JP2016178703A - 送信装置および受信装置 - Google Patents
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Abstract
Description
図24の(A)(B)は、レイリ−フェージング環境、及びライスファクタK=3、10、16dBのライスフェージング環境において、LDPC(low−density parity−check)符号化されたデータを2×2(2アンテナ送信、2アンテナ受信)空間多重MIMO伝送した場合のBER(Bit Error Rate)特性(縦軸:BER、横軸:SNR(signal−to−noise power ratio))のシミュレーション結果の一例を示している。図24の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性、図24の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図24(A)(B)からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重MIMOシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重MIMOシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重MIMOシステム固有の課題をもつことがわかる。
(実施の形態1)
本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。
NtxNr空間多重MIMOシステムの構成を図1に示す。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu=(u1,…,uNt)が得られる。ただし、ui=(ui1,…,uiM)とする(M:シンボル当たりの送信ビット数)。送信ベクトルs=(s1,…,sNt)Tとすると送信アンテナ#iから送信信号si=map(ui)とあらわし、送信エネルギーを正規化するとE{|si|2}=Es/Ntとあらわされる(Es:チャネル当たりの総エネルギー)。そして、受信ベクトルをy=(y1,…,yNr)Tとすると、式(1)のようにあらわされる。
ここでは、NtxNr空間多重MIMOシステムにおけるMIMO信号の反復検波について述べる。
umnの対数尤度比を式(6)のように定義する。
ln ajで近似すると式(7)は式(8)のように近似することができる。なお、上の「〜」の記号は近似を意味する。
<システムモデル>
図23に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、2×2空間多重MIMOシステムとし、ストリームA,Bではそれぞれにouterエンコーダがあり、2つのouterエンコーダは同一のLDPC符号のエンコーダとする(ここではouterエンコーダとしてLDPC符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、outerエンコーダが用いる誤り訂正符号はLDPC符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、LDPC畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に
実施することができる。また、outerエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、outerエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのouterエンコーダを有していてもよい。)。そして、ストリームA,Bではそれぞれにインタリーバ(πa,πb)がある。ここでは、変調方式を2h−QAMとする(1シンボルでhビットを送信することになる。)。
受信機では、上述のMIMO信号の反復検波(反復APP(またはMax−log APP)復号)を行うものとする。そして、LDPC符号の復号としては、例えば、sum−product復号を行うものとする。
図2はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように(ia,ja),(ib,jb)をあらわすものとする。
<反復復号>
ここでは、受信機におけるLDPC符号の復号で用いるsum−product復号およびMIMO信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。
2元MxN行列H={Hmn}を復号対象とするLDPC符号の検査行列とする。集合[1,N]={1,2,・・・,N}の部分集合A(m),B(n)を次式のように定義する。
Step A・1(初期化):Hmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して事前値対数比βmn=0とする。ループ変数(反復回数)lsum=1とし、ループ最大回数をlsum,maxと設定する。
Step A・2(行処理):m=1,2,・・・,Mの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比αmnを更新する。
Step A・3(列処理):n=1,2,・・・,Nの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比βmnを更新する。
<MIMO信号の反復検波>
ここでは、MIMO信号の反復検波におけるλnの求め方について詳しく説明する。
反復APP復号のとき:
Step B・2(反復検波;反復回数k):反復回数kのときのλk,na,λk,nbは、式(11)(13)−(15)(16)(17)から式(31)−(34)のようにあらわされる。ただし、(X,Y)=(a,b)(b,a)となる。
反復APP復号のとき:
図3は、本実施の形態における送信装置300の構成の一例である。符号化部302Aは、情報(データ)301A、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(符号化部302Aがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303Aを出力する。
マッピング部306Aは、インタリーブ後のデータ305A、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Aを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
図19は、QPSK変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Iと直交成分QのIQ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図19(A)のように、入力データが「00」の場合、I=1.0、Q=1.0が出力され、以下同様に、入力データが「01」の場合、I=―1.0、Q=1.0が出力され、・・・、が出力される。図19(B)は、図19(A)とは異なるQPSK変調のIQ平面におけるマッピング方法の例であり、図19(B)が図19(A)と異なる点は、図19(A)における信号点が、原点を中心に回転させることで図19(B)の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献9、非特許文献10に示されており、また、非特許文献9、非特許文献10に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図19とは別の例として、図20に16QAMのときのIQ平面における信号点配置を示しており、図19(A)に相当する例が図20(A)であり、図19(B)に相当する例が図20(B)となる。
マッピング部306Bは、インタリーブ後のデータ305B、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
信号処理方法情報生成部314は、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づいた信号処理方法に関する情報315を出力する。なお、信号処理方法に関する情報315は、どのプリコーディング行列を固定的に用いるのかを指定する情報と、位相を変更する位相変更パターンの情報を含む。
Phase Shift Keying)、QPSK、8PSK(8 Phase Shift Keying)、16QAM、
32QAM(32 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM、256QAM、16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying)等の変調方式のベースバンド信号となる
。
あるいは、上記式(36)において、αは、
なお、プリコーディング行列は、式(36)に限ったものではなく、式(39)に示すものを用いてもよい。
符号化部402は、情報(データ)401、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ402を出力する。
図5において、504#1、504#2は送信装置における送信アンテナ、505#1、505#2は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号z1(t)を送信アンテナ504#1、変調信号z2(t)を送信アンテナ504#2から送信する。このとき、変調信号z1(t)および変調信号z2(t)は、同一(共通の)周波数(帯域)を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とし、受信装置の受信アンテナ505#1が受信した受信信号をr1(t)、受信装置の受信アンテナ505#2が受信した受信信号をr2(t)とすると、以下の関係式が成立する。
スバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、信号処理方法に関する情報315を入力とし、信号処理方法に関する情報315にしたがった重み付けを施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、309B(z2(t))を出力する。
規則的な位相変更の周期は4に限ったものではない。この周期の数が多くなればその分だけ、受信装置の受信性能(より正確には誤り訂正性能)の向上を促すことができる可能性がある(周期が大きければよいというわけではないが、2のような小さい値は避ける方がよい可能性が高い。)。
