 모든 프리코딩 기술들은, 공동으로 전송 심볼들을 다중 서브캐리어들로 변조하는 것에 기초한다. 이것은, 이들 서브캐리어들의 일부가 딥 페이딩(deep fading)에 있는 경우에도, 수신기가 전송 심볼들을 리커버링하게(recover) 한다. 프리코딩 기술들에 대한 예들은, 2004년 3월, IEEE Transactions on Communications, vol.52, pp.380-394에 개시된, 지.왕(Z.Wang), 엑스.마(X.Ma), 지.비.기안네키스(G.B.Giannakis)에 의한 "OFDM 또는 단일-캐리어 블록 전송들?(OFDM or signal-carrier block transmissions?)", 및 2001년 3월 20-23일, 태국, 타오위엔(Taoyuan), 무선 통신들의 신호 처리 개선들에 대한 제 3 차 IEEE 신호 처리 워크숍에서 개시된, 지.왕(Z.Wang), 지.비.기안네키스(G.B.Giannakis)에 의한 "무선 채널 페이드들에 대한 선형 프리코딩 또는 코딩된 OFDM(Linearly Precoded or Coded OFDM against Wireless Channel Fades)"에서 발견될 수 있다.

프리코딩은 통상적으로, 전송기의 IFFT OFDM 변조기의 입력에 결합된 프리코더 회로에 의해, 그리고 수신기의 FFT OFDM 복조기의 출력에 결합된 프리-디코더 회로에 의해 수행된다. 잘 설계된 파워 풀 프리코더(power full precoder)는 다중 경로 채널들에 의해 제공되는 주파수 다이버시티를 효과적으로 활용할 수 있다. 하지만, 파워 풀 프리코더를 구현하는 것은, 그것이 보다 복잡한 디코딩 및 심볼 매핑 기술들을 필요로 하므로, 전송기와 수신기의 복잡성을 증가시킨다. 예를 들어, 프리코더와 같은 듀얼 캐리어 변조(dual carrier modulation: DCM) 기술의 사용은 QPSK 심볼 콘스텔레이션을 16QAM 심볼 콘스텔레이션으로 교체하는 것을 필요로 한다.

더욱이, 높은 데이터 레이트 모드들에서 풀 주파수 다이버시티(즉, 2의 다이버시티 차수(diversity order of two))를 보장하기 위해, 보다 높은 콘스텔레이션(예컨대, 256QAM)이 필요하다. 예를 들어, DCM 기술이 QAM 16 콘스텔레이션을 사용하여 형성된 2개의 정보 심볼들(s(i) 및 s(i+50))을 공동으로 변조하기 위해 사용되면, 2의 주파수 다이버시티 차수가 아래와 같이 달성된다:

정보 심볼들(s(i) 및 s(i+50))은 16QAM 콘스텔레이션을 사용하여 형성된다. 하지만, 프리코딩 동작은 심볼 콘스텔레이션을 256QAM까지 확장하는데, 즉 프리코딩된 심볼들(s(i) 및 s(i+50))의 콘스텔레이션은 256QAM이다.

채널의 전체 성능 및 다이버시티 이득에 영향을 미치지 않고, 이렇게 높은 콘스텔레이션을 갖는 수신기들 및 전송기들을 구현하고 설계하는 것은, 높은 차수 프리코딩된 심볼 콘스텔레이션(hight-order precoded symbol constellation) 및 프리코더와 프리-디코더 회로들의 복잡성으로 인해 가능할 것 같지 않다. 또한, 신호들을 처리하기 위해 이러한 회로들을 필요로 하는 시간은 높은 데이터 레이트 무선 시스템에서 실행되는데 있어 이들 종래의 프리코딩 기술들을 효과적으로 제거한다.

그러므로, 종래 기술들의 단점들을 해소하는 효과적인 프리코딩 및 프리디코딩 솔루션을 제공하는 것이 이롭다.

본 발명의 임의의 실시예들은 고속 다중 서브캐리어 결합 변조(MSJM; multiple-subcarrier-joint-modulation) 프리코딩을 수행하는 방법을 포함한다. 상기 방법은: 입력 정보 비트들을 비트 블록들로 그룹화하는 단계; 비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하는 단계; 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터에서의 심볼들의 실수 차원(real dimension)으로 매핑하는 단계; 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 심볼 벡터에서의 심볼들의 허수 차원(imaginary dimension)으로 매핑하는 단계로서, 상기 실수 차원의 매핑과 허수 차원의 매핑이 동시에 수행되는, 상기 매핑 단계; 및 심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 변조하는 단계를 포함한다.

