WO2016039236A1 - 無線通信装置及び方法 - Google Patents

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株式会社日立国際電気
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication apparatus and method, and more particularly to a wireless communication apparatus and method for decoding data by calculating soft symbols from a received signal in which codes are interleaved and modulation symbol points are scrambled.
  • a modulation bit sequence x (m) (m is a symbol (in the time direction) that has been subjected to error correction coding and interleaving in the transmission-side baseband signal processing.
  • Number is converted into a symbol mapping number N (m), scrambled with a predetermined scramble code N SCR (m) and converted into a transmission symbol number N TX (m), which is converted into a PSK (Phase -Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation is specified for transmission.
  • PSK Phase -Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • QPSK Quadrature-PSK
  • 8PSK 16QAM
  • 32QAM 32QAM
  • 64QAM 64QAM are defined as modulation schemes to be used, and their scramble processing is defined as follows.
  • PSK scrambling is It is.
  • mod (A, B) is a remainder when A is divided by B.
  • FIG. 1 shows PSK transmission symbol mapping numbers and their arrangement. From FIG. 1 and Equation 1, it can be seen that PSK scrambling is a phase rotation operation of ( ⁇ / 4) * N SCR (m).
  • QAM scramble processing is It is.
  • bitxor (A, B) is an operation for converting A and B into binary numbers and taking the XOR (exclusive OR) of each bit.
  • QAM is not a simple phase rotation like PSK, but a scramble process in which symbol mapping points are irregularly replaced.
  • the symbol mapping points of QAM in MIL-STD-188-110B Appendix C are arranged in a non-lattice manner (12/4 star QAM) as shown in FIG.
  • a descrambling process may be performed on the received bit sequence subjected to the hard decision by an operation reverse to the scramble process of each modulation method.
  • the symbol-mapped signal is rotated by ( ⁇ / 4) * N SCR (m) phase in the transmission-side baseband signal processing unit, and the reception detection signal is-( ⁇ / 4) * N SCR (m) for processing equivalent to descrambling, or mapping reference point signal to ( ⁇ / 4) * N SCR (m) phase rotation, or reference point signal symbol mapping
  • a method has been proposed in which all combinations of symbol mapping points that can be taken by the number N (m) and the scramble code N SCR (m) are stored in advance in a ROM (Read Only Memory) or the like and referred to.
  • the QAM descrambling method there is a method faithful to the principle of calculating a bit likelihood and then performing code conversion (equivalent to XOR operation) processing with reference to a scramble code.
  • PSK and QAM can be demodulated with a simple implementation by providing a means for obtaining the reference point using the transmission symbol number that is scrambled for the symbol number at the time of reference point generation. And it aims at realizing soft symbol calculation.
  • a wireless communication system includes: In the transmitter baseband signal processor, Means for converting the modulated bit sequence into a predetermined symbol mapping number; Generating means for generating a scramble code for the symbol mapping number; Means for scrambling the symbol mapping number using the scramble code to convert it to a transmission symbol mapping number; Means for mapping according to the transmission symbol mapping number and the modulation scheme; Modulation transmission means for converting the output of the mapping into a time signal, converting it to a transmission frequency and transmitting it, In the receiver baseband signal processor, Means for receiving and detecting the signal transmitted by the modulation transmission means; Means for performing channel equalization or processing corresponding to the detected signal; Means for generating a first reference point symbol mapping number for generating a reference point in the modulation scheme; Means for scrambling the first reference point symbol mapping number using the scramble code to convert it to a first reference point transmission symbol mapping number; First reference point mapping means for mapping according to the first
  • a wireless communication system includes an error correction coding process in the transmission unit baseband signal processing unit, and performs an interleaving process on the error correction coded signal to perform the symbol mapping number.
  • First interleaving means for outputting to the converting means, and means for deinterleaving the bit likelihood in the receiving unit baseband signal processing unit, and soft-input soft-output error correction decoding of the deinterleaved signal
  • a second interleaving unit having the same interleaving pattern as the first interleaving unit with respect to the soft input / soft output error correction decoding output, and the bit likelihood of the output of the second interleaving unit is represented by a bit probability.
  • Means for converting the bit probability to a symbol mapping probability based on the modulation scheme Means for generating a second reference point symbol mapping number for calculating soft symbols, and using the scramble code for the second reference point symbol mapping number, a second reference point transmission symbol mapping number is provided. And a second reference point mapping means for mapping according to the second reference point transmission symbol mapping number and the modulation scheme, the symbol mapping probability calculating means output and the second reference point mapping means output And a turbo equalizing means for feeding back the output of the soft symbol calculating means to the channel equalizing means.
  • a wireless communication method includes: On the sending side, Convert the modulation bit sequence to a predetermined symbol mapping number, Generating a scramble code for the symbol mapping number; The symbol mapping number is scrambled using the scramble code and converted to a transmission symbol mapping number, Mapping according to the transmission symbol mapping number and the modulation scheme, The mapping output is converted into a time signal, converted into a transmission frequency, and transmitted.
  • Channel equalization or equivalent processing is performed on the detected signal, Generating a first reference point symbol mapping number for generating a reference point in the modulation scheme; Using the scramble code, the first reference point symbol mapping number is scrambled and converted to a first reference point transmission symbol mapping number; Mapping according to the first reference point transmission symbol mapping number and the modulation scheme, Calculating the distance between the output of the mapping and the channel equalization output; The bit likelihood is calculated with reference to the first reference point symbol mapping number and the distance.
  • a reference point can be generated for any symbol mapping pattern of the PSK and QAM modulation schemes, and the amount of calculation and memory can be reduced by simple methods in demodulation and soft symbol calculation.
  • the implementation scale can be reduced by unifying the bit likelihood calculation processing in PSK and QAM.
  • Appendix C The figure which shows the symbol mapping point arrangement
  • C The functional block diagram which shows 1st embodiment of this invention.
  • FIG. 3 shows the configuration of the wireless communication apparatus 1 according to the first embodiment.
  • the wireless communication apparatus 1 includes an error correction encoder 11, an interleave unit 12, a serial / parallel converter 13, a symbol mapping number converter 14, a scramble code generator 15, and a transmission symbol mapping number converter 16.
  • a reference point transmission symbol mapping number generation unit 25 a reference point symbol mapping unit 26, a bit LLR calculation unit 27, a deinterleave unit 28, and an error correction decoder 29.
  • the error correction encoder 11 performs an error correction encoding process such as a convolutional encoding process on the input information bit sequence and outputs the result to the interleaving unit 12.
  • the interleaving unit 12 rearranges the input bit series in a predetermined order and outputs it to the serial / parallel conversion unit 13.
  • the serial / parallel converter 13 bundles the input bit series for each number of modulation bits of a predetermined modulation method and outputs the bundle to the symbol mapping number converter. For example, QPSK is processed every 2 bits, and 8PSK is processed every 3 bits.
  • the symbol mapping number conversion unit 14 converts the input modulation bit sequence into a symbol mapping point number according to a predetermined conversion rule, and outputs the symbol mapping point number to the transmission symbol mapping point number conversion unit 16.
