JP2009239715A - 復調装置、アンテナ装置、及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信感度の精度を維持しつつも、簡易な回路構成とすることができる、小型で安価な復調装置、アンテナ装置、及び受信装置を提供する。
【解決手段】複数のアンテナ５近傍に夫々配置されたアンテナ装置２０から各給電線４を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成する空間ダイバシティ受信部３６と、空間ダイバシティ受信部３６で選択または合成された高周波信号を復調する復調回路３１と、受信周波数に対応してアンテナ装置２０に組み込まれたインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、給電線４に重畳して出力する制御電圧生成回路３２０を備えている。
【選択図】図３

Description

本発明は、複数のアンテナ近傍に夫々配置されており各アンテナから電波を受信するアンテナ装置と、各アンテナ装置から各給電線を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成して復調する復調装置と、前記アンテナ装置及び前記復調装置を備えた受信装置に関する。

ＡＭ、ＦＭ、デジタルＴＶ等の放送波を受信する受信装置をアンテナと接続する場合、アンテナから受信装置までの給電線が長いと、電力損失が大きくなる。

現在、市場に出回っている受信装置は、複数種類の放送波の受信や、同一種類の放送波の受信感度の向上のため、同一または複数種類の放送波を複数のアンテナから受信する構成であることが多い。このような構成の受信装置では、各アンテナと受信装置が離れていると、各給電線が長くなるので、一つのアンテナから放送波を受信する構成の場合よりも、電力損失の増大の影響が大きくなる。

そこで、アンテナの給電部に小型の高周波増幅器を取り付けた構成のアンテナ装置と、アンテナ装置から離れた位置にあるコンソールに設置された復調装置等とで受信装置を構成し、給電線が長い場合に生じる電力損失を補っている場合が多い。

しかし、アンテナ装置では、高周波増幅器からアンテナ側を見たインピーダンスが受信周波数によって大きく変化する。このような変化は、受信した放送波の比帯域が大きい場合に特に大きい。例えば、デジタルＴＶの放送波の帯域は４７０〜７７０（ＭＨｚ）で比帯域が大きい。

よって、アンテナ装置では、高周波増幅器とアンテナとの間でインピーダンス整合を行なう必要がある。

しかし、インピーダンス整合を行なうためには、アンテナ直下のアンテナ装置に設けられるインピーダンス整合回路と、復調装置からインピーダンス整合回路へ制御信号を送信する制御線とが、給電線の他に必要となってしまい、配線増加によるコストアップや煩雑な取付工事の必要性といった問題が生じる虞がある。

そこで、このような問題を解決するための受信装置として、特許文献１には、自動車の窓ガラスに設けられたアンテナと、アンテナに接続された動的整合回路と、動的整合回路に伝送ケーブルを介して接続されたカーラジオとを備えた自動車用アンテナ装置が開示されている。

当該自動車用アンテナ装置は、動的整合回路に、少なくとも２個の可変容量ダイオードと、カーラジオの選局情報に基づいて各可変容量ダイオードに個別に電圧を印加する電圧印加回路とを備えることで、インピーダンス整合を良好に行なうことができる。

当該自動車用アンテナ装置は、動的整合回路からカーラジオへ送られる受信高周波信号と、カーラジオから動的整合回路へ送られる周波数情報と、カーラジオから動的整合回路へ送られる電源電圧とを、一本の伝送ケーブルに重畳して伝達するように構成されている。

また、特許文献１には、選局情報を符号化してカーラジオから動的整合回路へ送る方法として、二種類の方法が開示されている。

第一の方法は、選局情報に応じた電圧レベルを電源電圧に加算して送る方法である。

第一の方法の場合の自動車用アンテナ装置の構成例を図１に示す。カーラジオ１００は、チューナ１１０と、選局情報に対して０．１ＭＨｚピッチで同調をとり、デジタル信号である周波数選択信号を出力するＰＬＬ回路等で構成される情報変換部１２０と、周波数選択信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ１３０と、前記アナログ信号を定電圧電源１４０からの電源電圧に加算して周波数情報を生成する電圧制御回路１５０と、ローパスフィルタ１６０等とを備えて構成されている。

動的整合回路２００は、アンテナ３００の近傍に配置され可変容量ダイオードに印加される電圧に基づいてインピーダンス整合を行なう整合回路２１０と、整合回路２１０から出力された高周波信号を増幅する高周波増幅回路２９０と、ローパスフィルタ２２０を介して入力される周波数情報から電源電圧レベルを取り出す定電圧化回路２３０と、周波数情報から電源電圧レベルを減算することで前記アナログ信号を取り出す電圧減算回路２４０と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータ２５０と、前記デジタル信号に基づいて整合回路２１０の各可変容量ダイオードに個別に電圧を印加する電圧印加回路２６０等とを備えて構成されている。

第二の方法は、周波数選択信号に基づいて生成したパルス列に応じて電源電圧をハイレベルまたはローレベルに切り替えながら、カーラジオ１００から動的整合回路２００へ送る方法である。

第二の方法の場合の自動車用アンテナ装置の構成例を図２（ａ）に示し、以下に、第一の方法と異なる箇所について説明する。カーラジオ１００は、第一の方法におけるＤＡコンバータ１３０及び電圧制御回路１５０の代わりに、パルス生成回路１３１及び電圧制御回路１５１を備えている。

パルス生成回路２３０は、周波数選択信号に基づいて二進数化したパルス信号を生成する。電圧制御回路１５１では、前記パルス信号のレベル（ローレベルまたはハイレベル）に対応した０Ｖまたは５Ｖのパルス列が生成される。

