JP2008312184A

JP2008312184A - Ａ／ｄ変換回路

Info

Publication number: JP2008312184A
Application number: JP2007263296A
Authority: JP
Inventors: Yukihiko Tanizawa; 幸彦谷澤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2007-05-17
Filing date: 2007-10-09
Publication date: 2008-12-25
Also published as: DE602008000617D1

Abstract

【課題】複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上し得るＡ／Ｄ変換回路を提供する。
【解決手段】
Ａ／Ｄ変換回路２０では、第１リングディレイライン３１内のＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ等の電源電圧として入力電圧Ｖinを用い、第１リングディレイライン３１内を周回するパルス信号の周回回数を第１カウンタ３３によりカウントしカウント値である現在データから、１周期前にラッチ３５によりラッチしたカウント値の前回データを、デジタル演算回路３７により減算し第１デジタルデータを求める。また、第１デジタルデータが電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心の基準電圧Ｖref を基準に入力電圧Ｖinを増減方向に反転アンプ５０により反転し反転入力電圧¬Ｖinとして第１変換部３０と同一の構成からなる第２変換部４０の第２リングディレイライン４１に入力し第２デジタルデータを求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路に関するものである。

従来より、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路として、例えば、下記特許文献１に開示される「Ａ／Ｄ変換回路」が知られている。このＡ／Ｄ変換回路では、複数の反転回路をリング状に接続してなるパルス周回回路を構成し、アナログ入力される入力電圧をこれらの各反転回路の電源電圧として印加することによって、当該電源電圧に依存して反転回路の反転動作時間が異なることを利用して当該入力電圧をデジタルデータに変換する。

しかし、この種のＡ／Ｄ変換回路では、パルス周回回路を構成する各反転回路の遅延時間が電源電圧の変化に対して直線的に変化しないことから、入力電圧が直線的に変化しているにもかかわらず、Ａ／Ｄ変換出力（デジタルデータ）が非直線的に出力されてしまうという問題を内包している（下記特許文献２；段落番号０００９，図２１）。

そこで、下記特許文献２に開示される「Ａ／Ｄ変換出力データの非直線性補正及び非直線性補正装置」では、近似直線や曲線をデジタル的な演算によって算出しまた補正をすることにより、このような電源電圧の変化に対する非直線的な遅延特性によるデジタルデータの変動を抑制可能にしている。
特許第３０６４６４４号公報特開２００４−２７４１５７号公報

ところが、上記特許文献２に開示される従来技術によると、近似直線や曲線をデジタル的に演算する際には、所定の四則演算処理をＡ／Ｄ変換のたびに繰り返し行うことが必要になる。このため、各反転回路の非直線的な遅延特性によるデジタルデータの変動を抑制できても、演算処理回路の規模の増大を招くことに加え、このような複雑かつ繰り返し発生する演算処理に要する時間が必要になることから、高速なＡ／Ｄ変換処理には不向きであるという問題がある。

