JP2009124801A - ブラシレスｄｃモータの駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スクロール圧縮機のように吸入、圧縮、排気を一回転のうちに行い、回転殻に応じて負荷が変動するような被駆動体を駆動した場合でも、過電流停止を起こさずに広い負荷領域で安定してブラシレスＤＣモータを駆動できるようにした、ブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供することが課題である。
【解決手段】被駆動体の特定回転域に達する前に同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを行うようにすると共に、その切換え完了後、周波数制御ゲインＫ_ωを上昇させる期間を設けてブラシレスＤＣモータを制御するようにした。
【選択図】図１

Description

本発明はブラシレスＤＣモータの駆動方法に関し、特に、センサレスブラシレスＤＣモータを用い、負荷変動の生じる被駆動体を駆動するに好適なブラシレスＤＣモータの駆動方法に関するものである。

界磁として永久磁石をロータに搭載したブラシレスＤＣモータは、ブラシを使わないためメンテナンスフリーで小型化でき、強力な磁束密度の磁石をロータに用いると高効率が得られる。このブラシレスＤＣモータの駆動方法にはいろいろな方式があるが、モータの逆起電力を利用したセンサレス駆動は、ホール素子等の使用温度に制限のある素子やエンコーダ、レゾルバ等を用いずに済み、それだけ価格を抑えられ、例えばエアコンや冷蔵庫に用いられスクロール圧縮機のような被駆動体のように、一度駆動してしまえばほぼ定速で駆動する用途に向いている。

しかしながらこのセンサレス駆動は、起動時（速度０から数ｒｐｓまで）にモータの逆起電力が無いため、起動時にステップモータを駆動する場合のように強制的に起動し、例えば１０ｒｐｓから２０ｒｐｓの回転数になって始めて逆起電力を用いた制御に切換える必要があり、複雑な制御が必要になる。

そのため例えば特許文献１には、低速時に出力できるトルクの上限を大きくし、加減速時間を短縮するため、電機子電流の大きさ、周波数をそれぞれ電流指令値、周波数指令値に一致させる第１の制御手段と、端子電圧の大きさ、周波数をそれぞれ周波数指令のほぼ比例値、周波数指令値に一致させるように制御するｆ／Ｖ変換器を含む第２の制御手段とを切換えることで、低速、高速の運転切替を実施する同期電動機の制御装置が示されている。

また本願出願人は、特許文献２において永久磁石型同期モータを低速制御と高速回転制御とを滑らかに移行させることができるよう、低速制御時の電圧演算式と、高速制御時の電圧演算式との式を重ね合わせ、回転数指令に基づくインバータ周波数がω_sになったときにゲインＫ_id、Ｋ_pq、Ｋ_iqを変化させ、インバータ周波数がω_cになったときに０になるようにすると共に、モータの回転周波数命令に電圧を比例させるＶ／ｆ制御のＫωを０から所定のゲインにし、これによってδ軸の電流指令ｉ_δ ^*を上記ゲインが所定の値に落ち着いた後、所定の周波数ω_vで０になるようにする、永久磁石型同期モータの制御装置を提案した。

特開２０００−２８７４９４号公報 特開２００６−１８７０４５号公報

しかしながら、これら特許文献１、特許文献２に示された制御方法は、負荷が変動しない場合は問題ないが、エアコンや冷蔵庫に用いられスクロール圧縮機などの被駆動体は、一回転のうちに吸入、圧縮、排気の工程が存在して負荷が変動する。そのため、通常センサレスのブラシレスＤＣモータは、差圧が存在する場合は別途均圧回路，逆止弁等を使用して差圧無しのバランス状態で起動できるようにしている。けれどこういった均圧回路、逆止弁等を用いるということはそれだけコストが嵩むから、これらを用いないようにすると共に、差圧が存在する、より厳しい状態でも起動できるようにすることが望まれている。

また、前記したようにセンサレス制御では起動に際してロータの位置がわからないため、前記特許文献２に示された制御では、図９に示したように起動時（ａ）で初期励磁を行い、ロータを所定の位置に移動させてその後（ｂ）でステップモータを駆動する場合のように強制的に励磁して起動させ、同期制御させた後、この同期制御を移行期間（ｃ）によってＶ／ｆ制御に切換えているが、これら同期制御とＶ／ｆ制御とは制御方式が異なり、同期制御とＶ／ｆ制御を表す式を重ね合わせた式で導かれる制御ゲインを回転数によって変えることで、２つの制御を切換えるようにしている。

しかしながら、前記した均圧回路や逆止弁等を用いず、スクロール圧縮機などの被駆動体に連結して差圧が存在する状態で同期制御からＶ／ｆ制御に移行させると、その移行期間やその直後において負荷が増大して無駄な電流を流してしまったり、制御が不安定となったりし、図１０のモータ電流の状態を示したグラフにおける１１０の番号を付した位置に示したように、過大電流が流れてしまったり、場合によっては過電流停止により起動不可となる場合がある。