본 발명의 임의의 실시예들은 또한, 고속 MSJM 프리코딩을 수행하기 위한 컴퓨터 실행가능 코드를 저장한 컴퓨터 판독가능 매체를 포함한다. 컴퓨터 실행가능 코드는 컴퓨터로 하여금, 입력 정보 비트들을 비트 블록들로 그룹화하고; 비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하고; 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터에서의 심볼들의 실수 차원으로 매핑하고; 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 심볼 벡터에서의 심볼들의 허수 차원으로 매핑하고, 실수 차원의 매핑과 허수 차원의 매핑이 동시에 수행되고; 심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 변조하는 프로세스를 실행하게 한다.

본 발명의 임의의 실시예들은 또한, MSJM 프리코딩을 수행하기 위한 OFDM 전송기를 포함한다. OFDM 전송기는 비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하기 위한 제 1 직병렬(serial-to-parallel: S/P) 변환기; 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터에서의 심볼들의 실수 차원으로 매핑하고, 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 심볼 벡터에서의 심볼들의 허수 차원으로 매핑하기 위한 프리코더로서, 상기 실수 차원의 매핑과 상기 허수 차원의 매핑이 동시에 수행되는, 상기 프리코더; 및 심볼 벡터들을 그룹화하고, 심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 매핑하기 위한 제 2 S/P 변환기를 포함한다.

본 발명으로서 고려되는 주제는 특히, 명세서의 결론으로 청구범위에 지적되고, 명백히 청구된다. 본 발명의 이전 및 다른 특징들 및 장점들은 첨부된 도면들과 연계하여 취해진 후속하는 상세한 설명으로부터 명백해 진다.

본 발명은 고속 MSJM 프리코딩을 수행하기 위한 방법을 제공한다.

도 1은 본 발명의 원리들을 설명하기 위해 사용되는 종래의 OFDM 통신 시스템의 블록도.
도 2는 심볼 벡터들의 프리코딩을 도시하는 예시적인 룩업 테이블(lookup table)를 도시하는 도면.
도 3은 고속 MSJM 프리코딩의 시뮬레이션 결과들을 보여주는 그래프를 도시하는 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 고속 MSJM 프리코딩을 수행하기 위한 방법을 설명하는 흐름도.

본 발명에 의해 개시된 실시예들이 단지, 여기에서 진보한 기술들의 많은 이로운 사용들의 예들임에 유의하는 것은 중요하다. 일반적으로, 본 발명의 명세서에서 행해진 언급들은 청구된 다양한 발명들 중 어느 것을 필연적으로 제한하지는 않는다. 더욱이, 일부 언급들은 몇몇 진보한 특징들에 적용할 수 있지만, 다른 특징들에는 적용할 수 없다. 일반적으로, 그밖에 나타내지지 않았지만, 일반성을 상실하지 않고, 단수 요소들이 복수일 수 있으며, 그 반대도 일수도 있다. 도면들에서, 동일한 도면번호들이 여러 관점들을 통해 동일한 부분들로 언급된다.

도 1은 본 발명의 원리들을 설명하기 위해 사용되는 OFDM 기반의 무선 시스템(100)의 비제한적이고 예시적인 블록도를 도시한다. 시스템(100)은 공동으로, 적어도 2의 주파수 다이버시티 차수를 달성하기 위해 다수인 m(m>2)개의 서브캐리어들을 프리코딩한다. 시스템(100)은, WiMedia UWB 버전 1.0, 1.5 및 2.0, IEEE 802.11n, WiMax 등을 포함하고, 그것들에 제한되지 않는, 무선 통신 표준들에 따라 동작하는 임의 타입의 OFDM 기반의 무선 시스템일 수 있다.

시스템(100)은 무선 매체를 통해 통신하는 전송기(110)와 수신기(120)를 포함한다. 전송기(110)는 직병렬(S/P) 변환기들(111,113), 프리코더(112), 및 OFDM 변조기(114)를 포함한다. 수신기(120)는 OFDM 복조기(121), 직병렬(S/P) 변환기(122), 및 프리-디코더(123)를 포함한다. 시스템(100)은 또한 전송 안테나(130) 및 수신 안테나(140)를 포함한다.