なお、このような問題は、高速な演算処理が可能なＧaＡsデバイスを当該演算処理回路に利用することによって技術的には解決できたとしても、ＧaＡsデバイス自体の価格や、高速な処理が要求されないパルス周回回路との混在により半導体製造プロセスにおいて新たな工程を設ける必要から、製造コストの上昇という新たな問題を招いてしまう。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上し得るＡ／Ｄ変換回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１のＡ／Ｄ変換回路では、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、前記第１カウンタから出力される前記カウント値を前回データとして所定周期で保持して出力する第１ラッチと、前記第１カウンタから出力される前記カウント値を現在データとしてこの現在データから、当該現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第１ラッチから出力された前記前回データを減算し減算結果を第１デジタルデータとして出力する第１演算手段と、前記第１演算手段から出力される第１デジタルデータによる値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準に、前記アナログ電圧信号をその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する反転手段と、前記反転アナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転前回データとして前記所定周期で保持して出力する第２ラッチと、前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転現在データとしてこの反転現在データから、当該反転現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第２ラッチから出力された前記反転前回データを減算し減算結果を第２デジタルデータとして出力する第２演算手段と、前記第１デジタルデータから前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する第３演算手段と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項２のＡ／Ｄ変換回路では、請求項１記載のＡ／Ｄ変換回路において、前記第１パルス周回回路および前記第２パルス周回回路は、同一の半導体基板上に隣接して並列に回路配置されることを技術的特徴とする。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項３のＡ／Ｄ変換回路では、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号と他のアナログ電圧信号とのいずれかを選択制御信号の入力により選択して出力する信号選択手段と、前記信号選択手段から出力されたアナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させるパルス周回回路と、前記パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力するカウンタと、前記カウンタから出力される前記カウント値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準に、前記アナログ電圧信号をその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する反転手段と、前記反転アナログ電圧信号を保持するとともに保持している前記反転アナログ電圧信号を前記他のアナログ電圧信号として前記信号選択手段に出力する電圧信号保持手段と、前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号を選択して出力させる非反転選択信号と前記他のアナログ電圧信号として前記反転アナログ電圧信号を選択して出力させる反転選択信号とを、前記選択制御信号として前記信号選択手段に出力する制御手段と、前記信号選択手段に前記非反転選択信号が入力される場合で、前記カウンタから出力される前記カウント値を前回データとして所定周期で保持して出力する第１ラッチと、前記前回データを保持したタイミングの１周期後のタイミングで前記カウンタから出力される前記カウント値を現在データとして前記所定周期で保持して出力する第１’ラッチと、前記第１’ラッチにより出力される前記現在データから前記第１ラッチにより出力される前記前回データを減算し減算結果を第１デジタルデータとして出力する第１演算手段と、前記信号選択手段に前記反転選択信号が入力される場合で、前記前回データを保持したタイミングに前記電圧信号保持手段に保持された前記反転アナログ電圧信号を前記電源電圧したときにおける前記カウンタから出力される前記カウント値を反転前回データとして前記所定周期で保持して出力する第２ラッチと、前記信号選択手段に前記反転選択信号が入力される場合で、前記前回データを保持したタイミングの１周期後のタイミングに前記電圧信号保持手段に保持された前記反転アナログ電圧信号を前記電源電圧としたときにおける前記カウンタから出力される前記カウント値を反転現在データとしてこの反転現在データから、前記第２ラッチにより出力される前記反転前回データを減算し減算結果を第２デジタルデータとして出力する第２演算手段と、前記第１デジタルデータから前記第２デジタルデータを減算し減算結果を前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する第３演算手段と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項４のＡ／Ｄ変換回路では、請求項３記載のＡ／Ｄ変換回路において、前記電圧信号保持手段に代えて、前記アナログ電圧信号を保持するとともに保持している前記アナログ電圧信号を前記反転手段に出力する他の電圧信号保持手段を備え、前記反転手段は、前記他の電圧信号保持手段から出力される前記アナログ電圧信号を、前記カウンタから出力される前記カウント値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準にその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力することを技術的特徴とする。