  • a symbol mapping point conversion rule for example, MIL-STD-188-110B Appendix C performs conversion as shown in FIG.
  • the scramble code generation unit 15 outputs a scramble code bit sequence having the number of bits corresponding to a predetermined modulation scheme to the transmission symbol mapping point number conversion unit 16.
  • a scramble code bit sequence for example, an output according to a predetermined clipping rule of a PN (Pseudo ⁇ ⁇ random Noise) generator is used.
  • the transmission symbol mapping number conversion unit 16 uses the expression 1 and the expression 2 when the symbol mapping number is N (m) and the scramble code is N SCR (m).
  • the mapping number N TX (m) is calculated, and the transmission symbol mapping number N TX (m) is output to the symbol mapping unit 17.
  • the symbol mapping unit 17 selects a predetermined symbol mapping point using the input transmission symbol mapping number N TX (m) and outputs the selected symbol mapping point to the modulation unit 18.
  • the modulation unit 18 converts the input mapping output into a time signal, converts it into a transmission frequency, and outputs it to the transmission antenna 19.
  • the transmission antenna 19 transmits the input modulation signal to the wireless transmission space.
  • the reception antenna 20 receives a transmission signal from the wireless transmission space and outputs it to the detection unit 21.
  • the detection unit 21 detects the input signal, converts it to a frequency signal, and outputs it to the channel equalizer 22.
  • the channel equalizer 22 estimates the channel distortion between transmission and reception of the input reception frequency signal, corrects it, and outputs it to the bit LLR calculation unit 27.
  • Channel equalization is Y (m) for the received signal, H ⁇ (m) for the estimated channel between transmission and reception, and X ⁇ (m) for the equalization output.
  • MMSE Minimum Mean Square Error norms Is used to perform channel equalization processing.
  • [ ⁇ ] H is the complex conjugate
  • ⁇ 2 is the noise power.
  • the reference point symbol mapping number generation unit 23 generates an integer (reference point symbol mapping number) of 0 .. Q-1 where Q is the number of mapping points that can be taken by the modulation scheme, and transmits the reference symbol transmission symbol mapping number.
  • the data is output to the generation unit 25 and the bit LLR calculation unit 27.
  • Number generation uses, for example, a register value, ROM read value, or counter value prepared in advance.
  • the scramble code generation unit 24 has the same function as the scramble code generation unit 15, and outputs the generated scramble code bit sequence to the reference point transmission symbol mapping number generation 25.
  • the reference point transmission symbol mapping number conversion unit 25 has the same function as the transmission symbol mapping number conversion unit 16, generates a reference point transmission symbol mapping number from the input reference point symbol mapping number and the scramble code bit sequence, The data is output to the reference point symbol mapping unit 26.
  • the reference point symbol mapping unit 26 has the same function as the symbol mapping 17, selects a predetermined mapping point using the input reference point transmission symbol mapping number, and outputs it to the bit LLR calculation unit 27.
  • the bit LLR calculation unit 27 calculates the bit likelihood using the input channel equalization output, the reference point mapping output, and the reference point symbol mapping number, and outputs the bit likelihood to the deinterleaving unit 28. Hereinafter, calculation of bit likelihood including transmission side processing and reference point generation will be described.
  • FIG. 5 shows an example of a 16QAM transmission signal. This figure is an example when the symbol mapping number is 3 and the scramble code is 5. The transmission symbol mapping number is converted to 6 using Equation 2. Therefore, symbol mapping number 6 is mapped and output in this symbol.
  • FIG. 6 shows a state before and after the scramble application of the reception point and the reference point transmission symbol number when the transmission signal of FIG. 5 is received.
  • the reference point mapping point arrangement is the left diagram of FIG. It is obvious from the figure that the minimum distance point is 6. Therefore, when the hard decision is made, the transmission symbol mapping number of the transmission source of this received signal is 6. When 6 is descrambled, 3 is obtained, which matches the symbol mapping number of the transmission source.
  • the mapping arrangement of the reference points is as shown on the right side of FIG. From the figure, it is obvious that the minimum distance point is 3. Therefore, when the hard decision is made, it is obtained that the symbol mapping number of the transmission source of this received signal is 3.
  • bit LLR Log Likelihood Ratio
  • the bit LLR ⁇ (m, b n ) is calculated by the following equation, for example.
  • b n is the nth bit of the modulation bit of the symbol
  • q is a reference point symbol mapping number
  • Y R (m, q) is a reference point symbol mapping output.
  • the calculation is performed using the minimum distance from 1 and the minimum distance from 0 when paying attention to each bit.
  • the above method can be applied even if the mapping arrangement is a grid. Also, a known method for finding a symbol having the minimum distance more efficiently than the full search can be used.
  • the bit likelihood calculation process in the present embodiment is a method of calculating the likelihood by obtaining the distance from the reference point with respect to the equalized output of the mapping arrangement that is not in a lattice shape, and the channel estimation value and the reference mapping point are calculated. This is different from MLD (Maximum Likelihood Detection), which uses this to generate a replica and calculates the distance between the received signal and the replica.
  • MLD Maximum Likelihood Detection
  • FIG. 7 shows a configuration of the LLR calculation unit 30 when the bit likelihood calculation process of the first embodiment is not applied for comparison.
  • the LLR calculation unit 30 includes a phase rotation unit 31, bit LLR calculation units 27 a and 27 b, a code conversion unit 32, and a signal selector 33. Since the bit LLR calculation units 27a and 27b are the same as the above-described bit LLR calculation unit 27, redundant description is omitted.
  • the phase rotation unit 31 outputs a signal X ⁇ ′ (m) obtained by performing phase rotation processing using the scramble code N SCR (m) to the equalized output signal X ⁇ (m) to the bit LLR calculation unit 27.
  • the phase rotation is calculated as follows.
  • j is an imaginary unit. This operation corresponds to descrambling in PSK.
  • the bit LLR calculation unit 27b calculates a bit LLR ⁇ QAM (m, b n ) based on the input equalized output signal X ⁇ (m) based on, for example, Equation 7.
  • FIG. 8 shows a distance calculation result in the bit LLR calculation process when the reception point in 16QAM of FIG. 6 is ( ⁇ 0.9, 0.3).
  • the symbol whose bit is 0 and has the smallest distance, and the symbol whose bit is 1 and the distance is the smallest are selected.
  • the code conversion unit 32 performs code conversion corresponding to the scramble code N SCR (m) on the bit LLR ⁇ QAM (m, b n ) input from the bit LLR calculation unit 27b, and the code converted bit LLR ⁇ ′ QAM (m, b n ) is output to the signal selector 33.
  • the code conversion is performed according to the following equation.
  • bitget (A, B) is a function for extracting the B-th bit when A is expressed in binary. This operation corresponds to descrambling in QAM.
  • the signal selector 33 selects and outputs ⁇ PSK (m, b n ) if the modulation method is PSK. If QAM, ⁇ ′ QAM (m, b n ) is selected and output.
  • FIG. 10 shows a bit LLR calculation result according to Example 1 (scramble processing of reference point symbol mapping number). It can be seen from both results that the same calculation results are obtained. When this embodiment is applied, it is not necessary to divide processing by PSK and QAM and select an output as shown in FIG.
