CN102687440A - Ofdm接收装置、ofdm接收电路、ofdm接收方法、及ofdm接收程序 - Google Patents

Abstract

OFDM接收装置(A)具备第1正交变换部(A1)，正交变换有效符号区间的信号，输出正交变换的结果；第2正交变换部(A2)，正交变换保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果；检测部(A3)，根据第1正交变换部(A1)的输出信号与第2正交变换部(A2)的输出信号，检测OFDM符号的宽带载波频率误差量；和补正部，根据由检测部(A3)检测到的宽带载波频率误差量，实施OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

Description

OFDM接收装置、OFDM接收电路、OFDM接收方法、及OFDM接收程序

技术领域

本发明涉及一种接收多路复用彼此正交的多个子载波并发送的信号的技术。

背景技术

目前，在以地面数字广播为主的IEEE802．11a等各种数字通信中，OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用）方式作为传播方式被广泛采用。OFDM方式是使用彼此正交的多个子载波来频分多址多个窄带数字调制信号并发送的方式，所以是频率的利用效率好的传播方式。

另外，在OFDM方式中，1符号区间由有效符号区间与保护间隔区间构成，为了在符号内具有周期性，将有效符号区间的部分信号复制插入保护间隔区间中。因此，能削减因多路径干扰而产生的符号间的干扰影响，即便对多路径干扰也具有好的耐性。

近年来，各国停止模拟电视广播，全世界频率再编的活动活跃，在欧洲，除基于DVB－T（Digital Video Broadcasting－Terrestrial）的SD（Standard Definition）广播外，对HD（High Definition）服务的需求也提高。由此，推进作为第二代欧洲地面数字广播的DVB-T2的标准化。在DVB-T2方式中，使用图27所示的DVB-T2帧，DVB-T2帧由P1符号，P2符号与数据符号构成。

首先，说明P1符号。

P1符号中FFT（Fast Fourier Transform）尺寸由1k（＝1024）来设定，如图28所示，在有效符号区间的前后设置保护间隔区间。另外，图28以时间轴来显示P1符号。P1符号的保护间隔与此前的ISDB－T（IntegratedServices Digital Broadcasting－Terrestrial）或DVB－T中的保护间隔不同。P1符号中，在有效符号区间之前的保护间隔区间(下面称为“前保护间隔区间”。）中，复制插入有效符号区间内的前半59μs的信号，在有效符号区间之后的保护间隔区间(下面称为“后保护间隔区间”。）中，复制插入有效符号区间内的后半53μs的信号。并且，当复制插入时，使复制源的信号频率移位规定的f_SH后插入保护间隔区间（前保护间隔区间或后保护间隔区间）中。这里，f_SH相当于P1符号的1子载波间隔。即，前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号中P1符号的1子载波频率比有效符号区间的信号高。另外，P1符号中，如图28所示，将有效符号整体利用于保护间隔中。

另外，P1符号如图29所示，由有效（Active）载波与空（Null）载波（Unused载波）构成。图29以频率轴来显示P1符号。

P1符号中包含涉及P2符号或数据符号的发送格式是MISO（Multiple－Input－Single－Output）还是SISO（Single－Input－Single－Output）的信息（下面称为“MISO/SISO信息”。），涉及P2符号或数据符号的FFT尺寸是多少的信息（下面称为“FFT尺寸信息”。），涉及是否包含FEF（FutureExtension Frames）的信息（下面称为“FEF有无信息”。）等信息（下面称为“P1发送信息”。）。这里，所谓FEF是与将来的DVB-T2不同的服务传播用的期间，插入DVB-T2帧与DVB-T2帧之间，在FEF帧的开头还存在P1符号。

下面，说明P1符号的生成。

图30是生成P1符号的P1生成部1000的构成图。P1符号生成部1000具备系列变换部1001，差动调制部1002，加扰部1003，CDS表格生成部1004，装填(padding)部1005，IFFT部1006与GI附加部1007。

如上所述，由P1符号发送P1发送信息。这些信息显示为3比特的S1信号与4比特的S2信号。将3比特的S1信号与4比特的S2信号输入系列变换部1001。系列变换部1001例如保持图31所示的变换表格，使用变换表格，将3比特的S1信号变换为下述(式1)显示的64比特的系列CSS_S1，将4比特的S2信号变换为下述(式2)显示的256比特的系列CSS_S2。其中，图31中的“值”显示输入系列变换部1001的值，“系列（16进制显示）CSS_S1及CSS_S2”显示变换后的系列（从系列变换部1001输出的系列）。图31中。为了方便，变换后的系列CSS_S1，CSS_S2由16进制数来显示。

[式1]

CSS_S1＝(CSS_S1，0，…，CSS_S1，63)

[式2]

CSS_S2＝(CSS_S2.0，…，CSS_S2.255)

另外，系列变换部1001使用由（式1）显示的系列CSS_S1与由（式2）显示的系列CSS_S2，构成下述（式3）所示的共计384比特的信号系列MSS＿SEQ，将信号系列MSS＿SEQ输出到差动调制部1002。另外，信号系列MSS＿SEQ中包含2个相同内容的S1信号。

[式3]

MSS_SEQ

＝(MSS_SEQ₀，…，MSS_SEQ₃₈₃)

＝(CSS_S1，CSS_S2，CSS_S1)

＝(CSS_S1，0，…，CSS_S1，63，CSS_S2，0，…，CSS_S2，255，CSS_S1，0，…，CSS_S1，63)

差动调制部1002对从系列变换部1001输入的信号系列MSS＿SEQ实施下述(式4)所示的差动调制，将差动调制后的信号系列MSS＿DIFF输出到加扰部1003。其中，差动调制部1002实施的差动调制是DBPSK（Differential Binary Phase Shift Keying）。

[式4]

MSS_DIFF＝DBPSK(MSS_SEQ)

具体地，差动调制部1002如下述(式5)所示，将基准信号MSS＿DIFF_-1设为1，对构成从系列变换部1001输入的信号系列MSS＿SEQ的信号MSS＿SEQ_i（i＝0，1，…，383），根据下述(式6)，实施差动调制，将差动调制后的信号MSS＿DIFF_i输出到加扰部1003。

[式5]

MSS_DIFF_-1＝1

[式6]

$\mathrm{MSS}\_{\mathrm{DIFF}}_i=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{MSS}\_{\mathrm{DIFF}}_{i-1}& :\mathrm{MSS}\_{\mathrm{SEQ}}_i=0\\ -{\mathrm{MSS}\_\mathrm{DIFF}}_{i-1}& :{\mathrm{MSS}\_\mathrm{SEQ}}_i=1\end{array}\right.$

加扰部1003对来自差动调制部1002的差动调制后的信号系列MSS＿DIFF，实施下述(式7）所示的加扰，将加扰后的信号系列MSS＿SCR输出到装填部1005。

[式7]

MSS_SCR＝SCRAMBLING(MMS_DIFF)

具体地，加扰部1003使用基于伪随机二进序列（Pseudorandom BinarySequence：PRBS）的信号PRBS_i（i＝0，1，…，383），对差动调制后的信号MSS_DIFF_i实施下述（式8）所示的加扰，将加扰后的信号MSS＿SCR_i输出到装填部1005。

[式8]

${\mathrm{MSS}\_\mathrm{SCR}}_i={\mathrm{MSS}\_\mathrm{DIFF}}_i\×2[\frac{1}{2}-{\mathrm{PRBS}}_i]$

CDS表格生成部1004生成图32所示的，显示P1符号中的有效载波位置k（i）（i＝0，1，…，383）的CDS（Carrier Distribution Sequence）表格。如图32所示，在1个P1符号中，相同内容的S1信号由频率区域高的部分与低的部分的2部位发送，S2信号由频率区域的中央部分发送。

装填部1005将CDS表格生成部1004的CDS表格（参照图32）所示的子载波位置k（i）的子载波设为有效载波，映射对子载波位置k（i）的子载波加扰后的信号MSS＿SCR_i后，输出到IFFT部1006。另外，装填部1005将图32中未例举的子载波位置的子载波设为空载波，输出到IFFT部1006。

IFFT部1006对装填部1005的输出信号，以FFT尺寸1k来实施IFFT（Inverse Fast Fourier Transform），将IFFT的结果（图28的有效符号区间的时间区域的信号）输出到GI附加部1007。

GI附加部1007使用从IFFT部1006输入的有效符号区间的信号，将有效符号区间内的前部分信号频率移位f_SH后插入前保护间隔区间，将有效符号区间内的后部分信号频率移位f_SH后插入后保护间隔区间（参照图28）。这样生成P1符号。

接着，说明P2符号与数据符号。

P2符号与数据符号中使用共同的FFT尺寸及保护间隔比（保护间隔区间的时间幅度与有效符号区间的时间幅度的比）。其中，P2符号及数据符号中的保护间隔区间与DVB－T或ISDB－T相同，设置在有效符号区间之前。将有效符号区间内的后部分的信号复制插入设置在有效符号区间之前的保护间隔区间中。

图33中示出DVB-T2中使用的FFT尺寸与保护间隔比的组合，及可由这些组合设定的导频图案(pilot pattern)。作为导频图案，有PP1至PP8等8种。图33中，“NA”的记载显示标准上不可设定的FFT尺寸与保护间隔比的组合。

P2符号中，插入等间隔的导频（下面称为“P2导频”）。在FFT尺寸为32k，是SISO模式的情况下，每6子载波中存在P2导频，此外，每3子载波中存在P2导频。

P2符号中，包含涉及数据符号的导频图案是什么的信息（下面称为“导频图案信息”。），涉及载波扩展模式是Extended模式还是Normal模式的信息（下面称为“传播模式信息”。），每帧的符号数，调制方法，前向纠错（Forward Error Correction：FEC）代码的编码率等，接收所需的发送参数信息（下面称为“P2发送信息”。）。P2符号的符号数由P2符号的FFT尺寸如图34所示来设定。

作为以上DVB-T2传播格式中的P1符号的解调技术，有非专利文献1中公开的手法。

图35中示出实施P1符号的解调的P1解调部2000的构成。P1解调部2000具备P1位置检测部2001，P1窄带fc误差检测补正部2002，FFT部2003，CDS表格生成部2004，P1宽带fc误差检测补正部2005与P1解码部2006。

P1位置检测部2001使用输入信号，算出P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的信号与P1符号的有效符号区间的规定部分的信号的相关（保护相关）。之后，P1位置检测部2001以保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的时间幅度来区间积分算出的相关值，通过检测区间积分值的峰值，检测输入信号中的P1符号的位置。

其中，相关的算出处理考虑发送侧附加的f_SH的频率移位来进行。所谓规定的部分对于前保护间隔区间而言是有效符号区间内的前部分，相对后保护间隔区间而言是有效符号区间内的后部分（参照图28）。另外，后述的P1窄带fc误差检测补正部2002的相关算出处理也一样。

P1窄带fc误差检测定补正部2002算出P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的信号与P1符号的有效符号区间的规定部分的信号的相关（保护相关），根据该相关，检测P1符号的子载波间隔以下的频率误差量（窄带载波频率误差量）。之后，P1窄带fc误差检测补正部2002根据检测到的窄带载波频率误差量，补正P1符号的窄带载波频率的错位，并将补正了窄带载波频率的错位的P1符号输出到FFT部2003。

FFT部2003以FFT尺寸1k来FFTP1符号的有效符号区间的时间区域的信号，将FFT的结果（P1符号的有效符号区间的频率区域的信号）输出到P1宽带fc误差检测补正部2005。

CDS表格生成部2004生成显示有效载波位置的系列（下面称为“有效载波的配置系列”。），将生成的有效载波的配置系列输出到P1宽带fc误差检测补正部2005。这里，有效载波的配置系列是将图32所示的有效载波的位置设为“1”，将此外的空载波的位置设为“0”的系列。

P1宽带fc误差检测补正部2005使用从CDS表格生成部2004输入的有效载波的配置系列，检测FFT部2003的输出信号中的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）。之后，P1宽带fc误差检测补正部2005根据检测到的宽带载波频率误差量，补正P1符号的宽带载波频率的错位。P1宽带fc误差检测补正部2005从补正了宽带载波频率错位后的P1符号中仅抽取有效载波，输出到P1解码部2006。

这里，说明P1符号的宽带载波频率误差量的检测。在构成P1符号的子载波中，如上所述，存在有效载波与空载波。利用其来运算各子载波的功率，边每1子载波移位该运算结果，边算出运算结果与已知的有效载波的配置系列（从CDS表格生成部2004的输入）的相关（配置相关）。

因为将DBPSK后的信号映射到有效载波，所以宽带载波频率误差量为0的移位量下的配置相关值为全部有效载波的功率总和，为比会包含空载波的其他移位量下的相关值大的值。因此，得到最大相关值的移位量为宽带载波频率误差量，可检测宽带载波频率误差量。这里，移位量设输入信号中无宽带载波频率误差时的移位量为基准(移位量“0”)（下面一样）。

图35的P1解码部2006根据从P1宽带fc误差检测补正部2005输入的P1符号的有效载波，实施P1符号的解码处理，并取出P1发送信息。

这里，参照图36来说明P1解码部2006。图36是图35的P1解码部2006的构成图。P1解码部2006具备去加扰部2101，差动解调部2102与图案匹配部2103。这里，设仅使用P1符号的低频率区域的S1信号来实施P1符号的解码处理。

从图35的P1宽带fc误差检测补正部2005向去加扰部2101输入有效载波的信号系列Act。去加扰部2101对有效载波的信号系列Act实施下述（式9）所示的去加扰，将去加扰后的信号系列DESCR输出到差动解调部2102。

[式9]

DESCR＝DESCRAMBLING(Act)

具体地，去加扰部2101使用发送侧相乘后的，基于PRBS的信号PRBS_i（i＝0，1，2，…，319），对有效载波的信号Act_i实施下述（式10）所示的去加扰，将去加扰的信号DESCR_i输出到差动解调部2102。

[式10]

${\mathrm{DESCR}}_i={\mathrm{Act}}_i\×2\left[\frac{1}{2}-{\mathrm{PRBS}}_i\right]$