動的整合回路２００は、第一の方法における定電圧化回路２３０、電圧減算回路２４０、及びＡＤコンバータ２５０の代わりに、電源電圧保持回路２３１、調歩同期受信回路２４１、シフトレジスタ２７０、及びクロック生成回路２８０を備えて構成されている。

電源電圧保持回路２３１は、ローレベルのパルスが入力された場合でも電源電圧レベルを保持するために大容量コンデンサやスーパーキャパシタ等で構成されている。

調歩同期受信回路２４１は、図２（ｂ）に示すように、伝送期間の開始時に送られてくるスタートビットと、所定ビット数（図２では８ビット）のデータビットと、伝送期間の最終ビット及び無伝送期間に送られてくるストップビットとを、クロック生成回路２８０から送られるクロック信号のタイミングで識別する。

シフトレジスタ２７０は、調歩同期受信回路２４１から送られてくるパルス列を時系列で保持する。クロック生成回路２８０は、調歩同期受信回路２４１とシフトレジスタ２７０にクロック信号を供給する。

尚、第一及び第二の何れの方法の場合も、カーラジオ１００と動的整合回路２００は、一本の伝送ケーブル４００で接続されている。
特開平４−２９８１２２号公報

上述の第一の方法（図１の構成）では、動的整合回路２００に、定電圧化回路２３０、ＡＤコンバータ２５０、及び電圧印加回路２６０等を備えることが必要であるため、回路規模が大きくなりコストがアップしてしまう。

上述の第二の方法（図２の構成）では、以下のような三点の問題がある。第一の問題は、アンテナ直下部のクロックの悪影響である。

以下に詳述する。第二の方法では、動的整合回路２００にクロック生成回路２８０を備えることが必要である。低周波数のクロック生成回路２８０は素子のサイズが大きくなるので、通常は高周波数（例えば数１０ＭＨｚ程度）の水晶発振子や圧電発振子が使用されることが多い。

動的整合回路２００は、アンテナ３００の直下に備えられ、高周波信号を扱う回路である。よって、動的整合回路２００にクロック生成回路２８０を備えた場合、クロック信号の回り込み等が生じ、アンテナ３００から受信した高周波信号にノイズが乗るといった悪影響をもたらす虞がある。

第二の問題は、特許文献１に示された構成を実現すると回路規模が大きくなることである。

以下に詳述する。特許文献１には、カーラジオ１００の電圧制御回路１５１では、周波数の受信状態の変化時にのみパルス列を形成し、受信状態の非変化時にはパルス列を形成せず５Ｖの電圧を形成して、動的整合回路２００に送信する構成が記載されている。

しかし、受信状態の変化時にのみ送られてくるパルス列をクロック信号のタイミングで識別するような調歩同期受信回路２４１を実現することは困難であり、実現できたとしても回路規模が大きくなりコストがアップしてしまう虞があるのである。

第三の問題は、大型の部品が必要となることである。以下に詳述する。上述したように、電圧制御回路１５１では、パルス信号のレベルに対応した０Ｖまたは５Ｖのパルス列が生成され、動的整合回路２００に送られる。

例えば、カーラジオ１００と動的整合回路２００間の通信速度が３００ｂｐｓであって、スタートビットの１ビットに続いてパルス信号のローレベルが８ビット続く、つまりローレベルが９ビット続くと、以下の数１より、０．０３秒の間、調歩同期受信回路２４１や電圧印加回路２６０等に電圧が供給されないことになる。

しかし、調歩同期受信回路２４１や電圧印加回路２６０に電圧が供給されない状態があってはならない。よって、上述したように、大容量コンデンサやスーパーキャパシタで構成された電源電圧保持回路２３１が必要となるのであるが、一般に、大容量コンデンサやスーパーキャパシタはサイズが大きい。

大型部品使用等による回路規模増大の問題は、一つのアンテナから放送波を受信する受信装置、及び、複数のアンテナから放送波を受信する受信装置の何れの場合でも発生するが、複数のアンテナから放送波を受信する受信装置の場合は、一つのアンテナから放送波を受信する受信装置の場合よりも当該問題は顕著である。

複数のアンテナから放送波を受信する受信装置は、同一の回路構成をアンテナ数と同数有していることが多く、あるアンテナに対応する回路構成での回路規模の増大は、他のアンテナに対応する回路構成でも同様の回路規模の増大となってしまい、一つのアンテナから放送波を受信する受信装置よりも回路規模の増大度が大きくなってしまうからである。

本発明の目的は、上述した従来の問題点に鑑み、受信感度の精度を維持しつつも、簡易な回路構成とすることができる、小型で安価な復調装置、アンテナ装置、及び受信装置を提供する点にある。

上述の目的を達成するため、本発明による復調装置の特徴構成は、複数のアンテナ近傍に夫々配置されたアンテナ装置から各給電線を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成する空間ダイバシティ受信部と、前記空間ダイバシティ受信部で選択または合成された高周波信号を復調する復調回路と、受信周波数に対応して前記アンテナ装置に組み込まれたインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、前記給電線に重畳して出力する制御電圧生成回路を備えている点にある。

上述の構成によれば、制御電圧生成回路で生成される直流制御電圧は、アンテナ装置のインピーダンス整合回路の周波数特性を、目標特性に完全に一致するように調整する電圧ではなく、許容範囲に調整する電圧である。