본 발명에 따라, 바람직하게는 인코딩 및 인터리빙된 후의 입력 정보 비트들은 비트 블록들로 구획된다. 각각의 비트 블록은 n*g 비트들을 포함하고, 'n'은 이용가능한 데이터 서브캐리어들의 수이고, 'g'는 서브캐리어당 전송되는 비트들의 수이다. S/P 변환기(111)는 각각의 비트 블록을 k 비트 벡터들로 변환한다. 예를 들어, q번째 비트 블록의 i번째 비트 벡터는 아래와 같이 나타내질 수 있다:

숫자'k'는 공동으로 프리코딩된 서브캐리어들의 수로써 나눠진 데이터 서브캐리어들의 수, 즉 n/m과 같다. 각각의 비트 벡터는 m*g 개의 비트들을 포함한다.

프리코더(112)는 각각의 비트 벡터를 심볼 벡터로 매핑한다. 심볼 벡터는 m개의 심볼들을 포함한다. q번째 비트 블록의 i번째 비트 벡터에 대응하는 심볼 벡터는 아래와 같이 나타내질 수 있다:

본 발명의 임의의 실시예들에 따라, 프리코더(112)는 독립적으로, 비트 벡터의 비트들을, 심볼 벡터들에서 각 심볼의 실수 차원 및 허수 차원으로 매핑한다. 특별히, 심볼 벡터(

)는 2가지 독립적인 매핑 동작들: 1) 비트 벡터(

)의 m*g 개의 비트들의 y₁ 비트들을,

벡터에서의 심볼들의 실수 차원 값들로 매핑; 및 2)

벡터의 m*g-y₁ 비트들의 나머지를

벡터에서 심볼들의 허수 차원 값들로 매핑으로 생성된다. 이들 매핑 동작들은 심볼들을 프리코딩하는데 요구되는 시간과 복잡성을 상당히 감소시킨다.

본 발명의 일 실시예에서, 비트 벡터

에서 심볼 벡터로의 매핑은 아래와 같이 정의된 두 가지 매핑 함수들을 사용하여 수행될 수 있다.

1. 매핑 함수 K_I:

2. 매핑 함수 K_Q:

여기에서, Re{x} 및 Im{x}는 각각 복소수(x)의 실수 차원과 허수 차원을 나타낸다. 매핑 함수들(K_I 및 K_Q) 각각은 2개, 즉, 임의의 두 개의 상이한 입력 비트 벡터들에 대해 2의 다이버시티 차수를 달성해야 하고, K_I(또는 K_Q)의 대응하는 출력들은 차이가 있는 적어도 2개의 심볼들을 갖는다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 프리코더(112)는 비트 벡터들을 심볼 벡터들로 매핑하기 위해 룩업 테이블들을 사용한다. 룩업 테이블들을 사용할 때, 비트 벡터들의 값들은 심볼들의 값들을 검색하기 위한 색인들이다. 룩업 테이블들을 구성하기 위한 다양한 실시예들이 이하에서 보다 상세히 설명된다.

심볼 벡터들은 함께 그룹화되고, S/P 변환기(113)에 의해 'n' 데이터 서브캐리어들로 매핑된다. 이어서, 심볼(s_q,i(i_e), e= 1,... m)이 q번째 OFDM 심볼의 i_e번째 데이터 서브캐리어 상에 전송된다. OFDM 변조기(114)는 전송 안테나(130)를 통해 전송되는 시간-도메인 전송 신호를 생성하기 위해 IFFT 동작을 수행한다.

수신기(120)에서 수신된 신호는 OFDM 복조기(121)에 의해 수행되는 FFT 동작을 통해 주파수 도메인 신호로 변환된다. 이어서, 다수의 m-심볼 벡터들:

는 S/P 변환기(122)에 의해 출력되고, 여기에서 r_q,i(i_e)는 q번째 OFDM 심볼의 i_e번째 데이터 서브캐리어의 수신 신호이고, 'T'는 행렬 전치 동작(matrix transpose operation)을 나타낸다. 프리-디코더(123)는 아래 수식을 사용하여 정보 비트들을 생성한다:

여기에서, H_i = diag{h(i_e)}는 e번째 대각 요소(diagonal element)가 h(i_e), e = 1,... m과 같은 m×m 대각 행렬이고, 여기에서, h(i_e), e = 1,...,m은 i_e번째 데이터 서브캐리어의 채널 파라미터를 나타내고,

는 수신된 심볼 벡터이고,

는 전송된 심볼 벡터이고,

는 AWGN(additive white Gaussian noise) 벡터이다.

