JP2010038733A - 半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】パルス制御レジスタのシフト数を少なくして、テスト時間を短縮する。
【解決手段】半導体集積回路1は、発振器の発振出力を制御するためのパルス制御パターンのビット数より短いビット数の割当コードを保持するパルス制御レジスタ11と、パルス制御レジスタ11が保持した割当コードをパルス制御パターンに変換するコード変換部12と、コード変換部12が変換したパルス制御パターンに基づいて、発振器の発振出力のパルスを制御し、テスト用のパルスを生成するパルス制御部13aとを有する。
【選択図】図1
【解決手段】半導体集積回路1は、発振器の発振出力を制御するためのパルス制御パターンのビット数より短いビット数の割当コードを保持するパルス制御レジスタ11と、パルス制御レジスタ11が保持した割当コードをパルス制御パターンに変換するコード変換部12と、コード変換部12が変換したパルス制御パターンに基づいて、発振器の発振出力のパルスを制御し、テスト用のパルスを生成するパルス制御部13aとを有する。
【選択図】図1
Description
本発明は、半導体集積回路に関し、特に、パルス制御レジスタが保持した割当コードをパルス制御パターンに変換するコード変換部を有する半導体集積回路に関する。
従来、順序回路を備えた大規模集積回路(LSI)においては、多数のフリップフロップ回路が構成されている。このようなLSIの故障検出のために、スキャンテストが採用されることがある。スキャンテストは、回路内部のフリップフロップをチェイン状の経路を有するスキャンフリップフロップとして構成し、入出力を観測することで、故障の有無を判定するものである。
このようなスキャンテストを可能にした半導体集積回路としては、特許文献1に記載されたもの等、種々の回路が提案されている。
更に、近年、対象回路の高速化に伴い、遅延故障に対するテスト(遅延故障テスト)も採用されるようになってきた。遅延故障テストは、スキャン設計された回路のフリップフロップ間の組合せ回路部を対象にして、所定の遅延時間内にデータが遷移可能であるか否かをテストするものである。
遅延故障テストにおいては、先ず、スキャンチェーンを利用してフリップフロップに必要な値をセットする。次に、テストしたい周波数で高速にクロック信号を2つ以上印加する。そうすると、最初のクロックで前段のフリップフロップに発生した値の変化が、2番目以降のクロックで後段のフリップフロップに取り込まれる。フリップフロップの出力を観測することで、前段のフリップフロップと後段のフリップフロップ間のテスト周波数における遅延故障を検出することができる。
ところで、近年、LSI内の各素子の駆動周波数は極めて高くなっており、例えば、周波数が1GHzの高速クロックが用いられることがある。この場合には、フリップフロップは1ns(秒)以内に高速に動作する必要があり、遅延故障テストにおいても、このような高速動作に対応するために高速クロックを用いたテストが必要である。この場合に、テスト用のクロックをLSIの外部のテスタから供給しようとすると、波形歪みによって遅延故障テストの計測が困難である。そこで、LSI内に構成されたPLL回路の出力を用いて、テストクロックを発生させることが考えられる。即ち、テストクロックは、PLL回路の出力クロックをテストパターンに応じたタイミングで選択することで発生される。
このようなパルス制御回路は、基本的に、異なる周波数のクロックを出力するPLL回路毎に及びその分周クロック毎に用意する。もし、異なる周波数のクロックを単一のパルス制御回路で制御すると、高速な周波数のクロックで動作するフリップフロップと、低速な周波数のクロックで動作するフリップフロップとが同じ周波数のクロックで動作することになる。この場合、低速な周波数のクロックで動作するフリップフロップを高速な周波数のクロックで動作させると、低速な周波数のクロックで動作するフリップフロップは正しく動作しない可能性がある。逆に、高速な周波数のクロックで動作するフリップフロップを低速な周波数のクロックで動作させると、高速な周波数のクロックで動作するフリップフロップは実際の速度での遅延故障テストができない。