よって、アンテナ装置の回路構成を、完全なインピーダンス整合を実現するよりも簡易な回路構成とすることができる。例えば、完全なインピーダンス整合を実現するためには、複数系統の可変要素（例えば、容量リアクタンスと誘導リアクタンス）を調整することが必要な場合でも、上述の構成では、一つの可変要素（例えば、容量リアクタンスのみ）の調整のみでインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に収めることができる。

また、上述の構成によれば、空間ダイバシティ受信部で複数系統の高周波信号から一系統を選択して復調回路へ出力するので、復調回路をアンテナと同数設ける必要がなくなり、復調装置の回路規模を小さくできる。

以上説明した通り、本発明によれば、受信感度の精度を維持しつつも、簡易な回路構成とすることができる、小型で安価なアンテナ装置を提供することができるようになった。

以下、復調装置とアンテナ装置が車両に組み込まれ、それらが給電線で接続されている受信装置について説明する。

受信装置は、図３に示すように、複数（ｎ個とする。）のアンテナ５（５１〜５ｎ）近傍に夫々配置されたアンテナ装置２０（２０１〜２０ｎ）と復調装置３が複数の給電線４（４１〜４ｎ）で接続されて構成されている。各給電線４は、例えば、単一の同軸ケーブルで構成されている。そして、各アンテナ装置２０から復調装置３へ伝送される高周波信号と、復調装置３から各アンテナ装置２０へ伝送される直流制御電圧が、同一ケーブル上を伝送される。

各アンテナ装置２０は、高周波信号を受信するアンテナ５（５１〜５ｎ）の近傍に配置され、インピーダンス整合回路２２と、インピーダンス整合回路２２の出力を増幅する増幅回路２１とを備え、増幅回路２１から出力された高周波信号を給電線４を介して復調装置３に伝送するように構成されている。また、上記に加え、各アンテナ装置２０は、ローパスフィルタ２３を備えて構成されている。

尚、本実施形態では、各アンテナ５は、デジタルＴＶの放送波、ＡＭ放送波、及びＦＭ放送波等のうちの少なくとも一つの放送波を受信する。同一種類の放送波は一つのアンテナで受信されるとは限らず、複数のアンテナ５で受信される構成であってもよい。例えば、アンテナ５１〜５３はデジタルＴＶの放送波、アンテナ５４、５５はＡＭ放送波、アンテナ５６はＦＭ放送波を受信する構成であってもよい。

各アンテナ装置２０の回路構成例を図６に示す。インピーダンス整合回路２２は、アンテナ５と直列に接続された直流成分を除去するコンデンサＣ６１、可変容量ダイオードＤ６１、及びコイルＬ６１と、アンテナ５と並列に接続された抵抗Ｒ６１、高周波成分を除去するチョークコイルＬ６２、及び可変容量ダイオードＤ６２とを備えて構成されている。

尚、抵抗Ｒ６１は、可変容量ダイオードＤ６１に小電流を流すために、抵抗値の大きいものが使用されている。

インピーダンス整合回路２２は、可変容量ダイオードＤ６１及び可変容量ダイオードＤ６２の静電容量を変化させることによって、アンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスが整合されるように構成されているが、インピーダンス整合については後述する。

増幅回路２１は、ベースが直流成分を除去するコンデンサＣ２１１を介してインピーダンス整合回路２２と接続され、コレクタが給電線４を介して復調装置３と接続され、エミッタが接地されたｎｐｎ形のトランジスタＱ２１１を備えて構成されている。また、トランジスタＱ２１１のベースコレクタ間には、高周波成分を除去するチョークコイルＬ２１１と抵抗Ｒ２１１とが直列に接続されている。

ローパスフィルタ２３は、コンデンサＣ２３１とコイルＬ２３１で構成されており、高周波成分を除去する。ローパスフィルタ２３を設けることによって、増幅回路２１から復調装置３へ出力される高周波信号がインピーダンス整合回路２２へ再び入力されることはなく、復調装置３からアンテナ装置２０へ出力された直流制御電圧のみがインピーダンス整合回路２２へ入力される。

復調装置３は、図３に示すように、各アンテナ装置２０から各給電線４を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成する空間ダイバシティ受信部３６と、空間ダイバシティ受信部３６で選択または合成された高周波信号を復調する復調回路３１と、受信周波数に対応してアンテナ装置２０に組み込まれたインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、給電線４に重畳して出力する制御電圧生成回路３２０（３２０１〜３２０ｎ）を備えている。

空間ダイバシティ受信部３６は、例えば、図１０に示すように、各アンテナ装置２０から入力された高周波信号の周波数と中間周波数との差の周波数信号を発生させる局部発振回路３６１と、高周波信号と局部発振回路３６１の出力信号とを乗算して中間周波信号を生成する混合器３６２（３６２１〜３６２ｎ）と、中間周波信号を増幅する中間周波数増幅部３６３（３６３１〜３６３ｎ）と、各アンテナ装置２０に対応する中間周波信号のうちの何れかを選択して復調回路３１へ出力するスイッチ部３６４と、各アンテナ装置２０に対応する中間周波信号を検波して最も受信状態の良い中間周波信号にスイッチ部３６４を切り替える切替制御部３６５等とを備えた所謂アンテナ選択方式の受信部である。

尚、空間ダイバシティ受信部３６はアンテナ選択方式に限らない。例えば、受信状態の良い複数のアンテナ装置２０に対応する中間周波信号の位相を合成して復調回路３１へ出力する所謂最大比合成方式等であってもよい。また、本実施形態では、空間ダイバシティ受信部３６において高周波信号から中間周波信号への変換を行なう構成について説明したが、当該変換を復調回路３１で行なう構成であってもよい。