送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部707_1は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_1を抽出し、式(40)のh21に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_1を出力する。
したがって、図8の係数生成部819は、送信装置が通知した送信方法の情報(用いた固定のプリコーディング行列及び位相を変更していた場合の位相変更パターンを特定するための情報)に関する信号818(図7の710に相当)を入力とし、信号処理方法の情報に関する信号820を出力する。
<初期検波の場合>
INNER MIMO検波部803は、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号群802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号群802Yを入力とする。ここでは、変調信号(ストリーム)s1、変調信号(ストリーム)s2の変調方式が16QAMとして説明する。
対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図11に示す。図11において、●(黒丸)は、IQ平面における候補信号点であり、変調方式が16QAMのため、候補信号点は256個存在する。(ただし、図11では、イメージ図を示しているため、256個の候補信号点全ては示していない。)ここで、変調信号s1で伝送する4ビットをb0、b1、b2、b3、変調信号s2で伝送する4ビットをb4、b5、b6、b7とすると、図11において(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点1101(ベースバンド信号801Xに相当する。)と候補信号点それぞれとの2乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの2乗ユークリッド距離をノイズの分散σ2で除算する。したがって、(b0,b1,
b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をEX(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b
6,b7)が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号s1、s2は、複素信号である。
対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(28)、式(29)、式(30)に示した通りであり、詳細については、非特許文献2、非特許文献3に示されている。
デインタリーバ(807A)は、対数尤度信号806Aを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304A))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを出力する。
Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Bを出力する。
同様に、Soft−in/soft−outデコーダ811Bは、対数尤度比信号810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Bを出力する。
インタリーバ(813A)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Aを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Aを出力する。このとき、インタリーブ(813A)のインタリーブのパターンは、図3のインタリーバ(304A)のインタリーブパターンと同様である。
(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)とし、信号804として出力する。
波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ813A、813Bを有していない構成でもよい。このとき、INNER MIMO検波部803は、反復的な検波を行わないことになる。
また、非特許文献11に示されているように、H(t)×Y(t)×Fに基づき、MMSE(Minimum Mean Square Error)、ZF(Zero Forcing)の線形演算を行い、初期検波を行
ってもよい。
図12は、OFDM方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図12において、図3と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
逆高速フーリエ変換部1306Aは、並び換え後の信号1305Aを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1307Aを出力する。
逆高速フーリエ変換部1306Bは、並び換え後の信号1305Bを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1307Bを出力する。
ラレル変換部1302Aが入力とする重み付けされた後の信号1301Aのシンボルに対し、順番に、#0、#1、#2、#3、・・・と番号をふる。ここでは、周期4の場合を考えているので、#0、#1、#2、#3が一周期分となる。同様に考えると、#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(nは0以上の整数)が一周期分となる。
4が1のとき、シンボル#xは図6の時刻u+1の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 4が2のとき、シンボル#xは図6の時刻u+2の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 4が3のとき、シンボル#xは図6の時刻u+3の位相を用いたときのシンボルである。
このように、OFDM方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図14のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図15、図16を用いて説明する。
る。
用いた位相変更、#3では時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。
上記実施の形態1においては、重み付け合成された(固定のプリコーディング行列でプリコーディングされた)信号z(t)の位相を変更することとした。ここでは、上記実施の形態1と同等の効果を得られる位相変更方法の各種の実施形態について開示する。
しかしながら、位相の変更を実行するタイミングとしては、重み付け合成部600によるプリコーディングの前に実行することとしてもよく、送信装置は、図6に示した構成に代えて、図25に示すように、位相変更部317Bを重み付け合成部600の前段に設ける構成としてもよい。
)y(t)(但し、y(t)はtにより変更される)を出力し、重み付け合成部600は、s2'(t)に対してプリコーディングを実行して、z2(t)(=W2s2'(t))(式(42)参照)を出力し、これを送信する構成としてもよい。
た、位相変更部317Bは、z2(t)=y2(t)z2'(t)となるように、位相の変
更を行う。例えば、図26に示すように、時刻uにおいて、y1(u)=ej0、y2(u)
=e-jπ/2、時刻u+1において、y1(u+1)=ejπ/4、y2(u+1)=e-j3π/4、・・・、時刻u+kにおいて、y1(u+k)=ejkπ/4、y2(u+k)=ej(-kπ/4-π/2)、として位相の変更を行う。なお、位相を規則的に変更する周期は、位相変更部317Aと位相変更部317Bとで同じであってもよいし、異なるものであってもよい。
す信号処理方法情報生成部314から出力される。
た、位相変更部317Bは、z2(t)=y2(t)z2'(t)となるように、位相の変
更を行うことになる。
、z2'(t)は位相変更を行わない。)したがって、時刻uにおいて、y1(u)=ej0、y2(u)=1、時刻u+1において、y1(u+1)=ejπ/2、y2(u+1)=1、時刻u+2において、y1(u+2)=ejπ、y2(u+2)=1、時刻u+3において
、y1(u+3)=ej3π/2、y2(u+3)=1とするものとする。
1'(t)は位相変更を行わない。)したがって、時刻u+4において、y1(u+4)=1、y2(u+4)=ej0、時刻u+5において、y1(u+5)=1、y2(u+5)=
ejπ/2、時刻u+6において、y1(u+6)=1、y2(u+6)=ejπ、時刻u+7において、y1(u+7)=1、y2(u+7)=ej3π/2とするものとする。
時刻8kのとき、y1(8k)=ej0、y2(8k)=1、
時刻8k+1のとき、y1(8k+1)=ejπ/2、y2(8k+1)=1、
時刻8k+2のとき、y1(8k+2)=ejπ、y2(8k+2)=1、
時刻8k+3のとき、y1(8k+3)=ej3π/2、y2(8k+3)=1、
時刻8k+4のとき、y1(8k+4)=1、y2(8k+4)=ej0、
時刻8k+5のとき、y1(8k+5)=1、y2(8k+5)=ejπ/2、
時刻8k+6のとき、y1(8k+6)=1、y2(8k+6)=ejπ、
時刻8k+7のとき、y1(8k+7)=1、y2(8k+7)=ej3π/2
となる。
み位相変更を行う場合の周期とz2'(t)のみ位相変更を行う場合の周期を同一にして
いるが、これに限ったものではなく、z1'(t)のみ位相変更を行う場合の周期とz2'(t)のみ位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、z1'(t)を4周期で位相変更を行った後にz2'(t)を4周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、z1'(t)の位相変更とz2'(t)の位相変更の順番をどのようにしてもよい(例えば、z1'(t)の位相変更とz2'(t)の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。)
図29の位相変更部317Aは、s1'(t)=y1(t)s1(t)となるように、ま
た、位相変更部317Bは、s2'(t)=y2(t)s2(t)となるように、位相の変
更を行うことになる。
y2(u)=1、時刻u+1において、y1(u+1)=ejπ/2、y2(u+1)=1、時刻u+2において、y1(u+2)=ejπ、y2(u+2)=1、時刻u+3において、
