CN114615523A - 基于hfc网络的8k视频信号传输方法 - Google Patents

基于hfc网络的8k视频信号传输方法 Download PDF

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CN114615523A CN202210299642.0A CN202210299642A CN114615523A CN 114615523 A CN114615523 A CN 114615523A CN 202210299642 A CN202210299642 A CN 202210299642A CN 114615523 A CN114615523 A CN 114615523A
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Abstract

本申请涉及一种基于HFC网络的8K视频信号传输方法，所述方法包括：将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流，然后对所述子码流分别进行调制并通过HFC网络上相应的多个频道进行传输。本申请在现有HFC网络设备无需改动的情况下，快速实现将8K超高清视频传输到千家万户，保证了8K视频的高质量传输，缓解了运营商传输8K视频信号的带宽压力。

Description

基于HFC网络的8K视频信号传输方法
技术领域
本申请涉及视频信号传输技术领域，尤其是涉及一种基于HFC网络的8K视频信号传输方法。
背景技术
二十世纪九十年代初，光纤通信技术逐步成熟，由光纤取代干线电缆，作为有线电视网络的主干，在光节点上完成光/电转换；分配网继续采用同轴电缆，最终形成混合光纤同轴电缆，简称HFC(Hybrid FiberCoaxial)。HFC网有单向网和双向网两种。其中，单向HFC网仅仅是用光纤取代了传统CATV网主干线电缆，扩大了接入网的覆盖范围，基本上只支持CATV业务。双向HFC网是在单向HFC网络基础上改造而成，可以提供CATV、语音、数据和其他交互型业务，实现电信网、有线电视网和计算机网“三网合一”。
一个模拟电视频道的带宽为8MHz，进行调制后，实际传输速率为38Mbps；8K超高清直播最大码率达到140Mbps,视频的画面质量是4K的4倍，这也意味着需要近四倍的传输带宽来保障8K信号的传输。因此，电视运营商面临着巨大的带宽压力，怎样保障8K视频的高质量传输成为其重点研究的方向。
发明内容
为了保障8K视频的高质量传输，本申请提供一种基于HFC网络的8K视频信号传输方法。
本申请提供的一种基于HFC网络的8K视频信号传输方法采用如下的技术方案：基于HFC网络的8K视频信号传输方法，将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流，然后对所述子码流分别进行调制并通过HFC网络上相应的多个频道进行传输。
通过采用以上技术方案，将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流，然后对所述子码流分别进行调制并通过HFC网络上相应的多个频道进行传输，从而可以在现有HFC网络设备无需改动的情况下，快速实现将8K超高清视频传输到千家万户，保证了8K视频的高质量传输，缓解了运营商传输8K视频信号的带宽压力。另外，本申请在拆分的子码流中增加了相应的时间及标识信息，从而可以保障接收机能够确定当前的8K信号在哪几个频点进行传输、各子码流的时间顺序等，进而能够最终准确的进行视频信号的合并、播放。此外，本申请由于在拆分的子码流中添加了时间及标识信息，因而可任意选择DVB通道进行信道绑定，从而进一步提升了本申请方案的普适性。
优选的，采用TS绑定协议将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流。通过对子码流标记时间和频点标识信息，再对子码流分别进行调制、传输，从而可以有效提升信道利用率，提高传输带宽。
优选的，采用高阶QAM调制方式对子码流进行调制。从而既兼顾了HFC现有网络条件，具备广泛的普适性；又提升了信道利用率，提高了网络传输带宽。
优选的，对所述子码流分别进行调制后，还包括：采用信道估计与均衡算法，提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能。
进一步优选的，所述的采用信道估计与均衡算法，提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能，具体包括以下步骤：
进行分离操作：当视频信号数据帧到来时，提取所述数据帧头部的长训练序列并将所述长训练序列与OFDM数据符号进行分离；