復調回路３１は、空間ダイバシティ受信部３６からの中間周波信号を復調する処理等を行ない、処理後の信号を後段の回路、例えばデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等へ出力する。

制御電圧生成回路３２０は、図３に示すように、アンテナ装置２０毎に設けられている。つまり、各制御電圧生成回路３２０は、自回路に対応するアンテナ装置２０との間で各種信号の入出力を行なう。

上述の構成によれば、各アンテナ装置２０のインピーダンス整合回路２２の周波数特性が異なっていても、各制御電圧生成回路３２０が各インピーダンス整合回路２２に異なる電圧を印加することで各インピーダンス整合回路２２のインピーダンス整合が可能であるので、アンテナ設計の自由度を高くすることができる。

各制御電圧生成回路３２０は、図３及び図４に示すように、受信周波数に対応してインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する制御値が格納された記憶部３２１と、記憶部３２１から受信周波数に対応する制御データを読み出して制御データに対応する直流電圧を生成するＤＡコンバータ３２２と、ＤＡコンバータ３２２の出力電圧に基づいて直流制御電圧を生成するシリーズレギュレータ３２３を備えている。

また、復調装置３は、各シリーズレギュレータ３２３へ定電圧（例えば１２Ｖ）を供給する定電圧電源３５と、各アンテナ装置２０から各シリーズレギュレータ３２３への高周波信号の入力を防止するアンテナ装置２０毎に設けられた複数のローパスフィルタ３３（３３１〜３３ｎ）を備えて構成されている。

ローパスフィルタ３３は、コンデンサとコイルで構成されており、高周波成分を除去する。ローパスフィルタ３３を設けることによって、アンテナ装置２０から復調装置３へ入力される高周波信号がシリーズレギュレータ３２３へ入力されることはなく、シリーズレギュレータ３２３から出力される直流制御電圧がアンテナ装置２０へ出力される。

尚、図４では、記憶部３２１、ＤＡコンバータ３２２、シリーズレギュレータ３２３、及びローパスフィルタ３３については、複数のアンテナ５のうちの一つのアンテナ５１に対応するもののみを示している。

受信周波数は、受信装置のユーザーによって選択された周波数を示す情報である。以下に詳述する。ユーザーは、復調装置３から出力される復調出力信号の周波数に基づいて異なるチャンネルの音声や画像を出力、表示するラジオやテレビ等に設けられたスイッチ等の操作部を操作することによって、復調装置３から出力する復調出力信号の周波数を選択する。そして、当該周波数は、復調装置３の復調回路３１及び制御電圧生成回路３２０へ出力されるのである。

記憶部３２１は、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、またはＲＡＭ等で構成されている。また、記憶部３２１には、受信周波数の周波数値に対する制御値（ＤＡコンバータ３２２の出力電圧を示すデジタル値）が、図５（ａ）に示すような設定テーブルとして記憶されている。

設定テーブルは、各アンテナ５から受信される放送波毎に設定、記憶されている。この場合、記憶部３２１には、受信装置と接続されているアンテナ５と同数の設定テーブルが記憶されることになる。しかし、複数のアンテナ５で一つの設定テーブルを共用する構成であってもよい。

尚、図５（ａ）は、設定テーブルの例示であるので、例えば、周波数の増加に伴ってＤＡコンバータ３２２の出力電圧が低下するような特性を示す設定テーブルや、周波数以外の要素に対する制御値の特性を示す設定テーブルもあり得ることは言うまでもない。

各設定テーブルは、当該設定テーブルに対応するアンテナ装置２０からの受信周波数の周波数値に対する、当該アンテナ装置２０への印加電圧である直流制御電圧の特性に基づいて設定される。

各特性は、図５（ｂ）に例示するように、対応するアンテナ装置２０からの受信周波数の各周波数に対して、当該アンテナ装置２０のインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整することのできる直流制御電圧を決定していくことによって求められる。

ここで、許容範囲とは、インピーダンス整合回路２２でアンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスの不整合を一定のレベルまで許容することを示しているが、これについては後述する。

また、直流制御電圧は、図５（ｂ）に例示するように、アンテナ装置２０に印加する必要のある最小電圧値、つまりアンテナ装置２０の増幅回路２１を駆動可能な最小レベルの電圧値に、各周波数によって異なる所定の制御電圧を加算した値である。

尚、図５（ａ）の設定テーブルと図５（ｂ）の特性とは、独立した例示であり、各々に相関関係はない。

制御電圧生成回路３２０は、マイクロコンピュータを備えて構成されている。マイクロコンピュータは、入力された受信周波数の情報で設定テーブルを検索することで制御値を導出し、導出した制御値をＤＡコンバータ３２２へ出力する。尚、制御電圧生成回路３２０は、ゲートアレイ等の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）で構成されており、当該ＡＳＩＣによって前述のマイクロコンピュータの機能を実現する構成であってもよい。

ＤＡコンバータ３２２は、マイクロコンピュータより入力された制御値をアナログ値の直流電圧に変換して、シリーズレギュレータ３２３に出力する。

シリーズレギュレータ３２３は、定電圧電源３５と直列接続されたｐｎｐ形のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のコレクタ電圧を分圧して帰還電圧を生成する抵抗Ｒ７５、Ｒ７６と、帰還電圧とＤＡコンバータ３２２の出力電圧とを比較する誤差増幅器３３１等とを備えて構成されており、トランジスタＱ３に流れる電流を前記帰還電圧に基づいて制御することにより、ローパスフィルタ３３１への出力電圧を所定電圧に維持する。