从去加扰部2101向差动解调部2102输入信号DESCR_i（i＝0，1，…，319）。差动解调部2102通过实施信号DESCR_i（i＝1，2，…，319）与错位1有效载波的信号DESCR_i-1的共轭复数信号DESCR＊_i-1的复数乘法，实施差动检波。上述后缀“＊”显示共轭复数（下面一样）。之后，差动解调部2102根据差动检波的结果的实轴极性，实施信号DESCR_i·DESCR＊_i-1的解调（硬判定），将解调后的信号DEMOD_i输出到图案匹配部2103。该差动解调部2102的处理由下述（式11）显示，差动解调部2102实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

[式11]

${\mathrm{DEMOD}}_i=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}({\mathrm{DESCR}}_i\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{i-1}^{*})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}({\mathrm{DESCR}}_i\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{i-1}^{*})<0\end{array}\right.$

其中，差动解调部2102因为i＝0为基准，所以根据信号DESCR₀的实轴极性来实施解调（硬判定），将解调后的信号DEMOD₀输出到图案匹配部2103。

图案匹配部2103将由差动解调部2102差动解调后的信号DEMOD₀，DEMOD₁，…，DEMOD₃₁₉如下述（式12）及（式13）所示，分为信号系列DEMOD＿CSS_S1（对应于S1信号）与信号系列DEMOD＿CSS_S2（对应于S2信号）。

[式12]

DEMOD_CSS_S1＝(DEMOD₀，…，DEMOD₆₃)

＝(DEMOD_CSS_S1，0，…，DEMOD_CSS_S1，63)

[式13]

DEMOD_CSS_S2＝(DEMOD₆₄，…，DEMOD₃₁₉)

＝(DEMOD_CSS_S2，0，…，DEMOD_CSS_S2，255)

图案匹配部2103为了求出图31所示的系列CSS_S1，k（k＝0，1，…，7）中哪个确实第一，或为了求出图31所示的系列CSS_S2，k（k＝0，1，…，15）中哪个确实第一，执行如下处理。这里，使用索引k，以区别图31所示的8个系列CSS_S1，或区别图31所示的16个系列CSS_S2（下面一样）。

图案匹配部2103如下述（式14）所示，求出图31的各系列CSS_S1，k与系列DEMOD＿CSS_S1的相关CORR_S1，k，如下述的（式15）所示，求出图31的各系列CSS_S2，k与系列DEMOD＿CSS_S2的相关CORR_S2，k。

[式14]

${\mathrm{CORR}}_{S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{DEMOD}\_\mathrm{CSS}}_{S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$

异或

[式15]

${\mathrm{CORR}}_{S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{DEMOD}\_\mathrm{CSS}}_{S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$

异或

另外，图案匹配部2103将取使用上述（式14）算出的8个相关值中最大的相关值的系列CSS_S1，k所对应的3比特的S1信号（参照图31）推定为发送的S1信号。另外，图案匹配部2103将取使用上述（式15）算出的16个相关值中最大的相关值的系列CSS_S2，k所对应的4比特的S2信号（参照图31）推定为发送的S2信号。图案匹配部2103使用推定的S1信号与S2信号取得P1发送信息。

现有技术

非专利文献1:Draft ETSI TR 102 831 v0．10．04 Digital VideoBroadcasting（DVB）；Implementation guidelines for a second generation digitalterrestrial television broadcasting system（DVB-T2）

发明的概要

发明要解决的问题

但是，P1符号如上所述，由有效载波与空载波构成（参照图29），如图37所示，因为保护间隔区间的信号是频率移位有效符号区间的信号，以便频率相应地提高1子载波（上述的f_SH相当量）的信号，所以在噪声或多路径干扰环境下，具有如下课题。另外，图37中，频率轴下记载的值是子载波序号，不是频率值本身。

图38示出存在多路径干扰时的接收信号的模式图。这里，将第1波处理为主波，将第2波处理为延迟波。图39中示出对第1波（主波）的有效符号区间的信号（主波的有效符号区间的信号）如图38所示实施FFT时的子载波的分布图。

若存在多路径干扰，则FFT实施区间中除FFT实施对象的P1符号的主波有效符号区间的信号分量外，还包含该FFT实施对象的P1符号的延迟波的前保护间隔区间的信号分量。另外，因延迟波的延迟量不同（延迟量超过前保护间隔区间的时间幅度的情况），如图38所示，在FFT实施区间中，除FFT实施对象的P1符号的主波的有效符号区间的信号分量外，还包含该FFT实施对象的P1符号的延迟波的前保护间隔区间的信号分量及前1个OFDM符号（例如数据符号）的信号分量。

前保护间隔区间及后保护间隔区间各自的信号是频率移位有效符号区间的一部分信号，以便频率相应地提高1子载波的信号。因此，在存在延迟波的情况下，前保护间隔区间的有效载波的信号分量如图39所示，出现在频率比有效符号区间的有效载波的信号分量高1子载波的位置。另外，其他的OFDM符号（例如数据符号）的信号分量虽然图39中未图示，但出现在全部子载波中。

因此，空载波的信号分量的功率变大，在P1宽带fc误差检测补正部2005执行的配置相关运算中，其他子载波位置下的配置相关值不比正常子载波位置下的配置相关值小，相反会变大。此时，P1宽带fc误差检测补正部2005会错误推定宽带载波频率误差量。另外，存在先行波的情况也一样，会因先行波而错误推定宽带载波频率误差量。

另外，即便在噪声环境下，全部子载波中也会出现噪声分量，空载波的信号分量的功率变大，P1宽带fc误差检测补正部2005会错误推定宽带载波频率误差量。

若错误推定宽带载波频率误差量，则会实施使用错误的子载波的差动解调，存在无法正确得到P1发送信息，无法稳定接收的问题。

另外，上述中，说明以DVB-T2帧的P1符号为对象，在多路径干扰环境下或噪声环境下的宽带载波频率误差量的误推定为课题，但不限于此，宽带载波频率的误推定与接收信号的接收性能的恶化相关，在接收侧是大问题。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种OFDM接收装置，OFDM接收电路，OFDM接收方法，及OFDM接收程序，能实现由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号之宽带载波频率误差量的推定精度的提高。

为了实现上述目的，本发明的OFDM接收装置接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备第1正交变换部，正交变换所述有效符号区间的信号，输出正交变换的结果；第2正交变换部，正交变换所述保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果；检测部，根据所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和补正部，根据由所述检测部检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

发明效果

根据上述OFDM接收装置，因为使用有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号这2个信号来进行OFDM符号的宽带载波频率误差量的检测，所以即便在多路径干扰环境下或噪声的严格环境下，也能降低OFDM符号的宽带载波频率误差量的误推定，实现接收性能的提高。

附图说明

图1是本发明一例的OFDM接收装置A的构成图。

图2是涉及第1实施方式的OFDM接收装置1的构成图。

图3是图2的解调部30的构成图。

图4是图3的P1解调部103的构成图。

图5是用于说明图4的P1正交变换部153U及P1正交变换部153G实施正交变换的P1符号的信号部分的模式图。

图6是图4的P1宽带fc误差检测补正部155的构成图。

图7是图4的P1解码部156的构成图。

图8是存在延迟波时的P1符号的时间軸的模式图。

图9是存在延迟波时的P1符号的频率軸的模式图。

图10是存在延迟波时的P1符号的频率軸的模式图。

图11是涉及第2实施方式的P1宽带fc误差检测补正部200的构成图。

图12是涉及第3实施方式的P1宽带fc误差检测补正部250的构成图。

图13是涉及第4实施方式的P1宽带fc误差检测补正部300的构成图。

图14是图13的选择决定部312的构成图。

图15是涉及第5实施方式的P1宽带fc误差检测补正部350的构成图。

图16是图15的选择决定部371的构成图。

图17是涉及第6实施方式的P1宽带fc误差检测补正部400的构成图。

图18是图17的选择决定部413的构成图。

图19是涉及第7实施方式的P1宽带fc误差检测补正部450的构成图。

图20是图19的选择决定部471的构成图。

图21是涉及第8实施方式的P1宽带fc误差检测补正部500的构成图。

图22是图21的选择决定部512的构成图。

图23是涉及第9实施方式的P1宽带fc误差检测补正部550的构成图。

图24是图23的选择决定部572的构成图。

图25是涉及第10实施方式的P1宽带fc误差检测补正部600的构成图。

图26是图25的选择决定部312A的构成图。

图27是显示DVB-T2传播标准的帧构造的模式图。

图28是显示P1符号的时间轴的发送格式的模式图。

图29是显示P1符号的频率轴的发送格式的模式图。

图30是生成P1符号的P1生成部1000的构成图。

图31是显示对S1信号及S2信号的值的放变换系列的图。

图32是显示P1符号中的有效载波位置的图。

图33是显示DVB-T2传播标准允许的FFT尺寸，保护间隔比与导频图案的组合的图。

图34是显示对FFT尺寸的每1帧的P2符号的符号数的图。

图35是现有P1解调部2000的构成图。

图36是图35的P1解码部2006的构成图。

图37是用于比较P1符号的有效符号区间的信号的频率位置与P1符号的保护间隔区间的信号的频率位置的模式图。

图38是存在延迟波时的P1符号的时间轴的模式图。

图39是存在延迟波时的P1符号的频率轴的模式图。

符号说明

30解调部

103P1解调部

151P1位置检测部

152P1窄带fc误差检测补正部

153U P1正交变换部

153G P1正交变换部

154CDS表格生成部

155P1宽带fc误差检测补正部

170检测部

171复数乘法部

172配置相关部

173功率算出部

174最大值检测部

180补正部

具体实施方式

作为本发明一方式的第1OFDM接收装置接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备第1正交变换部，正交变换所述有效符号区间的信号，输出正交变换的结果；第2正交变换部，正交变换所述保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果；检测部，根据所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和补正部，根据由所述检测部检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

作为本发明一方式的第1OFDM接收电路接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备第1正交变换电路，正交变换所述有效符号区间的信号，输出正交变换的结果；第2正交变换电路，正交变换所述保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果；检测电路，根据所述第1正交变换电路的输出信号与所述第2正交变换电路的输出信号，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和补正电路，根据由所述检测电路检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

作为本发明一方式的第1OFDM接收方法是OFDM接收装置中执行的OFDM接收方法，接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备第1正交变换步骤，正交变换所述有效符号区间的信号；第2正交变换步骤，正交变换所述保护间隔区间的信号；检测步骤，根据所述第1正交变换步骤的正交变换结果与所述第2正交变换步骤的正交变换结果，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和补正步骤，根据由所述检测步骤检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

作为本发明一方式的第1OFDM接收程序中，OFDM接收装置接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，让所述OFDM接收装置执行第1正交变换步骤，正交变换所述有效符号区间的信号；第2正交变换步骤，正交变换所述保护间隔区间的信号；检测步骤，根据所述第1正交变换步骤的正交变换结果与所述第2正交变换步骤的正交变换结果，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和补正步骤，根据由所述检测步骤检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

根据上述OFDM接收装置，OFDM接收电路，OFDM接收方法及OFDM接收程序之一，因为使用有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号这2个信号来进行OFDM符号的宽带载波频率误差量的检测，所以即便在多路径干扰环境下或噪声的严格环境下，也能降低OFDM符号的宽带载波频率误差量的误推定，实现接收性能的提高。

这里，图1示出第1OFDM接收装置的一构成例。图1的OFDM接收装置A接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号。第1正交变换部A1相当于第1OFDM接收装置的第1正交变换部，正交变换有效符号区间的信号，输出正交变换的结果。另外，第2正交变换部A2相当于第1OFDM接收装置的第2正交变换部，正交变换保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果。并且，检测部A3相当于第1OFDM接收装置的检测部，根据第1正交变换部A1的输出信号与第2正交变换部A2的输出信号，检测OFDM符号的宽带载波频率误差量。补正部A4相当于第1OFDM接收装置的补正部，根据由检测部A3检测到的宽带载波频率误差量，实施OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

作为本发明一方式的第2OFDM接收装置就第1OFDM接收装置而言，所述保护间隔区间的信号频率移位所述有效符号区间的信号来得到。

据此，因为保护间隔区间的信号频率移位有效符号区间的信号来得到，所以相同信号由不同的2个频率发送(由不同的2个传播路径特性发送)，使用双方的信号来实施OFDM符号的宽带载波频率误差量的检测。因此，能降低噪声的严格环境或多路径干扰环境下宽带载波频率误差量的误检测，能稳定接收。

作为本发明一方式的第3OFDM接收装置就第2OFDM接收装置而言，还具备频率移位补正部，在所述第2正交变换部的前级或后级，对所述第2正交变换部的输入信号或所述第2正交变换部的输出信号实施涉及抵消所述频率移位的反向频率移位实施的补正处理，并输出补正处理的结果，所述检测部根据所述第1正交变换部的输出信号，与正交变换所述频率移位补正部的输出信号得到的所述第2正交变换部的输出信号或所述频率移位补正部的输出信号，执行所述宽带载波频率的错位补正。

据此，能实施考虑了保护间隔区间的信号频率移位有效符号区间的信号来得到的宽带载波频率误差量的检测处理，能降低噪声的严格环境或多路径干扰环境下宽带载波频率误差量的误检测，能稳定接收。

作为本发明一方式的第4OFDM接收装置就第1OFDM接收装置而言，所述OFDM符号是DVB-T2传播方式中的P1符号，所述保护间隔区间由所述有效符号区间之前的前保护间隔区间与所述有效符号区间之后的后保护间隔区间构成，所述第2正交变换部使用结合了所述前保护间隔区间的信号与所述后保护间隔区间的信号后的信号来执行所述正交变换。

据此，能降低DVB-T2传播方式中的P1符号的宽带载波频率误差量的误检测。

作为本发明一方式的第5OFDM接收装置就第1OFDM接收装置而言，构成所述OFDM符号的多个子载波由多个有效载波与多个空载波构成，配置所述多个有效载波每个的子载波位置由规定的配置图案来规定，所述检测部边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位基于所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号的信号之连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中，由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量。