进行信道估计：将所述长训练序列与本地训练序列进行对比，计算出所述长训练序列发生的相位偏移值，以及所述长训练序列与本地训练序列的幅度比例关系，进而得到相应的相位补偿值和幅度补偿值；
进行信道均衡：根据所述的相位补偿值旋转OFDM数据符号，完成相位均衡；将所述的幅度补偿值与固定的判决门限相乘得到动态判决门限，并将所述动态判决门限用于OFDM数据符号的判决，完成幅度均衡以及OFDM符号的判决；
输出处理后的数据帧。
在高阶QAM调制下，系统光接收机的灵敏度会急剧下降，传统针对OFDM系统中的信道估计与均衡算法大部分为仿真或离线方式，忽略了各种噪声干扰等问题，本申请提出上述基于训练序列的频域信道估计与均衡算法，是一种低复杂度且精确补偿的信道估计与均衡算法，在硬件上易于实现，能有效提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能。
进一步优选的，利用FPGA实现信道估计，具体包括以下步骤：
对输入的长训练序列进行标记，实部信号记为re，虚部信号记为im；
调整所述实部信号和虚部信号的格式，使其符合CORDIC平移模式下的输入数据格式；
利用CORDIC算法对所述的长训练序列进行处理，获得长训练序列的角度值和幅度值(即模长‖LLTS‖)；
输出所述长训练序列的幅度值，用于数据在解调时进行幅度补偿；计算所述长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值，获得相位补偿值并输出。
通过采用以上技术方案，尤其是利用CORDIC算法对所述的长训练序列进行处理，获得长训练序列的角度值和幅度值，最终实现信道估计，从而无需硬件乘法器，且可以使用循环迭代的方法，有效节省硬件资源。
进一步优选的，具体通过以下方法计算获得相位补偿值：
设置长训练序列的角度π/4、-π/4、3π/4和-3π/4，并将这些角度值的二进制格式存储到本地；
根据以下公式计算所述长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值：
Figure BDA0003564886150000031
其中，
Figure BDA0003564886150000032
为相位补偿值，(a，b)为长训练序列RLTS对应的坐标向量，(c，d)为本地长训练序列LLTS对应的坐标向量；
将每个点位上的差值表示为th1，并使得最终的长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值th2满足-π≤th2≤π；
利用Verilog代码进行赋值：th2＜＝(th1＞pi)？(th1-pi mul2)：((th1＜pi n)？(th1+pi mul2)：th1，其中，pi、pi_mul2、pi_n分别为π、π/2、-π，然后用补码格式输出相位补偿值。
通过采用以上技术方案，从而可以简化计算，提高相位补偿值的计算速度，进而提高信道估计的速度，进一步提升了信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能。
优选的，利用FPGA实现信道均衡，具体包括：
在对应的子载波下，将OFDM数据符号和相位补偿值同步输入CORDIC模块中；
CORDIC模块采用旋转模式，根据所述的相位补偿值旋转OFDM数据符号，即实现了相位均衡，得到相位均衡后的OFDM数据符号。
通过采用上述技术方案实现信道均衡，从而可以将复数除法运算转换为复数乘法和实数除法运算，将本地训练序列的模长‖RLTS‖传入判决模块，与判决门限相乘后作为动态判决门限，完成信道均衡中的幅度补偿，从而正确解调I/Q数据，从而完全避免了在FPGA内使用复杂除法运算，进一步提高了数据处理的效率。
优选的，利用FPGA实现信道均衡，具体包括：
将本地训练序列的模长‖RLTS‖传入判决模块，与标准判决门限相乘后作为动态判决门限；用动态判决门限对与长训练序列模长‖LLTS‖相乘的OFDM符号进行判决，完成幅度均衡，得到幅度均衡后的数据R′：
Figure BDA0003564886150000041
其中，R为相位均衡后的数据，l为幅度补偿值。
通过采样以上技术方案，尤其是利用判决模块进行处理，从而避免了在FPGA内使用复杂的除法运算，快速准确的获得幅度均衡后的数据。
优选的，所述的OFDM符号与长训练序列模长‖LLTS‖相乘时，设所有长训练序列的模长‖LLTS‖—致，通过合适的值。将乘法运算转换为移位操作。通过采用上述技术手段，从而可以简化运算，更快速的获得幅度均衡后的数据。
综上所述，本申请包括以下有益技术效果：