シリーズレギュレータ３２３は、ＤＡコンバータ３２２の出力電圧Ｖｓｅｔに基づいて定電圧電源３５から供給される電圧Ｖｉを低減し、増幅回路２１を駆動可能な最小レベル以上の直流制御電圧Ｖｏを生成して出力するように構成されている。

例えば、トランジスタＱ３のベースとエミッタ間のベースを基準とした場合の電圧をＶｂｅとすると、Ｖｂｅは概ね０．６（Ｖ）程度で安定しており、抵抗Ｒ７５とＲ７６の抵抗値が等しく、抵抗Ｒ７７とＲ７８の抵抗値が等しく、ＤＡコンバータ３２２の出力電圧をＶｓｅｔとすると、定電圧電源３５からの供給電圧Ｖｉは、トランジスタＱ３のエミッタ接地電流増幅率が１に対して無視できる程度に大きいとすると、おおよそ数２で求められるＶｏに低減されて、シリーズレギュレータ３２３からローパスフィルタ３３へ出力される。

以上のような回路構成は、各アンテナ装置２０のインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成するための回路構成として、好適である。

アンテナ装置２０は、自アンテナ装置２０（例えばアンテナ装置２０１）に対応するアンテナ５（例えばアンテナ５１）の受信周波数に基づいてインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧Ｖｏが、復調装置３から給電線４を介して供給され、当該直流制御電圧Ｖｏに基づいてインピーダンス整合回路２２及び増幅回路２１が駆動されるように構成されている。

以下に詳述する。図３に示すように、復調装置３のシリーズレギュレータ３２３１の出力電圧である直流制御電圧Ｖｏが、復調装置３のローパスフィルタ３３１及びアンテナ装置２０１のローパスフィルタ２３を介して、インピーダンス整合回路２２及び増幅回路２１に印加される。

直流制御電圧Ｖｏは、上述したように、復調装置３で受信周波数に基づいて生成される。許容範囲としては、インピーダンスの不整合の絶対値、不整合の絶対値を正規化した値、不整合による損失量等がある。

インピーダンスの不整合の絶対値とは、例えば、アンテナ５からインピーダンス整合回路２２を見たインピーダンス（出力インピーダンス）をインピーダンス整合回路２２からアンテナ５側を見たインピーダンス（入力インピーダンス）で除算した値の大きさ（絶対値）である。

不整合の絶対値を正規化した値とは、例えば、上述したインピーダンスの不整合の絶対値を、入力インピーダンスの絶対値で除算した値である。

不整合による損失量は、例えば、アンテナ５から増幅回路２１へ信号伝送する際に、インピーダンスの不整合によって生じる当該信号の反射に起因する損失であり、デシベルで示した値を用いることが多い。

つまり、復調装置３の設定テーブルの設定時に、その基準となる周波数毎の直流制御電圧を決定していく場合、インピーダンス整合回路２２でアンテナ５１と増幅回路２１のインピーダンスが完全に一致していなくても、インピーダンスの不整合の絶対値、不整合の絶対値を正規化した値、または不整合による損失量が、予め設定した所定の閾値よりも小さくなるような直流制御電圧を決定できるのであれば、当該不整合を許容するのである。

上述の構成によれば、インピーダンス整合回路２２を一系統の可変要素の調整のみで制御するような簡易な回路とした場合に、インピーダンスが完全に一致するような直流制御電圧を決定できないときであっても、許容範囲内の直流制御電圧を決定することができる。つまり、上述の構成によれば、図１に示した電圧印加回路２６０等をアンテナ装置２０に設ける必要がなく、アンテナ装置２０の回路構成を簡易にすることができるのである。

尚、「背景技術」の項目で説明した特許文献１の自動車用アンテナ装置では、直流電圧に重畳した情報は選局情報に応じた電圧レベル、つまり周波数に関連する情報である。一方、上述の構成では、復調装置３からアンテナ装置２０へ伝送される直流制御電圧は、インピーダンス整合回路２２の可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２に印加する電圧、つまりインピーダンス整合回路２２のインピーダンスを制御する情報である。

以下、アンテナ装置２０のインピーダンス整合について、図６及び図７の回路構成例に基づいて説明する。

第一の例として、アンテナ装置２０では、直流制御電圧は増幅回路２１を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値に設定され、直流制御電圧がインピーダンス整合回路２２のインピーダンス調整端子に印加される。

以下に詳述する。図５（ｂ）で説明したように、直流制御電圧は、増幅回路２１を駆動可能な最小レベル以上の電圧値に設定されている。

そして、図６に示すように、復調装置３から出力された直流制御電圧Ｖｏは、ローパスフィルタ２３を介して、インピーダンス整合回路２２のチョークコイルＬ６２に接続されているインピーダンス調整端子ＴＺに印加される。

上述の構成では、インピーダンス調整端子ＴＺに印加される一系統の電圧のみによって、インピーダンス整合が行なわれるので、各可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２について異なる電圧を個別に印加した場合や、各可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２に加えてコイルのリアクタンスを可変制御した場合等と比べて、回路構成を簡易とすることができる。