据此，因为使用有效符号区间的信号与保护间隔区间的信号等2个信号来进行OFDM符号的宽带载波频率误差量的检测，所以即便在多路径干扰环境下或噪声的严格环境下，也能降低OFDM符号的宽带载波频率误差量的误推定，实现接收性能的提高。

作为本发明一方式的第6OFDM接收装置就第5OFDM接收装置而言，所述检测部具备复数乘法部，对每个子载波实施所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号的复数乘法；加法处理部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中的复数乘法值相加的加法处理，之后输出加法处理的结果；功率算出部，算出所述加法处理部的各输出信号的功率，并输出算法结果；和最大值检测部，通过从所述功率算出部的各输出信号中检测最大值，检测所述宽带载波频率误差量。

作为本发明一方式的第7OFDM接收装置就第5OFDM接收装置而言，所述检测部具备第1功率算出部，对每个子载波算出所述第1正交变换部的输出信号的功率，并输出算出结果；第2功率算出部，对每个子载波算出所述第2正交变换部的输出信号的功率，并输出算出结果；乘法部，对每个子载波实施所述第1功率算出部的输出信号与所述第2功率算出部的输出信号的相乘；加法处理部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中，由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中的乘法值相加的加法处理，并输出加法处理的结果；和最大值检测部，通过从所述加法处理部的各输出信号中检测最大值，检测所述宽带载波频率误差量。

作为本发明一方式的第8OFDM接收装置就第5OFDM接收装置而言，所述检测部具备第1振幅算出部，对每个子载波算出所述第1正交变换部的输出信号的振幅，并输出算出结果；第2振幅算出部，对每个子载波算出所述第2正交变换部的输出信号的振幅，并输出算出结果；乘法部，对每个子载波实施所述第1振幅算出部的输出信号与所述第2振幅算出部的输出信号的乘法；加法处理部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中的乘法值相加的加法处理，并输出加法处理的结果；和最大值检测部，通过从所述加法处理部的各输出信号中检测最大值，检测所述宽带载波频率误差量。

据此，能提供使用有效符号区间的信号与保护间隔区间的信号等2个信号来进行OFDM符号的宽带载波频率误差量的检测的构成。

作为本发明一方式的第9OFDM接收装置就第1OFDM接收装置而言，构成所述OFDM符号的多个子载波由多个有效载波与多个空载波构成，配置所述多个有效载波各自的子载波位置由规定的配置图案规定，所述检测部实施第1检测处理，第2检测处理及第3检测处理的至少2个，第1检测处理是使用所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测所述第1候补的可靠性，第2检测处理是仅使用所述第1正交变换部的输出信号及所述第2正交变换部的输出信号中的所述第1正交变换部的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测所述第2候补的可靠性，第3检测处理是仅使用所述第1正交变换部的输出信号及所述第2正交变换部的输出信号中的所述第2正交变换部的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测所述第3候补的可靠性，选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，作为所述补正部使用的所述宽带载波频率误差量。

据此，因为实施使用的信号组合不同的多种宽带载波频率误差量的检测处理，所以能实现补正部使用的宽带载波频率误差量的检测精度的提高。

作为本发明一方式的第10OFDM接收装置就第9OFDM接收装置而言，所述检测部通过边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位基于所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号的第1信号之连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该第1信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量的第1候补及所述第1候补的可靠性，来实施所述第1检测处理，通过边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位基于所述第1正交变换部的输出信号的第2信号之连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该第2信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量的第2候补及所述第2候补的可靠性，来实施所述第2检测处理，通过边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位基于所述第2正交变换部的输出信号的第3信号之连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该第3信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量的第3候补及所述第3候补的可靠性，来实施所述第3检测处理。

据此，因为实施使用的信号组合不同的多种宽带载波频率误差量的检测处理，所以能实现补正部使用的宽带载波频率误差量的检测精度的提高。

作为本发明一方式的第11OFDM接收装置就第10OFDM接收装置而言，所述第1-第3各可靠性是用第2大的值去除所述加法处理的结果的最大值的而得到的值，值越大，可靠性越高，或者，所述第1-第3各可靠性是用所述加法处理的结果的最大值去除第2大的值而得到的值，值越小，可靠性越高。

作为本发明一方式的第12OFDM接收装置就第10OFDM接收装置而言，所述第1-第3各可靠性是所述加法处理的结果的最大值，值越大，可靠性越高。

作为本发明一方式的第13OFDM接收装置就第10OFDM接收装置而言，所述第1-第3各可靠性是所述加法处理结果的最大值与第2大的值之差，值越大，可靠性越高。

据此，能提供可靠性的具体例。

作为本发明一方式的第14OFDM接收装置就第10OFDM接收装置而言，还具备选择部，根据检测到的所述各候补的可靠性，选择所述有效符号区间的信号与所述保护间隔区间的信号之一，将选择到的信号输出到所述补正部，所述补正部对从所述选择部输入的信号实施所述宽带载波频率错位的补正。

据此，因为对有效符号区间的信号与保护间隔区间的信号中可靠性高的一方信号实施宽带载波频率的错位补正，所以实现接收性能的提高。

下面，参照附图来说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

下面，参照附图来说明涉及本发明第1实施方式的OFDM接收装置1。其中，第1实施方式及后述的各实施方式中，以作为遵照第二代欧洲地面数字广播标准，即DVB-T2方式的数字广播接收机动作的OFDM接收装置为例进行说明。另外，OFDM接收装置1接收的接收信号是遵照DVB-T2传播格式的OFDM符号构成的OFDM信号。

图2是涉及第1实施方式的OFDM接收装置1的构成图。OFDM接收装置1具备天线10，调谐器20，解调部30，解码部40与显示部50。

天线10接收从未图示的广播站发出的广播波，将接收到的广播波输出到调谐器20。调谐器20从由天线10输入的多个广播波中选择期望接收频道的接收信号，将选择到的接收信号从RF（Radio Frequency）频带变换为IF（Intermediate Frequency）频带，将IF频带的接收信号输出到解调部30。解调部30如后所述，解调从调谐器20输入的接收信号，将解调结果得到的信号输出到解码部40。

解码部40将从解调部30输入的信号，例如由H．264等圧縮的信号解码成映像信号或声音信号，将解码后的映像信号或声音信号输出到显示部50。显示部50根据从解码部40输入的映像信号，执行映像显示，根据从解码部40输入的声音信号，执行声音输出。

下面，参照图3来说明图2的解调部30。图3是图2的解调部30的构成图。解调部30具备A/D变换部60，解调核心部70，控制信息收集部80。

从图2的调谐器20向A/D变换部60输入IF频带的接收信号。A/D变换部60将从调谐器20输入的接收信号从模拟信号变换为数字信号，将变换为数字信号的接收信号（下面称为“数字接收信号”。）输出到解调核心部70内的后述正交解调部101。

解调核心部70具备正交解调部101，fc补正部102，P1解调部103，GI判定部104，窄带fc误差算出部105，正交变换部106，宽带fc误差算出部107，传播路特性推定部108，均衡部109，与纠错部110。解调核心部70内的各部必要时使用由控制信息收集部80收集到的控制信息动作。

正交解调部101利用固定频率正交解调从A/D变换部60输入的IF频带的数字接收信号，将正交解调结果得到的复数基带信号（由同相分量与正交分量构成的信号）输出到fc补正部102。

fc补正部102根据此前由P1解调部103检测到的窄带载波频率误差量（后述）及宽带载波频率误差量（后述），此前由窄带fc误差算出部105算出的窄带载波频率误差量（后述），及此前由宽带fc误差算出部107算出的宽带载波频率误差量（后述），发生补正载波频率。fc补正部102根据补正载波频率，补正从正交解调部101输入的复数基带信号的载波频率错位，将补正了载波频率错位的复数基带信号输出到P1解调部103，GI判定部104，窄带fc误差算出部105，及正交变换部106。

另外，由正交解调部101执行使用固定频率的正交解调，由fc补正部102补正载波频率的错位，但不限于此，例如也可如下所示。同时执行载波频率错位补正的正交解调部执行使用将固定频率与检测到的载波频率的误差量相加后的频率的正交解调，得到补正了载波频率错位的复数基带信号。

从fc补正部102向P1解调部103输入补正载波频率错位的复数基带信号。P1解调部103从输入的复数基带信号中检测DVB-T2帧中包含的P1符号。P1解调部103从P1符号中检测P1符号的子载波间隔以内的频率误差量（窄带载波频率误差量）及P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），据此补正P1符号的载波频率的错位。之后，P1解调部103实施补正了载波频率错位的P1符号的解码处理，将由P1符号发送的P1发送信息（FFT尺寸信息，MISO/SISO信息，FEF有无信息等）作为控制信息输出到控制信息收集部80。另外，P1解调部103将检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量输出到fc补正部102。后面参照图4等来描述P1解调部103的细节。

GI判定部104从控制信息收集部80接收涉及由P1符号发送的P2符号或数据符号的FFT尺寸是多少的信息（FFT尺寸信息）。GI判定部104以DVB-T2规定的各保护间隔比，根据接收到的FFT尺寸，算出从fc补正部102输入的P2符号或数据符号中保护间隔区间的信号与有效符号区间的后部分的信号的相关（保护相关）。GI判定部104根据保护相关的算出结果，推定用于实际发送的P2符号及数据符号的保护间隔比，将推定出的保护间隔比作为控制信息，输出到控制信息收集部80。

另外，代替将GI判定部104中的保护相关的算出对象设为DVB-T2规定的保护间隔比的全部，例如也可仅是可根据FFT尺寸特定的有可能实际发送中使用的保护间隔比（参照图33），或仅是可根据FFT尺寸及MISO或SISO特定的有可能实际发送中使用的保护间隔比（参照图33）。

窄带fc误差算出部105从控制信息收集部80接收P2符号及数据符号的FFT尺寸或其保护间隔比。之后，窄带fc误差算出部105使用FFT尺寸与保护间隔比，算出从fc补正部102输入的P2符号及数据符号中的保护间隔区间的信号与有效符号区间的后部分信号的相关（保护相关）。之后，窄带fc误差算出部105根据算出的保护相关，算出P2符号及数据符号的子载波间隔以内的频率误差量（窄带载波频率误差量），将算出的窄带载波频率误差量输出到fc补正部102。

正交变换部106正交变换从fc补正部102输入的P2符号及数据符号的有效符号区间的信号（时间区域的复数基带信号），将正交变换的结果（频率区域的复数基带信号）输出到宽带fc误差算出部107，传播路特性推定部108及均衡部109。另外，正交变换部106根据傅立叶变换，余弦变换，波速率变换，阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，正交变换部106使用傅立叶变换进行正交变换，在傅立叶变换中使用FFT。正交变换部106对P2符号及数据符号的有效符号区间的信号（时间区域的复数基带信号）实施FFT，将FFT的结果（频率区域的复数基带信号）输出到宽带fc误差算出部107，传播路特性推定部108，及均衡部109。正交变换部106的处理不限于此。

宽带fc误差算出部107使用从正交变换部106输入的频率区域的复数基带信号（涉及P2符号及数据符号的信号），算出其中包含的导频信号的配置系列的相关。之后，宽带fc误差算出部107利用相关的算出结果，算出P2符号及数据符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），并将算出的宽带载波频率误差量输出到fc补正部102。

也可将解调部30例如变更为下述构成。在正交变换部106与传播路特性推定部108及均衡部109之间设置宽带fc补正部，宽带fc误差算出部107将算出的宽带载波频率误差量输出到宽带fc补正部，代替输出到fc补正部102。宽带fc补正部使用由宽带fc误差算出部107算出的宽带载波频率误差量，补正从正交变换部106输入的P2符号及数据符号的宽带载波频率的错位，并将补正宽带载波频率的错位后的P2符号或数据符号输出到传播路特性推定部108与均衡部109。

从正交变换部106向传播路特性推定部108输入频率区域的复数基带信号（涉及P2符号及数据符号的信号）。传播路特性推定部108利用其中包含的导频信号来推定传播路径中接收到输入的频率領域的复数基带信号之振幅及位相的失真特性（传播路径特性），将推定的传播路径特性输出到均衡部109。

从正交变换部106向均衡部109输入频率区域的复数基带信号（涉及P2符号及数据符号的信号）。均衡部109对输入的频率区域的复数基带信号，使用由传播路特性推定部108推定的传播路径特性，实施振幅及位相的失真补正。之后，均衡部109将补正了振幅及位相失真的信号输出到纠错部110。

纠错部110对从均衡部109输入的补正了振幅及位相失真的信号实施纠错处理，将例如传输流等流输出到图2的解码部40，将以P2符号发送的P2发送信息（导频图案信息，传播模式信息，每帧的符号数，调制方法，FEC代码的编码率等）作为控制信息输出到控制信息收集部80。

控制信息收集部80根据从P1解调部103，GI判定部104，及纠错部110收集到的控制信息，分类发送参数，输出到解调核心部70内的各部。解调核心部70内的各部必要时使用由控制信息收集部80收集的控制信息动作。

另外，第1实施方式的OFDM接收装置1中，图2及图3中说明的各部中解调部30内的P1解调部103与现有技术大不相同。

下面，参照图4来说明图3的P1解调部103。

图4是图3的P1解调部103的构成图。P1解调部103具备P1位置检测部151，P1窄带fc误差检测补正部152，P1正交变换部153U，P1正交变换部153G，CDS表格生成部154，P1宽带fc误差检测补正部155与P1解码部156。

向P1位置检测部151输入图3的fc补正部102的输出信号（时间区域的复数基带信号）。P1位置检测部151使用输入的时间区域的复数基带信号，算出P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的信号与P1符号的有效符号区间的规定部分信号的相关（保护相关）。之后，P1位置检测部151以保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的时间幅度来区间积分算出的相关值，检测区间积分值的峰值，由此检测输入的复数基带信号中的P1符号的位置。

其中，相关的算出处理考虑了发送侧附加的对应于f_SH的频率移位来进行。所谓规定部分相对于前保护间隔区间是有效符号区间内的前部分，相对于后保护间隔区间是有效符号区间内的后部分（参照图28）。另外，后述的P1窄带fc误差检测补正部152执行的相关算出处理也一样。