y1(u+3)=ej3π/2、y2(u+3)=1とするものとする。
、y2(u+4)=ej0、時刻u+5において、y1(u+5)=1、y2(u+5)=ejπ/2、時刻u+6において、y1(u+6)=1、y2(u+6)=ejπ、時刻u+7に
おいて、y1(u+7)=1、y2(u+7)=ej3π/2とするものとする。
時刻8kのとき、y1(8k)=ej0、y2(8k)=1、
時刻8k+1のとき、y1(8k+1)=ejπ/2、y2(8k+1)=1、
時刻8k+2のとき、y1(8k+2)=ejπ、y2(8k+2)=1、
時刻8k+3のとき、y1(8k+3)=ej3π/2、y2(8k+3)=1、
時刻8k+4のとき、y1(8k+4)=1、y2(8k+4)=ej0、
時刻8k+5のとき、y1(8k+5)=1、y2(8k+5)=ejπ/2、
時刻8k+6のとき、y1(8k+6)=1、y2(8k+6)=ejπ、
時刻8k+7のとき、y1(8k+7)=1、y2(8k+7)=ej3π/2
となる。
)
これによって、受信装置側における送信信号z1(t)及びz2(t)を受信したときのそれぞれの受信状態を均等にすることができるとともに、受信した信号z1(t)及びz2(t)それぞれのシンボルにおいて位相が周期的に切り替えられることにより、誤り訂正復号後の誤り訂正能力を向上させることができるので、LOS環境における受信品質を向上させることができる。
本実施の形態では、シングルキャリア方式を例、つまり、位相変更を時間軸に対して行う場合について説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、OFDM(Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)、SC−OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、非特許文献7等で示されているウェーブレットOFDM方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更を行う説明として、時間t軸方向で位相変更を行う場合で説明したが、実施の形態1と同様に、周波数軸方向に位相変更を行う、つまり、本実施の形態において、t方向での位相変更の説明において、tをf(f:周波数((サブ)キャリア))に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更方法を、周波数方向に位相変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更方法は、実施の形態1の説明と同様に、時間−周波数方向に対する位相変更に対して、適用することも可能である。
(実施の形態3)
上記実施の形態1及び2においては、位相を規則的に変更することとした。本実施の形態3においては、送信装置から見て、各所に点在することになる受信装置において、受信装置がどこに配置されていても、各受信装置が良好なデータの受信品質を得るための手法について開示する。
図31は、規則的に位相を変更する送信方式において、OFDM方式のようなマルチキャリア方式を用いたときの、時間−周波数軸における信号の一部のシンボルのフレーム構成の一例を示している。
(なお、図6では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図6において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。)
図31は、図12に示した位相変更部317Bの入力である変調信号z2’のフレーム構成を示しており、1つの四角がシンボル(ただし、プリコーディングを行っているため、s1とs2の両者の信号を含んでいるのが通常であるが、プリコーディング行列の構成次第では、s1とs2の一方の信号のみであることもある。)を示している。
本明細書において、規則的に位相を変更する送信方法において、乗じる位相として、N種類の位相(但し、Nは2以上の整数)を用意しているものとする。図31に示したシンボルには、例えば、「ej0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図6における信号z2'に対し、「ej0」が乗じられて位相が変更されたことを意味する
。つまり、図31の各シンボルに記載している値は、式(42)におけるy(t)、および、実施の形態2で説明したz2(t)=y2(t)z2'(t)におけるy2(t)の値
となる。
<条件#1>
図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間X・キャリアYがデータ伝送用のシンボル(以下、データシンボルと呼称する)であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYがいずれもデータシンボルであり、これら3つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号z2’、つまり、時間X・キャリアY、時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYにおけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号z2’では、いずれも異なる位相変更が行われる。
図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、
時間X・キャリアYがデータ伝送用のシンボル(以下、データシンボルと呼称する)であり、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1がいずれもデータシンボルである場合、これら3つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号z2’、つまり、時間X・キャリアY、時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号z2’では、いずれも異なる位相変更が行われる。
この<条件#1><条件#2>が導出される理由は以下の通りである。
図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間X・キャリアYがデータ伝送用のシンボル(以下、データシンボルと呼称する)であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYがいずれもデータシンボルであり、かつ、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1がいずれもデータシンボルである場合、これら5つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号z2’、つまり、時間X・キャリアYおよび時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYおよび時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号z2’では、いずれも異なる位相変更が行われる。
ーディング後のベースバンド信号z2’に対して施す位相変更をejθX,Y、時間X−1
・キャリアYにおいて、図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に対して施す位相変更をejθX−1,Y、時間X+1・キャリアYにおいて、図6のプリコーディン
グ後のベースバンド信号z2’に対して施す位相変更をejθX+1,Yとすると、0ラジ
アン≦θX,Y<2π、0ラジアン≦θX−1,Y<2π、0ラジアン≦θX+1,Y<2πとな
る。したがって、<条件#1>では、θX,Y≠θX−1,YかつθX,Y≠θX+1,YかつθX+
1,Y≠θX−1,Yが成立することになる。同様に考えると、<条件#2>では、θX,Y≠θX,Y−1かつθX,Y≠θX,Y+1かつθX,Y−1≠θX−1,Y+1が成立することになり、<
条件#3>では、θX,Y≠θX−1,YかつθX,Y≠θX+1,YかつθX,Y≠θX,Y−1かつθX,Y≠θX,Y+1かつθX−1,Y≠θX+1,YかつθX−1,Y≠θX,Y−1かつθX−1,Y≠θX,Y+1かつθX+1,Y≠θX,Y−1かつθX+1,Y≠θX,Y+1かつθX,Y−1≠θX,Y+1が成立することになる。
図31は<条件#3>の例であり、シンボルAに該当するシンボル3100に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に乗じられている位相と、そのシンボル3100に時間的に隣接するシンボル3101に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’、3103に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に乗じられている位相と、周波数的に隣接するシンボル3102に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’、3104に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に乗じられている位相が互いに異なるように配されており、これによって、受信側においてシンボル3100の受信品質が劣悪であろうとも、その隣接するシンボルの受信品質は非常に高くなるため、誤り訂正復号後の高い受信品質を確保できる。
図32を見ればわかるように、いずれのデータシンボルにおいても、その位相が周波数軸方向及び時間軸方向の双方において隣接しあうシンボルに対して変更された位相の度合いは互いに異なる位相変更量となっている。このようにすることで、受信装置における誤り訂正能力を更に向上させることができる。
同様に、図32では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、<条件#2>がすべてのX、すべてのYで成立している。
図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’、および、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の両者に位相変更を与える場合、位相変更方法について、いくつかの方法がある。その点について、詳しく説明する。