特許文献1に記載のパルス制御回路では、パルスの発生パターンをレジスタ(パルス制御レジスタ)に格納しており、それらはシフトレジスタとして構成され、他のスキャンチェーンと同様にスキャンシフト毎に値が更新される。例えば、PLL回路のパルスを10パルスまで制御を可能とすると、スキャンシフト時に10サイクル分が必要となる。
近年、LSI内のクロック数も増加しており、例えば、異なる周波数のPLL回路を10個持ち、それぞれに1/2分周、1/4分周も用いるとすると異なる周波数のクロックは30種類となる。これらに対して、パルス制御回路を挿入した場合、それらに必要なパルス制御レジスタは300ビット分、即ち、300個のフリップフロップが必要となり、それら300個のフリップフロップを1本のスキャンチェーンとして構築すると、スキャンシフト時に300サイクルを必要とする。
更に、近年、スキャンパターンの圧縮技術に関連し、スキャンチェーンの長さを短くし、スキャンシフトに要するサイクルを少なくすることが行われている。例えば、スキャンチェーンが1本あたり100個のフリップフロップを有すると、パルス制御レジスタのほうがスキャンチェーンより200個分多くフリップフロップを有することになる。
このように従来ではパルス制御レジスタのスキャンチェーンが長くなってしまい、パルス制御レジスタにパルスの発生パターンを格納するためのスキャンシフト時間が多くなり、テスト時間が長くなってしまうという問題があった。
特開2007−327838号公報
本発明は、パルス制御レジスタのシフト数を少なくして、テスト時間を短縮することができる半導体集積回路を提供することを目的とする。
本発明の一態様によれば、発振器の発振出力を制御し複数のフリップフロップにテスト用のパルスを供給する半導体集積回路であって、前記発振器の発振出力を制御するためのパルス制御パターンのビット数より短いビット数の割当コードを保持するパルス制御レジスタと、前記パルス制御レジスタが保持した前記割当コードを前記パルス制御パターンに変換するコード変換部と、前記コード変換部が変換した前記パルス制御パターンに基づいて、前記発振器の発振出力を制御し、前記テスト用のパルスを生成するパルス制御部と、を有することを特徴とする半導体集積回路を提供することができる。
本発明の半導体集積回路によれば、パルス制御レジスタのシフト数を少なくして、テスト時間を短縮することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
(第1の実施の形態)
まず、図1に基づき、第1の実施の形態に係る半導体集積回路の構成について説明する。図1は、第1の実施の形態に係る半導体集積回路の構成を示すブロック図である。
(第1の実施の形態)
まず、図1に基づき、第1の実施の形態に係る半導体集積回路の構成について説明する。図1は、第1の実施の形態に係る半導体集積回路の構成を示すブロック図である。
図1に示すように、本実施の形態の半導体集積回路1は、パルス制御レジスタ11と、コード変換部12と、複数、ここでは、2つのパルス制御部13a及び13bとを有して構成されている。なお、半導体集積回路1は、2つのパルス制御部13a及び13bを有しているが、1つ、あるいは、3つ以上のパルス制御部を有していてもよい。即ち、半導体集積回路1は、異なる周波数のクロック毎に、対応するパルス制御部を有する構成にするとよい。
パルス制御レジスタ11は、3つのフリップフロップ14a、14b及び14cを有して構成されている。この3つのFF14a〜14cは、直列に接続され、シフトレジスタとして構成されている。
FF14aには、シフト入力としてシリアルなデータが供給される。FF14aは、シフトクロックの立ち上がりエッジに基づいて、このシリアルなデータを取り込み、取り込んだデータを保持すると共に、FF14bに供給する。FF14bは、シフトクロックの立ち上がりエッジに基づいて、FF14aから供給されるデータを取り込み、取り込んだデータを保持すると共に、FF14cに出力する。同様に、FF14cは、シフトクロックの立ち上がりエッジに基づいて、FF14bから供給されるデータを取り込み、取り込んだデータを保持すると共に、シフト出力として出力する。なお、FF14a〜14cのそれぞれは、シフトクロックの立ち上がりエッジに基づいて、供給されるデータを取り込むが、シフトクロックの立ち下がりエッジに基づいて、供給されるデータを取り込んでもよい。