特に、スクロール圧縮機などの被駆動体におけるガス圧縮機機構には、約１０ｒｐｓ程度以下ではガス圧縮が充分に働かず（軽負荷）、１０〜２０ｒｐｓ付近でガス圧縮が働き始めて圧縮時の負荷が急に大きくなる特性があり、そのとき、前記したようにモータの負荷トルクが突然増大する。そしてこの現象と、図９に（ｃ）で示した同期制御からＶ／ｆ制御に移行する期間とが重なると、モータ電流ピーク値が増大し、過電流停止により起動不可となる場合がある。これは、コスト削減のために電流容量の小さなパワートランジスタを使い、最大負荷時はその電流容量限度近くの電流で駆動するよう構成し、気温の上昇などによってガス圧縮時に負荷が大きくなったときなどに特に問題となる。

そのため本発明は、スクロール圧縮機のように吸入、圧縮、排気を一回転のうちに行い、負荷変動の生じる被駆動体を駆動した場合でも、過電流停止を起こさずに広い負荷領域で安定してブラシレスＤＣモータを駆動できるようにした、ブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供することが課題である。

上記課題を解決するため本発明になるブラシレスＤＣモータの駆動方法は、
負荷変動の生じる被駆動体に連結され、同期制御からＶ／ｆ制御へ切換えて回転制御を行うブラシレスＤＣモータの駆動方法において、
前記被駆動体の特定回転域に達する前に前記同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを行うようにすると共に、前記切換え完了後、周波数制御ゲインＫ_ωを上昇させる期間を設けて制御することを特徴とする。

このように、被駆動体の特定回転域に達する前に同期制御からＶ／ｆ制御に移行させ、周波数制御ゲインＫ_ωを上昇させることで、被駆動体の特定回転域を負荷が突然増大する回転域とすれば、Ｖ／ｆ制御への移行時はモータトルクが増大することがなく、安定して移行することが可能となる。しかも周波数制御ゲインＫ_ωの上昇によって、特定回転域において負荷が突然増大しても回転数指令を低下させることになり、前記したようにモータ電流ピーク値が増大して過電流停止を起こして起動不可となる、といった問題を起こすことなく、起動性の向上を図ることができる。

そして、前記周波数制御ゲインＫ_ωを上昇させる期間は前記ブラシレスＤＣモータの回転数指令を一定に制御し、前記周波数制御ゲインＫ_ωが特定ゲインに達した後、前記回転数一定制御を止め、前記回転数を上昇させるよう制御することで、周波数制御ゲインＫ_ωを増加させている期間は回転数を一定とするから電流に余裕ができ、さらに電流ピーク値が増加する事態も避けることができると共に、周波数制御ゲインＫ_ωが特定ゲインに達した後は回転数を増加させるから、機器の駆動には何等の影響も及ぼさずにモータ電流ピーク値の増大、すなわち過電流停止を防ぐことができる。

また、前記同期制御からＶ／ｆ制御への切換え完了時における前記周波数制御ゲインＫ_ωを、前記周波数制御ゲインＫ_ωの定常状態より低い値となるように制御し、電流フィードバック分による回転数の減少を小さくすることにより、より効果的に電流ピーク値が増加する事態を避けることができる。

さらに、前記ブラシレスＤＣモータに供給されるγ軸電圧ｖ_γに、γ軸調整電圧オフセット（Ｖ_γｏｆｓ）初期値を与えることで、γ軸電圧ｖ_γは負荷の変動によって回転数の変動に伴って大きく変動するが、初期値が与えられているとγ軸電圧ｖ_γの変動幅が小さくなり、同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間前後での電流変動が小となって過電流停止の抑制が可能となる。また、γ軸電圧ｖ_γは同期制御においては大きな値が入っているが、Ｖ／ｆ制御に切り替わったとき、この値が０で入ってきて電圧が不連続になる場合があり、そこで一瞬電流が落ち込み、その後電流が増えることで電流が振動し、過電流停止になりやすい。しかし、このように適切な初期値を与えることでこういったことも防止できる。

そして、回転角に応じた負荷変動のある前記被駆動体における前記同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを、最大負荷となる回転角から最小負荷となる回転角の間で行うことで、負荷が減少し始めたときに同期制御からＶ／ｆ制御への移行が行われ、切換え時に多少電流が増大しても過電流レベルに余裕を持たせることができ、それによってモータ電流ピーク値の増大を防止することができる。

このように本発明によれば、同期制御からＶ／ｆ制御への移行が負荷増大によってモータトルクの増大時に行われることがなく、かつ、移行時に電流に余裕を持たせられる点、γ軸調整電圧オフセット（Ｖ_γｏｆｓ）初期値を与えることで電流変動が小となる点、などで、前記したモータ電流ピーク値が増大して過電流停止を起こし、起動不可となるといった問題を起こすことなく、安定なＶ／ｆ制御状態への移行が可能となって、起動性を向上させることができる。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施例を例示的に詳しく説明する。但しこの実施例に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対的配置等は特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれに限定する趣旨ではなく、単なる説明例に過ぎない。