  • the deinterleaving unit 28 rearranges the input bit LLR rearranged by the interleaving unit 12 in the original arrangement order, and outputs the result to the error correction decoder 29.
  • the error correction decoder 29 performs error correction decoding processing such as Viterbi algorithm decoding processing on the input bit LLR, and outputs an error correction result.
  • the transmission signal scrambled to the symbol mapping number on the transmission side is received, and the reference point symbol mapping number is scrambled to generate the reference point, thereby generating a bit LLR.
  • a soft decision value can be calculated.
  • FIG. 11 shows the configuration of a wireless communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the radio communication apparatus 200 according to the second embodiment includes an error correction encoder 11, an interleaving unit 12, a serial / parallel conversion unit 13, a symbol mapping number conversion unit 14, a scramble code generation unit 15, a transmission symbol mapping number conversion unit 16, and a symbol.
  • Radio transmission apparatus including mapping unit 17, modulation unit 18, and transmission antenna 19, reception antenna 20, detection unit 21, SC / MMSE filter 201, reference point symbol mapping number generation unit 23, scramble code generation unit 24, and reference point Transmission symbol mapping number generation unit 25, reference point symbol mapping unit 26, bit LLR calculation unit 27, deinterleave unit 28, soft input / soft output error correction decoder 202, hard decision unit 203, interleave unit 204, and bit probability calculation unit 205 And symbol mapping probability calculator 20 And a reference point soft symbol mapping number generation unit 207, a scramble code generation unit 208, a reference point transmission soft symbol mapping number conversion unit 209, a reference point soft symbol mapping unit 210, and a soft symbol calculation unit 211,
  • the radio reception apparatus realizes iterative decoding using soft symbols (soft decision values).
  • All configurations of the wireless transmission device are the same as those in the first embodiment, and are not shown. Also, among the configurations of the radio reception apparatus, apparatus reception antenna 20, detection unit 21, reference point symbol mapping number generation unit 23, scramble code generation unit 24, reference point transmission symbol mapping number generation unit 25, reference Since the point symbol mapping unit 26, the bit LLR calculation unit 27, and the deinterleaving unit 28 are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • the SC / MMSE filter 201 estimates a channel between transmission and reception from an input reception signal, generates a reference point of an interference component included in the reception signal from a channel estimation result and an input soft symbol, and subtracts it from the reception signal. Equalization processing based on the MMSE norm is performed, and the equalization output is output to the bit LLR calculation unit 27.
  • the soft input soft output error correction decoder 202 performs soft input soft output error correction on the input bit LLR based on, for example, SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) or BCJR (Bahl, Cocke, Jelinek, Raviv) algorithm. Decoding is performed, and the decoding result is output to hard decision section 203 and interleaving section 204.
  • SOVA Soft Output Viterbi Algorithm
  • BCJR Bohl, Cocke, Jelinek, Raviv
  • the hard decision unit 203 performs a hard decision such that 0 is output if the sign of the input bit LLR is positive, and 1 is output if the sign is negative, and the determination result is output.
  • the interleaving unit 204 rearranges the input bit LLRs in the same order as the interleaving unit 12 and outputs the result to the bit probability calculation unit 205.
  • the bit probability calculation unit 205 calculates a bit probability from the input bit LLR, and outputs the bit probability to the symbol mapping probability calculation unit 206.
  • the bit probability is calculated by, for example, converting an error-corrected bit LLR to Le D (m, b n ), a bit probability of 0 being p 0 (m, b n ), and a bit probability of 1 being p When 1 (m, b n ), the following equation is used.
  • the symbol mapping probability calculation unit 206 calculates the symbol mapping probability P i (m) using the input bit probabilities p 0 (m, b n ) and p 1 (m, b n ), and the soft symbol calculation unit 211 Output to.
  • the symbol mapping probability calculation is based on, for example, the following equation.
  • B is the number of modulation bits of the modulation scheme.
  • U is calculated by the following equation.
  • the reference point symbol mapping number generation unit 207 has the same function as the reference point symbol mapping point number generation unit 23.
  • Q is the number of mapping points that can be taken by the modulation scheme, an integer of 0..Q-1 ( A reference point soft symbol mapping number) is generated and output to the reference point transmission soft symbol mapping number conversion unit 209.
  • Number generation uses, for example, a register value, ROM read value, or counter value prepared in advance.
  • the scramble code generation unit 208 has the same function as the scramble code generation unit 15 and the scramble code generation unit 24, and outputs the generated scramble code bit sequence to the reference point transmission soft symbol mapping number conversion unit 209.
  • the reference point transmission soft symbol mapping number conversion unit 209 has the same functions as the transmission symbol mapping number conversion unit 16 and the reference point transmission symbol mapping number conversion unit 25, and the input reference point symbol mapping number and scramble code bit sequence From this, a reference point transmission symbol mapping number is generated and output to the reference point soft symbol mapping unit 210.
  • the reference point soft symbol mapping unit 210 has the same functions as the symbol mapping 17 and the reference point symbol mapping unit 26, selects a predetermined mapping point using the input reference point transmission soft symbol mapping number, and generates a soft symbol Output to the calculation unit 211.
  • the soft symbol calculation unit 211 calculates a soft symbol using the input symbol mapping probability P i (m) and the reference point symbol mapping output S q (m), and outputs the calculation result to the SC / MMSE filter unit 201.
  • the calculation of the soft symbols S to (m) is based on, for example, the following equation.
  • q ′ is when the modulation method is PSK, And when the modulation method is QAM, It is.
  • FIG. 12 shows the configuration of soft symbol calculation when the second embodiment is not applied.
  • the soft symbol calculation of FIG. 12 includes interleaving 204, code conversion unit 401, signal selector 402, bit probability calculation unit 205, symbol probability calculation unit 206, reference point symbol mapping generation unit 207, scramble code generation unit 208, and reference point symbol.
  • a mapping unit 210, a soft symbol calculation unit 211, a phase rotation unit 403, and a signal selector 404 are provided.
  • the interleave 204, the bit probability calculation unit 205, the symbol probability calculation unit 206, the reference point symbol mapping generation unit 207, the scramble code generation unit 208, the reference point symbol mapping unit 210, and the soft symbol calculation unit 211 are the same as those in the second embodiment. Therefore, the description is omitted.
  • the code conversion unit 401 has the same function as the code conversion unit 302 and performs code conversion corresponding to the input scramble code N SCR (m) for the input bit LLR L e D (m, b ′ n ). And the sign-converted bit LLR L e ' D (m, b' n ) is output to the signal selector 402.
  • Signal selector 402 the bit LLR L e D (m, b input 'n) and transcoded bit LLR L e' D (m, b 'n), the modulation scheme depending on the modulation scheme PSK If so, Le D (m, b ′ n ) is selected, and if the modulation method is QAM, L e D (m, b ′ n ) is selected and output to the bit probability calculation unit 205.
  • the phase rotation unit 403 has the same function as the phase rotation unit 301, performs phase rotation according to the scramble code N SCR (m) on the input soft symbols S ⁇ ′ (m), and performs phase rotation of the software
  • the symbol S ⁇ ′ ROT (m) is output to the signal selector 404.