본 발명에 따라, 프리-디코더(123)는 독립적으로 심볼들의 실수 차원 및 허수 차원을 프리-디코딩한다. 이 목적으로, 프리-디코더(123)는 아래와 같이 제공될 수 있는 두 개의 디-매핑 함수들(de-mapping functions)을 수행한다:

여기에서,

는 H_i의 복소 켤레(complex conjugate)이고,

는 e번째 대각 요소가 │h(i_e)│², e=1,... m과 같은 m×m 대각 행렬이다. 디-매핑 함수은 병렬로 수행되고, 여기에서 각각의 매핑 함수은 공동으로, 심볼의

비트들만을 프리-디코딩한다. 그러므로, 프리-디코딩 동작의 복잡성은 2^(mg/2), 즉 O(2^(mg/2)의 차수이다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 프리-디코딩이 단순화될 수 있다. 본 실시예에서, 수신기(120)는 가장 높은 신호 대 잡음비를 갖는 (m 서브캐리어들로부터) 적어도 m-1 서브캐리어들을 선택한다. 각각의 선택된 서브캐리어들의 심볼 색인들은 개별적으로 프리-디코딩된다. 프리코딩 기술이 2의 다이버시티 차수를 가지므로, 프리-디코딩된 m-1 색인들은 비트 벡터를 복원하기에 충분하다. 이것은, 프리-디코딩 동작의 복잡성을 상당히 감소시킨다. 단순화된 프리-디코딩이 심볼의 실수 차원 값들과 허수 차원 값들을 독립적으로 복원하는 것에 유의해야 한다.

실수 및 허수 차원들의 독립적인 프리코딩( 및 프리-디코딩)이 QAM과 같은 디지털 변조 기술들의 구조로 인해 수행될 수 있음에 유의해야 한다. 특히, 정방/장방(square/rectangular) QAM 콘스텔레이션의 심볼은 두 개의 펄스 진폭 변조(PAM) 콘스텔레이션들로부터 두 개의 심볼들(실수 차원 및 허수 차원)로서 설명될 수 있다. 예를 들어, 심볼(c)이 64QAM으로부터 나온 것이면, 실수 차원(Re(c)) 및 허수 차원(Im(c))은 각각 P_R 콘스텔레이션 및 P_I 콘스텔레이션으로서 설명될 수 있다. P_R 및 P_I 콘스텔레이션들 각각은 8PAM 콘스텔레이션이다.

이하는 본 발명에 의해 개시되는 프리코딩 기술을 설명하는 비제한적인 예들이다. 아래의 예들에서, 공동으로 프리코딩된 서브캐리어들의 수 'm'는 3이고, 이용가능한 데이터 서브캐리어들의 수 'n'은 102 데이터이고, 서브캐리어 당 전송되는 비트들의 수 'g'는 4이다. 입력 정보 비트들은 비트 블록들로 그룹화되고, 각각의 블록은 102*4 = 408 비트들을 포함한다. 이어서, 34(102/3 = 34) 비트 벡터들이 생성되고, 각각의 벡터는 12(4*3 = 12) 비트들을 포함한다. 비트 벡터들은 아래와 같다:

입력 비트 벡터가(

)가 12 비트들을 가지므로, 프리코딩을 위해 필요한 코드워드들(codewords)의 수는 2¹² = 64²이다. 그러므로, 2의 다이버시티 차수를 달성하기 위해 심볼들(s_m(k))에 대한 최소 콘스텔레이션 사이즈는 64이다. 이 예에서, 64QAM 변조가 선택된다. 프리코더(112)는 각각의 비트 벡터(

)를 심볼 벡터(

)로 매핑하고, 여기에서, 모두 3개의 심볼들은 64QAM 콘스텔레이션으로부터 기인하고, s_q(i), s_q(i+34), 및 s_q(i+68)는 각각 q번째 OFDM 심볼의 i번째, (i+34)번째, 및 (i+68)번째 데이터 서브캐리어들 상에 전송된다.