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項５のＡ／Ｄ変換回路では、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、前記第１カウンタから出力される前記カウント値を第１デジタルデータとして所定タイミングで出力する第１出力制御手段と、前記第１出力制御手段から出力される第１デジタルデータによる値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準に、前記アナログ電圧信号をその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する反転手段と、前記反転アナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、前記第２カウンタから出力される前記カウント値を第２デジタルデータとしてを前記所定タイミングで出力する第２出力制御手段と、所定の基準電圧を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始するとともに、これらの反転回路および起動用反転回路が前記第１パルス周回回路と温度的に結合可能に構成される第３パルス周回回路と、前記第３パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第３カウンタと、前記第１出力制御手段より出力される前記第１デジタルデータから、前記第２出力制御手段より出力される前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を得るとともに、その温度特性を前記第３カウンタから出力される前記カウント値の温度特性で打ち消し、前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する演算手段と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項６のＡ／Ｄ変換回路では、請求項５記載のＡ／Ｄ変換回路において、前記第１パルス周回回路、前記第２パルス周回回路および前記第３パルス周回回路は、同一の半導体基板上に隣接して並列に回路配置されることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項７のＡ／Ｄ変換回路では、請求項１〜６のいずれか一項に記載のＡ／Ｄ変換回路において、前記中心電圧を発生させる基準電圧源とこの基準電圧源に直流電圧を供給する直流電圧源との間には、この直流電圧の変動を抑制し得るフィルタ回路が介在することを技術的特徴とする。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項８のＡ／Ｄ変換回路では、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、前記アナログ電圧信号を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、前記第１カウンタから出力される前記カウント値を前回データとして所定周期で保持して出力する第１ラッチと、前記第１カウンタから出力される前記カウント値を現在データとしてこの現在データから、当該現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第１ラッチから出力された前記前回データを減算し減算結果を第１デジタルデータとして出力する第１演算手段と、前記アナログ電圧信号の最低電圧よりも低い所定電圧を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始してパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転前回データとして前記所定周期で保持して出力する第２ラッチと、前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転現在データとしてこの反転現在データから、当該反転現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第２ラッチから出力された前記反転前回データを減算し減算結果を第２デジタルデータとして出力する第２演算手段と、前記第１デジタルデータから前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する第３演算手段と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項９のＡ／Ｄ変換回路では、請求項８記載のＡ／Ｄ変換回路において、前記第１パルス周回回路の前記反転回路および前記第２パルス周回回路の前記反転回路が、同一の半導体基板に隣接して形成されるＭＯＳトランジスタで構成されている場合、前記第１パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートおよび前記第２パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートは、前記半導体基板の基板電位と電気的に分離されて異なる電位にあることを技術的特徴とする。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１０のＡ／Ｄ変換回路では、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、前記アナログ電圧信号を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、前記第１カウンタから出力される前記カウント値を第１デジタルデータとして所定タイミングで出力する第１出力制御手段と、前記アナログ電圧信号の最低電圧よりも低い所定電圧を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始してパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、前記第２カウンタから出力される前記カウント値を第２デジタルデータとしてを前記所定タイミングで出力する第２出力制御手段と、所定の基準電圧を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始するとともに、これらの反転回路および起動用反転回路が前記第１パルス周回回路と温度的に結合可能に構成される第３パルス周回回路と、前記第３パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第３カウンタと、前記第１出力制御手段より出力される前記第１デジタルデータから、前記第２出力制御手段より出力される前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を得るとともに、その温度特性を前記第３カウンタから出力される前記カウント値の温度特性で打ち消し、前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する演算手段と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項１１のＡ／Ｄ変換回路では、請求項１０記載のＡ／Ｄ変換回路において、前記第１パルス周回回路の前記反転回路および前記第２パルス周回回路の前記反転回路が、同一の半導体基板に隣接して形成されるＭＯＳトランジスタで構成されている場合、前記第１パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートおよび前記第２パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートは、前記半導体基板の基板電位と電気的に分離されて異なる電位にあることを技術的特徴とする。