  • the signal selector 404 uses the input soft symbols S ⁇ ′ (m) and phase-rotated soft symbols S ⁇ ′ ROT (m) according to the modulation method, and if the modulation method is PSK, S ⁇ ′ ROT ( m), if the modulation method is QAM, S ⁇ '(m) is selected and output.
  • the reference point symbol mapping number is scrambled.
  • code conversion and phase rotation processing are required, but the present invention does not require them, and a reduction in mounting scale can be realized.
  • the present invention is particularly suitable for the wireless communication system defined in MIL-STD-188-110B, but is not limited to this. It should be noted that the scope of the present invention is not limited to the illustrated and described exemplary embodiments, and includes all embodiments that provide the same effects as those intended by the present invention. Further, the scope of the present invention can be defined by any desired combination of particular features among all the disclosed features.
  • the present invention can be applied to various types of wireless communication systems that perform wireless communication using white space.
  • SYMBOLS 11 Error correction encoder, 12 ... Interleave part, 13 ... Serial / parallel conversion part, 14 ... Symbol mapping number conversion part, 15 ... Scramble code generation part, 16 ... Transmission symbol mapping number conversion part, 17 ... Symbol mapping part , 18 ... modulation section, 19 ... transmission antenna, 20 ... reception antenna, DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Detection part, 22 ... Channel equalization part, 23 ... Reference point symbol mapping number generation part, 24 ... Scramble code generation part, 25 ... Reference point transmission symbol mapping number generation part, 26 ... Reference point symbol mapping part, 27 ... Bit LLR calculation unit, 28 ... deinterleave unit, 29 ...

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Abstract

　シンボル配置がスクランブルされた受信信号のＳＩＳＯ復号を、複雑さが削減された処理で実現する。　シンボルの基準点の位置に対してではなく、シンボル番号に対してスクランブル処理しマッピングした基準点の座標を生成する。この基準点は、送信側のスクランブルを模擬したもので、第1マッピング手段により全てのシンボル番号に対して生成される。対応する元のシンボル番号の２進数表現が保持されているので、ビット尤度計算手段は、基準点と受信信号との距離に基づくビット尤度を容易に計算できる。算出されたビット尤度はその後、デインタリーブ、ＳＩＳＯ誤り訂正復号され、そこで得られるビット尤度は再びインタリーブされ、シンボル確率の計算に使われる。全ての計算されたシンボル確率と、上記第１マッピング手段と同様の第２マッピング手段が出力する、対応する基準点とが乗算されて、ソフトシンボルが生成される。

Description

無線通信装置及び方法
　本発明は、無線通信装置及び方法に関し、符号がインタリーブされ且つ変調シンボル点がスクランブルされた受信信号から、ソフトシンボルを計算してデータを復号する無線通信装置及び方法に関する。
　例えば、非特許文献１のMIL-STD-188-110Bにおいては、送信側ベースバンド信号処理において、誤り訂正符号化されインタリーブ処理された変調ビット系列ｘ(m) （mはシンボル(時間方向の)番号）をシンボルマッピング番号N(m)に変換し、所定のスクランブルコードNSCR(m)によりスクランブル処理して送信シンボル番号NTX(m)に変換し、それを当該マッピングルールに基づきPSK（Phase-Shift Keying）変調あるいはQAM（Quadrature Amplitude Modulation）変調を行い送信することが規定されている。
　また、非特許文献１のAppendix Cにおいては、使用する変調方式としてQPSK（Quadrature-PSK）、8PSK、16QAM、32QAM、64QAMが規定され、それらのスクランブル処理は以下の様に規定されている。
　PSKのスクランブル処理は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 である。ここで、mod(A,B)は、AをBで除算したときの剰余である。図１にPSKの送信シンボルマッピング番号とその配置を示す。図１と数式１より、PSKのスクランブルは(π/4)*NSCR(m)の位相回転操作となっていることが分かる。
　QAMのスクランブル処理は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 である。ここで、bitxor(A,B)はA，Bをそれぞれ２進数に変換して各ビットのXOR（排他的論理和）をとる演算である。上式の通り、QAMの場合、PSKのような単純な位相回転ではなく、シンボルマッピング点が不規則に入れ替わるスクランブル処理である。さらに、MIL-STD-188-110B Appendix CのQAMのシンボルマッピング点は、図２に示すように、一般的な格子状ではない配置（12/4 star QAM）となっている。
　等化判定処理で硬判定を行う場合は、硬判定した受信ビット系列に対して、各変調方式のスクランブル処理の逆の操作によるデスクランブル処理を行えば良い。
　従来技術の特許文献１では、シンボルマッピングした信号を送信側ベースバンド信号処理部で(π/4) * NSCR(m)位相回転させ、受信側ベースバンド信号処理部では受信検波信号を-(π/4) * NSCR(m)させることでデスクランブルに相当する処理を行い、またはマッピングした基準点信号を(π/4) * NSCR(m)位相回転させる、あるいは基準点信号シンボルマッピング番号N(m)とスクランブルコードNSCR(m)との取り得るシンボルマッピング点の組み合わせ全パターンをROM（Read Only Memory）などに予め格納し、それを参照する手法が提案されている。