P1窄带fc误差检测补正部152算出P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的信号与有效符号区间的规定部分信号的相关（保护相关）。之后，P1窄带fc误差检测补正部152以保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的时间幅度来区间积分算出的相关值，算出区间积分值的位相。P1窄带fc误差检测补正部152根据由P1位置检测部151检测到的P1符号的位置定时下的位相值，检测P1符号的子载波间隔以内的频率误差量（窄带载波频率误差量）。P1窄带fc误差检测补正部152根据检测到的窄带载波频率误差量，补正P1符号的窄带载波频率错位，将补正了窄带载波频率错位的P1符号输出到P1正交变换部153U及P1正交变换部153G。另外，P1窄带fc误差检测补正部152将检测到的窄带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102。

向P1正交变换部153U输入P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号（P1符号的时间区域的复数基带信号）。P1正交变换部153U如图5所示，从P1符号中切出有效符号区间的信号（图5的有效符号（A）的信号），正交变换切出的有效符号区间的信号（时间区域的复数基带信号），将正交变换的结果（频率区域的复数基带信号）输出到P1宽带fc误差检测补正部155。另外，P1正交变换部153U根据傅立叶变换，余弦变换，波速率变换，阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，P1正交变换部153U使用傅立叶变换进行正交变换，在傅立叶变换中使用FFT。P1正交变换部153U对P1符号的有效符号区间的信号（时间区域的复数基带信号）以FFT尺寸1k实施FFT，将FFT的结果（频率区域的复数基带信号）输出到P1宽带fc误差检测补正部155。另外，P1正交变换部153U的处理不限于此。

其中，P1正交变换部153U从P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号中切出后实施正交变换的有效符号区间的信号中，在多路径干扰环境下等，除正交变换对象的P1符号主波的有效符号区间信号分量外，还包含该正交变换对象的P1符号的先行波的后保护间隔区间或延迟波的前保护间隔区间的信号分量，进而包含其他OFDM符号（例如数据符号）的信号分量。另外，在P1正交变换部153U从P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号中切出后实施正交变换的有效符号区间的信号在，在噪声环境下等包含噪声分量。

向P1正交变换部153G输入P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号（P1符号的时间区域的复数基带信号）。P1正交变换部153G如图5所示，从P1符号中切出前保护间隔区间的信号（图5的保护间隔（C）的信号）及后保护间隔区间的信号（图5的保护间隔（B）的信号），将其结合以在时间上连续。将结合前保护间隔区间与后保护间隔区间的区间称为“结合保护间隔区间。之后，P1正交变换部153G正交变换结合保护间隔区间的信号（时间区域的复数基带信号，将正交变换的结果（频率区域的复数基带信号）输出到P1宽带fc误差检测补正部155。P1正交变换部153G根据傅立叶变换，余弦变换，波速率变换，阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，P1正交变换部153G使用傅立叶变换进行正交变换，在傅立叶变换中使用FFT。P1正交变换部153G对结合保护间隔区间的信号（时间区域的复数基带信号）以FFT尺寸1k实施FFT，将FFT的结果（频率区域的复数基带信号）输出到P1宽带fc误差检测补正部155。P1正交变换部153G的处理不限于此。

其中，P1正交变换部153G从P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号中切出并正交变换的结合保护间隔区间的信号中，除正交变换对象的P1符号的主波结合保护间隔区间的信号分量外，还包含该正交变换对象的P1符号的先行波或延迟波的有效符号区间的信号分量，进而还包含其他OFDM符号（例如数据符号）的信号分量。另外，P1正交变换部153G从P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号中切出并实施正交变换的结合保护间隔区间的信号中，在噪声环境下等，包含噪声分量。

CDS表格生成部154生成表示有效载波位置的系列（有效载波的配置系列，将生成的有效载波的配置系列输出到P1宽带fc误差检测补正部155。这里，有效载波的配置系列是将图32所示的有效载波的位置设为“1”，将此外的空载波（Unused载波）的位置设为“0”的系列。

CDS表格生成部154例如也可事先保持图32所示内容的表格，根据该表格，生成有效载波的配置系列，或者，由逻辑电路构成，生成有效载波的配置系列。CDS表格生成部154执行的有效载波的配置系列的生成方法不特别限定。

P1宽带fc误差检测补正部155使用P1正交变换部153U的输出信号（P1符号的有效符号区间的频率区域的复数基带信号）及P1正交变换部153G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的频率区域的复数基带信号），与从CDS表格生成部154输入的有效载波的配置系列，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）。之后，P1宽带fc误差检测补正部155根据检测到的宽带载波频率误差量，补正P1符号的宽带载波频率的错位，并从补正了宽带载波频率错位的P1符号中仅抽取有效载波，输出到P1解码部156。P1宽带fc误差检测补正部155将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102。参照图6来描述P1宽带fc误差检测补正部155的细节。

P1解码部156使用从P1宽带fc误差检测补正部155输入的P1符号的有效载波，实施P1符号的解码处理，将以P1符号发送的P1发送信息作为控制信息，输出到图3的控制信息收集部80。参照图7来描述P1解码部156的细节。

下面，参照图6来说明图4的P1宽带fc误差检测补正部155。图6是图4的P1宽带fc误差检测补正部155的构成图。图6中。为了明确向P1宽带fc误差检测补正部155的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部155具备检测部170与补正部180。

检测部170执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备复数乘法部171，配置相关运算部（加法处理部）172，功率算出部173与最大值检测部174。

向复数乘法部171输入P1正交变换部153U的输出信号（P1符号的有效符号区间的频率区域的复数基带信号）与P1正交变换部153G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的频率区域的复数基带信号）。复数乘法部171对每个子载波，如下述（式16）所示，实施P1正交变换部153U的输出信号Y_U（n）与P1正交变换部153G的输出信号Y_G（n＋1）的复数乘法，将复数乘法的结果Y_COMB（n）输出到配置相关运算部172。Y_U（n），Y_G（n＋1），Y_COMB（n）的（）内的变量表示子载波序号（下面一样）。

[式16]

Y_comb(n)＝Y_U(n)·Y_G(n+1)^*

复数乘法部171也可代替上述（式16）的运算，而将输出信号Y_U（n）的复数共轭的信号Y_U（n）＊与输出信号Y_G（n＋1）相乘，将乘法结果Y_U（n）＊·Y_G（n＋1）输出到配置相关运算部172。

这里，前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号将有效符号区间的信号频率移位f_SH后得到分（频率移位，以便频率对应于1子载波变高）。因此，P1正交变换部153G的输出信号相对于P1正交变换部153U的输出信号向高频侧错位1子载波。考虑到此，将P1正交变换部153U的输出信号Y_U（n）与频率比其高1子载波的P1正交变换部153G的输出信号Y_G（n＋1）复数相乘。

从CDS表格生成部154向配置相关运算部172输入有效载波的配置系列，同时，输入复数乘法部171的输出信号。配置相关运算部172边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的复数乘法部171的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部172边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的复数乘法部171的输出信号，边实施复数乘法部171的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部172将加法处理结果得到的加法值（配置相关的值）依次输出到功率算出部173。

具体地，配置相关运算部172将复数乘法部171的输出信号Y_COMB（0＋A＋i），Y_COMB（1＋A＋i），Y_COMB（2＋A＋i），…，Y_COMB（852＋A＋i）与CDS表格生成部154的输出信号C（0），C（1），C（2），…，C（852）相乘，执行将乘法结果相加的运算，将运算结果C（0）×Y_COMB（0＋A＋i）＋C（1）×Y_COMB（1＋A＋i）＋C（2）×Y_COMB（2＋A＋i）＋…＋C（852）×Y_COMB（852＋A＋i）输出到功率算出部173。

其中，C（i）是子载波位置i中有效载波的配置系列的值（子载波位置i为有效载波时为“1”，为空载波时为“0”）（参照图32）。另外，Y_COMB（j）是复数乘法部171的输出信号的子载波序号j的值。另外，“852”如图29所示，是在配置有效载波与空载波的基础上的值，是对应于配置有效载波及空载波的子载波范围适当变更的值。

配置相关运算部172边在规定范围（例如－M～N；M，N为正整数；包含M＝N的情况。）内每次1地变更i的值，边进行上述运算。A是配置相关运算的基准位置，Y_COMB（0＋A），Y_COMB（1＋A），Y_COMB（2＋A），…，Y_COMB（852＋A）是在假设向P1宽带fc误差检测补正部155的输入信号中没有宽带载波频率误差量时得到配置相关的功率最大值的复数乘法部171的输出信号的集合。

功率算出部173根据从配置相关运算部172依次输入的配置相关值，算出配置相关的功率，将算出的配置相关的功率值输出到最大值检测部174。

最大值检测部174从由功率算出部173依次输入的配置相关的功率值中进行最大功率值的检测，将得到最大功率值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），输出到补正部180及图3的fc补正部102。

补正部180根据从最大值检测部174输入的宽带载波频率误差量，实施P1正交变换部153U的输出信号（P1符号的有效符号区间的频率区域的复数基带信号）的宽带载波频率的错位补正。另外，补正部180利用从CDS表格生成部154输入的有效载波的配置系列，从补正了宽带载波频率错位的频率区域的复数基带信号中，仅抽取有效载波，并将抽出到的有效载波输出到图4的P1解码部156（后述的图7的去加扰部191）。

下面，参照图7来说明图4的P1解码部156。图7是图4的P1解码部156的构成图。P1解码部156具备去加扰部191，差动解调部192与图案匹配部193。P1解码部156仅使用P1符号的低频率区域的S1信号来实施P1符号的解码处理。

从图4的P1宽带fc误差检测补正部155（图6的补正部180）向去加扰部191输入P1符号的有效载波的信号系列Act。去加扰部191对有效载波的信号系列Act实施上述（式9）所示的去加扰，将去加扰后的信号系列DESCR输出到差动解调部192。

具体地，去加扰部191使用发送侧相乘的，基于PRBS的信号PRBS_i（i＝0，1，…，319），对构成有效载波的信号系列Act的信号Act_i，实施上述（式10）所示的去加扰，将去加扰后的信号DESCR_i输出到差动解调部192。

从去加扰部191向差动解调部192输入去加扰后的信号DESCR_i（i＝0，1，…，319）。差动解调部192通过实施信号DESCR_i（i＝1，2，…，319）与错位1有效载波的信号DESCR_i-1的共轭复数信号DESCR＊_i-1的复数乘法，实施差动检波。之后，差动解调部192根据差动检波结果的实轴极性，实施信号DESCR_i·DESCR＊_i-1的解调（硬判定），将解调后的信号DEMOD_i输出到图案匹配部193。该差动解调部192的处理由上述（式11）表示，差动解调部192实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。其中，差动解调部192因为i＝0为基准，所以根据信号DESCR₀的实轴极性，实施解调（硬判定），将解调后的信号DEMOD₀输出到图案匹配部193。作为硬判定，在信号DESCR_i·DESCR＊_i-1为“0”的情况下，输出信号DEMOD_i为“0”，但也可输出为“1”。

图案匹配部193将由差动解调部192差动解调的信号DEMOD₀，DEMOD₁，…，DEMOD₃₁₉如上述（式12）及（式13）所示，分为信号系列DEMOD＿CSS_S1（对应于S1信号）与信号系列DEMOD＿CSS_S2（对应于S2信号）。

另外，图案匹配部193为了求出图31所示的系列CSS_S1，k（k＝0，1，…，7）中哪个确实为第一，另外，为了求出图31所示的系列CSS_S2，k（k＝0，1，…，15）中哪个确实为第一，进行如下处理。

图案匹配部193如上述（式14）所示，求出图31的各系列CSS_S1，k与系列DEMOD＿CSS_S1的相关CORR_S1，k，如上述（式15）所示，求出图31的各系列CSS_S2，k与系列DEMOD＿CSS_S2的相关CORR_S2，k。

另外，图案匹配部193将取使用上述（式14）算出的8个相关值中最大相关值的系列CSS_S1，k所对应的3比特S1信号（参照图31）推定为发送的S1信号。另外，图案匹配部193将取使用上述（式15）算出的16个相关值中最大相关值的系列CSS_S2，k所对应的4比特S2信号（参照图31）推定为发送的S2信号。图案匹配部193使用推定的S1信号与S2信号，取得P1发送信息。

P1解码部156当P1符号的解码处理时，仅利用低频率区域的S1信号与频率区域的高频率区域的S1信号中低频率区域的S1信号，但不限于此，也可利用双方，或也可仅利用高频率区域的S1信号。前者的情况下，因为可使用频带不同的2个S1信号来进行S1信号的推定，所以实现S1信号的推定精度的提高。

另外，P1解码部156内的差动解调部192实施硬判定，但不限于此，也可不实施硬判定。此时，例如差动解调部192将差动检波的结果DESCR_i·DESCR＊_i-1作为DEMOD_i输出到图案匹配部193（i＝1，…，319），当i＝0时，将DESCR₀作为DEMOD₀输出到图案匹配部193。图案匹配部193使用下述（式17）及下述（式18）代替上述（式14）及上述（式15），实施相关运算。

[式17]

${\mathrm{CORR}}_{S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{DEMOD}}_i\&times;2[\frac{1}{2}-{\mathrm{CSS}}_{S1,k,1}]$

[数18]

${\mathrm{CORR}}_{S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{DEMOD}}_{i+64}\&times;2[\frac{1}{2}-{\mathrm{CSS}}_{S2,k,1}]$

另外，因为说明DVB-T2传播标准为对象，所以P1解码部156在差动解调后实施图案匹配，但例如在将纠错编码的传播方式设为对象的情况下，也可在差动解调后实施纠错，使用错误最低的来实施解码处理。

记载上述P1解调部103中宽带载波频率误差量的检测精度提高的理由。

如上所述，P1符号的前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号相对P1符号的有效符号区间的信号频率移位，以便频率相应于1子载波变高。即，P1符号的前保护间隔区间的信号及后间隔区间的信号的频率位置相对于P1符号的有效符号区间的信号的频率位置，频率相应于1子载波变高（参照图37）