請求項１の発明では、第１，第２パルス周回回路、第１，第２カウンタ、第１，第２ラッチ、反転手段および第１〜第３演算手段を備える。これにより、第１パルス周回回路内に構成された反転回路の電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号を用いることで、第１パルス周回回路内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこのアナログ電圧信号の大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数をカウントしてそのカウント値である現在データから、所定周期の１周期前にラッチしたカウント値の前回データを減算して第１デジタルデータを求める。また、第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準にアナログ電圧信号をその増減方向に反転し、それを反転アナログ電圧信号として第２パルス周回回路内に構成された反転回路の電源電圧として用いることで、第２パルス周回回路内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの反転アナログ電圧信号の大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数をカウントしてそのカウント値である反転現在データから、所定周期の１周期前にラッチしたカウント値の反転前回データを減算して第２デジタルデータを求める。このため、第２デジタルデータは、第１デジタルデータに対して前記中心電圧を基準にアナログ電圧信号の増減方向に反転した出力特性を持つので、第１デジタルデータから第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータとして出力データラインに出力することによって、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消すことが可能となる。したがって、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上することができる。

請求項２の発明では、第１パルス周回回路と第２パルス周回回路とは、同一の半導体基板上に隣接して並列に回路配置される。これにより、フォトエッチング等の半導体プロセスに起因するトランジスタ等の素子特性のばらつきが少なくなるので、第１パルス周回回路を構成する各反転回路と第２パルス周回回路を構成する各反転回路との遅延特性等を合わせることができ、ペア性を向上することができる。また、発熱による両回路の温度条件等を均一にすることもできる。

請求項３の発明では、信号選択手段、パルス周回回路、カウンタ、第１，第１’，第２ラッチ、反転手段、電圧信号保持手段、制御手段および第１〜第３演算手段を備える。これにより、パルス周回回路内に構成された反転回路の電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号を用いることで、パルス周回回路内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこのアナログ電圧信号の大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数をカウントしてそのカウント値である現在データ（第１’ラッチにラッチ）から、所定周期の１周期前にラッチしたカウント値の前回データ（第１ラッチにラッチ）を減算してデジタルデータを求める。また、第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準にアナログ電圧信号をその増減方向に反転し、それを反転アナログ電圧信号としてパルス周回回路内に構成された反転回路の電源電圧として用いることで、パルス周回回路内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの反転アナログ電圧信号の大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数をカウントしてそのカウント値である反転現在データから、所定周期の１周期前にラッチしたカウント値の反転前回データ（第２ラッチにラッチ）を減算して第２デジタルデータを求める。つまり、請求項１の発明では、入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号（非反転のアナログ電圧信号）に対応する第１パルス周回回路および第１カウンタと、反転手段により反転された反転アナログ電圧信号に対応する第２パルス周回回路および第２カウンタと、をそれぞれ別個に備えていたが、請求項３の発明では、非反転および反転のいずれのアナログ電圧信号も、同じパルス周回回路およびカウンタに入力して、第１デジタルデータや第２デジタルデータを求める。このため、第１デジタルデータや第２デジタルデータは、同じパルス周回回路やカウンタによりＡ／Ｄ変換されるため、非反転・反転用にそれぞれ個別にパルス周回回路を備える場合に比べ、両パルス周回回路の遅延特性のバラツキによる非直線性の打ち消し効果が低下せず、また回路規模を小さくすることもできる。したがって、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を一層向上することができる。

なお、電圧信号保持手段は、請求項４の発明のように、「アナログ電圧信号を保持するとともに保持しているアナログ電圧信号を反転手段に出力する他の電圧信号保持手段」に代えても良く、その場合には、反転手段は、「他の電圧信号保持手段から出力されるアナログ電圧信号を、カウンタから出力されるカウント値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準にその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する」ように構成する。また、反転手段自体に、このような反転前のアナログ電圧信号を保持する機能や反転後の反転アナログ電圧信号を保持する機能を持たせても良く、この場合には電圧信号保持手段や他の電圧信号保持手段を省くことができる。