第二の例として、アンテナ装置２０では、直流制御電圧により、インピーダンス整合回路２２に組み込まれた一つの可変リアクタンス素子のリアクタンス値が調整される。

以下に詳述する。図６に示した第一の例では、二つの可変リアクタンス素子（可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２）のリアクタンス値が調整されていたが、第二の例では、図７（ａ）に示すように、一つの可変リアクタンス素子（可変容量ダイオードＤ６３）のリアクタンス値のみが調整される。

上述の構成では、一つの可変容量ダイオードＤ６３のみに直流制御電圧Ｖｏを印加するので、回路構成を第一の例の場合よりも更に簡易とすることができる。

尚、インピーダンス整合回路２２は、図６や図７（ａ）に示したものに限らず、例えば、可変容量ダイオードを更に直列または並列接続した構成、コイルを更に直列または並列接続した構成、或は可変容量ダイオードに換えてコイルを接続した構成等であってもよい。

また、可変リアクタンス素子は、可変容量ダイオード等の半導体デバイスに限らず、例えば、ＲＦ−ＭＥＭＳ(Radio Frequency - Micro Electro Mechanical System)等のデバイスであってもよい。

ＲＦ−ＭＥＭＳは、基板上に設けられた下部電極と下部電極に対向して設けられ上下駆動する上部電極とを備えたアクチュエータ部と、高周波信号が通過する対向する二つの信号線等とを備えている。信号線の一方は上部電極と連動して上下駆動し、他方は下部電極と共に基板上に設けられている。

ＲＦ−ＭＥＭＳは、以下のようにして静電容量を可変させる。つまり、アクチュエータの電極間に電圧が印加されると、両電極間に静電力が発生して上部電極が下部電極に引き寄せられる。その結果、両信号線間の距離が変わるので、静電容量値が変化する。

第三の例として、図７（ｂ）の回路図及び図８のブロック構成図に示すように、アンテナ装置２０では、直流制御電圧を定電圧にクランプするクランプ回路２４を備え、可変リアクタンス素子Ｄ６３に直流制御電圧とクランプ回路２４によるクランプ電圧の差電圧が印加される。

以下に詳述する。第三の例では、第二の例（図７（ａ））の回路にクランプ回路が追加されている。

クランプ回路２４は、クランプ電圧を生成するツェナーダイオードＤ２４１と、ツェナーダイオードＤ２４１とローパスフィルタ２３の間に直列接続された抵抗Ｒ２４１と、ツェナーダイオードＤ２４１と並列接続され高周波成分を除去するコンデンサＣ２４１とを備えて構成されている。

使用するツェナーダイオードＤ２４１によって定まるツェナー電圧、つまりクランプ回路２４によるクランプ電圧Ｖｚが可変リアクタンス素子Ｄ６３のアノードに印加される。一方、可変リアクタンス素子Ｄ６３のカソードには直流制御電圧Ｖｏが印加される。よって、可変リアクタンス素子Ｄ６３には、前記差電圧Ｖｚ−Ｖｏ（逆電圧）が印加されることになる。

第一の例と第二の例では、直流制御電圧は可変リアクタンス素子Ｄ６１〜Ｄ６３への印加電圧であると同時に、増幅回路２１を駆動するための供給される電圧でもある。

上述したように、増幅回路２１へは駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の電圧を供給する必要があるので、直流制御電圧は当該最小レベル以上に設定されている。一般的に、増幅回路２１は、供給電圧が低くなると、利得や大入力に対する歪特性等が悪化するからである。例えば、バイポーラトランジスタ（具体的には、図６及び図７の増幅回路２１で用いられているトランジスタＱ２１１）では、供給電圧が３（Ｖ）より低くなると、当該悪化が生じる虞がある。

しかし、図６及び図７に示した構成で、可変容量ダイオードＤ６１〜Ｄ６３の印加電圧（逆電圧）に対する静電容量の特性は、図９に例示すような特性であり、印加電圧が低い程、印加電圧の変化に対する静電容量の変化率が大きい。

例えば、図６及び図７に示した構成（第一の例と第二の例）では、増幅回路２１への供給電圧を、バイポーラトランジスタを駆動可能な最小レベル以上の領域で３（Ｖ）変化させた場合、具体的には３（Ｖ）から６（Ｖ）まで変化させた場合、静電容量の変化は、図９より、およそ２．６（ｐＦ）から１．６（ｐＦ）、つまり略１．０（ｐＦ）である。

一方、ツェナーダイオードＤ２４１（ツェナー電圧が２．５（Ｖ）とする。）を備えた図７（ｂ）に示すような構成（第三の例）では、増幅回路２１への供給電圧を、上述と同様に３（Ｖ）から６（Ｖ）まで変化させた場合、印加電圧はツェナーダイオードＤ２４１のツェナー電圧分だけ低下して０．５（Ｖ）から３．５（Ｖ）まで変化することになるので、静電容量の変化は、およそ７．９（ｐＦ）から２．４（ｐＦ）、つまり略５．５（ｐＦ）である。

即ち、第三の例では第一及び第二の例に比べて、可変リアクタンス素子の調整幅を広げることができるので、インピーダンス整合が容易になり、それによってインピーダンス整合回路２２の回路設計も容易になる。

以上の説明より、第三の例は、図１４（ａ）に示すようなブロックで構成されており、以下のような機能を実現する回路と同様の機能を有しているといえる。尚、図１４（ａ）では、一例として、アンテナ装置２０が一つである構成を示している。

つまり、復調装置３では、制御電圧生成回路３２０が、制御電圧を生成すると共に、定電圧電源３５から供給された電源電圧を制御電圧と重畳して直流制御電圧を生成する（図１４（ｂ））。