本発明を説明する前に、ブラシレスＤＣモータにおけるＶ／ｆ制御と起動時の制御について、概略を説明する。ブラシレスＤＣモータを駆勤する場合、前記したようにホール素子やエンコーダを用いることでロータの位置が分れば、そのロータ位置（ｄ、ｑ軸）を基準とした制御を行うことが可能となるが、こういったセンサを用いず（センサレス）に駆動しようとした場合、推定されたロータ位置（ｄ、ｑ軸）を基準に駆動したり、ブラシレスＤＣモータを駆勤するインバータのδ軸、γ軸を基準に駆動することが必要となる。

この場合の一つの方法として前記特許文献１、２に開示されたＶ／ｆ制御があり、この制御は、モータ端子電圧（Ｖ_δ，Ｖ_γ）を回転数に概ね比例させ、下記（１）式に示した電圧制御式で制御するものである。なお、この（１）式において、ｖ_δ ^＊、ｖ_γ ^＊はδ、γ軸電圧指令、ｉ_δ、ｉ_γはδ、γ軸電流、ｉ_δ ^＊はδ軸電流指令、Λ_ｄはブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧係数、ｎは極対数、Ｋ_ｐｄはδ軸電流制御ゲイン、Ｋ_ｖｑは電圧制御ゲイン、Ｋ_ωは周波数制御ゲイン、ω_１はインバータ周波数、ω_ｍ ^＊は回転数指令である。この電圧制御式（１）では、安定化のためにインバータ周波数の制御も行っている。

このＶ／ｆ制御を行ったときのベクトル図を図４に示す。この制御では、δ軸電流ｉ_δ＝０になるように制御しているのでδ軸電圧指令ｖ_δ ^＊も０になり、力率が１となる力率１制御でもある。

ところがＶ／ｆ制御では、抵抗を無視した関係に基づき制御を行っているため、抵抗が無視できない低回転では安定性が失われて駆動することが難しい。そのため、起動時のような低回転時は、（１）式の制御に替え、回転子の位置や負荷の大きさにかかわらず一定の電流を流し、回転子はオープン制御で電流の周波数についてくる同期制御を行う。制御式は、Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｉｄをδ軸Ｐ，Ｉ制御ゲイン、Ｋ_ｐｑ、Ｋ_ｉｑをγ軸Ｐ，Ｉ制御ゲイン、ｉ_γ ^＊をγ軸電流指令とすると、下記（２）式となる。ここでは、δ軸とγ軸の電流ｉ_δ（δ軸電流）、ｉ_γ（γ軸電流）を一定の値となるように制御し、回転子や電流にかかわらず、回転数指令×極対数と等しいインバータ周波数にしている。

ここで、δ軸とγ軸に所定の比率の電流を流した場合を図５に示す。１：１の比率の場合、無負荷時は電流と回転子の磁力の向きは同じになるので、δ軸は回転子のｄ軸からは４５［ｄｅｇ］だけ進んだ状態になる。ここで負荷が掛かって遅れて行くと、δ軸とｄ軸の差は減って４５［ｄｅｇ］だけ遅れた状態になり、δ軸とｄ軸の差は４５［ｄｅｇ］以内に収まることになる。起動時の同期制御における電流の絶対値は、起動時の最大負荷トルクが出力可能なように決められる。

このように、起動時の同期制御とＶ／ｆ制御の制御式が異なるため、回転数の上昇に従って切換えが必要となる。しかし、（１）式と（２）式をいきなり切換えると、電流波形や回転子位置、速度に乱れを生じるので好ましくない。そのため両方の式を重ね合わせ、制御ゲインを回転数によって変えることで、２つの制御が滑らかに切換えられるようにする。両式を重合わせた式を下記（３）式に示す。

図６は、（Ａ）が上記（３）式における起動時の同期制御用ゲイン、（Ｂ）がＶ／ｆ制御用ゲイン、（Ｃ）が電流指令の状態を夫々示したグラフである。夫々のグラフにおいて、横軸は周波数ωで、ω_ｓとω_ｃは起動用の同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間であり、縦軸はゲインを表している。図６（Ａ）におけるＫ_ｐｄ、Ｋ_ｉｄはδ軸Ｐ，Ｉ制御ゲイン、Ｋ_ｐｑ、Ｋ_ｉｑはγ軸Ｐ，Ｉ制御ゲイン、（Ｂ）におけるＫ_ωは周波数制御ゲイン、Ｋ_ｖｑは電圧制御ゲイン、（Ｃ）におけるｉ_γ ^＊はγ軸電流指令、ｉ_δ ^＊はδ軸電流指令である。