因此，在OFDM接收装置1的接收信号中存在图8所示的延迟波的情况下，将P1符号的主波的有效符号区间作为正交变换实施区间来正交变换（例如FFT）P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号的结果得到的信号（P1正交变换部153U的输出信号）的频率区域的子载波分布如图9所示。另外，将P1符号的主波的结合保护间隔区间作为正交变换实施区间来正交变换（例如FFT）P1窄带fc误差检测补正部152的输出信号的结果得到的信号（P1正交变换部153G的输出信号）的频率区域的子载波分布如图10所示。

如图9所示，在将P1符号的主波的有效符号区间设为正交变换实施区间的情况下，因为包含延迟波的前保护间隔区间的信号分量，所以对应于主波的有效载波的1子载波，在高频侧出现延迟波的有效载波。另一方面，如图10所示，在将P1符号的主波的结合保护间隔区间设为正交变换实施区间的情况下，因为包含延迟波的有效符号区间的信号分量，所以对应于主波的有效载波的1子载波，在低频侧出现延迟波的有效载波。

若考虑P1正交变换部153G的频率区域的输出信号相对P1正交变换部153G的频率区域的输出信号整体错位1子载波，则两者间出现对空载波的延迟波分量的子载波位置不同。

因此，通过实施上述（式16）的运算，有效载波的信号分量变强，空载波的信号分量变弱。由此，能抑制配置相关中，错误的移位量（宽带载波频率误差量）中配置相关的值变大，能检测正确的移位量（宽带载波频率误差量）。因此，即便在多路径干扰环境下，也能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定，实施宽带载波频率误差的错位补正，可正确取得S1信号及S2信号。

并且，通过实施复数共轭运算，可不算出子载波（有效载波，空载波）的功率，能去除附加于有效载波的DBPSK后的信号极性的不准确。另外，因为不是功率算出，所以当配置相关算出中各分接（tap）的累积时，能抑制具有各种位相分量的噪声分量，即便在噪声环境下也能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定。

《第2实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第2实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与OFDM接收装置1的不同之处在于，具备与第1实施方式中说明的OFDM接收装置1的P1宽带fc误差检测补正部155不同的P1宽带fc误差检测补正部200。其中，P1宽带fc误差检测补正部200与第1实施方式的P1宽带fc误差检测补正部155的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图11来说明涉及第2实施方式的P1宽带fc误差检测补正部200。图11是P1宽带fc误差检测补正部200的构成图。另外，图11中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部200的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部200具备检测部210与补正部180。

检测部210执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备功率算出部211U，功率算出部211G，乘法部212，配置相关运算部（加法处理部）213与最大值检测部214。

功率算出部211U对每个子载波算出P1正交变换部153U的输出信号（P1符号的有效符号区间的频率区域的复数基带信号）的功率，将算出的功率值输出到乘法部212。

功率算出部211G对每个子载波算出P1正交变换部153G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的频率区域的复数频带信号）的功率，将算出的功率值输出到乘法部212。

乘法部212对每个子载波，如下述（式19）所示，实施功率算出部211U的输出信号｜Y_U（n）｜²与功率算出部211G的输出信号｜Y_G（n＋1）｜²的乘法，将乘法结果Y_COMB（n）输出到配置相关运算部213。

[式19]

Y_comb(n)＝|Y_U(n)|²·|Y_G(n+1)|²

这里，前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号对应于f_SH频率移位有效符号区间的信号来得到（频率移位，以便频率相应于1子载波变高）。因此，功率算出部211G的输出信号相对功率算出部211U的输出信号向高频侧错位1子载波。考虑到此，将功率算出部211U的输出信号｜Y_U（n）｜²与频率比其高1子载波的功率算出部211G的输出信号｜Y_G（n＋1）｜²相乘。

在从CDS表格生成部154向配置相关运算部213输入有效载波的配置系列的同时，输入乘法部212的输出信号Y_COMB。配置相关运算部213边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的子载波下乘法部212的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部213边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的乘法部212的输出信号，边实施乘法部212的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部213将加法处理结果得到的相加值（配置相关的值）依次输出到最大值检测部214。

最大值检测部214从由配置相关运算部213依次输入的配置相关值中进行最大配置相关值的检测，将得到最大配置相关值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），输出到补正部180及图3的fc补正部102。

补正部180使用从最大值检测部214输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，执行有效载波的抽取。

根据本实施方式，在多路径干扰环境下，能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定，实施宽带载波频率误差的错位补正，能正确取得S1信号及S2信号。

《第3实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第3实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第2实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1及第2实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155，200不同的P1宽带fc误差检测补正部250。其中，P1宽带fc误差检测补正部250与第1及第2实施方式的P1宽带fc误差检测补正部155，200的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图12来说明涉及第3实施方式的P1宽带fc误差检测补正部250。图12是P1宽带fc误差检测补正部250的构成图。另外，图12中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部250的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部250具备检测部270与补正部180。

检测部270执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272，配置相关运算部（加法处理部）273与最大值检测部274。

振幅算出部271U对每个子载波算出P1正交变换部153U的输出信号（P1符号的有效符号区间的频率区域的复数基带信号）的振幅，并将算出的振幅值输出到乘法部272。

振幅算出部271G对每个子载波算出P1正交变换部153G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的频率区域的复数基带信号）的振幅，并将算出的振幅值输出到乘法部272。

乘法部272对每个子载波，如下述的（式20）所示，将振幅算出部271U的输出信号｜Y_U（n）｜与振幅算出部271G的输出信号｜Y_G（n＋1）｜相乘，并将乘法结果Y_COMB（n）输出到配置相关运算部273。

[式20]

Y_comb(n)＝|Y_U(n)|·|Y_G(n+1)|

这里，前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号对应于f_SH频率移位有效符号区间的信号来得到（频率移位，以便频率相应于1子载波变高）。因此，振幅算出部271G的输出信号相对振幅算出部271U的输出信号向高频侧错位1子载波。考虑到此，将振幅算出部271U的输出信号｜Y_U（n）｜与频率比其高1子载波的振幅算出部271G的输出信号｜Y_G（n＋1）｜相乘。

从CDS表格生成部154向配置相关运算部273输入有效载波的配置系列，同时，输入乘法部272的输出信号Y_COMB。配置相关运算部273边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的子载波下乘法部272的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部273边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的乘法部272的输出信号，边实施乘法部272的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部273将加法处理结果得到的相加值（配置相关的值）依次输出到最大值检测部274。

最大值检测部274从由配置相关运算部273依次输入的配置相关值中进行最大配置相关值的检测，将得到最大配置相关值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），输出到补正部180及图3的fc补正部102。

补正部180使用从最大值检测部274输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，执行有效载波的抽取。

根据本实施方式，在多路径干扰环境下，能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定，实施宽带载波频率误差的错位补正，能正确取得S1信号及S2信号。

《第4实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第4实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第3实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第3实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部300。其中，P1宽带fc误差检测补正部300与P1宽带fc误差检测补正部155等的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图13来说明涉及第4实施方式的P1宽带fc误差检测补正部300。图13是P1宽带fc误差检测补正部300的构成图。另外，图13中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部300的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部300具备检测部310与补正部180。

检测部310执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备复数乘法部171，配置相关运算部（加法处理部）172，功率算出部173，功率算出部211U，配置相关运算部（加法处理部）311U，功率算出部211G，配置相关运算部（加法处理部）311G与选择决定部312。

复数乘法部171，配置相关运算部172及功率算出部173实施上述处理，将功率算出部173的输出信号（配置相关的功率值）供给选择决定部312（后述的图14的最大值检测部331及可靠性检测部332）。

功率算出部211U实施上述处理，将功率算出部211U的输出信号供给配置相关运算部311U。

从CDS表格生成部154向配置相关运算部311U输入有效载波的配置系列，同时，输入功率算出部211U的输出信号｜Y_U｜²。配置相关运算部311U边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的子载波下功率算出部211U的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部311U边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的功率算出部211U的输出信号，边实施功率算出部211U的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部311U将加法处理结果得到的相加值（配置相关的值）输出到选择决定部312（后述的图14的最大值检测部331U及可靠性检测部332U）。

功率算出部211G实施上述处理，将功率算出部211G的输出信号供给配置相关运算部311G。

从CDS表格生成部154向配置相关运算部311G输入有效载波的配置系列，同时，输入功率算出部211G的输出信号｜Y_G｜²。配置相关运算部311G边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的子载波下功率算出部211G的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部311G边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的功率算出部211G的输出信号，边实施功率算出部211G的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部311G将加法处理结果得到的相加值（配置相关的值）输出到选择决定部312（后述的图14的最大值检测部331G及可靠性检测部332G）。

选择决定部312如后面参照图14所述，使用功率算出部173的输出信号，配置相关运算部311U的输出信号，及配置相关运算部311G的输出信号，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102及补正部180。

补正部180使用从选择决定部312输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，执行有效载波的抽取。

下面，参照图14来说明图13的选择决定部312。图14是图13的选择决定部312的构成图。另外，图14中为了明确向选择决定部312的各部的输入，还图示功率算出部173，配置相关运算部311U及配置相关运算部311G。

选择决定部312具备最大值检测部331，可靠性检测部332，最大值检测部331U，可靠性检测部332U，最大值检测部331G，可靠性检测部332G，判定部333与选择部334。

最大值检测部331从由功率算出部173依次输入的配置相关的功率值中进行最大功率值的检测，将得到最大功率值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第1候补），输出到选择部334。

可靠性检测部332从由功率算出部173依次输入的配置相关功率值中检测最大功率值与第2大功率值，用第2大功率值去除最大功率值，将除法值（最大功率值÷第2大功率值）作为宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，输出到判定部333。

最大值检测部331U从由配置相关运算部311U依次输入的配置相关值中进行最大配置相关值的检测，将得到最大配置相关值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第2候补），输出到选择部334。

可靠性检测部332U从由配置相关运算部311U依次输入的配置相关值中检测最大配置相关值与第2大配置相关值，用第2大配置相关值去除最大配置相关值，将除法值（最大配置相关值÷第2大配置相关值）作为宽带载波频率误差量的第2候补的可靠性，输出到判定部333。

最大值检测部331G从由配置相关运算部311G依次输入的配置相关值中进行最大配置相关值的检测，将比得到最大配置相关值的移位量大1的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第3候补），输出到选择部334。这里，将比得到最大配置相关值的移位量大1的移位量设为宽带载波频率误差量的第3候补是因为补正部180实施宽带载波频率误差的错位补正的对象是涉及有效符号区间的信号，保护间隔区间的信号向频率比有效符号区间的信号高1子载波的方向移位。另外，例如在正交变换部153G的前级或后级对保护间隔区间的信号实施－f_SH的频率移位的情况下（实施频率移位以便频率相应于1子载波变低的情况下），最大值检测部331G最好将得到最大配置相关值的移位量作为宽带载波频率误差量的第3候补，输出到选择部334。

可靠性检测部332G从由配置相关运算部311G依次输入的配置相关值中检测最大配置相关值与第2大配置相关值，用第2大配置相关值去除最大配置相关值，将除法值（最大配置相关值÷第2大配置相关值）作为宽带载波频率误差量的第3候补的可靠性，输出到判定部333。

判定部333比较从可靠性检测部332，可靠性检测部332U及可靠性检测部332G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性，从宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中检测可靠性最高的（可靠性的值最大的）宽带载波频率误差量的候补。之后，判定部333将可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补通知给选择部334。

这里，在配置相关运算中，在正确的子载波位置为全部有效载波的加法值，在错误的子载波位置为有效载波的一部分与空载波的一部分的加法值。因此，正确的子载波位置下的配置相关的功率值或配置相关的值最大，比第2大配置相关的功率值或配置相关的值大。另外，在错误的子载波位置中包含最多有效载波的位置，包含有效载波的全部数量的一半。因此，可靠性高的信号中，最大值经第2大值大得多，结果，用第2大的值去除最大值的除法值（可靠性）比1大。另一方面，在受到噪声或脉冲噪声，多路径干扰等外乱影响的情况下，配置相关的功率最大值或配置相关的最大值变小，或者，空载波的信号分量变大，因此，第2大的配置相关的功率值或配置相关的值变大，最大值与第2大值之差变小，会以弄错的移位量取最大值。在这些情况下，用第2大的值去除最大值的除法值（可靠性）为接近1的值。据此，利用除法值的大小来进行宽带载波频率误差量的检测可靠性的推定。

选择部334根据判定部333的通知，从由最大值检测部331，最大值检测部331U及最大值检测部331G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，将选择到的宽带载波频率误差量的候补作为用于补正的宽带载波频率误差量，输出到图3的fc补正部102及图13的补正部180。

另外，复数乘法部171，配置相关运算部172，功率算出部173，最大值检测部331及可靠性检测部332是执行第1检测处理的功能块，使用正交变换部153U的输出信号与正交变换部153G的输出信号双方来检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测第1候补的可靠性。

另外，功率算出部211U，配置相关运算部311U，最大值检测部331U及可靠性检测部332U是执行第2检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153U的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测第2候补的可靠性。

并且，功率算出部211G，配置相关运算部311G，最大值检测部331G及可靠性检测部332G是执行第3检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153G的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测第3候补的可靠性。

根据本实施方式，实施（1）利用有效符号区间的信号及结合保护间隔区间的信号双方的宽带载波频率误差量的第1候补的检测，（2）仅利用有效符号区间的信号的宽带载波频率误差量的第2候补的检测，（3）仅利用结合保护间隔区间的信号的宽带载波频率误差量的第3候补的检测，利用这3个检测结果来进行宽带载波频率误差量的检测。由此，不仅在多路径干扰环境或噪声环境下下，即便在前保护间隔区间，后保护间隔区间，有效符号区间中局部存在脉冲噪声的环境下，也能降低宽带载波频率误差量的误推定，实现接收性能的提高。

《第5实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第5实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第4实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第4实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部350。其中，P1宽带fc误差检测补正部350与P1宽带fc误差检测补正部155等的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图15来说明涉及第5实施方式的P1宽带fc误差检测补正部350。图15是P1宽带fc误差检测补正部350的构成图。另外，图15中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部350的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部350具备检测部370与补正部180。