一方、アンテナ装置２０は、クランプ回路２４の代わりとしてのレギュレータ２４１と減算回路２４２を備えて構成されている。そして、レギュレータ２４１で直流制御電圧から図１４（ｃ）に示すように電源電圧が抜き出されて増幅回路２１に供給される一方、減算回路２４２で図１４（ｄ）に示すように直流制御電圧から電源電圧が減算されて制御電圧が抜き出されてインピーダンス整合回路２２に供給される。

以下、別実施形態について説明する。上述の実施形態では、制御電圧生成回路３２０がアンテナ装置２０毎に設けられている構成について説明したが、制御電圧生成回路３２０は複数のアンテナ装置２０で共用されている構成であってもよい。

例えば、図１１（ａ）に示すように、復調装置３は一つの制御電圧生成回路３２０のみを備えて構成されており、制御電圧生成回路３２０は復調装置３と接続されている全てのアンテナ装置２０で共用されている構成であってもよい。

また、図１１（ｂ）に示すように、復調装置３は二以上の制御電圧生成回路３２０を備えて構成されており、各制御電圧生成回路３２０は復調装置３と接続されている二以上のアンテナ装置２０で共用されている、または、一つのアンテナ装置２０で使用されている構成であってもよい。

上述の構成による効果について説明する。通常、図６に示すように、各アンテナ装置２０の構成は共通である。よって、複数のアンテナ装置２０に組み込まれた各インピーダンス整合回路の周波数特性が略同一である場合には、当該各インピーダンス整合回路２２に同一且つ適正の直流制御電圧を印加することで、各アンテナ装置２０でのインピーダンス整合を適正に行なうことができる。

このような場合、制御電圧生成回路３２０は、各インピーダンス整合回路２２に同一の直流制御電圧を印加すればよいので、各アンテナ装置２０に対して個別に設ける必要がない、つまり共用することができる。その結果、復調装置３に設ける制御電圧生成回路３２０の数を減らすことができるので、復調装置３をより簡易な回路構成、より小型、及びより安価とすることができるのである。

制御電圧生成回路３２０が複数のアンテナ装置２０で共用されている構成の場合、復調装置３に対応するアンテナ装置２０は、同一形状若しくは対称形状で且つ誘電率が等しいアンテナ５、または、相似形状で且つ誘電率が異なるアンテナ５であり、周波数特性が等しいアンテナ５に接続されている。

アンテナ５は、例えば、図１２に示すように、車両のフロントガラスやリアガラス等に貼り付けられたループアンテナ５Ａと、ループアンテナ５Ａの導線の両端に給電する給電回路５Ｂとを備えて構成されている。尚、本実施形態では、アンテナ装置２０も給電回路５Ｂと共にアンテナ５近傍に配置されている。

図１２（ａ）は、同一形状で且つ誘電率が等しいアンテナ５１、５２を線対称に車両のフロントガラス６に配置した例、及び、線対称形状で且つ誘電率が等しいアンテナ５３、５４を線対称に車両のフロントガラス６に配置した例を示し、図１２（ｂ）は、点対称形状で且つ誘電率が等しいアンテナ５５、５６を点対称に車両のフロントガラス６に配置した例を示し、図１２（ｃ）は、相似形状で且つ誘電率が異なるアンテナ５７、５８を線対称に車両のフロントガラス６に配置した例である。

図１２（ａ）、（ｃ）での線対称は、例えば、車両のフロントガラスの横方向の中心線（図中一点鎖線で示す。）を基準としており、図１２（ｂ）での点対称は、例えば、車両のフロントガラスの横方向の中心線（図中一点鎖線で示す。）と縦方向の中心線（図中破線で示す。）との交点Ｐを基準としている。

アンテナ５の誘電率は、アンテナ５が取り付けられている物質の誘電率のことである。つまり、誘電率は、アンテナ５をフロントガラス６やリアガラスに貼り付ける場合であればガラスの誘電率であり、アンテナ５がガラス以外の物質に貼り付けられている場合であれば当該物質の誘電率である。物質としては、例えば、セラミックがある。

尚、アンテナ５とフロントガラス６やリアガラスとの間に当該物質を介することによって、多くの車両で行なわれているようにアンテナ５をフロントガラス６等に設けつつ、アンテナ５の誘電率を当該物質のものとすることができる。

誘電率の異なる複数のアンテナ５の周波数特性を等しくするような相似比は、各アンテナ５の誘電率に基づいて算出することができる。

例えば、図１２（ｃ）において、アンテナ５７が誘電率ε_１＝３のガラスに貼り付けられており、アンテナ５８が誘電率ε_２＝３０のセラミックを介してガラスに貼り付けられている場合、アンテナ５８のアンテナ５７に対する相似比Ｒを以下の数３に基づいて算出した値とすることで、両アンテナ５７、５８の周波数特性を略等しくすることができる。

上述したように、複数のアンテナ５を図１２に例示したような構成とすることで、当該複数のアンテナ５に対応する各インピーダンス整合回路２２の周波数特性を略同一とすることができる。図１２に例示した構成は、ループアンテナ５Ａ、給電部５Ｂ、及び受信装置に回路を追加するといった変更を必要としないので、容易に実現することができる。

上述の実施形態では、復調装置３とアンテナ装置２０が車両に組み込まれ、それらが給電線４で接続されている受信装置について説明したが、復調装置３とアンテナ装置２０が組み込まれるのは車両に限らない。