また、QAMのデスクランブル方法については、ビット尤度を算出したあと、スクランブルコードを参照して符号変換（XOR操作に等価）処理する、原理に忠実な方法が挙げられる。
特開２０１３－４２４４４号公報
米国防総省、"Department of Defense, Interface Standard MIL-STD-188 110B Interoperability and Performance Standards for Data Modems"、[online]、2000年、[平成２６年９月８日検索]、インターネット＜URL：http://www.vocal.com/wp-content/uploads/2012/05/milstd_188110b.pdf＞
　しかしながら、非特許文献１のようなＱＡＭに対する復調処理においては、単純に振幅や位相を操作する方法ではデスクランブル処理を実現できない。また、軟判定値や尤度を扱う場合には、全てのシンボル点について仮にデスクランブルした場合の尤度を計算する必要がある。特許文献１の無線受信装置で非特許文献１のＱＡＭを処理できるようにするためには、全基準点と全スクランブルパターンとの取り得る組合せの対応表をROMに格納し参照することになり、使用メモリ量も増大し、実装上好ましくない。
　さらに、従来技術を用いると、ビット尤度計算において、PSKの位相回転処理、QAMのビット符号変換処理の２つが必要となり、この２つの処理の実装及び処理選択の機能が必要となる。
　また、ターボ等化でのソフトシンボル算出処理の計算過程で必要となる基準点生成においても同様の問題が生じる。
　以上の課題を解決するため、基準点生成時のシンボル番号に対してスクランブル処理を行った送信シンボル番号を使って基準点を求める手段を提供することにより、簡易な実装でPSK、QAMともに復調処理及びソフトシンボル算出を実現することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の一側面に係る無線通信システムは、
　送信部ベースバンド信号処理部において、
　変調ビット系列を所定のシンボルマッピング番号に変換する手段と、
　前記シンボルマッピング番号に対するスクランブルコードを生成する生成手段と、
　前記スクランブルコードを用いて前記シンボルマッピング番号をスクランブル処理して送信シンボルマッピング番号へ変換する手段と、
　前記送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングする手段と、
　前記マッピングの出力を時間信号に変換して送信周波数に変換し送信する変調送信手段を備え、
　受信部ベースバンド信号処理部において、
　前記変調送信手段により送信された信号を受信して検波する手段と、
　前記検波された信号に対してチャネル等化あるいはそれに相当する処理を行う手段と、
　当該変調方式における基準点を生成するための第一の基準点シンボルマッピング番号を発生させる手段と、
　前記スクランブルコードを用いて前記第一の基準点シンボルマッピング番号をスクランブル処理して第一の基準点送信シンボルマッピング番号へ変換する手段と、
　前記第一の基準点送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングする第一の基準点マッピング手段と、
　前記第一の基準点マッピング手段からの出力と前記チャネル等化出力との距離を算出する手段と、
　前記第一の基準点シンボルマッピング番号と前記距離を参照してビット尤度を算出する手段と、を備えた。
　本発明の他の一側面に係る無線通信システムは、前記送信部ベースバンド信号処理部に誤り訂正符号化処理を備え、前記誤り訂正符号化された信号に対してインタリーブ処理して前記シンボルマッピング番号変換手段に出力する第一のインタリーブ手段を備え、前記受信部ベースバンド信号処理部において、前記ビット尤度をデインタリーブ処理する手段を備え、前記デインタリーブ処理した信号を軟入力軟出力誤り訂正復号する処理を備え、前記軟入力軟出力誤り訂正復号出力に対して前記第一のインタリーブ手段と同じインタリーブパターンの第二のインタリーブ手段を備え、前記第二のインタリーブ手段出力のビット尤度をビット確率に変換する手段を備え、前記ビット確率を当該変調方式に基づきシンボルマッピング確率を算出する手段を備え、ソフトシンボル計算用の第二の基準点シンボルマッピング番号を生成する手段を備え、前記第二の基準点シンボルマッピング番号に対し前記スクランブルコード用いて第二の基準点送信シンボルマッピング番号を生成する手段を備え、前記第二の基準点送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングする第二の基準点マッピング手段を備え、前記シンボルマッピング確率算出手段出力と前記第二の基準点マッピング手段出力からソフトシンボルを算出する手段を備え、前記ソフトシンボル算出手段出力を前記チャネル等化手段にフィードバックするターボ等化手段を備えた。
　また、上記課題を解決するために、本発明の一側面に係る無線通信方法は、
　送信側において、
　変調ビット系列を所定のシンボルマッピング番号に変換し、
　前記シンボルマッピング番号に対するスクランブルコードを生成し、
　前記スクランブルコードを用いて前記シンボルマッピング番号をスクランブル処理して送信シンボルマッピング番号へ変換し、
　前記送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングし、
　前記マッピングの出力を時間信号に変換して送信周波数に変換し送信し、
　受信側において、
　前記送信された信号を受信して検波し、
　前記検波された信号に対してチャネル等化あるいはそれに相当する処理を行い、
　当該変調方式における基準点を生成するための第一の基準点シンボルマッピング番号を発生し、
　前記スクランブルコードを用いて前記第一の基準点シンボルマッピング番号をスクランブル処理して第一の基準点送信シンボルマッピング番号へ変換し、
　前記第一の基準点送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングし、
　前記マッピングの出力と前記チャネル等化出力との距離を算出し、
　前記第一の基準点シンボルマッピング番号と前記距離を参照してビット尤度を算出する。
　本発明によれば、PSK、QAMの変調方式のいずれのシンボルマッピングパターンに対しても基準点を生成でき、復調およびソフトシンボル算出において簡易な手法により演算量、メモリ量の低減が実現できる。また、ビット尤度計算処理をPSK、QAMで統一することにより、実装規模削減が図れる。
MIL-STD-188-110B Appendix CにおけるPSKのシンボルマッピング点配置及び送信シンボルマッピング番号を示す図。 MIL-STD-188-110B Appendix CにおけるQAMのシンボルマッピング点配置を示す図。 本発明の第一の実施形態を示す機能ブロック図。 シンボルマッピング番号変換の一例を示す図。 送信信号及びスクランブル処理による動作の一例を説明する図。 受信信号及びスクランブル処理による基準点の一例を説明する図。 図６における受信点と各基準点との距離算出結果。 本発明を適用しない場合のビットLLR算出の機能ブロック図。 本発明を適用しない場合のビットLLR計算結果。 本発明を適用した場合のビットLLR計算結果。 本発明における第二の実施形態を示す機能ブロック図。 本発明を適用しない場合のソフトシンボル算出の機能ブロック図
　以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
　図３に実施例１に係る無線通信装置１の構成を示す。無線通信装置１は、誤り訂正符号化器１１と、インタリーブ部１２と、シリアル／パラレル変換部１３と、シンボルマッピング番号変換部１４と、スクランブルコード生成部１５と、送信シンボルマッピング番号変換部１６と、シンボルマッピング部１７と、変調部１８と、送信アンテナ１９と、受信アンテナ２０と、検波部２１と、チャネル等化器２２と、基準点シンボルマッピング番号生成部２３と、スクランブルコード生成部２４と、基準点送信シンボルマッピング番号生成部２５と、基準点シンボルマッピング部２６と、ビットＬＬＲ算出部２７とデインタリーブ部２８と、誤り訂正復号器２９とを備える。