检测部370执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备功率算出部211U，功率算出部211G，乘法部212，配置相关运算部（加法处理部）213，配置相关运算部（加法处理部）311U，配置相关运算部（加法处理部）311G与选择决定部371。

功率算出部211U，功率算出部211G及配置相关运算部213实施上述处理，将配置相关运算部213的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部371（后述的图16的最大值检测部391及可靠性检测部392）。

功率算出部211U及配置相关运算部311U实施上述处理，将配置相关运算部311U的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部371（后述图16的最大值检测部331U及可靠性检测部332U）。

功率算出部211G及配置相关运算部311G实施上述处理，将配置相关运算部311G的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部371（后述图16的最大值检测部331G及可靠性检测部332G）。

选择决定部371如后面参照图16所述，使用配置相关运算部213的输出信号，配置相关运算部311U的输出信号，及配置相关运算部311G的输出信号，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），并将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102及补正部180。

补正部180使用从选择决定部371输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，执行有效载波的抽取。

下面，参照图16来说明图15的选择决定部371。图16是图15的选择决定部371的构成图。图16中为了明确向选择决定部371的各部的输入，还图示配置相关运算部213，配置相关运算部311U及配置相关运算部311G。

选择决定部371具备最大值检测部391，可靠性检测部392，最大值检测部331U，可靠性检测部332U，最大值检测部331G，可靠性检测部332G，判定部393与选择部394。

最大值检测部391从由配置相关运算部213依次输入的配置相关值中执行最大配置相关值的检测，将得到最大配置相关值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第1候补），输出到选择部394。

可靠性检测部392从由配置相关运算部213依次输入的配置相关值中检测最大配置相关值与第2大配置相关值，用第2大配置相关值去除最大配置相关值，将除法值（最大配置相关值÷第2大配置相关值）作为宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，输出到判定部393。

最大值检测部331U及可靠性检测部332U分别执行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第2候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第2候补及其可靠性输出到选择部394及判定部393。

最大值检测部331G及可靠性检测部332G分别执行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第3候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第3候补及其可靠性输出到选择部394及判定部393。

判定部393比较从可靠性检测部392，可靠性检测部332U及可靠性检测部332G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性，从宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，检测可靠性最高的（可靠性的值最大的）宽带载波频率误差量的候补。之后，判定部393将可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补通知给选择部394。

选择部394根据判定部393的通知，从由最大值检测部391，最大值检测部331U及最大值检测部331G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，选择可靠性最高宽带载波频率误差量的候补，将选择到的宽带载波频率误差量的候补作为补正中利用的宽带载波频率误差量，输出到图3的fc补正部102及图15的补正部180。

功率算出部211U，功率算出部211G，乘法部212，配置相关运算部213，最大值检测部391及可靠性检测部392是执行第1检测处理的功能块，使用正交变换部153U的输出信号与正交变换部153G的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测第1候补的可靠性。

另外，功率算出部211U，配置相关运算部311U，最大值检测部331U及可靠性检测部332U是执行第2检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153U的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测第2候补的可靠性。

并且，功率算出部211G，配置相关运算部311G，最大值检测部331G及可靠性检测部332G是执行第3检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153G的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测第3候补的可靠性。

根据本实施方式，不仅在多路径干扰环境或噪声环境下，即便在前保护间隔区间，后保护间隔区间，有效符号区间中局部存在脉冲噪声的环境下，也能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定。

另外，也可追加平方运算部，实施功率算出部211U的输出信号的平方运算，将平方运算的结果输出到配置相关运算部311U，并追加平方运算部，实施功率算出部211G的输出信号的平方运算，将平方运算的结果输出到配置相关运算部311G。

《第6实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第6实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第5实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第5实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部400。其中，P1宽带fc误差检测补正部400与P1宽带fc误差检测补正部155等的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图17来说明涉及第6实施方式的P1宽带fc误差检测补正部400。图17是P1宽带fc误差检测补正部400的构成图。另外，图17中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部400的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部400具备检测部410与补正部180。

检测部410执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272，配置相关运算部（加法处理部）273，配置相关运算部（加法处理部）411U，功率算出部412U，配置相关运算部（加法处理部）411G，功率算出部412G，选择决定部413。

振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272及配置相关运算部273实施上述处理，将配置相关运算部273的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部413（后述的图18的最大值检测部431及可靠性检测部432）。

振幅算出部271U实施上述处理，将振幅算出部271U的输出信号供给配置相关运算部411U。

从CDS表格生成部154向配置相关运算部411U输入有效载波的配置系列，同时，输入振幅算出部271U的输出信号｜Y_U｜。配置相关运算部411U边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的子载波下振幅算出部271U的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部411U边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的振幅算出部271U的输出信号，边实施振幅算出部271U的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部411U将加法处理结果得到的相加值（配置相关的值）输出到功率算出部412U。

功率算出部412U根据从配置相关运算部411U依次输入的配置相关的值，算出配置相关的功率，并将算出的配置相关的功率值输出到选择决定部413（后述的图18的最大值检测部431U及可靠性检测部432U）。

振幅算出部271G实施上述处理，将振幅算出部271G的输出信号供给配置相关运算部411U。

从CDS表格生成部154向配置相关运算部411U输入有效载波的配置系列，同时，输入振幅算出部271G的输出信号｜Y_G｜。配置相关运算部411G边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将连续的多个子载波中，有效载波的配置系列的值为“1”的子载波下振幅算出部271G的输出信号的值相加的加法处理（配置相关运算部411G边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位配置相关运算中使用的振幅算出部271G的输出信号，边实施振幅算出部271G的输出信号与有效载波的配置系列的配置相关运算）。配置相关运算部411G将加法处理结果得到的相加值（配置相关的值）输出到功率算出部412G。

功率算出部412G根据从配置相关运算部411G依次输入的配置相关的值，算出配置相关的功率，并将算出的配置相关的功率值输出到选择决定部413（后述的图18的最大值检测部431G及可靠性检测部432G）。

选择决定部413如后面参照图18所述，使用配置相关运算部273的输出信号，功率算出部412U的输出信号，及功率算出部412G的输出信号，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），并将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102及补正部180。

补正部180使用从选择决定部413输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，执行有效载波的抽取。

下面，参照图18来说明图17的选择决定部413。图18是图17的选择决定部413的构成图。另外，图18中为了明确向选择决定部413的各部的输入，还图示配置相关运算部273，功率算出部412U及功率算出部412G。

选择决定部413具备最大值检测部431，可靠性检测部432，最大值检测部431U，可靠性检测部432U，最大值检测部431G，可靠性检测部432G，判定部433与选择部434。

最大值检测部431从由配置相关运算部273依次输入的配置相关值中执行最大配置相关值的检测，将得到最大配置相关值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第1候补），输出到选择部434。

可靠性检测部432从由配置相关运算部273依次输入的配置相关值中，检测最大配置相关值与第2大配置相关值，用第2大配置相关值去除最大配置相关值，将除法值（最大配置相关值÷第2大配置相关值）作为宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，输出到判定部433。

最大值检测部431U从由功率算出部412U依次输入的配置相关的功率值中，进行最大配置相关功率值的检测，将得到最大配置相关功率值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第2候补），输出到选择部434。

可靠性检测部432U从由功率算出部412U依次输的配置相关功率值中检测最大配置相关功率值与第2大配置相关功率值，用第2大配置相关功率值去除最大配置相关功率值，将除法值（最大配置相关功率值÷第2大配置相关功率值）作为宽带载波频率误差量的第2候补的可靠性，输出到判定部433。

最大值检测部431G从由功率算出部412G依次输入的配置相关功率值中进行最大配置相关功率值的检测，将比得到最大配置相关功率值的移位量大1的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第3候补），输出到选择部434。这里，将比得到最大配置相关功率值的移位量大1的移位量设为宽带载波频率误差量的第3候补是因为补正部180实施宽带载波频率误差的错位补正的对象是涉及有效符号区间的信号，保护间隔区间的信号向频率比有效符号区间的信号高1子载波的方向移位。另外，例如在正交变换部153G的前级或后级对保护间隔区间的信号实施－f_SH的频率移位的情况下（实施频率移位以便频率相应于1子载波变低的情况下），最大值检测部431G最好将得到最大配置相关功率值的移位量作为宽带载波频率误差量的第3候补，输出到选择部434。

可靠性检测部432G从由功率算出部412G依次输入的配置相关功率值中检测最大配置相关的功率值与第2大配置相关的功率值，用第2大配置相关的功率值去除最大配置相关的功率值，将除法值（最大配置相关的功率值÷第2大配置相关的功率值）作为宽带载波频率误差量的第3候补的可靠性，输出到判定部433。

判定部433比较从可靠性检测部432，可靠性检测部432U及可靠性检测部432G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性，从宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中检测可靠性最高的（可靠性的值最大的）宽带载波频率误差量的候补。之后，判定部433将可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补通知给选择部434。

选择部434根据判定部433的通知，从由最大值检测部431，最大值检测部431U及最大值检测部431G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，将选择到的宽带载波频率误差量的候补作为补正中利用的宽带载波频率误差量，输出到图3的fc补正部102及图17的补正部180。

振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272，配置相关运算部273，最大值检测部431及可靠性检测部432是执行第1检测处理的功能块，使用正交变换部153U的输出信号与正交变换部153G的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测第1候补的可靠性。

振幅算出部271U，配置相关运算部411U，功率算出部412U，最大值检测部431U及可靠性检测部432U是执行第2检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153U的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测第2候补的可靠性。

振幅算出部271G，配置相关运算部411G，功率算出部412G，最大值检测部431G及可靠性检测部432G是执行第3检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153G的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测第3候补的可靠性。

根据本实施方式，不仅在多路径干扰环境或噪声环境下，即便在前保护间隔区间，后保护间隔区间，有效符号区间中局部存在脉冲噪声的环境下，也能降低宽带载波频率误差量的误推定，实现接收性能的提高。

《第7实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第7实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第6实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第6实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部450。其中，P1宽带fc误差检测补正部450与P1宽带fc误差检测补正部155等的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图19来说明涉及第7实施方式的P1宽带fc误差检测补正部450。图19是P1宽带fc误差检测补正部450的构成图。另外，图19中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部450的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部450具备检测部470与补正部180。

检测部470执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272，配置相关运算部（加法处理部）273，功率算出部211U，配置相关运算部（加法处理部）311U，功率算出部211G，配置相关运算部（加法处理部）311G与选择决定部471。

振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272及配置相关运算部273实施上述处理，将配置相关运算部273的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部471（后述的图20的最大值检测部431及可靠性检测部432）。

功率算出部211U及配置相关运算部311U实施上述处理，将配置相关运算部311U的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部471（后述的图20的最大值检测部331U及可靠性检测部332U）。

功率算出部211G及配置相关运算部311G实施上述处理，将配置相关运算部311G的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部471（后述的图20的最大值检测部331G及可靠性检测部332G）。

选择决定部471如后面参照图20所述，使用配置相关运算部273的输出信号，配置相关运算部311U的输出信号，及配置相关运算部311G的输出信号，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102及补正部180。

补正部180使用从选择决定部471输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，执行有效载波的抽取。

下面，参照图20来说明图19的选择决定部471。图20是图19的选择决定部471的构成图。图20中为了明确向选择决定部471的各部的输入，还图示配置相关运算部273，配置相关运算部311U及配置相关运算部311G。

选择决定部471具备最大值检测部431，可靠性检测部432，最大值检测部331U，可靠性检测部332U，最大值检测部331G，可靠性检测部332G，判定部491与选择部492。

最大值检测部431及可靠性检测部432分别执行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第1候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第1候补及其可靠性输出到选择部492及判定部491。

最大值检测部331U及可靠性检测部332U分别执行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第2候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第2候补及其可靠性输出到选择部492及判定部491。

最大值检测部331G及可靠性检测部332G分别执行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第3候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第3候补及其可靠性输出到选择部492及判定部491。

判定部491比较从可靠性检测部432，可靠性检测部332U及可靠性检测部332G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性，从宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中检测可靠性最高的（可靠性的值最大的）宽带载波频率误差量的候补。之后，判定部491将可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补通知给选择部492。

选择部492根据判定部491的通知，从由最大值检测部431，最大值检测部331U及最大值检测部331G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，将选择到的宽带载波频率误差量的候补作为补正中利用的宽带载波频率误差量，输出到图3的fc补正部102及图19的补正部180。

振幅算出部271U，振幅算出部271G，乘法部272，配置相关运算部273，最大值检测部431及可靠性检测部432是执行第1检测处理的功能块，使用正交变换部153U的输出信号与正交变换部153G的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测第1候补的可靠性。

功率算出部211U，配置相关运算部311U，最大值检测部331U及可靠性检测部332U是执行第2检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153U的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测第2候补的可靠性。

功率算出部211G，配置相关运算部311G，最大值检测部331G及可靠性检测部332G是执行第3检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153G的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测第3候补的可靠性。

根据本实施方式，不仅在多路径干扰环境或噪声环境下，即便在前保护间隔区间，后保护间隔区间，有效符号区间中局部存在脉冲噪声的环境下，也能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定。

《第8实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第8实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第7实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第7实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部500。其中，P1宽带fc误差检测补正部500与P1宽带fc误差检测补正部155等的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图21来说明涉及第8实施方式的P1宽带fc误差检测补正部500。图21是P1宽带fc误差检测补正部500的构成图。另外，图21中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部500的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部500具备检测部510与补正部180。

检测部510执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备复数乘法部171，配置相关运算部（加法处理部）172，振幅算出部511，功率算出部211U，配置相关运算部（加法处理部）311U，功率算出部211G，配置相关运算部（加法处理部）311G与选择决定部512。

复数乘法部171及配置相关运算部172执行上述处理，将配置相关运算部172的输出信号（配置相关的值）供给振幅算出部511。振幅算出部511实施从配置相关运算部172依次输入的配置相关值的振幅的算出处理，将算出的配置相关的振幅值输出到选择决定部512（后述的图22的最大值检测部531及可靠性检测部532）。