例えば、飛行機や船舶等の他の乗物、或は、ラジオチューナーやテレビチューナーを搭載した乗物搭載用ではないオーディオ装置に組み込まれている構成であってもよい。つまり、受信装置は、復調装置３とアンテナ装置２０が給電線４で接続されている構成であってもよい。

上述の実施形態では、増幅回路２１に備えられたトランジスタＱ２１１はｎｐｎ形である構成について説明したが、トランジスタＱ２１１はｐｎｐ形であってもよい。また、トランジスタＱ２１１はバイポーラトランジスタに限らず、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。

尚、トランジスタＱ２１１としてｎｐｎ形のバイポーラトランジスタ以外を用いる場合には、用いたトランジスタに合わせて回路構成が変更されることは言うまでもない。例えば、図６に示した回路構成例で、増幅回路２１のトランジスタＱ２１１にＦＥＴを使用した回路構成例を、図１３に示す。

尚、上述の実施形態は、本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等は適宜変更設計できることは言うまでもない。

電圧レベルを動的整合回路へ送る自動車用アンテナ装置のブロック構成図 （ａ）はパルス列を動的整合回路へ送る自動車用アンテナ装置のブロック構成図、（ｂ）は調歩同期受信回路を使用したデータ伝送について説明するためのタイムチャート 受信装置のブロック構成図 復調装置の回路図 （ａ）は設定テーブルを示す説明図、（ｂ）は受信周波数に対する直流制御電圧の特性図 アンテナ装置の第一の例の回路図 （ａ）はアンテナ装置の第二の例を示す回路図、（ｂ）はアンテナ装置の第三の例を示す回路図 第三の例のアンテナ装置を備えた受信装置のブロック構成図 可変容量ダイオードの逆電圧に対する静電容量の特性例を示す説明図 空間ダイバシティ受信部のブロック構成図 （ａ）は一つの制御電圧生成回路を備えた復調装置のブロック構成図、（ｂ）は複数の制御電圧生成回路を備えた復調装置のブロック構成図 （ａ）は同一形状及び線対称形状のアンテナを線対称に車両のフロントガラスに配置した構成を示す説明図、（ｂ）は点対称形状のアンテナを点対称に車両のフロントガラスに配置した構成を示す説明図、（ｃ）は相似形状のアンテナを線対称に車両のフロントガラスに配置した構成を示す説明図 アンテナ装置の第一の例の回路で増幅回路にＦＥＴを使用した場合の回路図 （ａ）はアンテナ装置の第三の例のブロック構成図、（ｂ）は直流制御電圧の説明図、（ｃ）は電源電圧の説明図、（ｄ）は制御電圧の説明図

符号の説明

３：復調装置
４：給電線
５：アンテナ
２０：アンテナ装置
２１：増幅回路
２２：インピーダンス整合回路
３１：復調回路
３６：空間ダイバシティ受信部
３２０：制御電圧生成回路
３２１：記憶部
３２２：ＤＡコンバータ
３２３：シリーズレギュレータ

Claims (10)

1. 複数のアンテナ近傍に夫々配置されたアンテナ装置から各給電線を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成する空間ダイバシティ受信部と、前記空間ダイバシティ受信部で選択または合成された高周波信号を復調する復調回路と、受信周波数に対応して前記アンテナ装置に組み込まれたインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、前記給電線に重畳して出力する制御電圧生成回路を備えていることを特徴とする復調装置。
2. 前記制御電圧生成回路は、受信周波数に対応して前記インピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する制御値が格納された記憶部と、前記記憶部から受信周波数に対応する制御データを読み出して前記制御データに対応する直流電圧を生成するＤＡコンバータと、前記ＤＡコンバータの出力電圧に基づいて前記直流制御電圧を生成するシリーズレギュレータを備えていることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
3. 前記制御電圧生成回路がアンテナ装置毎に設けられていることを特徴とする請求項１または２記載の復調装置
4. 前記制御電圧生成回路が複数のアンテナ装置で共用されていることを特徴とする請求項１または２記載の復調装置。
5. 請求項４記載の復調装置に対応するアンテナ装置は、同一形状若しくは対称形状で且つ誘電率が等しいアンテナ、または、相似形状で且つ誘電率が異なるアンテナであり、周波数特性が等しいアンテナに接続されていることを特徴とするアンテナ装置。
6. 高周波信号を受信するアンテナの近傍に配置され、インピーダンス整合回路と、前記インピーダンス整合回路の出力を増幅する増幅回路とを備え、前記増幅回路から出力された高周波信号を給電線を介して請求項１から４の何れかに記載された復調装置に伝送するアンテナ装置であって、
   前記給電線を介して供給された前記直流制御電圧に基づいて、前記インピーダンス整合回路及び前記増幅回路が駆動されることを特徴とするアンテナ装置。
7. 前記直流制御電圧は前記増幅回路を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値に設定され、前記直流制御電圧が前記インピーダンス整合回路のインピーダンス調整端子に印加されることを特徴とする請求項６記載のアンテナ装置。
8. 前記直流制御電圧により、前記インピーダンス整合回路に組み込まれた一つの可変リアクタンス素子のリアクタンス値が調整されることを特徴とする請求項６または７記載のアンテナ装置。
9. 請求項１から４の何れかに記載の復調装置と、請求項５から８の何れかに記載のアンテナ装置が、前記給電線で接続されている受信装置。
10. 請求項１から４の何れかに記載の復調装置と、請求項５から８の何れかに記載のアンテナ装置が車両に組み込まれ、それらが前記給電線で接続されている受信装置。