更に、FF14a〜14cのそれぞれは、保持したデータをコード変換部12に供給する。即ち、パルス制御レジスタ11は、FF14a〜14cが保持したデータを3ビットの割当コードとしてコード変換部12に出力する。特に、パルス制御レジスタ11は、FF14aが保持したデータを1ビット目、FF14bが保持したデータを2ビット目、FF14cが保持したデータを3ビット目としてコード変換部12に出力する。
コード変換部12には、その3ビットの割当コードに対して、頻繁に用いるパルス制御パターンが対応付けられたコード変換テーブルが格納されている。コード変換部12は、コード変換テーブルに基づいて、3ビットの割当コードを対応する20ビットのパルス制御パターンに変換し、変換したパルス制御パターンをパルス制御部13a及び13bに出力する。特に、コード変換部12は、この20ビットのデータのうち、1ビット目から10ビット目までの10ビット分のパルス制御パターンをパルス制御部13aに出力し、11ビット目から20ビット目までの10ビット分のパルス制御パターンをパルス制御部13bに出力する。
パルス制御部13aは、入力される10ビットのパルス制御パターンに基づいて、クロックCLK1を10サイクル制御し、制御して得られた所定のパルス、または、シフトクロックを図示しないユーザ回路等のFFに出力する。特に、パルス制御部13aは、パルス制御パターンに基づいて、クロックCLK1の発振出力を制御し、例えば、遅延故障テスト用のパルスを生成する。また、パルス制御部13bは、入力される10ビットのパルス制御パターンに基づいて、クロックCLK2を10サイクル制御し、制御して得られた所定のパルス、または、シフトクロックを図示しないユーザ回路等のFFに出力する。
パルス制御部13aは、制御回路15aと、クロックゲーティング回路16aと、マルチプレクサ(以下、MUXという)17aとを有して構成され、パルス制御部13bは、制御回路15bと、クロックゲーティング回路16bと、MUX17bとを有して構成されている。
制御回路15aには、上述した1ビット目から10ビット目のパルス制御パターンが供給されると共に、シフトイネーブル及びテストモード信号が供給される。制御回路15aは、パルス制御パターン、シフトイネーブル及びテストモード信号に基づいて、所定のパルス制御データをクロックゲーティング回路16aに出力すると共に、切り換え制御信号をMUX17aに出力する。
クロックゲーティング回路16aには、図示しないPLL回路からPLLクロックCLK1(以下、単にクロックCLK1という)が供給されている。クロックゲーティング回路16aは、制御回路15aからのパルス制御データに基づいて、クロックCLK1をゲーティングして、ゲーティングした所定のパルスをMUX17aに出力する。
MUX17aには、クロックゲーティング回路16aからの所定のパルスと、シフトクロックとが供給される。MUX17aは、上述した切り換え制御信号に基づいて、所定のパルスまたはシフトクロックのいずれか一方を選択し、選択した所定のパルスまたはシフトクロックを図示しないユーザ回路等に出力する。
例えば、制御回路15aは、シフトイネーブルが有効の場合、シフトクロックを選択するための切り換え制御信号をMUX17aに出力する。また、制御回路15aは、シフトイネーブルが無効の場合、テストモード信号とパルス制御パターンに基づいて、PLLクロックCLK1を制御するためのパルス制御データをクロックゲーティング回路16aに出力する。更に、制御回路15aは、クロックゲーティング回路16aの出力を選択するための切り換え制御信号をMUX17aに出力する。制御回路15aは、例えば、遅延故障テストを示すテストモードが入力された場合、ラウンチパルス及びキャプチャパルスを1つ以上発生させるためのパルス制御データをクロックゲーティング回路16aに出力する。