프리코딩은 두 개의 룩업 테이블들, 실수 차원 값들에 대한 하나의 테이블 및 허수 차원 값들에 대한 나머지 하나의 테이블을 사용하여 수행될 수 있다. 이들 두 개의 룩업 테이블들은 동일할 수 있다. 이 예에서, 각각의 테이블은 2⁶ 행들(rows) 및 3 열들(columns)을 포함한다. 도 2는 룩업 테이블(210)의 예이고, 여기에서, 그것의 3개의 열들은 각각 sq(i), sq(i+34), 및 sq(i+68)에서 심볼들의 실수 값들인 Re(c1), Re(c2), 및 Re(c3)에 대응한다. 특히, Re(c1)의 심볼 색인들은 비트들 [b_q,i(0), b_q,i(1), b_q,i(2)]의 십진수 값들이고, 아래 수식을 사용하여 계산된다:

Re(c2)의 심볼 색인들은 비트들 [b_q _,i(3), b_q _,i(4), b_q _,i(5)]의 십진수 값들이고, 아래 수식을 사용하여 계산된다:

일 실시예에 따라, Re(c3)에 대한 매핑 값들은 차수 8(또는 8×8 라틴 정방 행렬(Latin square matrix))의 임의의 라틴 2-하이퍼큐브(hypercube)를 사용하여 결정될 수 있다. 차수 a의 라틴 b-하이퍼큐브는, 각각의 행이 심볼들(0,1,...,a-1)의 순열(permutation)인 b-차원 어레이이다. 라틴 행렬은, 셀들이 "l" 차이 심볼들(different symbols)(0 내지 (l-1))을 포함하는 'l×l' 정방 행렬이고, 여기에서 심볼이 임의의 행 또는 열에서 한번 이상 발생하지 않는다. 특히, d - 1 = x*8 + y, 0≤x,y<8인, c₃ 열의 d번째 요소는 8×8 라틴 정방 행렬의 (x+1, y+1)번째 요소이다. 예로서, 아래의 라틴 행렬은 Re(c3)의 값들을 매핑하는데 사용될 수 있다:

이 행렬은 8 관련 패리티 체크 코드(eight-ary parity check code)를 사용하여 Re(c3)의 값들, 즉, Re(c3) = mod(c2 + c1, 8)를 표현하도록 허용한다. 테이블(210)에 도시된 Re(c3) 값들은 이 모듈로-8 연산(modulo-8 operation)을 사용하여 계산된다. 프리코딩은 룩업 테이블의 임의의 두 개의 상이한 행들이 차이가 있는 적어도 두 개의 심볼들을 포함하므로, 2의 다이버시티 차수를 달성할 수 있다.

임의 타입(특별한 또는 특별하지 않은)의 라틴 행렬들이 심볼들의 값들을 결정하는데 사용될 수 있음에 유의해야 한다. 또한, 상이한 라틴 행렬들 및 상이한 심볼 콘스텔레이션 라벨링(different symbol constellation labelling)(즉, 심볼 색인들과 심볼 콘스텔레이션 상의 포인트들 사이의 매핑)이 상이한 성능을 가질 수 있는 상이한 프리코딩 기술들로 얻어질 수 있음에 유의해야 한다. 이것은, 시스템의 성능을 최적화하기 위해 콘스텔레이션 라벨링과 라틴 정방 행렬을 선택하도록 허용한다.

또 다른 실시예에서, Re(c3) 값들은 아래와 같이 규정된 2진수 연산에 따라 결정될 수 있다:

여기에서, G는 아래 수식과 같으며:

Re(c3) 열의 값들은 아래와 같이 계산될 수 있다:

얻어진 라틴 행렬은 아래와 같다:

허수 차원 값들을 맵핑하기 위한 룩업 테이블들이 여기에서 설명되는 동일한 기술들을 사용하여 구성됨에 유의해야 한다. 또한, 상이한 기술들이 상이한 "실수 차원" 및 "허수 차원" 룩업 테이블들을 구성하기 위해 사용될 수 있음에 유의해야 한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 구현되는 프리코딩 기술의 성능을 설명하는 시뮬레이션 결과들을 도시한다. 상기 시뮬레이션들에서, 102 데이터 서브캐리어들이 사용된다. 프리코딩("MSJM 프리코딩")은, 모든 데이터 서브캐리어 채널들이 즉 레일리 페이딩 채널들(Rayleigh fading channels)이라는 가정 하에, 실수 및 허수 차원들 둘 모두에 대해 위에서 보여진 라틴 행렬(M1)과 그레이 PAM 라벨링(Gray PAM labelling)의 조합을 사용하여 행해진다. 도 3에 도시된 바와 같이, MSJM 프리-디코딩의 이득(곡선(310)으로 나타내짐)은 (곡선(320)으로 나타내진 바와 같은) 16QAM를 갖는 종래 DCM 프리코딩의 이득보다 양호하다. 단순화된 프리코딩/디-프리코딩 기술을 사용하여, MSJM 프리코딩/디-프리코딩보다 낮은 (곡선(330)으로 나타내진 바와 같은) 이득 성능을 얻지만, 디-프리코딩이 덜 복잡하다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따라 구현된 고속 MSJM 프리코딩을 수행하기 위한 방법을 설명하는 비제한적인 흐름도(400)를 도시한다. S410에서, 입력 정보 비트들은 데이터 블록들로 그룹화되고, 그것들 각각은 다수의 n*g 비트들을 포함한다. 파라미터 'n'은 이용가능한 서브캐리어들의 수이고, 'g'는 캐리어 당 전송될 비트들의 수이다. S420에서, 비트 블록들은 비트 벡터들로 변환된다. 비트 벡터들의 수는 공동으로 프리코딩된 서브캐리어들의 수로써 나눠진 데이터 서브캐리어들의 수, 즉 n/m과 같다. S430에서, 각각의 비트 벡터는 다수의 m 심볼들을 포함하는 심볼 벡터로 매핑된다. 특히, 상기 방법은, 비트 벡터의 y_i 비트들을 프리코딩된 심볼들의 실수 차원으로, 그리고, 비트 벡터의 y₂ 비트들을 프리코딩된 심볼들의 실수 차원으로 동시에 매핑한다. y₁ 비트들은 y₂ 비트들과 상이하며, y₁ + y₂ 비트들의 수는 m*g와 같다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 상기 매핑은 2개의 룩업 테이블들: 즉 2^y1 행들 및 m 열들을 갖는 실수 차원에 대한 것 하나와, 2^y2 행들 및 m 열들을 갖는 허수 차원에 대한 것 하나를 사용하여 수행된다. "허수 차원" 룩업 테이블을 생성하기 위한 상기 방법의 동작이 논의되지만, 이것은 예시적인 목적만을 위해 행해진다. 논의된 방법은 이하에서 설명되는 동일한 스텝들을 사용하여 '실수 차원' 룩업 테이블을 생성할 시에 동작한다.

허수 차원 룩업 테이블을 구성하기 위해, 우선, Q_ㅣ ^m-1 행들 및 m 열들을 포함하는 테이블이 생성된다. 파라미터 Q_l는 최소 PAM 콘스텔레이션 사이즈이고, 아래와 같이 결정된다:

제 1의'm-1' 열들의 값들은 위의 상세한 설명에서 언급된 기술들 중 하나를 사용하여 설정된다. 이어서, 차수 Q_ㅣ의 라틴 (m-1)-하이퍼큐브가 최종 (m) 열에 (로우-와이즈(row-wise))삽입된다. 특히,

인 최종 열의 d번째 요소는 차수 Q_ㅣ의 라틴 (m-1)-하이퍼큐브의 (x_m-1 +1, x_m-2 +1,..., x₁+1)번째 요소이다. 룩업 테이블을 구성하는 최종 스텝은 Q_ㅣ ^m-1×m 테이블, 2^y2 차이 행들로부터의 선택을 포함한다.

S440에서, 심볼 벡터들은 'n' 데이터 서브캐리어들로 변조되고, 전송된다. 고속 MSJM 프리코딩은 개선된 이득 성능 및 심볼 콘스텔레이션 확장 및 고속 프리코딩 및 프리-디코딩으로 전송 데이터 레이트를 증가시킬 수 있음이 기술분야의 당업자에게는 명백하다.

앞의 상세한 설명은 본 발명이 취할 수 있는 많은 형태들 중의 일부를 설명하였다. 앞의 상세한 설명은, 본 발명이 취할 수 있는 선택된 형태들의 설명으로서 이해되며, 본 발명의 정의를 제한하는 것으로서 고려되지 않도록 의도된다. 그것은, 본 발명의 범위를 정의하도록 의도된 모든 등가물들을 포함하는 청구범위만이다.