図６（Ａ）における起動時の同期制御用ゲインでは、起動用の同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間の始まりω_ｓから、δ軸Ｐ，Ｉ制御ゲインＫ_ｉｄとγ軸Ｐ，Ｉ制御ゲインＫ_ｐｑ、Ｋ_ｉｑが下降してω_ｃで０となり、（Ｂ）におけるＶ／ｆ制御用ゲインでは、起動用の同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間の始まりω_ｓから周波数制御ゲインＫ_ωがω_ｃまで上昇し、その間、電圧制御ゲインＫ_ｖｑは０のままである。（Ｃ）の電流指令の状態では、起動用の同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間の終了のω_ｃ前後にδ軸電流指令ｉ_δ ^＊が０となるように、下降している。

以上が前記特許文献２に開示されたブラシレスＤＣモータの駆動方法の概略であるが、次に、本発明になるブラシレスＤＣモータの駆動方法の概略を説明する。前記したようにスクロール圧縮機などの被駆動体は、一回転のうちに吸入、圧縮、排気の工程が存在して負荷が変動する。また、スクロール圧縮機のガス圧縮機機構には、特定回転数未満の約１０［ｒｐｓ］程度以下ではガス圧縮が充分に働かず（軽負荷）、特定回転数である１０〜２０［ｒｐｓ］付近でガス圧縮が働き始めて圧縮に対する負荷が急に大きくなる特性がある。そのためこの現象と、同期制御からＶ／ｆ制御に移行する期間とが重なると、モータ電流ピーク値が増大して過電流停止により起動不可となる場合がある。これは前記したように、コスト削減のために電流容量の小さなパワートランジスタを使い、最大負荷時はその電流容量限度近くの電流で駆動するよう構成した場合に特に問題となる。

そのため本発明においては、まず、スクロール圧縮機などの被駆動体における負荷が増大する特定回転域（１０〜２０［ｒｐｓ］）になる前に、同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを終了させるようにすることとした。この制御を説明するための図が図１であり、この図１において横軸は時間であり、（Ｄ）の下に示したｔ_１からｔ_４は、０からｔ_１までが同期制御の期間、ｔ_１からｔ_２の間は同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間、ｔ_２以後はＶ／ｆ制御の期間である。また、（Ａ）は上記した制御方法における時間経過とモータ回転数指令の関係を示したグラフで、縦軸は回転数である。（Ｂ）は同じくＶ／ｆ制御における時間と周波数制御ゲインＫ_ωの関係を示したグラフで、縦軸は周波数制御ゲインＫ_ω、（Ｃ）は同期制御における時間と電流制御Ｐ，Ｉゲインの関係を示したグラフで、縦軸が電流制御Ｐ，Ｉゲイン、（Ｄ）は同期制御における時間とδ軸電流指令の関係を示したグラフで、縦軸がδ軸電流指令である。

本発明になる同期制御からＶ／ｆ制御への移行制御では、まず図１（Ａ）に示したように、スクロール圧縮機などの被駆動体における負荷が増大する特定回転域（１０〜２０［ｒｐｓ］）になる前に、同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを終了させるようにする。すなわち、図１（Ａ）において、時間０からｔ_１の間は同期制御期間であり、この間に回転数を０から３．７５［ｒｐｓ］程度まで上昇させる。そして、次のｔ_１からｔ_２の間の同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間で、（Ｃ）に示したように電流制御Ｐ，Ｉゲインを時間ｔ_２まで減少させる。それを実施させるため、（Ｄ）に示したように、δ軸電流指令も時間ｔ_１後に低下させてｔ_２前（またはｔ_２後）に０として同期制御を終了させ、時間ｔ_１で（Ｂ）に示したＶ／ｆ制御を立ち上げる。そしてその移行期間の終了するｔ_２が（Ａ）に示したように、負荷が増大する特定回転域（１０〜２０［ｒｐｓ］）となる前とする。

この場合、Ｖ／ｆ制御では回転数ωが低いと（約６［ｒｐｓ］以下）、インダクタンスＬ分によるインピーダンスωＬに対して抵抗Ｒ分による電圧降下が無視できなくなり、制御性が悪化する特性がある。このため本発明においては、同期制御からＶ／ｆ制御への移行完了回転数を、従来の１０［ｒｐｓ］から、スクロール圧縮機などの被駆動体における負荷が増大する回転域（１０〜２０［ｒｐｓ］）になる前で、かつ、上記した６［ｒｐｓ］よりは大きい値、８［ｒｐｓ］に設定する。そして、Ｖ／ｆ制御へ移行した直後は、回転数指令を例えばｔ_２からｔ_３までの一定期間、９［ｒｐｓ］に保持する。このようにすることで、負荷が増大する前にＶ／ｆ制御を安定な状態に移行することが可能となり、起動性の向上が期待できる。