パルス制御部13bの制御回路15bには、上述した11ビット目から20ビット目のパルス制御パターンが供給される。また、クロックゲーティング回路16bには、クロックCLK1とは周波数が異なるPLLクロックCLK2(以下、単にクロックCLK2という)が供給される。その他の構成は、パルス制御部13aと同一のため、説明を省略する。ここで、クロックCLK1とは周波数が異なるクロックCLK2は、例えば、上述したPLL回路とは異なるPLL回路から出力されるクロック、あるいは、クロックCLK1が分周されたクロック等である。
なお、パルス制御レジスタ11は、3ビットの割当コードをコード変換部12に出力するが、他のビット数の割当コードをコード変換部12に出力してもよい。特に、割当コードのビット数は、異なる周波数のクロック数(N)、言い換えると、パルス制御部の個数と、そのパルス制御部に入力されるパルス制御パターンのビット数(M)とのの積(N×M)より小さければよい。
図2は、パルスの発生パターンと発生率の例を説明するための説明図である。
パルス制御部13a及び13bが出力する所定のパルスの発生パターンと、その発生パターンの発生率の例であり、パターンP1からパターンP8までの上位8パターンにより発生率全体の99.2%を占めている。最も発生率が高いパターンは、クロックCLK1のパルスが2つ発生するパターンであり、クロックCLK1により動作する2つのFF間の遅延故障テストに用いられる。次に発生率が高いパターンは、クロックCLK2のパルスが2つ発生するパターンであり、クロックCLK2により動作する2つのFF間の遅延故障テストに用いられる。
コード変換部12のコード変換テーブルには、パルス制御レジスタ11の3ビットの割当コードに対して、上述したパルスを発生させるためのパルス制御パターンが対応付けられている。図3は、コード変換部のコード変換テーブルの設定の例を説明するための説明図である。
コード変換テーブルには、パルス制御レジスタ11の3ビットの割当コードに対して、図2に示した上位8パターンのパルスを発生させるためのパルス制御パターンが割り当てられている。上述したように、割当コードは3ビットに限定されることなく、例えば、割当コードが4ビットの場合、その4ビットの割当コードに対して、上位16パターンのパルスを発生させるためのパルス制御パターンを割り当てることができる。
例えば、割当コードの1ビット目から3ビット目までが全てLの場合、パルス制御パターンの1ビット目と2ビット目がHで、パルス制御パターンの3ビット目から20ビット目がLとなるパルス制御パターンに変換する。同様に、割当コードの1ビット目及び2ビット目がLで、3ビット目がHの場合、パルス制御パターンの11ビット目と12ビット目がHで、他のビットがLとなるパルス制御パターンに変換する。
ここで、コード変換部12のコード変換テーブルを実現するための組み合わせ回路の構成について説明する。図4は、コード変換部の組み合わせ回路の構成の例を示すブロック図である。なお、図4は、説明を簡単にするために、パルス制御パターンの1ビット目及び2ビット目部分の回路の構成を示す。
図4に示すように、コード変換部12は、8個の3入力1出力のAND回路21a〜21hと、16個の2入力1出力のAND回路22a〜22h及び23a〜23hと、8入力1出力のOR回路24a及び24bを有して構成されている。
AND回路21a〜21hのそれぞれには、3ビットの割当コードが入力される。AND回路21aには、割当コードの3ビット全てが反転された信号が供給される。即ち、AND回路21aは、割当コードの3ビット全てがLの場合に、HをAND回路22a及び23aに出力する。AND回路21bは、割当コードの1ビット目と2ビット目がLの場合に、HをAND回路22b及び23bに出力する。以降、同様にして、AND回路21hは、割当コードの3ビット全てがHの場合に、HをAND回路22h及び23hに出力する。
AND回路22a〜22h及び23a〜23hの一方の入力端子は、HまたはLに固定されている。AND回路22a〜22hは、AND演算の結果をOR回路24aに出力し、AND回路23a〜23hは、AND演算の結果をOR回路24bに出力する。
OR回路24aは、AND回路22a〜22hの出力にOR演算を施し、OR演算結果をパルス制御パターンのビット1として出力する。同様に、OR回路24bは、AND回路23a〜23hの出力にOR演算を施し、OR演算結果をパルス制御パターンのビット2として出力する。