本申请在现有HFC网络设备无需改动的情况下，快速实现将8K超高清视频传输到千家万户，保证了8K视频的高质量传输，缓解了运营商传输8K视频信号的带宽压力。另外，本申请在拆分的子码流中增加了相应的时间及标识信息，从而可以保障接收机能够确定当前的8K信号在哪几个频点进行传输、各子码流的时间顺序等，进而能够最终准确的进行视频信号的合并、播放。此外，本申请由于在拆分的子码流中添加了时间及标识信息，因而可任意选择DVB通道进行信道绑定，从而进一步提升了本申请方案的普适性。
附图说明
图1是本申请的一种实施例中8K视频信号传输方法示意图。
图2是信道估计与均衡算法的方法流程图。
图3是信道估计的FPGA实现方法流程图。
图4是相位均衡的FPGA实现方法流程图。
图5是幅度均衡的FPGA实现方法流程图。
图6是光纤背靠背传输中的16－QAM星座图和EVM值示意图。
具体实施方式
以下结合附图1-图6对本申请作进一步详细说明。
本申请实施例公开一种基于HFC网络的8K视频信号传输方法。基于HFC网络的8K视频信号传输方法，将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流，然后对所述子码流分别进行调制并通过HFC网络上相应的多个频道进行传输。
8K测试单路视频最大带宽高达140Mbps，一个50Mbps的256QAM的8MHz频道已无法支撑8K视频的传输。采用本申请的8K视频信号传输方法进行传输，具体如如图1所示。
上述方法中，采用TS绑定协议将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流。
本实施例中，可采用高阶QAM调制方式对子码流进行调制。
具体的说，QAM是用两路独立的基带信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波双边带调幅，利用这种已调信号的频谱在同一带宽内的正交性，实现两路并行的数字信号的传输。调制方式通常有二进制QAM(4QAM)、四进制QAM(16QAM)、八进制QAM(64QAM)等，本申请优选采用256QAM调制。
上述方法中，对所述子码流分别进行调制后，还包括：采用信道估计与均衡算法，提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能。
所述的采用信道估计与均衡算法，提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能，如图2所示，具体包括以下步骤：
S1，进行分离操作：当视频信号数据帧到来时，提取所述数据帧头部的长训练序列并将所述长训练序列与OFDM数据符号进行分离；其中，提取所述数据帧头部的长训练序列为常规技术，可通过现有的软件工具实现；
S2，进行信道估计：将所述长训练序列与本地训练序列进行对比，计算出所述长训练序列发生的相位偏移值，以及所述长训练序列与本地训练序列的幅度比例关系，进而得到相应的相位补偿值和幅度补偿值；
S3，进行信道均衡：根据所述的相位补偿值旋转OFDM数据符号，完成相位均衡；将所述的幅度补偿值与固定的判决门限相乘得到动态判决门限，并将所述动态判决门限用于OFDM数据符号的判决，完成幅度均衡以及OFDM符号的判决；
S4，输出处理后的数据帧。
其中，所述的将所述长训练序列与本地训练序列进行对比，计算出所述长训练序列发生的相位偏移值，即：
Figure BDA0003564886150000051
所述的计算长训练序列与本地训练序列的幅度比例关系，即：
Figure BDA0003564886150000052
式中，所述的
Figure BDA0003564886150000053
为相位补偿值，(a，b)为长训练序列RLTS对应的坐标向量，(c，d)为本地长训练序列LLTS对应的坐标向量，‖LLTS‖为长训练序列的幅度值，‖RLTS‖为本地训练序列的幅度值，l为幅度补偿值。
本实施例中，利用FPGA实现信道估计，如图3所示，具体包括以下步骤：
S21，对输入的长训练序列进行标记，实部信号记为re，虚部信号记为im；两者都是位宽长度16位的有符号数；
S22，调整所述实部信号和虚部信号的格式，使其符合CORDIC平移模式下的输入数据格式；
PAD Y_IN PAD X_IN
其中，X-IN和Y-IN代表两路信号输入。
为了精确计算，两个输入信号需要扩展一位符号位，则输入有效长度为17位。在对re和im信号进行拼接时，由于此时不满足整数字节输入，则需要填充冗余数据，一并采用扩展符号位的方法，因此输入信号的总长度为48位。输入信号的表达式为DATA_IN＝{{{8{im[15]}}，i,}，{{8{re[15]}}，re}}，同时结合数据的有效信号同步输入CORDIC模块。
S23，利用CORDIC算法对所述的长训练序列进行处理，获得长训练序列的角度值和幅度值(即模长‖LLTS‖)；