ア1で、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に施す位相変更を時間とともに変更している。(図32では、このような変更をほどこしているが、周期10をとし、別の位相変更方法であってもよい)そして、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更は、図33ように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10の1周期分の位相変更する値は一定とする。図33では、(プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の)1周期分を含む時刻$1において、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更の値は、ej0としており、次の(プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の)1周期分を含む時刻$2において、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更の値は、ejπ/9としており、・・・、としている。
相が変更されたことを意味する。つまり、図33の各シンボルに記載している値は、実施の形態2で説明したz1(t)=y1(t)z1'(t)におけるy1(t)の値となる。
以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10であるが、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の両者を考慮したときの周期は10より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。
相が変更されたことを意味する。つまり、図30の各シンボルに記載している値は、実施の形態2で説明したz1(t)=y1(t)z1'(t)におけるy1(t)の値となる。
’の位相変更の周期をMとしたとき、特に、NとMが互いに素の関係であると、プリコーデ
ィング後のベースバンド信号z1’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の両者を考慮したときの周期はN×Mと容易に大きな周期に設定することができるという利点があるが、NとMが互いに素の関係でも、周期を大きくすることは可能である。
る。この場合の位相変更について詳しく説明する。
図47は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z1またはz1’および変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図47(a)は、変調信号(プリコーディング後のベースバン
ド信号)z1またはz1’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図47(b)は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図47において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボルを示しており、データシンボル4702は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。
ド信号)z1またはz1’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図48(b)は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図48において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボルを示しており、データシンボル4702は、プリコーディングと位相変更を施したシ
ンボルとなる。
ド信号)z1またはz1’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図49(b)は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図49において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボル、4901はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成
分Q=0となる。このとき、データシンボル4702は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図49と図47の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号z1’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z2’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号z2’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z1’はヌルシンボルとなっている点である。
でいることになる。)したがって、z2’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
ド信号)z1またはz1’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図50(b)は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図50において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボル、4901はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成
分Q=0となる。このとき、データシンボル4702は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図50と図48の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号z1’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z2’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号z2’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z1’はヌルシンボルとなっている点である。
図51において、重み付け合成部308A、308B、および、位相変更部317Bは、
フレーム構成信号313がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。
符号(特に時空間ブロック符号)を用いた伝送方式を用いて制御情報シンボルを送信する場合、制御情報シンボル5104は、制御情報5103、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313が制御情報シンボルであることを示している場合、制御情報シンボルのベースバンド信号5102A、5102Bを出力する。
ーム構成信号313に基づき、複数のベースバンド信号から、所望のベースバンド信号を選択する。そして、OFDM関連の信号処理を施し、フレーム構成にしたがった変調信号311A、311Bをそれぞれ出力する。
タシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。その他については、図51と同様の動作となる。
。そして、フレーム構成信号313が、データシンボルであることを示していた場合、位相変調部317Bは、プリコーディング後のベースバンド信号316Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号313が、パイロットシンボル(またはヌルシンボル)、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変調部317Bは、位相
変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。(解釈としては、「ej0」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。)
選択部5301は、複数のベースバンド信号を入力とし、フレーム構成信号313が示したシンボルのベースバンド信号を選択し、出力する。
。そして、フレーム構成信号313が、データシンボルであることを示していた場合、位相変調部317Bは、プリコーディング後のベースバンド信号316Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号313が、パイロットシンボル(またはヌルシンボル)、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変調部317Bは、位相
変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。(解釈としては、「ej0」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。)
同様に、位相変調部5201は、図54のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号313が、データシンボルであることを示していた場合、位相変調部5201は、プリコーディング後のベースバンド信号309Aに対し、位相変
更を施す。そして、フレーム構成信号313が、パイロットシンボル(またはヌルシンボル)、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変調部5201は、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。(解釈としては、「ej0」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。)
上述の説明では、パイロットシンボルと制御シンボルとデータシンボルを例に説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディングとは異なる伝送方法、例えば、1アンテナ送信、時空間ブロック符号を用いた伝送方式、等を用いて伝送するシンボルであれば、同様に、位相変更を与えない、ということが重要となり、これとは逆に、プリコーディングを行ったシンボルに対しては、位相変更を行うことが本発明では重要なこととなる。
、本発明の特徴となる。
上記実施の形態1及び2においては、位相を規則的に変更すること、実施の形態3においては、隣り合うシンボルの位相の変更の度合いを異ならせることを開示した。