例えば、図3のコード変換テーブルのパターン3では、割当コードの1ビット目がL、2ビット目がH、3ビット目がLの場合、パルス制御パターンの1ビット目がL、2ビット目がHとなっている。割当コードの1ビット目がL、2ビット目がH、3ビット目がLの場合、AND回路21cのAND演算の結果はHになり、AND回路21a、21b及び21d〜21hのそれぞれのAND演算の結果はLになる。AND回路21a〜21hの演算結果は、それぞれAND回路22a〜22hに供給される。即ち、AND回路22cにはHが供給され、AND回路22a、22b及び22d〜22hにはそれぞれLが供給される。そのため、AND回路22a、22b及び22d〜22hのそれぞれのAND演算の結果はLとなる。また、AND回路22cのAND演算結果も、一方の入力端子がLに固定されているため、Lとなる。この結果、OR回路24aには全てLが入力されることとなり、OR回路24aのOR演算結果、即ち、パルス制御パターンの1ビット目は、Lとなる。
更に、AND回路21a〜21hの演算結果は、それぞれAND回路23a〜23hにも供給される。即ち、AND回路23cにはHが供給され、AND回路23a、23b及び23d〜23hにはそれぞれLが供給される。そのため、AND回路23a、23b及び23d〜23hのそれぞれのAND演算の結果はLとなる。一方、AND回路23cの演算結果は、一方の入力端子がHに固定されているため、Hとなる。この結果、OR回路24bには、AND回路23cからHが入力されることとなり、OR回路24bのOR演算結果、即ち、パルス制御パターンの2ビット目は、Hとなる。
パルス制御パターンの3ビット目から20ビット目までについても同様の構成にすることにより、図3のコード変換テーブルに対応するコード変換を実現することができる。なお、コード変換部12の回路構成は、図4に限定されることなく、図3のコード変換を行うものであれば、他の回路構成であってもよい。
以上のように、半導体集積回路1は、パルス制御レジスタから供給される割当コードをパルス制御パターンに変換するコード変換部12を有する構成にした。この結果、従来のパルス制御部であれば20サイクルを要するところ、3サイクルに短縮することができる。
よって、本実施の形態の半導体集積回路によれば、パルス制御レジスタのシフト数を少なくして、テスト時間を短縮することができる。
(第2の実施の形態)
次に、第2の実施の形態について説明する。第1の実施の形態の半導体集積回路1は、頻繁に用いられる上位8パターンのクロック発生パターンでしかテストが実施できない。即ち、99.2%のテストは実施できるが、残り0.8%のテストは実施できない。そのため、故障検出率が下がってしまうことになる。そこで、本実施の形態の半導体集積回路は、コード変換部により変換できない、残りの0.8%のパルス制御パターンについても、テストを実施することができるようにしている。
次に、第2の実施の形態について説明する。第1の実施の形態の半導体集積回路1は、頻繁に用いられる上位8パターンのクロック発生パターンでしかテストが実施できない。即ち、99.2%のテストは実施できるが、残り0.8%のテストは実施できない。そのため、故障検出率が下がってしまうことになる。そこで、本実施の形態の半導体集積回路は、コード変換部により変換できない、残りの0.8%のパルス制御パターンについても、テストを実施することができるようにしている。
図5は、第2の実施の形態の係る半導体集積回路の構成を示すブロック図である。なお、図5において図1と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。図5に示すように、本実施の形態の半導体集積回路1aは、図1のパルス制御レジスタ11に代わりパルス制御レジスタ11aを用いると共に、切換部31が追加され構成されている。
パルス制御レジスタ11aは、20個のフリップフロップ14a〜14tを有して構成されている。この20個のFF14a〜14tは、直列に接続され、シフトレジスタを構成する。