　誤り訂正符号化器１１は、入力される情報ビット系列に対し、例えば、畳み込み符号化処理のような誤り訂正符号化処理を施し、インタリーブ部１２へ出力する。
　インタリーブ部１２は、入力されたビット系列を所定の順序に並び替え、シリアル／パラレル変換部１３へ出力する。
　シリアル／パラレル変換部１３は、入力されたビット系列を所定の変調方式の変調ビット数毎に束ね、シンボルマッピング番号変換部へ出力する。例えば、ＱＰＳＫは２ビット、８ＰＳＫは３ビット毎の処理となる。
　シンボルマッピング番号変換部１４は、入力された変調ビット系列を所定の変換則によってシンボルマッピング点番号に変換し、送信シンボルマッピング点番号変換部１６へ出力する。シンボルマッピング点の変換則は、例えば、MIL-STD-188-110B Appendix Cでは図４に示すような変換を行う。
　スクランブルコード生成部１５は、所定の変調方式に応じたビット数のスクランブルコードビット系列を送信シンボルマッピング点番号変換部１６へ出力する。スクランブルコードビット系列は、例えば、ＰＮ（Pseudo random Noise）発生器の予め定められた切り出し則による出力を用いる。
　送信シンボルマッピング番号変換部１６は、例えば、背景技術で述べたように、シンボルマッピング番号をN(m)、スクランブルコードをNSCR(m)とするとき、式１や式２を用いて送信シンボルマッピング番号NTX(m)を計算し、送信シンボルマッピング番号NTX(m)をシンボルマッピング部１７へ出力する。
　シンボルマッピング部１７は、入力された送信シンボルマッピング番号NTX(m)を用いて所定のシンボルマッピング点を選択し、変調部１８へ出力する。
　変調部１８は、入力されたマッピング出力を時間信号に変換して送信周波数に変換し、送信アンテナ１９へ出力する。
　送信アンテナ１９は、入力された変調信号を無線伝送空間に送信する。
　受信アンテナ２０は、無線伝送空間から送信信号を受信し、検波部２１へ出力する。
　検波部２１は、入力された信号を検波して周波数信号に変換し、チャネル等化器２２へ出力する。
　チャネル等化器２２は、入力された受信周波数信号の送受信間のチャネル歪を推定してそれを補正し、ビットＬＬＲ算出部２７へ出力する。チャネル等化は、受信信号をY(m)、推定した送受信間のチャネルをH^(m)、等化出力をX^(m)とするとき、例えば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 や、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）規範による
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 を用いてチャネル等化処理を行う。ここで、[・]Hは複素共役、σ2は雑音電力である。
　基準点シンボルマッピング番号生成部２３は、当該変調方式で取り得るマッピング点数をQとするとき、0 .. Q-1の整数（基準点シンボルマッピング番号）を生成し、基準点の送信シンボルマッピング番号生成部２５とビットＬＬＲ算出部２７へ出力する。番号生成は例えば、予め用意したレジスタ値やＲＯＭの読出し値、カウンタ値を用いる。
　スクランブルコード生成部２４は、スクランブルコード生成部１５と同一の機能を有し、生成したスクランブルコードビット系列を基準点送信シンボルマッピング番号生成２５へ出力する。
　基準点送信シンボルマッピング番号変換部２５は、送信シンボルマッピング番号変換部１６と同一の機能を有し、入力された基準点シンボルマッピング番号とスクランブルコードビット系列から基準点送信シンボルマッピング番号を生成し、基準点シンボルマッピング部２６へ出力する。
　基準点シンボルマッピング部２６は、シンボルマッピング１７と同一の機能を有し、入力された基準点送信シンボルマッピング番号を用いて所定のマッピング点を選択し、ビットＬＬＲ算出部２７へ出力する。
　ビットＬＬＲ算出部２７は、入力されたチャネル等化出力と基準点マッピング出力と基準点シンボルマッピング番号を用いてビット尤度を算出し、デインタリーブ部２８へ出力する。以下、送信側処理、基準点生成を含め、ビット尤度の算出について説明する。
　図５に、１６ＱＡＭの送信信号例を示す。この図はシンボルマッピング番号が３、スクランブルコードが５のときの例である。式２を用いて送信シンボルマッピング番号が６に変換される。よって、このシンボルではシンボルマッピング番号６がマッピングされ出力される。
　図６に、図５の送信信号を受信した場合の受信点及び基準点送信シンボル番号のスクランブル適用前後の状態を示す。
　まず、この受信信号を硬判定することを考える。本発明を適用しない場合、基準点のマッピング点配置は図６の左図となる。図から最小距離の点が６であることは自明である。よって、硬判定するとこの受信信号の送信元の送信シンボルマッピング番号は６となる。６をデスクランブルすると３が得られ、送信元のシンボルマッピング番号と一致する。
　本発明を適用した場合、基準点のマッピング配置は図６の右図となる。図から最小距離の点が３であることは自明である。よって、硬判定するとこの受信信号の送信元のシンボルマッピング番号が３であることが得られる。
　次に、軟判定ビット尤度の算出を考える。前述の通り、MIL-TD-188-110B Appendix. Cのマッピング配置は格子状ではないため、等化出力の実数部や虚数部の値を尤度として用いることができないため、基準点との距離を測って尤度を算出する。ここでは、ビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio：対数尤度比）を考える。ビットＬＬＲ λ(m,bn)は、例えば、次式により算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ここで、bnは当該シンボルの変調ビットのnビット目、qは基準点シンボルマッピング番号、YR(m,q)は基準点シンボルマッピング出力である。ここで、近似式、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 を用いると、式５は次式のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 よって、各ビットに着目したときの１との最小距離、０との最小距離を使って計算する。以上の方法は、マッピング配置が格子状であっても適用可能である。また最小距離となるシンボルを全探索よりも効率的に見つけるための公知の手法を利用できる。
　本実施例におけるビット尤度算出処理は、格子状ではないマッピング配置の等化出力に対して基準点との距離を求めることにより尤度を算出する方法であり、チャネル推定値と基準マッピング点を使ってレプリカを生成し、受信信号とレプリカとの距離を計算するＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）とは異なる。
　図７に、対比のために、本実施例１のビット尤度算出処理を適用しない場合のＬＬＲ算出部３０の構成を示す。ＬＬＲ算出部３０は、位相回転部３１と、ビットＬＬＲ算出部２７ａ，２７ｂと、符号変換部３２と、信号選択器３３とを備える。ビットＬＬＲ算出部２７ａ，２７ｂは上述のビットＬＬＲ算出部２７と同様なので、冗長な説明は省略する。
　位相回転部３１は等化出力信号X^(m)に対して、スクランブルコードNSCR(m)を用いた位相回転処理を行った信号X^'(m)をビットＬＬＲ算出部２７へ出力する。位相回転は、例えば、次式のように算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 ここで、ｊは虚数単位である。この操作は、ＰＳＫにおけるデスクランブルに相当する。
　一方、ＱＡＭの場合、ビットＬＬＲ算出部２７ｂは、入力された等化出力信号X^(m)から、例えば式７に基づいてビットＬＬＲ λQAM(m,bn)を計算する。
　図８は、図６の１６ＱＡＭにおける受信点を（-0.9，0.3）とした場合の、ビットＬＬＲ計算の過程における距離計算結果である。各ビットのLLRを求めるにあたり、そのビットが０になるようなシンボルであって距離が最小のものと、そのビットが１になるようなシンボルであって距離が最小のもの（本例では、シンボルマッピング番号６、７、１４）が選ばれる。