以下の表1には、送信装置が設定した各種設定パラメータに応じて設定する位相変更方法の一例を示している。
号の符号化を施している場合としている。)。また、同じ変調方式及び符号化率に、互いに異なる複数の位相変更パターンを対応付けることとしてもよい。送信装置は、各位相変更パターンを示す情報を受信装置に対して送信し、受信装置は当該情報と表1を参照することによって位相変更パターンを特定し、復調、および、復号を実行することとなる。なお、変調方式、および、誤り訂正方式に対し、位相変更パターンが一意に決定する場合、送信装置は、変調方式と誤り訂正方式の情報を受信装置に送信すれば、受信装置は、その情報を得ることで、位相変更パターンを知ることができるので、この場合は、位相変更パターンの情報は必ずしも必要としない。
成部308Bの後に、振幅を変更する振幅変更部を備えればよい。なお、プリコーディン
グ後のベースバンド信号z1(t)、z2(t)の一方に対し、振幅変更を施しても良いし(この場合、重み付け合成部308A、308Bのいずれかの後に振幅変更部を備えればよい。)、両方に対し、振幅変更を施してもよい。
即ち、変調信号s1(t)のマッピング方式を16QAM、変調信号s2(t)のマッピング方式を16QAMであったものを、例えば、変調信号s2(t)に適用するマッピング方式を規則的に、16QAM→16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying)
→I-Q平面において16QAM、16APSKとは異なる信号点配置となる第1のマッピング方法→I-Q平面において16QAM、16APSKとは異なる信号点配置となる第2のマッピング方法→・・・というように変更することで、上述してきたように位相を規則的に変更する場合と同様に、受信装置において、データの受信品質を向上する効果を得ることができる。
(実施の形態A1)
本実施の形態では、非特許文献12〜非特許文献15に示されているように、QC(Quasi Cyclic) LDPC(Low-Density Prity-Check)符号(QC−LDPC符号でない
、LDPC符号であってもよい)、LDPC符号とBCH符号(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)の連接符号、テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する方法について詳しく説明する。ここでは、一例として、s1、s2の2つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数(ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。)と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等(例えば、CRC(cyclic redundancy check)、伝送パラメータ等)が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット
数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
図34に示すように、ブロック符号における1つの符号化後のブロックを構成するビット数を6000ビットであるとする。この6000ビットを送信するためには、変調方式がQPSKのとき3000シンボル、16QAMのとき1500シンボル、64QAMのとき1000シンボルが必要となる。
ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値(または、位相変更セット)の数を5とする。つまり、図4の送信装置の位相変更部のために、5つの位相変更値(または、位相変更セット)を用意するものとする(実施の形態1から実施の形態4における「周期」となる)(図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’のみに位相変更を行う場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更値を用意すればよい。また、図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’
およびz2’の両者に対し位相変更を行う場合、1スロットのために、2つの位相変更値が必要となる。この2つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更セットを用意すればよい)。この5つの位相変更値(または、位相変更セット)をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。
<条件#A01>
K0=K1=・・・=Ki=・・・=KN-1、つまり、Ka=Kb、(for∀a、∀b、ただし
、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
であるとよい。
KaとKbの差は0または1、つまり、|Ka―Kb|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
図35は、ブロック符号を用いたとき、2つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図35は、図3の送信装置および図12の送信装置に示したように、s1、s2の2つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、2つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、1つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。(このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、OFDMのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。)
図35に示すように、ブロック符号における1つの符号化後のブロックを構成するビット数を6000ビットであるとする。この6000ビットを送信するためには、変調方式がQPSKのとき3000シンボル、16QAMのとき1500シンボル、64QAMのとき1000シンボルが必要となる。
ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値(または、位相変更セット)の数を5とする。つまり、図3および図12の送信装置の位相変更部のために、5つの位相変更値(または、位相変更セット)を用意するものとする(実施の形態1から実施の形態4における「周期」となる)(図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’のみに位相変更を行う場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更値を用意すればよい。また、図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’およびz2’の両者に対し位相変更を行う場合、1スロットのために、2つの位相変更値が必要となる。この2つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更セットを用意すればよい)。この5つの位相変更値(または、位相変更セット)をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。
装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。
<条件#A03>
K0=K1=・・・=Ki=・・・=KN-1、つまり、Ka=Kb、(for∀a、∀b、ただし
、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
であり、第1の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をK0,1, 位相PHASE[1]を使用する回数をK1,1、位相PHASE[i]を使用する回数をKi,1(i=0,1,2,・・・,N-1)、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をKN-1,1としたとき、
<条件#A04>
K0,1=K1,1=・・・=Ki,1=・・・=KN-1,1、つまり、Ka,1=Kb,1、(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
であり、第2の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をK0,2, 位相PHASE[1]を使用する回数をK1,2、位相PHASE[i]を使用する回数をKi,2(i=0,1,2,・・・,N-1)、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をKN-1,2としたとき、
<条件#A05>
K0,2=K1,2=・・・=Ki,2=・・・=KN-1,2、つまり、Ka,2=Kb,2、(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
であるとよい。
KaとKbの差は0または1、つまり、|Ka―Kb|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
<条件#A07>
Ka,1とKb,1の差は0または1、つまり、|Ka,1―Kb,1|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
<条件#A08>
Ka,2とKb,2の差は0または1、つまり、|Ka,2―Kb,2|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b)
以上のように、符号化後のブロックと乗じる位相の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
めには、N個の位相変更値(または、位相変更セット)が必要となる。このとき、N個の位相変更値(または、位相変更セット)として、PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、
PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を用意することになるが、周波数軸方向にPHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]の順に並べる方法もあるが、必ずしもこれに限ったものではなく、N個の位相変更値(または、位相変更セット)PHASE[0]、PHASE[1]