切換部31は、20個のMUX32a〜32tを有して構成されている。FF14a〜14tの出力は、それぞれMUX32a〜32tに供給される。更に、FF14a、14b及び14cからの3ビットの出力は、コード変換部12に供給される。コード変換部12は、3ビットの出力から変換したパルス制御パターンを切換部31に供給する。特に、コード変換部12は、パルス制御パターンの1ビット目から20ビット目をそれぞれMUX32a〜32tに供給する。
各MUX32a〜32jは、コード変換モード信号に基づいて、FF14a〜14jの出力又はコード変換部12からの1ビット目から10目のパルス制御パターンのいずれか一方を選択し、制御回路15aに出力する。また、各MUX32k〜32tは、コード変換モード信号に基づいて、FF14k〜14tの出力又はコード変換部12からの11ビット目から20目のパルス制御パターンのいずれか一方を選択し、制御回路15bに出力する。即ち、コード変換部12により変換できない残りの0.8%のパルス制御パターンについては、FF14a〜14tに保持される20ビット分のデータをパルス制御パターンとしてパルス制御部13a及び13bに供給する。このように、切換部31は、パルス制御レジスタ11aの出力又はコード変換部12の出力のいずれか一方を選択し、選択した出力をパルス制御パターンとしてパルス制御部13a及び13bに供給する。
コード変換部12を用いるモードでは、パルス制御レジスタ11aへのシフト入力はコード変換部12の入力ビット幅分、即ち、3ビット幅分でよい。一方、コード変換部12にないパターンの場合、20ビット幅分のシフト入力が必要となるが、発生率が少ないためテスト時間への影響は小さい。
以上のように、半導体集積回路1aは、パルス制御レジスタ11aの出力とコード変換部12の出力とを切換部31により切り換えるようにした。この結果、頻繁に用いられるパルス制御パターンについては、コード変換部12からの出力を選択し、パルス制御部13a及び13bに供給し、コード変換部12にないパルス制御パターンについては、パルス制御レジスタ11aからの出力を選択し、パルス制御部13a及び13bに供給することができる。
よって、本実施の形態の半導体集積回路によれば、第1の実施の形態と同様に、パルス制御レジスタのシフト数を少なくして、テスト時間を短縮することができると共に、コード変換部にないパルス制御パターンについてもテストを実施することが可能となる。
(第3の実施の形態)
次に、第3の実施の形態について説明する。第1の実施の形態の半導体集積回路1は、頻繁に用いられる上位8パターンのクロック発生パターンでしかテストが実施できない。これは、コード変換部12の変換テーブルが固定されているからである。本実施の形態の半導体集積回路は、コード変換部の変換テーブルを任意の値に書き換えることができるようにしている。
次に、第3の実施の形態について説明する。第1の実施の形態の半導体集積回路1は、頻繁に用いられる上位8パターンのクロック発生パターンでしかテストが実施できない。これは、コード変換部12の変換テーブルが固定されているからである。本実施の形態の半導体集積回路は、コード変換部の変換テーブルを任意の値に書き換えることができるようにしている。
図6は、第3の実施の形態に係る半導体集積回路の構成を示すブロック図である。なお、図6において図1と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。図6に示すように、本実施の形態の半導体集積回路1bは、図1のコード変換部12に代わりコード変換部12aを用いて構成されている。
コード変換部12aには、変換テーブルを任意の値に書き換えるため、変換テーブル入力とシフトクロックとは異なる変換テーブルシフトクロックとが供給される。
ここで、コード変換部12aのコード変換テーブルを実現するための組み合わせ回路の構成について説明する。図7は、コード変換部の組み合わせ回路の構成の例を示すブロック図である。なお、図7において図4と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
図4のAND回路22a〜22h及び23a〜23hのそれぞれは、一方の入力端子がH又はLに固定され、構成されている。図7のコード変換部12aは、AND回路22a〜22h及び23a〜23hの一方の入力端子の前段に、それぞれFF41a〜41h及び42a〜42hが配置され、構成されている。FF41a〜41h、42a〜42hは、直列に接続され、シフトレジスタを構成する。