　符号変換部３２は、ビットＬＬＲ算出部２７ｂから入力されたビットＬＬＲ λQAM(m,bn)に対してスクランブルコードNSCR(m)に応じた符号変換を行い、符号変換したビットＬＬＲλ'QAM(m,bn)を信号選択器３３へ出力する。符号変換は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 ここで、bitget(A,B)はAを２進数で表現したときのBビット目を抽出する関数である。この操作は、ＱＡＭにおけるデスクランブルに相当する。
　信号選択器３３は、入力されたビットＬＬＲλPSK(m,bn)とλ'QAM(m,bn)について、変調方式がＰＳＫであればλPSK(m,bn)を選択して出力し、ＱＡＭであればλ'QAM(m,bn)を選択して出力する。
　ここで、受信点が（-0.9，0.3）の場合の、実施例１を適用しないときの式７に基づく各ビットＬＬＲ及び符号変換出力を図９に示す。なお、説明を平易にするため、σ2 =1として計算した。
　図１０に実施例１（基準点シンボルマッピング番号をスクランブル処理）による、ビットＬＬＲ計算結果を示す。両結果から同一の計算結果となることが分かる。本実施例を適用した場合は、図７のようにＰＳＫ、ＱＡＭで処理を分け、出力を選択する必要がない。
　再び図３に戻り、デインタリーブ部２８は、入力されたビットＬＬＲに対してインタリーブ部１２によって並べ替えられたものを元の並び順に並び替え、誤り訂正復号器２９へ出力する。
　誤り訂正復号器２９は、入力されたビットＬＬＲに対して、例えば、ビタビアルゴリズム復号処理のような誤り訂正復号処理を行い、誤り訂正結果を出力する。
　以上説明した実施例１によれば、送信側でシンボルマッピング番号にスクランブル処理された送信信号を受信し、基準点シンボルマッピング番号にスクランブル処理をして基準点を生成することにより、ビットＬＬＲのような軟判定値を算出することが可能となる。
　図１１に本発明の実施例２に係る無線通信装置の構成を示す。実施例２の無線通信装置２００は、誤り訂正符号化器１１とインタリーブ部１２とシリアル／パラレル変換部１３とシンボルマッピング番号変換部１４とスクランブルコード生成部１５と送信シンボルマッピング番号変換部１６とシンボルマッピング部１７と変調部１８と送信アンテナ１９とを備える無線送信装置と、受信アンテナ２０と検波部２１とＳＣ／ＭＭＳＥフィルタ２０１と基準点シンボルマッピング番号生成部２３とスクランブルコード生成部２４と基準点送信シンボルマッピング番号生成部２５と基準点シンボルマッピング部２６とビットＬＬＲ算出部２７とデインタリーブ部２８と軟入力軟出力誤り訂正復号器２０２と硬判定部２０３とインタリーブ部２０４とビット確率計算部２０５とシンボルマッピング確率計算部２０６と基準点ソフトシンボルマッピング番号生成部２０７とスクランブルコード生成部２０８と基準点送信ソフトシンボルマッピング番号変換部２０９と基準点ソフトシンボルマッピング部２１０とソフトシンボル計算部２１１とを備える無線受信装置からなり、無線受信装置はソフトシンボル（軟判定値）を用いた反復復号を実現する。
　無線送信装置の全ての構成（誤り訂正符号化器１１から送信アンテナ１９）は実施例１と同一であり、図示を省略してある。
　また、無線受信装置の構成の内、装置受信アンテナ２０と、検波部２１と、基準点シンボルマッピング番号生成部２３と、スクランブルコード生成部２４と、基準点送信シンボルマッピング番号生成部２５と、基準点シンボルマッピング部２６と、ビットＬＬＲ算出部２７と、デインタリーブ部２８は、実施例１と同一であるので、説明は省略する。
　ＳＣ／ＭＭＳＥフィルタ２０１は、入力される受信信号から送受信間のチャネルを推定し、チャネル推定結果と入力されるソフトシンボルから受信信号に含まれる干渉成分の基準点を生成して受信信号から減じ、ＭＭＳＥ規範に基づく等化処理を行い、等化出力をビットＬＬＲ計算部２７へ出力する。
　軟入力軟出力誤り訂正復号器２０２は、入力されるビットＬＬＲに対して、例えば、ＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）やＢＣＪＲ（Bahl，Cocke，Jelinek，Raviv）アルゴリズムに基づいた軟入力軟出力誤り訂正復号を行い、復号結果を硬判定部２０３とインタリーブ部２０４へ出力する。
　硬判定部２０３は、例えば、入力されたビットＬＬＲの符号が正であれば０、負であれば１を出力するような硬判定を行い、判定結果を出力する。
　インタリーブ部２０４は入力されるビットＬＬＲをインタリーブ部１２と同一の順序で並び替えを行い、ビット確率計算部２０５へ出力する。
　ビット確率計算部２０５は、入力されたビットＬＬＲからビット確率を計算し、ビット確率をシンボルマッピング確率計算部２０６へ出力する。ビット確率の計算は、例えば、誤り訂正されたビットＬＬＲをLe D(m,bn)、そのビットが０であるビット確率をp0(m,bn)、１であるビット確率をp1(m,bn)とするとき、次式で行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　シンボルマッピング確率計算部２０６は、入力されたビット確率p0(m,bn)、p1(m,bn)を用いてシンボルマッピング確率Pi(m)を計算し、ソフトシンボル計算部２１１へ出力する。シンボルマッピング確率計算は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 ここで、Bは当該変調方式の変調ビット数である。また、uは次式で計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　基準点シンボルマッピング番号生成部２０７は、基準点シンボルマッピング点番号生成部２３と同一の機能を有し、当該変調方式で取り得るマッピング点数をQとするとき、0..Q-1の整数（基準点ソフトシンボルマッピング番号）を生成し、基準点送信ソフトシンボルマッピング番号変換部２０９へ出力する。番号生成は例えば、予め用意したレジスタ値やＲＯＭの読出し値、カウンタ値を用いる。
　スクランブルコード生成部２０８は、スクランブルコード生成部１５及びスクランブルコード生成部２４と同一の機能を有し、生成したスクランブルコードビット系列を基準点送信ソフトシンボルマッピング番号変換部２０９へ出力する。
　基準点送信ソフトシンボルマッピング番号変換部２０９は、送信シンボルマッピング番号変換部１６、基準点送信シンボルマッピング番号変換部２５と同一の機能を有し、入力された基準点シンボルマッピング番号とスクランブルコードビット系列から基準点送信シンボルマッピング番号を生成し、基準点ソフトシンボルマッピング部２１０へ出力する。
基準点ソフトシンボルマッピング部２１０は、シンボルマッピング１７と基準点シンボルマッピング部２６と同一の機能を有し、入力された基準点送信ソフトシンボルマッピング番号を用いて所定のマッピング点を選択し、ソフトシンボル計算部２１１へ出力する。
　ソフトシンボル計算部２１１は、入力されたシンボルマッピング確率Pi(m)と基準点シンボルマッピング出力Sq(m)を用いてソフトシンボルを計算し、計算結果をＳＣ／ＭＭＳＥフィルタ部２０１へ出力する。ソフトシンボルS~(m)の計算は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 ここで、q'は、変調方式がＰＳＫのとき、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 であり、変調方式がＱＡＭのとき、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 である。
　図１２に本実施例２を適用しない場合のソフトシンボル算出の構成を示す。図１２のソフトシンボル算出は、インタリーブ２０４と符号変換部４０１と信号選択器４０２とビット確率計算部２０５とシンボル確率計算部２０６と基準点シンボルマッピング生成部２０７とスクランブルコード生成部２０８と基準点シンボルマッピング部２１０とソフトシンボル計算部２１１と位相回転部４０３と信号選択器４０４とを備える。
　インタリーブ２０４とビット確率計算部２０５とシンボル確率計算部２０６と基準点シンボルマッピング生成部２０７とスクランブルコード生成部２０８と基準点シンボルマッピング部２１０とソフトシンボル計算部２１１は第二の実施形態と同一であるため、説明は省略する。