가장 바람직하게는, 본 발명의 원리들은 하드웨어, 펌웨어, 및 소프트웨어의 조합으로서 구현된다. 또한, 소프트웨어는 바람직하게는, 프로그램 저장 유닛 또는 컴퓨터 판독가능 매체에 실재적으로 구현된 애플리케이션 프로그램으로서 구현된다. 애플리케이션 프로그램은 임의의 적절한 아키텍처를 포함하는 머신(machine)에 대해 업로드되고, 그것에 의해 실행될 수 있다. 바람직하게는, 상기 머신은 하나 이상의 중앙 처리장치들("CPU"), 메모리, 및 입/출력 인터페이스들과 같은 하드웨어를 갖는 컴퓨터 플랫폼 상에서 구현된다. 컴퓨터 플랫폼은 또한, 동작 시스템 및 마이크로명령어 코드(microinstruction code)를 포함할 수 있다. 여기에서 설명된 다양한 프로세스들 및 펑션들은, 그러한 컴퓨터 또는 프로세서가 명확하게 보여지는지의 여부를, CPU에 의해 실행될 수 있는 마이크로명령어 코드의 일부 또는 애플리케이션 프로그램의 일부, 또는 그것들의 임의 조합일 수 있다. 또한, 다른 다양한 기본적인 유닛들은 부가적인 데이터 저장 유닛 및 프린팅 유닛과 같은 컴퓨터 플랫폼에 접속될 수 있다.