FF41aには、変換テーブル入力からシリアルなデータが入力される。FF41aは、入力されるデータを変換テーブルシフトクロックの立ち上がりエッジにおいて取り込み、取り込んだデータである値を保持する。FF41aは、取り込んだ値をAND回路22aに出力すると共に、次段のFF41bに出力する。FF41bは、入力された値を変換テーブルシフトクロックの立ち上がりエッジにおいて取り込み、取り込んだ値を保持する。このように、各FF41a〜41h及び42a〜42hは、前段のFFの値を変換テーブルシフトクロックの立ち上がりエッジにおいて取り込み、取り込んだ値を保持する。この結果、各FF41a〜41h及び42a〜42hは、それぞれ任意の値を保持することが可能となる。即ち、コード変換部12aの変換テーブルを任意の値に書き換え可能となり、任意のパルス制御パターンを発生することができる。コード変換部12aは、パルス制御レジスタ11からの3ビットの割当コードに基づいて、任意の値に書き換えられたパルス制御パターンをパルス制御部13a及び13bに出力する。なお、任意の値を保持する記憶素子として、FFを用いて説明したが、FFに限定されることなく、他の記憶素子、例えば、ラッチ回路などでもよい。
以上のように、半導体集積回路1bは、コード変換部12aにシフトレジスタを構成するようにした。この結果、変換テーブル入力からのデータを変換テーブルシフトクロックに基づいて取り込み、コード変換部12aの変換テーブルを任意の値に書き換え可能となる。
よって、本実施の形態の半導体集積回路によれば、第1の実施の形態と同様に、パルス制御レジスタのシフト数を少なくして、テスト時間を短縮することができると共に、コード変換部にないパルス制御パターンについてもテストを実施することが可能となる。
本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を変えない範囲において、種々の変更、改変等が可能である。
1,1a,1b…半導体集積回路、11,11a…パルス制御レジスタ、12,12a…コード変換部、13a,13b…パルス制御部、14a〜14t…フリップフロップ、15a,15b…制御回路、16a,16b…クロックゲーティング回路、17a,17b…マルチプレクサ、21a〜21h,22a〜22h,23a〜23h…AND回路、24a,24b…OR回路、31…切換部、32a〜32t…マルチプレクサ、41a〜41h,42a〜42h…フリップフロップ
Claims (5)
- 発振器の発振出力を制御し複数のフリップフロップにテスト用のパルスを供給する半導体集積回路であって、
前記発振器の発振出力を制御するためのパルス制御パターンのビット数より短いビット数の割当コードを保持するパルス制御レジスタと、
前記パルス制御レジスタが保持した前記割当コードを前記パルス制御パターンに変換するコード変換部と、
前記コード変換部が変換した前記パルス制御パターンに基づいて、前記発振器の発振出力を制御し、前記テスト用のパルスを生成するパルス制御部と、
を有することを特徴とする半導体集積回路。 - 前記パルス制御レジスタは、前記パルス制御パターンのビット数と同じビット数の割当コードを保持し、
前記パルス制御レジスタの出力または前記コード変換部の出力のいずれか一方を選択する選択部を有し、
前記選択部は、切換制御信号に基づいて、選択した前記パルス制御レジスタの出力または前記コード変換部の出力のいずれか一方を、前記パルス制御パターンとして前記パルス制御部に供給することを特徴とする請求項1に記載の半導体集積回路。 - 前記コード変換部は、前記パルス制御パターンを書き換え可能な記憶素子を有することを特徴とする請求項1に記載の半導体集積回路。
- 前記記憶素子は、フリップフロップまたはラッチ回路であることを特徴とする請求項3に記載の半導体集積回路。
- 前記発振出力とは周波数が異なる複数の発振出力に対し、それぞれ前記パルス制御部を設けたことを特徴とする請求項1から4の何れか1項に記載の半導体集積回路。
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