　符号変換部４０１は符号変換部３０２と同一の機能を有し、入力されたビットＬＬＲ　Le D(m,b'n)に対して入力されたスクランブルコードNSCR(m)に応じた符号変換を行い、符号変換したビットＬＬＲ　Le'D(m,b'n)を信号選択器４０２へ出力する。
　信号選択器４０２は、入力されたビットＬＬＲ　Le D(m,b'n)と符号変換されたビットＬＬＲ　Le'D(m,b'n)から、変調方式に応じて変調方式がＰＳＫであればLe D(m,b'n)を、変調方式がＱＡＭであればLe'D(m,b'n)を選択してビット確率計算部２０５へ出力する。
　位相回転部４０３は位相回転部３０１と同一の機能を有し、入力されたソフトシンボルS~'(m)に対してスクランブルコードNSCR(m)に応じた位相回転を行い、位相回転したソフトシンボルS~'ROT(m)を信号選択器４０４へ出力する。
　信号選択器４０４は、入力されたソフトシンボルS~'(m)と位相回転されたソフトシンボルS~'ROT(m)から変調方式に応じて、変調方式がＰＳＫであればS~'ROT(m)を、変調方式がＱＡＭであればS~'(m)を選択して出力する。
　このように、本実施例２を適用しない場合は符号変換と位相回転の二つの処理が必要となる。
　以上述べた実施例２によれば、送信側でシンボルマッピング番号にスクランブル処理された送信信号を受信し、ターボ等化処理に用いるソフトシンボルを計算する際、基準点シンボルマッピング番号にスクランブル処理をして基準点信号を生成することにより、ソフトシンボルを算出することが可能となる。また、本実施例２を適用しない場合は符号変換、位相回転処理が必要となるが、本発明はそれらが不要となり、実装規模削減が実現できる。
　また、本発明は、MIL-STD-188-110B で規定されている無線通信システムに対して特に好適であるが、これに限定されるものではない。
　なお、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと同様な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。更に、本発明の範囲は、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。
　本発明は、ホワイトスペースを利用して無線通信を行う種々の形式の無線通信システムに適用することができる。
　１１…誤り訂正符号化器、　１２…インタリーブ部、　１３…シリアル／パラレル変換部、　１４…シンボルマッピング番号変換部、　１５…スクランブルコード生成部、　１６…送信シンボルマッピング番号変換部、　１７…シンボルマッピング部、　１８…変調部、　１９…送信アンテナ、　２０…受信アンテナ、
　２１…検波部、　２２…チャネル等化部、　２３…基準点シンボルマッピング番号生成部、　２４…スクランブルコード生成部、　２５…基準点送信シンボルマッピング番号生成部、　２６…基準点シンボルマッピング部、　２７…ビットＬＬＲ算出部、　２８…デインタリーブ部、　２９…誤り訂正復号器、
　２０１…ソフト干渉キャンセラ／ＭＭＳＥ等化部、　２０２…軟入力軟出力誤り訂正復号器、　２０３硬判定部、　２０４…インタリーブ部、　２０５…ビット確率計算部、　２０６…シンボル確率計算部、　２０７…基準点シンボルマッピング番号生成部、　２０８…スクランブルコード生成部、　２０９…基準点送信シンボルマッピング番号変換部、
　２１０…基準点シンボルマッピング部、　２１１…ソフトシンボル計算部、
　３０１…位相回転部、　３０２…符号変換部、　３０３…信号選択器、
　４０１…符号変換部、　４０２…信号選択器、　４０３…位相回転部、　４０４…信号選択器。

Claims (3)

  1. 　送信部ベースバンド信号処理部において、
    　変調ビット系列を所定のシンボルマッピング番号に変換する手段と、
    　前記シンボルマッピング番号に対するスクランブルコードを生成する生成手段と、
    　前記スクランブルコードを用いて前記シンボルマッピング番号をスクランブル処理して送信シンボルマッピング番号へ変換する手段と、
    　前記送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングする手段と、
    　前記マッピングの出力を時間信号に変換して送信周波数に変換し送信する変調送信手段を備え、
    　受信部ベースバンド信号処理部において、
    　前記変調送信手段により送信された信号を受信して検波する手段と、
    　前記検波された信号に対してチャネル等化あるいはそれに相当する処理を行う手段と、
    　当該変調方式における基準点を生成するための第一の基準点シンボルマッピング番号を発生させる手段と、
    　前記スクランブルコードを用いて前記第一の基準点シンボルマッピング番号をスクランブル処理して第一の基準点送信シンボルマッピング番号へ変換する手段と、
    　前記第一の基準点送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングする第一の基準点マッピング手段と、
    　前記第一の基準点マッピング手段からの出力と前記チャネル等化出力との距離を算出する手段と、
    　前記第一の基準点シンボルマッピング番号と前記距離を参照してビット尤度を算出する手段と、を備える無線通信装置。
  2. 　請求項１記載の無線通信装置において、前記送信部ベースバンド信号処理部に誤り訂正符号化処理を備え、前記誤り訂正符号化された信号に対してインタリーブ処理して前記シンボルマッピング番号変換手段に出力する第一のインタリーブ手段を備え、前記受信部ベースバンド信号処理部において、前記ビット尤度をデインタリーブ処理する手段を備え、前記デインタリーブ処理した信号を軟入力軟出力誤り訂正復号する処理を備え、前記軟入力軟出力誤り訂正復号出力に対して前記第一のインタリーブ手段と同じインタリーブパターンの第二のインタリーブ手段を備え、前記第二のインタリーブ手段出力のビット尤度をビット確率に変換する手段を備え、前記ビット確率を当該変調方式に基づきシンボルマッピング確率を算出する手段を備え、ソフトシンボル計算用の第二の基準点シンボルマッピング番号を生成する手段を備え、前記第二の基準点シンボルマッピング番号に対し前記スクランブルコード用いて第二の基準点送信シンボルマッピング番号を生成する手段を備え、前記第二の基準点送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングする第二の基準点マッピング手段を備え、前記シンボルマッピング確率算出手段出力と前記第二の基準点マッピング手段出力からソフトシンボルを算出する手段を備え、前記ソフトシンボル算出手段出力を前記チャネル等化手段にフィードバックするターボ等化手段を備えることを特徴とする無線通信装置。
  3. 　送信側において、
    　変調ビット系列を所定のシンボルマッピング番号に変換し、
    　前記シンボルマッピング番号に対するスクランブルコードを生成し、
    　前記スクランブルコードを用いて前記シンボルマッピング番号をスクランブル処理して送信シンボルマッピング番号へ変換し、
    　前記送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングし、
    　前記マッピングの出力を時間信号に変換して送信周波数に変換し送信し、
    　受信側において、
    　前記送信された信号を受信して検波し、
    　前記検波された信号に対してチャネル等化あるいはそれに相当する処理を行い、
    　当該変調方式における基準点を生成するための第一の基準点シンボルマッピング番号を発生し、
    　前記スクランブルコードを用いて前記第一の基準点シンボルマッピング番号をスクランブル処理して第一の基準点送信シンボルマッピング番号へ変換し、
    　前記第一の基準点送信シンボルマッピング番号と当該変調方式によりマッピングし、
    　前記マッピングの出力と前記チャネル等化出力との距離を算出し、
    　前記第一の基準点シンボルマッピング番号と前記距離を参照してビット尤度を算出する、ことを特徴とする無線通信方法。
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