功率算出部211U及配置相关运算部311U实施上述处理，将配置相关运算部311U的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部512（后述的图22的最大值检测部331U及可靠性检测部332U）。

功率算出部211G及配置相关运算部311G实施上述处理，将配置相关运算部311G的输出信号（配置相关的值）供给选择决定部512（后述的图22的最大值检测部331G及可靠性检测部332G）。

选择决定部512如后面参照图22所述，使用振幅算出部511的输出信号，配置相关运算部311U的输出信号，及配置相关运算部311G的输出信号，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102及补正部180。

补正部180使用从选择决定部512输入的宽带载波频率误差量，在进行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，进行有效载波的抽取。

下面，参照图22来说明图21的选择决定部512。图22是图21的选择决定部512的构成图。图22中，为了明确向选择决定部512的各部的输入，还图示振幅算出部511，配置相关运算部311U及配置相关运算部311G。

选择决定部512具备最大值检测部531，可靠性检测部532，最大值检测部331U，可靠性检测部332U，最大值检测部331G，可靠性检测部332G，判定部533与选择部534。

最大值检测部531根据从振幅算出部511依次输入的配置相关的振幅值，进行最大振幅值的检测，将得到最大振幅值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第1候补），输出到选择部534。

可靠性检测部532从由振幅算出部511依次输入的配置相关的振幅值中，检测最大振幅值与第2大振幅值，以第2大振幅值去除最大振幅值，将除法值（最大配置相关的振幅值÷第2大配置相关的振幅值）作为宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，输出到判定部533。

最大值检测部331U及可靠性检测部332U分别进行上述处理，进行宽带载波频率误差量的第2候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第2候补及其可靠性输出到选择部534及判定部533。

最大值检测部331G及可靠性检测部332G分别进行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第3候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第3候补及其可靠性输出到选择部534及判定部533。

判定部533比较从可靠性检测部532，可靠性检测部332U及可靠性检测部332G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性，从宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中检测可靠性最高的（可靠性的值最大的）宽带载波频率误差量的候补。之后，判定部533将可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补通知给选择部534。

选择部534根据判定部533的通知，从由最大值检测部531，最大值检测部331U，及最大值检测部331G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，将选择的宽带载波频率误差量的候补作为补正中利用的宽带载波频率误差量，输出到图3的fc补正部102及图21的补正部180。

复数乘法部171，配置相关运算部172，振幅算出部511，最大值检测部531及可靠性检测部532是执行第1检测处理的功能块，使用正交变换部153U的输出信号与正交变换部153G的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测第1候补的可靠性。

功率算出部211U，配置相关运算部311U，最大值检测部331U及可靠性检测部332U是执行第2检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153U的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测第2候补的可靠性。

功率算出部211G，配置相关运算部311G，最大值检测部331G及可靠性检测部332G是执行第3检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153G的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测第3候补的可靠性。

根据本实施方式，不仅在多路径干扰环境或噪声环境下，即便在前保护间隔区间，后保护间隔区间，有效符号区间中局部存在脉冲噪声的环境下，也能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定。

《第9实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第9实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第8实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第8实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部550。其中，P1宽带fc误差检测补正部550与P1宽带fc误差检测补正部155等的不同之处在于宽带载波频率误差量的检测方式。

下面，参照图23来说明涉及第9实施方式的P1宽带fc误差检测补正部550。图23是P1宽带fc误差检测补正部550的构成图。另外，图23中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部550的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

P1宽带fc误差检测补正部550具备检测部570与补正部180。

检测部570执行P1符号下的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）的检测，具备复数乘法部171，配置相关运算部（加法处理部）172，功率算出部173，功率算出部211U，配置相关运算部（加法处理部）311U，平方算出部571U，功率算出部211G，配置相关运算部（加法处理部）311G，平方算出部571G与选择决定部572。

复数乘法部171，配置相关运算部172及功率算出部173实施上述处理，将功率算出部173的输出信号（配置相关的功率值）供给选择决定部572（后述的图24的最大值检测部331及可靠性检测部332）。

功率算出部211U及配置相关运算部311U实施上述处理，将配置相关运算部311U的输出信号（配置相关的值）供给平方算出部571U。平方算出部571U实施从配置相关运算部311U依次输入的配置相关值的平方运算，将平方运算的结果输出到选择决定部572（后述的图24的最大值检测部591U及可靠性检测部592U）。

功率算出部211G及配置相关运算部311G实施上述处理，将配置相关运算部311G的输出信号（配置相关的值）供给平方算出部571G。平方算出部571G实施从配置相关运算部311G依次输入的配置相关值的平方运算，将平方运算的结果输出到选择决定部572（后述的图24的最大值检测部591G及可靠性检测部592G）。

选择决定部572如后面参照图24所述，使用功率算出部173的输出信号，平方算出部571U的输出信号，及平方算出部571G的输出信号，检测P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），将检测到的宽带载波频率误差量输出到图3的fc补正部102及补正部180。

补正部180使用从选择决定部572输入的宽带载波频率误差量，在执行P1正交变换部153U的输出信号的宽带载波频率的错位补正后，进行有效载波的抽取。

下面，参照图24来说明图23的选择决定部572。图24是图23的选择决定部572的构成图。图24中为了明确向选择决定部572的各部的输入，还图示功率算出部173，平方算出部571U及平方算出部571G。

选择决定部572具备最大值检测部331，可靠性检测部332，最大值检测部591U，可靠性检测部592U，最大值检测部591G，可靠性检测部592G，判定部593与选择部594。

最大值检测部331及可靠性检测部332分别执行上述处理，执行宽带载波频率误差量的第1候补及其可靠性的检测，将检测到的宽带载波频率误差量的第1候补及其可靠性输出到选择部594及判定部593。

最大值检测部591U从由平方算出部571U依次输入的配置相关的平方值进行最大配置相关的平方值的检测，将得到最大配置相关的平方值的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第2候补），输出到选择部594。

可靠性检测部592U从由平方算出部571U依次输入的配置相关的平方值，检测最大配置相关的平方值与第2大配置相关的平方值用第2大配置相关的平方值去除最大配置相关的平方值，将除法值（最大配置相关的平方值÷第2大配置相关的平方值）作为宽带载波频率误差量的第2候补的可靠性，输出到判定部593。

最大值检测部591G从由平方算出部571G依次输入的配置相关的平方值，进行最大配置相关平方值的检测，将比得到最大配置相关平方值的移位量大1的移位量作为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量的候补（宽带载波频率误差量的第3候补），输出到选择部594。这里，设比得到最大配置相关的功率值的移位量大1的移位量为宽带载波频率误差量的第3候补是因为补正部180实施宽带载波频率误差的错位补正的对象是涉及有效符号区间的信号，保护间隔区间的信号向频率比有效符号区间的信号高1子载波的方向移位。另外，例如在正交变换部153G的前级或后级对保护间隔区间的信号实施－f_SH的频率移位的情况下（实施频率移位以便频率相应于1子载波变低的情况下），最大值检测部591G最好将得到最大配置相关的功率值的移位量作为宽带载波频率误差量的第3候补，输出到选择部594。

可靠性检测部592G从由平方算出部571G依次输入的配置相关的平方值检测最大配置相关的平方值与第2大配置相关的平方值，用第2大配置相关的平方值去除最大配置相关的平方值，将除法值（最大配置相关的平方值÷第2大配置相关的平方值）作为宽带载波频率误差量的第3候补的可靠性，输出到判定部593。

判定部593比较从可靠性检测部332，可靠性检测部592U及可靠性检测部592G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性，从宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中检测可靠性最高的（可靠性的值最大的）宽带载波频率误差量的候补。之后，判定部593将可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补通知到选择部594。

选择部594根据判定部593的通知，从由最大值检测部331，最大值检测部591U及最大值检测部591G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补，第2候补及第3候补中，选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，将选择的宽带载波频率误差量的候补作为补正中利用的宽带载波频率误差量，输出到图3的fc补正部102及图23的补正部180。

复数乘法部171，配置相关运算部172，功率算出部173，最大值检测部331及可靠性检测部332是执行第1检测处理的功能块，使用正交变换部153U的输出信号与正交变换部153G的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测第1候补的可靠性。

功率算出部211U，配置相关运算部311U，平方算出部571U，最大值检测部591U及可靠性检测部592U是执行第2检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153U的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测第2候补的可靠性。

功率算出部211G，配置相关运算部311G，平方算出部571G，最大值检测部591G及可靠性检测部592G是执行第3检测处理的功能块，仅使用正交变换部153U的输出信号及正交变换部153G的输出信号中正交变换部153G的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测第3候补的可靠性。

根据本实施方式，不仅在多路径干扰环境或噪声环境下，即便在前保护间隔区间，后保护间隔区间，有效符号区间中局部存在脉冲噪声的环境下，也能高精度地进行宽带载波频率误差量的推定。

《第10实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第10实施方式。其中，在本实施方式中，向与第1-第9实施方式的构成要素实质相同的构成要素附加相同符号，因为能适用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置与第1-第9实施方式中说明的OFDM接收装置的不同之处在于，具备与这些OFDM接收装置的P1宽带fc误差检测补正部155等不同的P1宽带fc误差检测补正部600。其中，P1宽带fc误差检测补正部600对P1宽带fc误差检测补正部155等附加选择如下功能，即选择P1正交变换部153U的输出信号及P1正交变换部153G的输出信号之一，对选择到的信号实施宽带载波频率的错位补正。

下面，参照图25来说明涉及第10实施方式的P1宽带fc误差检测补正部600。图25是P1宽带fc误差检测补正部600的构成图。另外，图25中为了明确向P1宽带fc误差检测补正部600的各部的输入，还图示P1正交变换部153U，P1正交变换部153G及CDS表格生成部154。

检测部610具备选择部312A，代替图13的检测部310的选择决定部312。选择部312A为图26所示构成，具备判定部333A代替图14的判定部333。

判定部333A除判定部333的功能外，还具有如下功能。判定部333A比较从可靠性检测部332，可靠性检测部332U及可靠性检测部332G分别输入的宽带载波频率误差量的第1候补的可靠性，第2候补的可靠性及第3候补的可靠性。之后，判定部333A在第1候补的可靠性最高的情况下，通知选择部620以选择P1正交变换部153U的输出信号并输出到补正部180A。另外，判定部333A在第2候补的可靠性最高的情况下，通知选择部620以选择P1正交变换部153U的输出信号并输出到补正部180A。判定部333A在第3候补的可靠性最高的情况下，通知选择部620以选择P1正交变换部153G的输出信号并输出到补正部180A。

判定部333A比较从可靠性检测部332U及可靠性检测部332G分别输入的宽带载波频率误差量的第2候补的可靠性及第3候补的可靠性。之后，判定部333A在第2候补的可靠性一方高的情况下，通知选择部620以选择P1正交变换部153U的输出信号并输出到补正部180A。另一方面，判定部333A在第3候补的可靠性一方高的情况下，通知选择部620以选择P1正交变换部153G的输出信号并输出到补正部180A。

图25的选择部620根据来自选择决定部312A内的判定部333A的通知，从第1正交变换部153U的输出信号及第2正交变换部153G的输出信号中选择一方，将选择到的信号输出到补正部180A。

补正部180A根据从选择决定部312A内的选择部334输出的宽带载波频率误差量，实施选择部620的输出信号（频率区域的复数基带信号）的宽带载波频率的错位补正。之后，补正部180A利用从CDS表生成部154输入的有效载波的配置系列，从补正了宽带载波频率错位的频率区域的复数基带信号中，仅抽取有效载波，将抽取到的有效载波输出到图4的P1解码部156（图7的去加扰部191）。选择部312A内的选择部334A将有效符号区间的频率区域的信号的宽带载波频率误差量供给补正部180A。另外，结合保护间隔区间的信号将有效符号区间信号相应于f_SH频率移位来得到（频率移位以便频率相应于1子载波变高）。因此，在选择部620选择正交变换部180G的输出信号的情况下，补正部180A补正值比供給的宽带载波频率误差量小1的宽带载波频率的补正。

根据本实施方式，能实施利用有效符号区间的信号及结合保护间隔区间的信号中可靠性高的一方的信号的P1符号的解码处理，能实现P1符号的解码精度的提高。

《补充》

本发明不限于上述实施方式中说明的内容，即便是用于实现本发明目的与同其关联或附带的目的的方式也能实施，例如下面所示。

（1）上述实施方式中说明的复数乘法部171，乘法部212，乘法部272考虑结合保护间隔区间的信号相对有效符号区间的信号向高频侧错位1子载波，进行使用上述（式16），上述（式19），上述（式20）运算。但不限于此，只要考虑了向高频侧错位1子载波，则例如也可如下所示。

在P1正交变换部153G的前级设置频率移位补正部，该频率移位补正部对P1符号的结合保护间隔区间的时间区域的复数基带信号频率移位－f_SH（执行涉及抵消发送侧对保护间隔区间的信号实施的相应于f_SH的频率移位的反向频率移位实施的补正处理），将频率移位后的时间区域的复数基带信号输出到P1正交变换部153G。或者，在P1正交变换部153G的后级设置频率移位补正部，该频率移位补正部进行补正，以便频率相对P1正交变换部153G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的频率区域的复数基带信号）相应于1子载波变低（执行涉及抵消发送侧对保护间隔区间的信号实施的相应于f_SH的频率移位的反向频率移位实施的补正处理），将补正成频率相应于1子载波变低的频率区域的复数基带信号输出到P1宽带fc误差检测补正部155G。或者，当P1正交变换部153G实施正交变换时执行相应于－f_SH频率移位的补正处理。

在这些情况下，复数乘法部171实施下述(式21)所示的运算来代替上述（式16），乘法部212实施下述(式22)所示的运算来代替上述（式19），乘法部272实施下述(式23)所示的运算来代替上述（式20）即可。

[式21]

Y_comb(n)＝Y_U(n)·Y_G(n)^*

[式22]

Y_comb(n)＝|Y_U(n)|²·|Y_G(n)|²

[式23]