また、トルク変動に対する耐力を高めるため、（Ｂ）に示したように、Ｖ／ｆ制御の起動時（同期制御時は除く）に周波数制御ゲインＫ_ωを例えばｔ_３まで、一例として従来比１６０％（１．４５７２［（ｒａｄ／ｓ）／Ａ］に対して２．３３１５［（ｒａｄ／ｓ）／Ａ］程度）程度まで連続して増大させる。この周波数制御ゲインＫ_ωは増加させると負荷増大（概略トルク電流分に相当するＩγが増大する）により、回転数指令が下がることになるから、前記した一定回転数指令９［ｒｐｓ］で運転し、周波数制御ゲインＫ_ωが例えば従来比１６０％の目標値に到達したｔ_３以後に回転数を上昇させるようにする。ただし、Ｖ／ｆ制御に切換えた直後の時間ｔ_３における周波数制御ゲインＫ_ωは、例えば従来比８０％と若干小さくしておく。これは、電流フィードバック分（Ｋ_ω×Ｉ_γ）による回転数の減少を小さくするためである。なお、周波数制御ゲインＫ_ωは、起動完了後は従来値（従来比１００％）に戻す。

このようにすることにより、同期制御からＶ／ｆ制御への移行時に周波数制御ゲインＫ_ωが大きくなっていることで電流に余裕ができ、また、負荷が増大する前にＶ／ｆ制御を安定な状態に移行させることで、２重に余裕が生じて前記したモータ電流ピーク値が増大して過電流停止により起動不可となる、といった問題を起こすことがなくなる。なお、以上の説明で用いた数値は一例であり、圧縮機の特性に合わせて設定することは当業者なら自明である。

また、Ｖ／ｆ制御は、ブラシレスＤＣモータの電機子電流から、ブラシレスＤＣモータに供給される３相交流電圧の角周波数指令ω_ｆ ^＊を生成し、更に、Λ_δ ^＊をブラシレスＤＣモータの逆起電圧係数、Ｖ_γｏｆｓをオフセット電圧としたとき、前記（１）式におけるブラシレスＤＣモータに供給される３相交流電圧のγ軸電圧ｖ_γに関する式が成立するように生成する制御である。前記図４と（１）式に示したように、この制御ではｉ_δ＝０になるように制御しているのでγ軸電圧指令ｖ_δ ^＊が０となり、従ってＶ_γｏｆｓも０となる。すると、角周波数指令ｆ^＊（＝ω_ｆ ^＊／２π）とγ軸電圧ｖ_γは、ｖ_γ／ｆ^＊が一定値Λ_δ ^＊となってγ軸電圧ｖ_γは、角周波数指令ｆ^＊に左右されることになる。

そのため図２（Ａ）に２００で示したように、Ｖ_γｏｆｓの初期値が０であると、（Ｂ）に示したγ軸電圧ｖ_γは負荷の変動に伴って回転数が変動することで２０１に示したように大きく変動する。そこでこのＶ_γｏｆｓに、図２（Ｃ）に２０２で示したように適切な初期値を与えると、図２（Ｄ）のようにγ軸電圧ｖ_γの変動が２０３のように小さくなり、同期制御からＶ／ｆ制御への移行期間前後での電流変動が小となって、過電流停止の抑制が可能となる。さらに、力率制御角にも適切な初期値を与えることで、移行期間後のＶ／ｆ制御時にすぐ最小電流制御が開始でき、モータ電流の増大が抑制できる。

また、γ軸電圧ｖ_γは同期制御においては結構大きな値が入っているが、Ｖ／ｆ制御に切り替わったとき、この値が０で入ってくる。０で入ってくると不連続になる場合があって、電圧が不連続ということはそこで一瞬電流が落ち込み、その後に電流が増えることで電流が振動し、過電流停止になりやすい。しかしＶ_γｏｆｓを予め計算し、図２（Ｃ）のように適切な初期値を与えることでこういったことも防止できる。

また、スクロール圧縮機のように回転角に応じた負荷変動があるような被駆動体を駆動する場合、同期制御からＶ／ｆ制御への移行を軽負荷トルク状態の時に行うことで、切換え時に多少電流が増大しても過電流レベルに余裕を持たせることができる。それを示したのが図３である。この図３において、（Ａ）は従来の同期制御からＶ／ｆ制御への移行を示した図で、（Ｂ）は本発明による同期制御からＶ／ｆ制御への移行、（Ｃ）はそれによって電流振動が低減した状態を示したものである。

すなわち図３（Ａ）に示した従来の同期制御からＶ／ｆ制御への移行においては、３００で示したような回転角に応じた負荷の変動に対し、δ軸電流指令はその負荷状体に関係なく同期制御からＶ／ｆ制御の切換えを行っていた。そのため、図３（Ｃ）の電流状体を示した図のように、負荷の変動に伴って３０２のように電流が増減し、負荷が最大になったときに移行がおこなわれると、前記したようにモータ電流ピーク値が増大して過電流停止により起動不可となる場合があった。

そのため、この同期制御からＶ／ｆ制御への移行を図３（Ｂ）に示したように、最大負荷となる回転角から最小負荷となる回転角の間で同期制御からＶ／ｆ制御への移行が終わるようにすることで、３０１として示したように、同期制御からＶ／ｆ制御への移行開始時を負荷が減少し始めたときとすることができ、それによってモータ電流ピーク値の増大を防止することができる。すなわちスクロール圧縮機などの被駆動体を駆動するブラシレスＤＣモータにおいては、スクロール圧縮機における圧縮から吸気に切り替わる圧力低下領域、またはトルク下降領域にこの同期制御からＶ／ｆ制御への移行を行うことで、上記したことを達成することができる。