、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を実施の形態1と同様に、時間軸、周波数―時間軸のブロックに対し、シンボルを配置することで、位相を変更することもできる。なお、周期Nの位相変更方法として説明しているが、N個の位相変更値(または、位相変更セット)をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の位相変更値(または、位相変更セット)を用いる
必要はないが、上記で説明した条件を満たすことは、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上では、重要となる。
特に、規則的に位相を変更する方法を選択した(サブ)キャリア群では、本実施の形態を実施するとよい。
図25、図29、図51、図53における位相変更部において、ejXをプリコーディン
グ後のベースバンド信号z2’に乗算することになる。そして、両者のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、PHASE[i]の位相変更セットを「Xラジアン」および「Yラジアン」とした場合、図26、図27、図28、図52、図54における位相変更部において、ejXをプリコーディング後のベースバンド信号z2
’に乗算することになり、ejYをプリコーディング後のベースバンド信号z1’に乗算
することになる。
以下では、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法の応用例とそれを用いたシステムの構成例を説明する。
に示すような放送局と、テレビ(テレビジョン)3611、DVDレコーダ3612、STB(Set Top Box)3613、コンピュータ3620、車載のテレビ3641及び携帯
電話3630等の様々な種類の受信機を含むデジタル放送用システム3600において実施される。具体的には、放送局3601が、映像データや音声データ等が多重化された多重化データを上記各実施の形態で示した送信方法を用いて所定の伝送帯域に送信する。
Video Coding)、VC−1などの規格に準拠した動画符号化方法を用いて符号化されている。また、多重化データに含まれる音声データは例えばドルビーAC(Audio Coding)−3、Dolby Digital Plus、MLP(Meridian Lossless Packing)、DTS(Digital Theater Systems)、DTS−HD、リニアPCM(Pulse Coding
Modulation)等の音声符号化方法で符号化されている。
タ3620、車載のテレビ3641及び携帯電話3630等が備える構成に相当する。受信機3700は、アンテナ3760で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換するチューナ3701と、周波数変換されたベースバンド信号を復調して多重化データを取得する復調部3702とを備える。上記各実施の形態で示した受信方法は復調部3702において実施され、これにより上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。
また、本実施の形態の受信機3700は、復調部3702で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データ(場合によっては、復調部3702で復調されて得られる信号に対して誤り訂正復号を行わないこともある。また、受信機3700は、誤り訂正復号後に他の信号処理が施されることもある。以降について、同様の表現を行っている部分についても、この点は同様である。)に含まれるデータ、または、そのデータに相当するデータ(例えば、データを圧縮することによって得られたデータ)や、動画、音声を加工して得られたデータを、磁気ディスク、光ディスク、不揮発性の半導体メモリ等の記録メディアに記録する記録部(ドライブ)3708を備える。ここで光ディスクとは、例えばDVD(Digital Versatile Disc)やBD(Blu−ray(登録商標) Disc)等の、レーザ光を用いて情報の記憶と読み出しがなされる記録メディアである。磁気ディスクとは、例えばFD(Floppy Disk)(登録商標)やハードディスク(Hard Disk)等の、磁束を用いて磁性体を磁化することにより情報を記憶する記録メディアである。不揮発性の半導体メモリとは、例えばフラッシュメモリや強誘電体メモリ(Ferroelectric Random Access Memory)等の、半導体素子により構成された記録メディアであり、フラッシュメモリを用いたSDカードやFlash SSD(Solid State Drive)などが挙げられる。なお、ここで挙げた記録メディアの種類はあくまでその一例であり、上記の記録メディア以外の記録メディアを用いて記録を行っても良いことは言うまでもない。
たは読み出しを行う速度が復調部3702で復調された多重化データのビットレートよりも低い場合でも記録部が番組を記録することが可能となるので、ユーザは番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。
Communication)、HDMI(登録商標)(High−Definition Multimedia Interface)等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された多重化データを当該ストリーム出力IF3709に接続された有線伝送路(通信媒体3730に相当)を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。
る。
た有線伝送路を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。また、ストリーム出力IF3709は、映像信号及び音声信号をアナログ信号のまま出力するケーブルを接続する端子であってもよい。
さらに、受信機3700は、ユーザ操作の入力を受け付ける操作入力部3710を備える。受信機3700は、ユーザの操作に応じて操作入力部3710に入力される制御信号に基づいて、電源のON/OFFの切り替えや、受信するチャネルの切り替え、字幕表示の有無や表示する言語の切り替え、音声出力部3706から出力される音量の変更等の様々な動作の切り替えや、受信可能なチャネルの設定等の設定の変更を行う。
State Information)等に基づいて算出される受信品質を示す指標であり、信号レベル、信号の優劣を示す信号である。この場合、復調部3702は受信した信号のRSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等を測定する受信品質測定部を備え、受信機3700はユーザの操作に応じてアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)をユーザが識別可能な形式で映像表示部3707に表示する。アンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)の表示形式は、RSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じた数値を表示するものであっても良いし、RSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じて異なる画像を表示するようなものであっても良い。また、受信機3700は、上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信して分離された複数のストリームs1、s2、・・・毎に求めた複数のアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を表示しても良いし、複数のストリームs1、s2、・・・から求めた1つのアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を表示しても良い。また、番組を構成する映像データや音声データが階層伝送方式を用いて送信されている場合は、階層毎に信号のレベル(信号の優劣を示す信号)を示しても可能である。
(多重化データ)
次に、多重化データの構造の一例について詳細に説明する。放送に用いられるデータ構造としてはMPEG2−トランスポートストリーム(TS)が一般的であり、ここではM
PEG2−TSを例に挙げて説明する。しかし、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法で伝送される多重化データのデータ構造はMPEG2−TSに限られず、他のいかなるデータ構造であっても上記の各実施の形態で説明した効果を得られることは言うまでもない。
のパケットであり、上記PESパケットは分割されTSペイロードに格納される。BD−ROMの場合、TSパケットには、4ByteのTP_Extra_Headerが付与され、192Byteのソースパケットを構成し、多重化データに書き込まれる。TP_Extra_HeaderにはATS(Arrival_Time_Stamp)などの情報が記載される。ATSは当該TSパケットのデコーダのPIDフィルタへの転送開始時刻を示す。多重化データには図41下段に示すようにソースパケットが並ぶこととなり、多重化データの先頭からインクリメントする番号はSPN(ソースパケットナンバー)と呼ばれる。
Map Table)、PCR(Program Clock Reference)などがある。PATは多重化データ中に利用されるPMTのPIDが何であるかを示し、PAT自体のPIDは0で登録される。PMTは、多重化データ中に含まれる映像・音声・字幕などの各ストリームのPIDと各PIDに対応するストリームの属性情報(フレームレート、アスペクト比など)を持ち、また多重化データに関する各種ディスクリプタを持つ。ディスクリプタには多重化データのコピーを許可・不許可を指示するコピーコントロール情報などがある。PCRは、ATSの時間軸であるATC(Arrival Time Clock)とPTS・DTSの時間軸であるSTC(System Time Clock)の同期を取るために、そのPCRパケットがデコーダに転送されるATSに対応するSTC時間の情報を持つ。
図43は、その多重化データ情報ファイルの構成を示す図である。多重化データ情報ファイルは、図43に示すように多重化データの管理情報であり、多重化データと1対1に対応し、多重化データ情報、ストリーム属性情報とエントリマップから構成される。