Y_comb(n)＝|Y_U(n)|·|Y_G(n)|

另外，复数乘法部171也可将输出信号Y_U（n）的复数共轭信号Y_U（n）＊与输出信号Y_G（n）相乘来代替上述（式21）的运算。

另外，在保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的信号对应于相当于X（X为整数）子载波的f_X频率移位有效符号区间的信号来得到的情况下，上述频率移位补正部执行涉及抵消发送侧对保护间隔区间的信号实施的相应于f_X的频率移位的反向频率移位实施的补正处理（涉及相应于－f_X的频率移位实施的处理）即可。

这里，在X为负值的情况下，认为保护间隔区间的信号频率移位有效符号区间的信号以便频率相应于（－X）子载波变低来得到。

（2）在上述实施方式中，因为结合保护间隔区间的信号相对有效符号区间的信号向高频侧错位1子载波，所以复数乘法部171，乘法部212，乘法部272执行使用上述（式16），上述（式19），上述（式20）的运算。但是，在保护间隔区间（前保护间隔区间，后保护间隔区间）的信号频率移位有效符号区间的信号以便频率相应于X（X为整数）子载波变高来得到的情况下，复数乘法部171实施下述（数24）所示的运算来代替上述（式16），乘法部212实施下述（数25）所示的运算来代替上述（式19），乘法部272实施下述（数26）所示的运算来代替上述（式20）即可。

[式24]

Y_comb(n)＝Y_U(n)·Y_G(n+X)^*

[式25]

Y_comb(n)＝|Y_U(n)|²·|Y_G(n+X)|²

[式26]

Y_comb(n)＝|Y_U(n)|·|Y_G(n+X)|

这里，在X为负值的情况下，认为保护间隔区间的信号频率移位有效符号区间的信号以便频率相应于（－X）子载波变低来得到。

复数乘法部171也可将输出信号Y_U（n）的复数共轭信号Y_U（n）＊与输出信号Y_G（n＋X）相乘来代替上述（式24）的运算。

（3）在上述第4以后的实施方式中，将用第2大值去除输入各可靠性检测部的信号最大值的除法值（最大值÷第2大值）用作可靠性，但不限于此，只要能利用有效载波与空载波的信号品质测定利用了配置相关受到的影响的可靠性即可，例如下面所示。也可将用输入各可靠性检测部的信号最大值去除第2大值的除法值（第2大值÷最大值）设为可靠性，值越小，可靠性越高。或者，将输入各可靠性检测部的信号最大值设为可靠性，值越大，可靠性越高。或者，将输入各可靠性检测部的信号最大值与第2大值的差设为可靠性，值越大，可靠性越高。

（4）在上述第4以后的实施方式中，执行第1检测处理，第2检测处理，第3检测处理等3个，但不限于此，也可仅执行其中的2个。

（5）也可将上述第10实施方式中说明的选择P1正交变换部153U的输出信号及P1正交变换部153G的输出信号一方，对选择到的信号实施宽带载波频率错位补正的功能适用于第5-第9实施方式中说明的宽带fc误差检测补正部350，400，450，500，550。

（6）在上述各实施方式中，对各正交变换具备1个正交变换部106或1个P1正交变换部153U，153G，但不限于此，也可共用其全部或部分。

（7）在上述各实施方式中，将各P1解调部检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量输出到fc补正部102，fc补正部102当补正载波频率错位时利用上述误差量。但不限于此，fc补正部102也可在实施载波频率错位补正时，仅使用各P1解调部检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量的一方，或均不使用。

另外，窄带fc误差算出部105或宽带fc误差算出部107执行的P2符号或数据符号下的窄带载波频率误差量或宽带载波频率误差量的算出方式，P1窄带fc误差检测补正部152执行的P1符号下的窄带载波频率误差量的检测方式不特别限定，可适用公知手法。例如，也可对正交变换部106的输出信号，根据P2符号或数据符号中包含的导频信号的符号间位相差，来执行窄带载波频率误差量的算出。

（8）在上述各实施方式中，说明了依据DVB-T2传播标准的OFDM接收装置等，但不限于此，例如因为在DVB-T2传播标准中的使用FEF期间的传播标准中，P1符号插入FEF期间的开头，所以即便对依据使用FEF期间的传播标准的OFDM接收装置等也能适用。

（9）在上述各实施方式中，使用依据DVB-T2传播格式的P1符号来说明，但不限于P1符号，也可对包含有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号之OFDM符号适用。

例如，保护间隔区间的信号不限于频率移位有效符号区间的信号f_SH的信号，也可是不频率移位有效符号区间的信号的信号，或是频率移位f_SH以外的频率移位的信号。另外，保护间隔区间的信号不限于频率移位有效符号区间的信号全体的信号，也可是频率移位有效符号区间的信号的一部分且不频率移位其余部分的信号。

保护间隔区间不限于分割成前保护间隔区间与后保护间隔区间，也可仅由前保护间隔区间构成，也可仅由后保护间隔区间构成。也可将保护间隔区间分割成3个以上，例如，也可分割有效符号区间，在其间插入保护间隔区间的分割后的区间。

保护间隔区间的时间幅度不限于与有效符号区间的时间幅度一致，也可不同。

（10）在上述各实施方式中，设FFT尺寸为1k，但不限于此，FFT尺寸也可是1k以外（例如2k，4k，8k等）。

（11）在上述各实施方式中，差动解调是对应于DBPSK的解调，但不限于此，也可是对应于DQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keying）的解调等DBPSK以外的差动调制。另外，在上述各实施方式中，以差动解调为例进行说明，但也可是差动解调以外的解调。

（12）在上述各实施方式中，因为依据DVB-T2传播标准来说明，所以有效载波的配置为图32，但不限于此，有效载波的配置只要利用依据使用的传播标准的配置即可。

（13）上述各实施方式中的接收装置的各构成要素也可由作为集成电路的LSI实现。此时，各构成要素既可单独单芯片化，也可包含部分或全部地单芯片化。这里，称为LSI，但根据集成度的不同，也可称为IC，系统LSI，超LSI，超级LSI。另外，集成电路化的手法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。另外，集成电路化的手法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。也可利用可重构FPGA（FieldProgrammable Gate Array），或LSI内部电路单元的连接或设定的可重构处理器。并且，若因半导体技术的进步或派生的其他技术而出现置换LSI的集成电路化技术，则当然也可使用该技术来进行功能块的集成化。可适用于生物技术等。

（14）也可将上述各实施方式所示的接收装置的动作步骤的至少一部分记载在接收程序中，例如CPU（Central Processing Unit）读出存储在存储器中的该程序来执行，或将上述程序保存在记录媒体中发布等。

（15）也可实现执行上述各实施方式所示的接收装置的接收处理的至少一部分的接收装置。

（16）也可组合执行实现上述各实施方式的接收处理的一部分的接收装置，或接收方法，或接收回路，或程序来实现上述各实施方式。例如，也可由接收装置或集成电路来实现上述各实施方式中说明的接收装置的构成的一部分，将去除该部分的构成执行的动作步骤记载在接收程序中，例如CPU读出存储在存储器中的该程序并执行来实现。

（17）也可适当组合上述各实施方式等中说明的内容。

产业上的可利用性

本发明可用于接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号的OFDM接收装置。

Claims (17)

1.一种OFDM接收装置，接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备：

第1正交变换部，正交变换所述有效符号区间的信号，输出正交变换的结果；

第2正交变换部，正交变换所述保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果；

检测部，根据所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和

补正部，根据由所述检测部检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

2.根据权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述保护间隔区间的信号通过频率移位所述有效符号区间的信号来得到。

3.根据权利要求2所述的OFDM接收装置，其特征在于，

还具备频率移位补正部，在所述第2正交变换部的前级或后级，对所述第2正交变换部的输入信号或所述第2正交变换部的输出信号、实施涉及抵消所述频率移位的反向频率移位实施的补正处理，并输出补正处理的结果，

所述检测部根据所述第1正交变换部的输出信号，与正交变换所述频率移位补正部的输出信号得到的所述第2正交变换部的输出信号或所述频率移位补正部的输出信号，执行所述宽带载波频率的错位补正。

4.根据权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述OFDM符号是DVB-T2传播方式中的P1符号，

所述保护间隔区间由所述有效符号区间之前的前保护间隔区间与所述有效符号区间之后的后保护间隔区间构成，

所述第2正交变换部使用结合了所述前保护间隔区间的信号与所述后保护间隔区间的信号后的信号来执行所述正交变换。

5.根据权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，

构成所述OFDM符号的多个子载波由多个有效载波与多个空载波构成，

配置所述多个有效载波各自的子载波位置由规定的配置图案来规定，

所述检测部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量，所述连续的多个子载波基于所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号的信号。

6.根据权利要求5所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述检测部具备：

复数乘法部，对每个子载波实施所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号的复数乘法；

加法处理部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中的复数乘法值相加的加法处理，并输出加法处理的结果；

功率算出部，算出所述加法处理部的各输出信号的功率，并输出算法结果；和

最大值检测部，通过从所述功率算出部的各输出信号中检测最大值，检测所述宽带载波频率误差量。

7.根据权利要求5所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述检测部具备：

第1功率算出部，对每个子载波算出所述第1正交变换部的输出信号的功率，并输出算出结果；

第2功率算出部，对每个子载波算出所述第2正交变换部的输出信号的功率，并输出算出结果；

乘法部，对每个子载波实施所述第1功率算出部的输出信号与所述第2功率算出部的输出信号的相乘；

加法处理部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中的乘法值相加的加法处理，并输出加法处理的结果；和

最大值检测部，通过从所述加法处理部的各输出信号中检测最大值，检测所述宽带载波频率误差量。

8.根据权利要求5所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述检测部具备第1振幅算出部，对每个子载波算出所述第1正交变换部的输出信号的振幅，并输出算出结果；

第2振幅算出部，对每个子载波算出所述第2正交变换部的输出信号的振幅，并输出算出结果；

乘法部，对每个子载波实施所述第1振幅算出部的输出信号与所述第2振幅算出部的输出信号的相乘；

加法处理部，边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中的乘法值相加的加法处理，并输出加法处理的结果；和

最大值检测部，通过从所述加法处理部的各输出信号中检测最大值，检测所述宽带载波频率误差量。

9.根据权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，

构成所述OFDM符号的多个子载波由多个有效载波与多个空载波构成，

配置所述多个有效载波各自的子载波位置由规定的配置图案规定，

所述检测部实施第1检测处理、第2检测处理及第3检测处理的至少2个，

第1检测处理是使用所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号双方，检测宽带载波频率误差量的第1候补，并检测所述第1候补的可靠性，

第2检测处理是仅使用所述第1正交变换部的输出信号及所述第2正交变换部的输出信号中的所述第1正交变换部的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第2候补，并检测所述第2候补的可靠性，

第3检测处理是仅使用所述第1正交变换部的输出信号及所述第2正交变换部的输出信号中的所述第2正交变换部的输出信号，检测宽带载波频率误差量的第3候补，并检测所述第3候补的可靠性，

选择可靠性最高的宽带载波频率误差量的候补，作为所述补正部使用的所述宽带载波频率误差量。

10.根据权利要求9所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述检测部通过边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该第1信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量的第1候补及所述第1候补的可靠性，来实施所述第1检测处理，所述连续的多个子载波基于所述第1正交变换部的输出信号与所述第2正交变换部的输出信号的第1信号，

通过边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该第2信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量的第2候补及所述第2候补的可靠性，来实施所述第2检测处理，所述连续的多个子载波基于所述第1正交变换部的输出信号的第2信号，

通过边在规定范围内沿子载波方向以1子载波单位依次移位连续的多个子载波，边实施将所述连续的多个子载波中、由所述配置图案规定的多个有效载波的位置所对应的子载波中该第3信号的值相加的加法处理，并根据加法处理的结果，检测所述宽带载波频率误差量的第3候补及所述第3候补的可靠性，来实施所述第3检测处理，所述连续的多个子载波基于所述第2正交变换部的输出信号的第3信号。

11.根据权利要求10所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述第1-第3各可靠性是用第2大的值去除所述加法处理的结果的最大值而得到的值，值越大，可靠性越高，或者，所述第1-第3各可靠性是用所述加法处理的结果的最大值去除第2大的值而得到的值，值越小，可靠性越高。

12.根据权利要求10所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述第1-第3各可靠性是所述加法处理的结果的最大值，值越大，可靠性越高。

13.根据权利要求10所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述第1-第3各可靠性是所述加法处理的结果的最大值与第2大的值之差，值越大，可靠性越高。

14.根据权利要求10所述的OFDM接收装置，其特征在于，

还具备选择部，根据检测到的所述各候补的可靠性，选择所述有效符号区间的信号与所述保护间隔区间的信号之一，将选择到的信号输出到所述补正部，

所述补正部对从所述选择部输入的信号实施所述宽带载波频率的错位补正。

15.一种OFDM接收电路，接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备：

第1正交变换电路，正交变换所述有效符号区间的信号，输出正交变换的结果；

第2正交变换电路，正交变换所述保护间隔区间的信号，输出正交变换的结果；

检测电路，根据所述第1正交变换电路的输出信号与所述第2正交变换电路的输出信号，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和

补正电路，根据由所述检测电路检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

16.一种OFDM接收装置中执行的OFDM接收方法，接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，具备

第1正交变换步骤，正交变换所述有效符号区间的信号；

第2正交变换步骤，正交变换所述保护间隔区间的信号；

检测步骤，根据所述第1正交变换步骤的正交变换结果与所述第2正交变换步骤的正交变换结果，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和

补正步骤，根据由所述检测步骤检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

17.一种OFDM接收程序，OFDM接收装置接收由有效符号区间的信号与基于该有效符号区间的信号的保护间隔区间的信号构成的OFDM符号，其特征在于，程序使所述OFDM接收装置执行：

第1正交变换步骤，正交变换所述有效符号区间的信号；

第2正交变换步骤，正交变换所述保护间隔区间的信号；

检测步骤，根据所述第1正交变换步骤的正交变换结果与所述第2正交变换步骤的正交变换结果，检测所述OFDM符号的宽带载波频率误差量；和

补正步骤，根据由所述检测步骤检测到的宽带载波频率误差量，实施所述OFDM符号的宽带载波频率的错位补正。

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