S24，输出所述长训练序列的幅度值，用于数据在解调时进行幅度补偿；计算所述长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值，获得相位补偿值并输出。
CORDIC模块的选择模式是平移，数据采用并行结构，输入精度为17位，输出精度为16位，同时采用补偿模长系数K，这样在输出信号中可以同时得到角度和幅长。CORDIC模块的输出信号数据格式如下:
PAD PHASE_OUT PAD X_OUT
由于输出精度是16位，可以满足输出整数字节，则总输出长度是32位，其中没有填充数据。对输出信号DATA＿OUT进行切片，即可得到角度值和幅度值，其中角度值Phase＝DATA-OUT[31:16]，幅度值Length＝DATA-OUT[15：0]。需要说明的是，由于精度变化，得到的幅度值相当于右移1位，是原值的一半；而这对角度值并没有影响，但是角度值的范围是-π≤Phase≤π；根据前面的公式可以计算幅度补偿值。由于本地训练序列的幅度己知，为了简化计算，可以将所有序列的幅度设置为同一个值。为了避免除法运算，本申请中先将接收训练序列的幅度值向外输出，而后在解调模块内再做完整的幅度补偿。
完整的信道估计需要计算训练序列中每个子载波的公式一和公式二，而这在FPGA中无法直接进行运算。发明人采用坐标旋转数字计算方法(即CORDIC算法)，将开根号、三角函数、对数等复杂的数学运算转换为硬件中比较容易实现的加减和移位运算，无需乘法器，利用反复迭代和逐次逼近理论，最终获得长训练序列发生的相位偏移值以及计算长训练序列与本地训练序列的幅度比例关系，从而有效节省了硬件资源。所述CORDIC算法要求计算长度是有限位长，且计算结果到达一定精度后即停止。
本实施例中，计算与本地训练序列角度的差值时，为了简化计算，可以在设置长训练序列时采用一些特殊角度，具体的，可通过以下方法计算获得相位补偿值：
S241，设置长训练序列的角度π/4、-π/4、3π/4和-3π/4，并将这些角度值的二进制格式存储到本地；在其他实施例中，所述的角度还可以为其他数值；
S242，根据以下公式计算所述长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值：
Figure BDA0003564886150000071
其中，
Figure BDA0003564886150000072
为相位补偿值，(a，b)为长训练序列RLTS对应的坐标向量，(c，d)为本地长训练序列LLTS对应的坐标向量；具体实施时，可将
Figure BDA0003564886150000073
替代为角度π/4、-π/4、3π/4或-3π/4，进行计算；
S243，将每个点位上的差值表示为th1，并使得最终的长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值th2满足-π≤th2≤π(目的是便于用Verilog代码进行赋值)；所述的点位，即上述的(a，b)、(c，d)点位；
S244，利用Verilog代码进行赋值：th2＜＝(th1＞pi)？(th1-pi mul2)：((th1＜pin)？(th1+pi mul2)：th1，其中，pi、pi_mul2、pi_n分别为π、π/2、-π，然后用补码格式输出相位补偿值。
利用FPGA实现信道均衡，如图4所示，具体包括：
S31，在对应的子载波下，将OFDM数据符号和相位补偿值同步输入CORDIC模块中；
S32，CORDIC模块采用旋转模式，根据所述的相位补偿值旋转OFDM数据符号，即实现了相位均衡，得到相位均衡后的OFDM数据符号。
具体的说，CORDIC模块的输入输出精度均为16位，有两个数据通道。其中OFDM数据符号的输入格式如下：
PAD Y_IN PAD X_IN
由于是整数字节数，故不需要填充冗余，输入数据的表达式为DATA_IN＝{im，re}。另外一个输入通道装载相位补偿值，数据位宽是16位。在对应子载波号下，两个信号同步输入CORDIC模块。通过CORDIC模块后的输出数据结构如下图所示:
PAD Y_OUT PAD X_OUT
均衡后的数据信号可以表示为im2＝DATA_OUT[31：16]，re2＝DATA_OUT[15：0]。即完成了整个相位均衡的流程。
通过以下方法得到幅度均衡后的数据，如图5所示：
S31’，将本地训练序列的模长‖RLTS‖传入判决模块，与标准判决门限相乘后作为动态判决门限；
S32’，用动态判决门限对与长训练序列模长‖LLTS‖相乘的OFDM符号进行判决，完成幅度均衡，得到幅度均衡后的数据R′：
Figure BDA0003564886150000081
其中，R为相位均衡后的数据，l为幅度补偿值。