図７は、本発明を実施するシステム全体の構成ブロック図である。図中、１はＡＣ電源、２はＡＣ−ＤＣコンバータ、３はインバータ、５はブラシレスＤＣモータ、６ｕ、６ｖ、６ｗは電流検出器、７は電圧検出器、８はＭＰＵ、９は電圧検出回路である。ＡＣ電源１は交流電圧Ｖ_ＡＣをＡＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、交流電圧Ｖ_ＡＣを直流電圧Ｖ_ＤＣに変換して電圧形のインバータ３に供給する。インバータ３は、直流電圧Ｖ_ＤＣから３相の駆動電圧を生成し、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを介してブラシレスＤＣモータ５のｕ相電機子巻線、ｖ相電機子巻線、及びｗ相電機子巻線に供給する。それぞれの電圧を供給されたブラシレスＤＣモータ５は、供給された３相の駆動電圧から電機子巻線に回転磁界を生成する。

このブラシレスＤＣモータ５のセンサレス制御を実現するため、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗには、それぞれ、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗが設けられ、ｕ相電機子コイルを流れるｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電機子コイルを流れるｖ相電流ｉ_ｖ、ｗ相電機子コイルを流れるｗ相電流ｉ_ｗを計測する。計測されたｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗは、疑似正弦波を出力するＰＷＭ制御（即ち、同期制御、及びＶ／ｆ制御）のために使用される。このとき、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗのうちの２つのみを計測し、他の一は、
ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０ …………（４）
から算出することが可能である。ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗのうちの２つのみを計測する場合、計測されない電流に対応する電流検出器は不用となり、コスト低減の点で好ましい。

また、このｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗは、インバータ３の下側アーム部分に配置された電流検出回路（いわゆる3シャント電流検出回路）や、インバータ３とＡＣ−ＤＣコンバータ間に配置された電流検出回路（いわゆる１シャント電流検出回路）によっても 計測は可能である。

電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗ及び電圧検出回路７は、ＭＰＵ８に接続され、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗが測定した電機子電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、及びｉ_ｗから３相／２相変換されたｉ_δ、ｉ_γと、内部で演算している電圧指令ｖ_δ、ｖ_γとに応答し、インバータ３を制御するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭは、ロータの速度がＭＰＵ８に与えられる速度指令ω^＊に制御されるように生成される。インバータ３を構成する図示していないスイッチングトランジスタは、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭに応答してオンオフされ、３相の駆動電圧がブラシレスＤＣモータ５の電機子巻線に供給される。また、ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に直流電圧Ｖ_ＤＣを供給する電源線には、直流電圧Ｖ_ＤＣを測定する電圧検出回路９が接続され、測定された直流電圧Ｖ_ＤＣをＭＰＵ８に供給する。なお、ＭＰＵ８の全ての動作は、制御用コンピュータプログラムに従って実行される。

ＭＰＵ８は、ブラシレスＤＣモータ５の速度指令ω^＊に応じ、例えばブラシレスＤＣモータ５の起動の初期にはオープンループの同期電流制御で、中速高速領域でＶ／ｆ制御でブラシレスＤＣモータ５を駆動する。このように制御方法を切換えることにより、起動を含めシンプルな制御で実現が可能である。

Ｖ／ｆ制御は、ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流から、ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ω_ｆ ^＊を生成し、更に、Λ_δ ^＊をブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧係数、Ｖ_γｏｆｓをオフセット電圧としたとき、ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相交流電圧のγ軸電圧ｖ_γを、前記（１）式に含まれる下記（５）式が成立するように生成する制御である。オフセット電圧Ｖ_γｏｆｓを無視すれば、角周波数指令ｆ^＊（＝ω_ｆ ^＊／２π）とγ軸電圧ｖ_γとについて、ｖ_γ／ｆ^＊が一定値Λ_δ ^＊となる。本発明では、δ―γ座標系として、電機子によって生成される回転磁束の方向にδ軸が、回転方向にδ軸に９０°で直交する方向にγ軸が定められた座標系である。
ｖ_γ＝Λ_δ ^＊×ω_ｆ ^＊−Ｖ_γｏｆｓ …………（５）

図８は、図７のＭＰＵ８におけるＶ／ｆ制御を行うための詳細を加味したブロック図である。図中、３１は電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗが出力する出力信号をＡ／Ｄ変換し、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗ（又はこれらのうちの２つ）をＭＰＵ８に取り込むＡ／Ｄ変換、３２はＡ／Ｄ変換３１によって取得されたｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗ（又はこれらのうちの２つ）に対し、ＭＰＵ８が、一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの位置指令θ^＊を用いて３相２相変換を行い、δ軸電流及び軸電流を算出する３相／２相変換である。