ィックスストリーム毎に異なる情報を持つ。ビデオストリーム属性情報は、そのビデオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、ビデオストリームを構成する個々のピクチャデータの解像度がどれだけであるか、アスペクト比はどれだけであるか、フレームレートはどれだけであるかなどの情報を持つ。オーディオストリーム属性情報は、そのオーディオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、そのオーディオストリームに含まれるチャンネル数は何であるか、何の言語に対応するか、サンプリング周波数がどれだけであるかなどの情報を持つ。これらの情報は、プレーヤが再生する前のデコーダの初期化などに利用される。
イド ウェブ:WWW))4503を同時に表示することが可能となる。そして、リモコン
(携帯電話やキーボードであってもよい)4507を操作することにより、データ放送のためのデータにおける映像4502、インターネット上で提供されるハイパーテキスト4503のいずれかを選択し、動作を変更することになる。例えば、インターネット上で提供されるハイパーテキスト4503が選択された場合、表示しているWWWのサイトを、リ
モコンを操作することにより、変更することになる。また、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像4502が選択されている場合、リモコン4507により、選局したチャネル(選局した(テレビ)番組、選局した音声放送)の情報を送信する。すると、IF4505は、リモコンで送信された情報を取得し、受信装置4504は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置4504は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(これについては、図5に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン4507によって、チャネルを選局する例を説明したが、映像音声出力装置4500が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。
ることになり、受信装置4504は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置4504は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等)(これについては、図5に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。
(その他補足)
本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話(mobile phone)等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェース(例えば、USB)を介して接続できるような形態であることも考えられる。
送信し、それぞれを2つのアンテナで受信するMIMO方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にMISO(Multiple Input Single Output)方式の通信システムにも適用できる。MISO方式の場合、受信装置は、図7に示す構成のうち、アンテナ701_Y、無線部703_Y、変調信号z1のチャネル変動推定部707_1、変調信号z2のチャネル変動推定部707_2がない構成となるが、この場合であっても、上記実施の形態1に示した処理を実行することで、r1、r2それぞれを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を1つのアンテナで受信して復号できることは周知のことであり、本明細書においては、信号処理部における送信側で変更された位相を戻すための処理が従来技術に追加される処理となる。
711において、送信側で用いたプリコーディングと位相変更を考慮した復調(検波)を行えばよいことになる。
また、本明細書において、受信装置で、ML演算、APP、Max-log APP、ZF、MMSE等を用いて説明しているが、この結果、送信装置が送信したデータの各ビットの軟判定結果(対数尤度、対数尤度比)や硬判定結果(「0」または「1」)を得ることになるが、これらを総称して、検波、復調、検出、推定、分離と呼んでもよい。
また、2ストリームのベースバンド信号s1(i)、s2(i)(ただし、iは、(時間、または、周波数(キャリア)の)順番をあらわす)に対し、規則的な位相変更およびプリコーディングを行い(順番はどちらが先であってもよい)生成された、両者の信号処理後のベースバンド信号z1(i)、z2(i)において、両者の信号処理後のベースバンド信号z1(i)の同相I成分をI1(i)、直交成分をQ1(i)とし、両者の信号処理後のベースバンド信号z2(i)の同相I成分をI2(i)、直交成分をQ2(i)とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
とし、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)に相当する変調信号を送信アンテナ1、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)に相当する変調信号を送信アンテナ2から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号r2(i)を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i
)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
としてもよい。また、上述では、2ストリームの信号に対し両者の信号処理を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、2ストリームより多い信号に対し両者の信号処理後を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2
(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1
(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2
(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1
(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をI2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をI2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2
(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1
(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2
(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1
(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をI2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直
交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直
交成分をI2(i+w)
図55は、上記の記載を説明するためのベースバンド信号入れ替え部5502を示す図である。図55に示すように、両者の信号処理後のベースバンド信号z1(i)5501_1、z2(i)5501_2において、両者の信号処理後のベースバンド信号z1(i)5501_1の同相I成分をI1(i)、直交成分をQ1(i)とし、両者の信号処理後のベースバンド信号z2(i)5501_2の同相I成分をI2(i)、直交成分をQ2(i)とする。そして、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)5503_1の同相成分をIr1(i)、直交成分をQr1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)5503_2の同相成分をIr2(i)、直交成分をQr2(i)とすると、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)5503_1の同相成分Ir1(i)、直交成分Qr1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)5503_2の同相成分Ir2(i)、直交成分をQr2(i)は上述で説明したいずれかであらわされるものとする。なお、この例では、同一時刻(同一周波数((サブ)キャリア))の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えについて説明したが、上述のように、異なる時刻(異なる周波数((サブ)キャリア))の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えであってもよい。
本明細書において、「∀」は全称記号(universal quantifier)をあらわしており、「∃」は存在記号(existential quantifier)をあらわしている。
複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数
z = a + jb (a、bはともに実数であり、jは虚数単位である)に、複素平面上の点 (a, b) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
a=r×cosθ、
b=r×sinθ
本発明の説明において、ベースバンド信号、s1、s2、z1、z2は複素信号となるが、複素信号とは、同相信号をI、直交信号をQとしたとき、複素信号はI + jQ(jは
虚数単位)とあらわされることになる。このとき、Iがゼロとなってもよいし、Qがゼロとなってもよい。
図12,図25、図29、図51、図53では、一方のプリコーディング後のベースバンド信号にのみ、位相変更を与えることになるので、位相変更値となる。)として、PHASE[i](i=0,1,2,・・・,N-2,N-1)と表現した。そして、本明細書において、一方のプリコー
ディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合(つまり、図3、図4、図6、図12,図25、図29、図51、図53)、図3、図4、図6、図12,図25、図29、図51、図53において、プリコーディング後のベースバンド信号z2’のみに位相変更を与えている。このとき、PHASE[k]を以下のように与える。
また、本明細書では、2つの変調信号を複数のアンテナで送信する場合における位相変更方法について詳しく説明したが、これに限ったものでは、なく、3つ以上の変調方式のマッピングを行ったベースバンド信号に対し、プリコーディング、位相変更を行い、プリコーディング、位相変更後のベースバンド信号に対し、所定の処理を行い、複数のアンテナから送信する場合についても、同様に実施することができる。
Memory)に格納しておき、そのプログラムをCPU(Central Processor Unit)によって動作させるようにしても良い。
304A,304B インタリーバ
306A,306B マッピング部
314 信号処理方法情報生成部
308A,308B 重み付け合成部
310A,310B 無線部
312A,312B アンテナ
317A,317B 位相変更部
402 符号化器
404 分配部
504#1,504#2 送信アンテナ
505#1,505#2 受信アンテナ
600 重み付け合成部
701_X,701_Y アンテナ
703_X,703_Y 無線部
705_1 チャネル変動推定部
705_2 チャネル変動推定部
707_1 チャネル変動推定部
707_2 チャネル変動推定部
709 制御情報復号部
711 信号処理部
803 INNER MIMO検波部
805A,805B 対数尤度算出部
807A,807B デインタリーバ
809A,809B 対数尤度比算出部
811A,811B Soft−in/soft−outデコーダ
813A,813B インタリーバ
815 記憶部
819 係数生成部
901 Soft−in/soft−outデコーダ
903 分配器
1201A,1201B OFDM方式関連処理部
1302A,1302A シリアルパラレル変換部
1304A,1304B 並び換え部
1306A,1306B 逆高速フーリエ変換部
1308A,1308B 無線部
Claims (4)
- 信号生成方法であって、
少なくとも第1の生成方式と第2の生成方式とを含む複数の生成方式から一つの生成方式を選択する選択処理と、
前記選択された生成方式に従って、複数スロットのそれぞれにおいて送信データから、それぞれ第1の送信部および第2の送信部から同一の周波数で同時に送信されることになる第1の送信信号z1および第2の送信信号z2を生成する生成処理と、
を含み、
前記生成処理は、
前記送信データから第1の変調信号s1と第2の変調信号s2とをスロット毎に生成する変調処理と、
前記第1の変調信号s1と前記第2の変調信号s2とに対して、行列Fで表されるプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
スロット毎に位相変更方式を規則的に変えながら、前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して位相変更を施す位相変更処理と、
を含み、
前記行列Fは、
前記第1の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第1の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第2の変調方式とし、前記第2の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第3の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第4の変調方式としたとき、前記第1の変調方式は、前記第3の変調方式及び前記第4の変調方式のいずれとも異なり、
前記第1の生成方式における行列Fのαとして使用される値は、前記第2の生成方式における行列Fのαとして使用される値とは異なる
ことを特徴とする信号生成方法。 - 信号生成装置であって、
少なくとも第1の生成方式と第2の生成方式とを含む複数の生成方式から一つの生成方式を選択する選択手段と、
前記選択された生成方式に従って、複数スロットのそれぞれにおいて送信データから、それぞれ第1の送信部および第2の送信部から同一の周波数で同時に送信されることになる第1の送信信号z1および第2の送信信号z2を生成する生成手段と、
を備え、
前記生成手段は、
前記送信データから第1の変調信号s1と第2の変調信号s2とをスロット毎に生成する変調手段と、
前記第1の変調信号s1と前記第2の変調信号s2とに対して、行列Fで表されるプリコーディングを施すプリコーディング手段と、
スロット毎に位相変更方式を規則的に変えながら、前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して位相変更を施す位相変更手段と、
を含み、
前記行列Fは、
前記第1の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第1の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第2の変調方式とし、前記第2の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第3の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第4の変調方式としたとき、前記第1の変調方式は、前記第3の変調方式及び前記第4の変調方式のいずれとも異なり、
前記第1の生成方式における行列Fのαとして使用される値は、前記第2の生成方式における行列Fのαとして使用される値とは異なる
ことを特徴とする信号生成装置。 - 復調方法であって、
受信信号を取得し、前記受信信号はそれぞれ同一の周波数で同時に第1の送信部及び第2の送信部から送信された第1の送信信号z1と第2の送信信号z2を受信して得られ、前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2は所定の生成処理を用いて生成されており、
取得した前記受信信号に対して、前記所定の生成処理に応じた復調処理を施して受信データを生成する処理を含み、
前記所定の生成処理は、
少なくとも第1の生成方式と第2の生成方式とを含む複数の生成方式から一つの生成方式を選択する選択処理と、
前記選択された生成方式に従って、複数スロットのそれぞれにおいて送信データから第1の送信信号z1および第2の送信信号z2を生成する送信信号生成処理と、
前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2のそれぞれを、第1の送信部および第2の送信部から同一の周波数で同時に送信する送信処理と、を含み、
前記送信信号生成処理は、
前記送信データから第1の変調信号s1と第2の変調信号s2とをスロット毎に生成する変調処理と、
前記第1の変調信号s1と前記第2の変調信号s2とに対して、行列Fで表されるプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
スロット毎に位相変更方式を規則的に変えながら、前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して位相変更を施す位相変更処理と、
を含み、
前記行列Fは、
前記第1の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第1の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第2の変調方式とし、前記第2の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第3の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第4の変調方式としたとき、前記第1の変調方式は、前記第3の変調方式及び前記第4の変調方式のいずれとも異なり、
前記第1の生成方式における行列Fのαとして使用される値は、前記第2の生成方式における行列Fのαとして使用される値とは異なる
ことを特徴とする復調方法。 - 復調装置であって、
所定の生成処理を用いて生成され、それぞれ同一の周波数で同時に第1の送信部及び第2の送信部から送信された第1の送信信号z1と第2の送信信号z2を受信して得られる受信信号を取得する取得部と、
取得した前記受信信号に対して、前記所定の生成処理に応じた復調処理を施して受信データを得る復調部とを備え、
前記所定の生成処理は、
少なくとも第1の生成方式と第2の生成方式とを含む複数の生成方式から一つの生成方式を選択する選択処理と、
前記選択された生成方式に従って、複数スロットのそれぞれにおいて送信データから第1の送信信号z1および第2の送信信号z2を生成する送信信号生成処理と、
前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2のそれぞれを、第1の送信部および第2の送信部から同一の周波数で同時に送信する送信処理と、を含み、
前記送信信号生成処理は、
前記送信データから第1の変調信号s1と第2の変調信号s2とをスロット毎に生成する変調処理と、
前記第1の変調信号s1と前記第2の変調信号s2とに対して、行列Fで表されるプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
スロット毎に位相変更方式を規則的に変えながら、前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して位相変更を施す位相変更処理と、
を含み、
前記行列Fは、
前記第1の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第1の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第2の変調方式とし、前記第2の生成方式において前記変調処理で前記第1の変調信号s1の生成に使用される変調方式を第3の変調方式、前記第2の変調信号s2の生成に使用される変調方式を第4の変調方式としたとき、前記第1の変調方式は、前記第3の変調方式及び前記第4の変調方式のいずれとも異なり、
前記第1の生成方式における行列Fのαとして使用される値は、前記第2の生成方式における行列Fのαとして使用される値とは異なる
ことを特徴とする復調装置。
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