上述方法中，所述的OFDM符号与长训练序列模长‖LLTS‖相乘时，为了简化运算，设所有长训练序列的模长‖LLTS‖—致，通过合适的值将乘法运算转换为移位操作。例如如果需要乘以2的n次方，则可以用位移的方法代替，a＝a*4可以修改为a＝a<<2，因此，位移实现的乘除法比直接进行乘除更加高效。
以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，故：凡依本申请的方法、原理所做的等效变化，均应涵盖于本申请的保护范围之内。
仿真以及实验结果
现有技术中，针对IM/DDO－OFDM系统的信道估计与均衡算法的相关报道中，大部分都是采用理论仿真和离线实验的实现方式，而没有综合考虑算法在硬件系统上实现的可能性以及复杂性。发明人研究了信道估计与均衡算法在FPGA上的实现，并且最后给出仿真结果来证明本申请算法的有效性和准确性。
具体的说，可使用Vivado软件编写本申请中的信道估计与均衡算法方案的Verilog HDL代码。然后编写测试代码，在编译完成后，得到部分信道估计与均衡模块中关键信号的仿真波形结果。
将信道估计与均衡算法植入实时光纤背靠背传输系统中进行实验测试，测试过程中，通过采集FPGA上的实时数据信息来评估该算法方案的性能。以16－QAM调制为例，图6(a)，(b)，(c)分别展示了各个DSP模块处理后的所有数据子载波上调制的16－QAM星座图和相应的误差向量幅度值(ErrorVectorMagnitude,EVM)。其中，图6(a)是信道均衡模块前的星座图，其EVM值为－7.48dB。由于DAC与ADC采样相位不一致以及子载波间互相干扰的影响，每个数据子载波上出现不同程度的相位旋转以及幅度的变化。在通过相位均衡模块后的星座图如图6(b)所示，其EVM值为－8.19dB，相位均衡后EVM值仅提升了0.36dB。此时每个子载波上的相位旋转完毕，出现较为整齐的排列，但是由于高频子载波功率衰落和量化噪声的影响，不同子载波上幅度响应也各异。图6(c)是通过幅度均衡模块后的星座图，其完成了整个信道均衡流程，其EVM值为－35.98dB，相比于信道均衡前的EVM值提升了接近28dB。本实验结果说明本申请的信道估计与均衡算法方案可以显著提升光通信系统中接收机的性能。
采用CORDIC算法求arg(RLTS)的原理：
将坐标点(a，b)旋转一定角度，如果旋转后纵坐标变为0，那么累计的旋转角度就是arg(RLTS)。具体的说，坐标旋转的原理是：设坐标点(a，b)顺时针旋转角度θ后的坐标为(a′，b′)，则有公式：
Figure BDA0003564886150000091
借鉴二分查找的方法，反复旋转角度，利用以上公式进行反复迭代运算，直到b′等于0。由于角度的范围是0～π/2，可以先顺时针旋转π/4，若b′仍然大于0，则继续顺时针旋转；此时旋转角度需缩小为原来的一半即π/8，若b′此时小于0，则需要逆时针旋转原来的一半即π/16；反复操作上面的步骤，直到b′达到一定的精度误差，如此累计旋转的角度就是θ的计算值。
从上面的步骤可以看出：必须知道正余弦的几个标准角度值才能完成计算，但是需要的标准值数量是有限的，可以将这些标准值存储在FPGA硬件中，在需要时进行提取即可。另外，根据以上公式可以看出，其中仍然存在乘法运算。若将cosθ提取出并忽略视为1后(称为伪旋转)，可以减少一半的乘法，但是这样做缩放了坐标幅度，但是最终要求的θ与此无关，可以在后续运算再作补偿。此外，对tanθ的乘法运算，在某些值下可以转换为移位算法，仅需要旋转角度θ满足tanθ＝1/2n，则在作乘法时即等效于将值右移n位。同样可以通过计算将这些特定的角度值存储起来。如此，在整个求角度的过程中仅存在加减运算以及移位操作。
对于求模长||RLTS||的值，同样通过上述过程，当b′接近0时，此时的坐标点a′即可认为是模长的缩放值。由于之前忽略了缩放系数cosθ，在累积之后补偿系数K的表达式为：
Figure BDA0003564886150000101
最后得到比较精确的模长值为||RLTS||＝K×a′。
对于以上的乘法多项式，可以求得其极限值为：
Figure BDA0003564886150000102

Claims (10)

1.基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于：将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流，然后对所述子码流分别进行调制并通过HFC网络上相应的多个频道进行传输。
2.根据权利要求1所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于：采用TS绑定协议将8K视频信号码流拆分成若干带有时间及频点标识信息的子码流。