３３は、速度指令ω^＊とγ軸電流とから、ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ω_ｆ ^＊とインバータ駆動用の位置指令θ^＊とを算出する角周波数／位置指令生成演算で、角周波数指令ω_ｆ ^＊は、Ｋ_ωを正の定数（周波数調整ゲイン）、ｉ_γをγ軸電流とすると前記（１）式に含まれる下記（６）式で算出できる。
ω_ｆ ^＊＝ω^＊−Ｋ_ω×ｉ_γ ……………（６）

式（６）によれば、γ軸電流ｉ_γが増えると、即ち、出力トルクが増えると角周波数指令ω_ｆ ^＊は減少し、γ軸電流ｉ_γが減少すると、即ち、出力トルクが減少すると角周波数指令ω_ｆ ^＊は増加する。式（６）を使用することにより、出力トルクが増大した場合には角周波数指令ω_ｆ ^＊を減少させることで失速が防止され、出力トルクが減少した時には角周波数指令ω_ｆ ^＊を増加させることでロータが加速しないように制御できる。そのため、前記図１（Ｂ）で説明したように、Ｖ／ｆ制御の起動時（同期制御時は除く）に、周波数制御ゲインＫ_ωを例えばｔ_３まで連続して増大させる制御は、この（６）式を用いて行う。

一方、位置指令θ^＊は、下記（７）式で示すように、速度指令ω^＊を積分することによって算出される。
θ^＊＝∫ω^＊ｄｔ …………………………（７）

３４は電圧指令生成演算で、前記したようにΛ_δ ^＊をブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧係数、Ｖ_γｏｆｓをオフセット電圧とし、Ｋ_δを正の定数、ｉ_δをδ軸電流とすると、γ軸電圧ｖ_γ、δ軸電圧ｖ_δはこの電圧指令生成演算３４によって下記（８）、（９）式で算出される。
ｖ_γ＝Λ_δ ^＊×ω_ｆ ^＊−Ｖ_γｏｆｓ…………（８）
ｖ_δ＝−Ｋ_δ×ｉ_δ …………………………（９）

３５は２相／３相変換で、以上で算出されたγ軸電圧ｖ_γ及びδ軸電圧ｖ_δに対して２相３相変換を行い、ブラシレスＤＣモータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、及びｗ相電圧ｖ_ｗを算出する。この２相３相変換では、インバータ駆動用の位置指令θ^＊が使用される。

３６はＰＷＭ計算であり、算出されたｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、及びｗ相電圧ｖ_ｗを有する３相駆動電圧がブラシレスＤＣモータ５に供給されるようにインバータ３を制御する、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭの生成には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧Ｖ_ＤＣの大きさが参照され、電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換３７によりＡ／Ｄ変換が行われて、取得された直流電圧Ｖ_ＤＣを参照してＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭが生成される。インバータ３の図示していないスイッチングトランジスタは、生成されたＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。

次に同期電流制御からＶ／ｆ制御への切換えについて説明するが、前記本発明の概略で説明したように、本発明は一回転のうちに、吸入、圧縮、排気の工程が存在して負荷角度によって変動する、スクロール圧縮機などの被駆動体の駆動に用いられるブラシレスＤＣモータの駆動制御であり、そのため、この切換えには、まず被駆動体の特性が必要となる。その特性は、第１に負荷が増大する回転数に達する前に同期制御からＶ／ｆ制御への切換を行うため、例えばガス圧縮が働き始める特定回転域であり、第２に最大負荷となる回転角から最小負荷となる回転角の間の角度である。

また、ブラシレスＤＣモータそのものの特性も必要で、第３に安定して同期制御からＶ／ｆ制御へ移行させるため、Ｖ／ｆ制御の下限回転数ω、第４に図１におけるＶ／ｆ制御に切換えた直後の時間ｔ_３における、例えば従来比８０％と若干小さくしておく周波数制御ゲインＫ_ω、第５にγ軸調整電圧オフセット（Ｖ_γｏｆｓ）初期値などである。

これらの値は、ＭＰＵ８における図示していないメモリに記憶され、必要に応じて読み出されて対応する処理に使われる。すなわち、第１の負荷が増大する例えばガス圧縮が働き始める回転数は、負荷が増大する回転数に達する前に同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを行うために用いられ、第２の最大負荷となる回転角から最小負荷となる回転角の間の角度は、例えばガス圧縮後でガス吸気前の圧縮負荷降下領域角度であり、同期制御からＶ／ｆ制御への切換えをこの角度領域で実施するために用いられる。

また、ブラシレスＤＣモータそのものの第３乃至第５の特性は、安定して同期制御からＶ／ｆ制御へ移行させるため、同期制御からＶ／ｆ制御へ移行した後一定期間、第３のＶ／ｆ制御の下限回転数ωと第１の負荷が増大する回転域の間の回転数に設定される。また、第４の従来比８０％と若干小さくしておく周波数制御ゲインＫ_ωは、Ｖ／ｆ制御に切換えた直後のゲインとして使用され、第５のγ軸調整電圧オフセット（Ｖ_γｏｆｓ）初期値は、γ軸電圧調整に用いられる。