111, 113, 122: S/P 변환기 112: 프리코더
114: OFDM 변조기 121: OFDM 복조기
123: 프리-디코더

Claims

직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 전송기에 의해 고속 다중 서브캐리어 결합 변조(MSJM) 프리코딩을 수행하기 위한 방법에 있어서,
입력 정보 비트들을 비트 블록들로 그룹화하는 단계;
상기 비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하는 단계;
실수 차원 값들(real dimension values)을 포함하는 실수 차원 룩업 테이블을 사용하여, 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터 내의 심볼들의 실수 차원으로 매핑하는 단계;
허수 차원 값들(imaginary dimension values)을 포함하는 허수 차원 룩업 테이블을 사용하여, 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 상기 심볼 벡터 내의 심볼들의 허수 차원으로 매핑하는 단계로서, 상기 실수 차원의 매핑 및 상기 허수 차원의 매핑이 동시에 수행되는, 상기 매핑 단계; 및
상기 OFDM 전송기에 의해, 심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 변조하는 단계를 포함하는, 고속 다중 서브캐리어 결합 변조 프리코딩 수행 방법.
제 1 항에 있어서,
각각의 심볼 벡터는 다수의 m 심볼들을 포함하고, m은 공동으로 프리코딩된 서브캐리어들의 수와 같은, 고속 다중 서브캐리어 결합 변조 프리코딩 수행 방법.
제 2 항에 있어서,
각각의 비트 벡터는 다수의 m*g 개의 비트들을 포함하고, g는 서브캐리어당 전송되는 비트들의 수이고, 상기 제 1 비트들의 그룹 및 상기 제 2 비트들의 그룹은 상이한, 고속 다중 서브캐리어 결합 변조 프리코딩 수행 방법.
삭제
제 1 항에 있어서,
상기 실수 차원 룩업 테이블에서 행들의 수는 (m-1)의 멱(power)에 대한 실수 콘스텔레이션 사이즈(real constellation size)와 같고, 상기 룩업 테이블 내의 열들의 수는 심볼 벡터 내의 심볼들의 수와 같고, 상기 실수 콘스텔레이션 사이즈는 상기 제 1 비트들의 그룹에서 비트들의 수의 함수이고; 상기 허수 차원 룩업 테이블 내의 행들의 수는 (m-1)의 멱에 대한 허수 콘스텔레이션 사이즈와 같고, 상기 룩업 테이블 내의 열들의 수는 상기 심볼 벡터 내의 심볼들의 수와 같고, 상기 허수 콘스텔레이션 사이즈는 상기 제 2 비트들의 그룹에서 상기 비트들의 수의 함수인, 고속 다중 서브캐리어 결합 변조 프리코딩 수행 방법.
제 5 항에 있어서,
상기 실수 차원 룩업 테이블 및 상기 허수차원 룩업 테이블을 생성하는 단계를 더 포함하고,
상기 실수 차원 룩업 테이블 및 상기 허수 차원 룩업 테이블 각각을 생성하는 단계는:
테이블을 생성하는 단계로서, 상기 테이블의 행들 및 열들의 수는 룩업 테이블의 행들 및 열들의 수와 같은, 상기 테이블 생성 단계;
상기 테이블에서 제 1의 m-1 열들에서의 값을 설정함으로써 상기 심볼 벡터에서 제 1의 m-1 심볼들에 대한 매핑 값들을 결정하는 단계;
상기 테이블의 최종 열에 라틴 (m-1) 하이퍼큐브(Latin (m-1)-hypercube)를 삽입함으로써 상기 최종 열에서 맵핑 값들을 설정하는 단계; 및
상기 룩업 테이블을 구성하기 위해 상이한 값들을 갖는 행들을 선택하는 단계로서, 상기 룩업 테이블 내의 임의의 2개의 상이한 행들은 적어도 2개의 상이한 심볼들을 포함하고, 그로 인해 상기 2개의 상이한 행들은 2의 다이버시티 차수(diversity order)를 달성하기 위해 적어도 2개의 상이한 심볼들을 포함하는, 상기 선택 단계를 포함하는, 고속 다중 서브캐리어 결합 변조 프리코딩 수행 방법.
제 6 항에 있어서,
상기 제 1의 m-1 열들의 값들은: 비트 벡터의 비트들의 값들, 2진수 연산들, 넌-2진수 연산들(non-binary operations), 및 콘스텔레이션 라벨링(constellation labelling) 중 어느 하나를 사용하여 결정되는, 고속 다중 서브캐리어 결합 변조 프리코딩 수행 방법.
고속 다중 서브캐리어 결합 변조(MSJM) 프리코딩을 수행하기 위한 컴퓨터 실행가능 코드를 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체에 있어서,
입력 정보 비트들을 비트 블록들로 그룹화하는 단계;
상기 비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하는 단계;
실수 차원 값들을 포함하는 실수 차원 룩업 테이블을 사용하여, 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터 내의 심볼들의 실수 차원으로 매핑하는 단계;
허수 차원 값들을 포함하는 허수 차원 룩업 테이블을 사용하여, 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 상기 심볼 벡터 내의 심볼들의 허수 차원으로 매핑하는 단계로서, 상기 실수 차원의 매핑 및 상기 허수 차원의 매핑이 동시에 수행되는, 상기 매핑 단계; 및
심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 변조하는 단계를 포함하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
고속 다중 서브캐리어 결합 변조(MSJM) 프리코딩을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 전송기에 있어서,
비트 블록들을 비트 벡터들로 변환하기 위한 제 1 직-병렬(S/P) 변환기;
실수 차원 값들을 포함하는 실수 차원 룩업 테이블을 사용하여, 각각의 비트 벡터의 제 1 비트들의 그룹을 심볼 벡터 내의 심볼들의 실수 차원으로 매핑하고, 허수 차원 값들을 포함하는 허수 차원 룩업 테이블을 사용하여, 각각의 비트 벡터의 제 2 비트들의 그룹을 상기 심볼 벡터 내의 심볼들의 허수 차원으로 매핑하기 위한 프리코더로서, 상기 실수 차원의 매핑 및 상기 허수 차원의 매핑은 동시에 수행되는, 상기 프리코더; 및
심볼 벡터들을 그룹화하고, 상기 심볼 벡터들을 데이터 서브캐리어들로 매핑하기 위한 제 2 S/P 변환기를 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화 전송기.
제 9 항에 있어서,
무선 매체를 통해 전송될 시간 도메인 신호를 생성하기 위한 OFDM 변조기를 더 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화 전송기.
제 9 항에 있어서,
각각의 심볼 벡터는 다수의 m 심볼들을 포함하고, 여기서 m은 공동으로 프리코딩된 서브캐리어들의 수와 같은, 직교 주파수 분할 다중화 전송기.
제 11 항에 있어서,
각각의 비트 벡터는 다수의 m*g 개의 비트들을 포함하고, 여기서 g는 서브캐리어당 전송되는 비트들의 수이고, 상기 제 1 비트들의 그룹과 상기 제 2 비트들의 그룹은 상이한, 직교 주파수 분할 다중화 전송기.
삭제
제 9 항에 있어서,
상기 룩업 테이블들 각각에서 임의의 2개의 상이한 행들은 적어도 2개의 상이한 심볼들을 포함하고, 그로 인해 상기 2개의 상이한 행들은 2의 다이버시티 차수를 달성하기 위해 적어도 2개의 상이한 심볼들을 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화 전송기.
제 14 항에 있어서,
상기 룩업 테이블 내의 열들의 값들은: 라틴 하이퍼큐브(Latin hypercube), 라틴 행렬, 비트 벡터의 비트들의 값들, 2진수 연산들, 넌-2진수 연산들, 및 콘스텔레이션 라벨링 중 어느 하나를 사용하여 결정되는, 직교 주파수 분할 다중화 전송기.