3.根据权利要求1所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于：采用高阶QAM调制方式对子码流进行调制。
4.根据权利要求3所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于：对所述子码流分别进行调制后，还包括：采用信道估计与均衡算法，提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能。
5.根据权利要求4所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于：所述的采用信道估计与均衡算法，提升信号在高阶QAM调制格式下的整体传输性能，具体包括以下步骤：
进行分离操作：当视频信号数据帧到来时，提取所述数据帧头部的长训练序列并将所述长训练序列与OFDM数据符号进行分离；
进行信道估计：将所述长训练序列与本地训练序列进行对比，计算出所述长训练序列发生的相位偏移值，以及所述长训练序列与本地训练序列的幅度比例关系，进而得到相应的相位补偿值和幅度补偿值；
进行信道均衡：根据所述的相位补偿值旋转OFDM数据符号，完成相位均衡；将所述的幅度补偿值与固定的判决门限相乘得到动态判决门限，并将所述动态判决门限用于OFDM数据符号的判决，完成幅度均衡以及OFDM符号的判决；
输出处理后的数据帧。
6.根据权利要求5所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于：利用FPGA实现信道估计，具体包括以下步骤：
对输入的长训练序列进行标记，实部信号记为re，虚部信号记为im；
调整所述实部信号和虚部信号的格式，使其符合CORDIC平移模式下的输入数据格式；
利用CORDIC算法对所述的长训练序列进行处理，获得长训练序列的角度值和幅度值；
输出所述长训练序列的幅度值，用于数据在解调时进行幅度补偿；计算所述长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值，获得相位补偿值并输出。
7.根据权利要求6所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于，具体通过以下方法计算获得相位补偿值：
设置长训练序列的角度π/4、-π/4、3π/4和-3π/4，并将这些角度值的二进制格式存储到本地；
根据以下公式计算所述长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值：
Figure FDA0003564886140000021
其中，
Figure FDA0003564886140000023
为相位补偿值，(a，b)为长训练序列RLTS对应的坐标向量，(c，d)为本地长训练序列LLTS对应的坐标向量；
将每个点位上的差值表示为th1，并使得最终的长训练序列的角度值与本地训练序列的角度值的差值th2满足-π≤th2≤π；
利用Verilog代码进行赋值：th2＜＝(th1＞pi)？(th1-pi_mul2):((th1＜pi_n)？(th1+pi_mul2):th1，
其中，pi、pi_mul2、pi_n分别为π、π/2、-π，然后用补码格式输出相位补偿值。
8.根据权利要求5所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于，利用FPGA实现信道均衡，具体包括：
在对应的子载波下，将OFDM数据符号和相位补偿值同步输入CORDIC模块中；
CORDIC模块采用旋转模式，根据所述的相位补偿值旋转OFDM数据符号，即实现了相位均衡，得到相位均衡后的OFDM数据符号。
9.根据权利要求8所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于，利用FPGA实现信道均衡，具体包括：
将本地训练序列的模长‖RLTS‖传入判决模块，与标准判决门限相乘后作为动态判决门限；
用动态判决门限对与长训练序列模长‖LLTS‖相乘的OFDM符号进行判决，完成幅度均衡，得到幅度均衡后的数据R′：
Figure FDA0003564886140000022
其中，R为相位均衡后的数据，l为幅度补偿值。
10.根据权利要求9所述的基于HFC网络的8K视频信号传输方法，其特征在于，所述的OFDM符号与长训练序列模长‖LLTS‖相乘时，设所有长训练序列的模长‖LLTS‖—致，通过合适的值将乘法运算转换为移位操作。
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