本発明によれば、回転角に応じた負荷変動のあるスクロール圧縮機のような被駆動を、均圧回路、逆止弁、大容量のパワートランジスタなどを使うことなく、安価に、過電流停止を起こさずに広い負荷領域で安定して駆動でき、エアコンなどに使われるブラシレスＤＣモータの駆動に用いて好適である。

（Ａ）は同期制御からＶ／ｆ制御への切換え制御における時間経過とモータ回転数指令の関係を示したグラフ、（Ｂ）は同じくＶ／ｆ制御における時間と周波数制御ゲインＫωの関係を示したグラフ、（Ｃ）は同期制御における時間と電流制御Ｐ，Ｉゲインの関係を示したグラフ、（Ｄ）は同期制御における時間とδ軸電流指令の関係を示したグラフである。 Ｖ_γｏｆｓの初期値によってγ軸電圧ｖ_γが変化する状態を説明するための図で、（Ａ）は初期値が０の場合、（Ｂ）はそれによってγ軸電圧ｖ_γが大きく変動することを示した図、（Ｃ）は適切な初期値を与えた場合で、（Ｄ）はそれによってγ軸電圧ｖ_γの変動が小さく押さえられた状態を示している。 （Ａ）は従来の同期制御からＶ／ｆ制御への移行を負荷の変動を考慮せずに行った場合、（Ｂ）は負荷の変動を考慮した場合、（Ｃ）は負荷の変動を考慮せずに行った場合の電流振動の状態を示した図でである。 Ｖ／ｆ制御の場合のベクトル図の一例である。 起動時の同期制御において、δ軸とγ軸に所定の比率の電流を流した場合のｄ軸との関係を示した図である。 （Ａ）は起動制御用ゲイン、（Ｂ）はＶ／ｆ制御用ゲイン、（Ｃ）は電流指令の状態を夫々示したグラフである。 本発明を実施するシステム全体の構成ブロック図である。 Ｖ／ｆ制御を行う場合の、図７におけるＭＰＵ８の詳細を加味したブロック図である。 ブラシレスＤＣモータを同期制御からＶ／ｆ制御に切換える方法を説明するための図である。 モータ電流の状態を示したグラフで、過大電流が流れた状態を示したものである。

符号の説明

１ ＡＣ電源
２ ＡＣ−ＤＣコンバータ
３ インバータ
４ｕ ｕ相電源線
４ｖ ｖ相電源線
４ｗ ｗ相電源線
５ ブラシレスＤＣモータ
６ｕ、６ｖ、６ｗ 電流検出器
７ 電圧検出器
８ ＭＰＵ
９ 電圧検出回路
１１ Ａ／Ｄ変換
１２ ３相／２相変換
１３ 速度／位置推定演算
１４ 速度制御演算
１５ 電流制御演算
１６ ２相／３相変換
１７ Ａ／Ｄ変換
１８ ＰＷＭ計算
３１ Ａ／Ｄ変換
３２ ３相／２相変換
３３ 角周波数／位置指令生成演算
３４ 電圧指令生成演算
３５ ２相／３相変換
３６ ＰＷＭ計算
３７ Ａ／Ｄ変換

Claims (5)

1. 負荷変動の生じる被駆動体に連結され、同期制御からＶ／ｆ制御へ切換えて回転制御を行うブラシレスＤＣモータの駆動方法において、
   前記被駆動体の特定回転域に達する前に前記同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを行うようにすると共に、前記切換え完了後、周波数制御ゲインＫ_ωを上昇させる期間を設けて制御することを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動方法。
2. 前記周波数制御ゲインＫ_ωを上昇させる期間は前記ブラシレスＤＣモータの回転数指令を一定に制御し、前記周波数制御ゲインＫ_ωが特定ゲインに達した後、前記回転数一定制御を止め、前記回転数を上昇させるよう制御することを特徴とする請求項１に記載したブラシレスＤＣモータの駆動方法。
3. 前記同期制御からＶ／ｆ制御への切換え完了時における前記周波数制御ゲインＫ_ωを、定常回転における前記周波数制御ゲインＫ_ωより低い値に制御し、電流フィードバック分による回転数の減少を小さくすることを特徴とする請求項１または２に記載したブラシレスＤＣモータの駆動方法。
4. 前記ブラシレスＤＣモータに供給されるγ軸電圧ｖ_γに、γ軸調整電圧オフセット（Ｖ_γｏｆｓ）初期値を与えることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載したブラシレスＤＣモータの駆動方法。
5. 回転角に応じた負荷変動のある前記被駆動体における前記同期制御からＶ／ｆ制御への切換えを、最大負荷となる回転角から最小負荷となる回転角の間で行うことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載したブラシレスＤＣモータの駆動方法。

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