請求項５の発明では、第１〜第３パルス周回回路、第１〜第３カウンタ、反転手段、第１，第２出力制御手段、タイミング通知手段および演算手段を備える。これにより、第１パルス周回回路内に構成された反転回路の電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号を用いるので、第１パルス周回回路内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこのアナログ電圧信号の大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数をカウントしてカウント値を第１デジタルデータとして所定タイミングで出力する。また、第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準にアナログ電圧信号をその増減方向に反転し、それを反転アナログ電圧信号として第２パルス周回回路内に構成された反転回路の電源電圧として用いることで、第２パルス周回回路内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの反転アナログ電圧信号の大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数をカウントしてカウント値を第２デジタルデータとして所定タイミングで出力する。このため、第２デジタルデータは、第１デジタルデータに対して前記中心電圧を基準にアナログ電圧信号の増減方向に反転した出力特性を持つので、第１デジタルデータから第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータとして出力データラインに出力することによって、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消すことが可能となる。また、第３パルス周回回路には、電源電圧として所定の基準電圧が入力されるとともに、第１パルス周回回路とほぼ同様の温度環境下において第３パルス周回回路内で周回するパルス信号の周回回数がカウントされる。即ち、第３パルス周回回路に入力されるアナログ電圧は所定の基準電圧で変動しないため、第３パルス周回回路の周回回数のカウントにより得られる所定タイミングは第３パルス周回回路の温度特性のみで変動し、第１パルス周回回路および第２パルス周回回路が第３パルス周回回路と同様に周囲温度の変化に伴って出力特性が変動するので、第１パルス周回回路および第２パルス周回回路の温度特性を第３パルス周回回路の温度特性で相殺するために利用することができる。その一方で、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消した二進数のデジタルデータとして、当該基準電圧に対するアナログ電圧の差に相当するデジタルデータを得ることができる。したがって、周囲の温度変化に伴うデジタルデータの変動をも抑制可能となるので、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性をも含めた精度をより一層向上することができる。

請求項６の発明では、第１パルス周回回路、第２パルス周回回路および第３パルス周回回路は、同一の半導体基板上に隣接して並列に回路配置される。これにより、フォトエッチング等の半導体プロセスに起因するトランジスタ等の素子特性のばらつきが少なくなるので、第１〜第３パルス周回回路をそれぞれ構成する各反転回路の遅延特性等を合わせることができ、ペア性を向上することができる。また、発熱による両回路の温度条件等を均一にすることもできる。

請求項７の発明では、中心電圧を発生させる基準電圧源とこの基準電圧源に直流電圧を供給する直流電圧源との間には、この直流電圧の変動を抑制し得るフィルタ回路が介在する。これにより、基準電圧源に供給される直流電圧はその変動が抑制されるので、当該基準電圧源は安定した中心電圧を発生することができる。

請求項８の発明では、第１パルス周回回路は、その動作基準電圧をアナログ電圧信号とするとともにその動作電源電圧をアナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧とする。これに対し、第２パルス周回回路は、その動作基準電圧をアナログ電圧信号の最低電圧よりも低い所定電圧とするとともにその動作電源電圧をアナログ電圧信号とする。これにより、第１パルス周回回路内に構成された反転回路の動作電源電圧は、前記２倍電圧に固定される一方で、この反転回路の動作基準電圧はＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号により変動する。第２パルス周回回路内に構成された反転回路の動作基準電圧は所定電圧に固定される一方で、この反転回路の動作電源電圧はＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号により変動する。このため、アナログ電圧信号が増加した場合には、第１パルス周回回路の反転回路の動作電圧が低くなる反面、第２パルス周回回路の反転回路の動作電圧が高くなり、これとは逆にアナログ電圧信号が減少した場合には、第１パルス周回回路の反転回路の動作電圧が高くなる反面、第２パルス周回回路の反転回路の動作電圧が低くなる。つまり、第１パルス周回回路の動作電圧として入力されるアナログ電圧信号に対して、第２パルス周回回路には、アナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧を基準にアナログ電圧信号をその増減方向に反転したものと等価の反転アナログ電圧信号が動作電圧として入力される。そのため、第１パルス周回回路内で周回するパルス信号の周回回数からの第１デジタルデータから、第２パルス周回回路内で周回するパルス信号の周回回数からの第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータとして出力データラインに出力することによって、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消すことが可能となる。したがって、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上することができる。

例えば、請求項９の発明にあるように、第１パルス周回回路の反転回路および第２パルス周回回路の反転回路が、同一の半導体基板に隣接して形成されるＭＯＳトランジスタで構成されている場合、第１パルス周回回路の反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートおよび第２パルス周回回路の反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートは、半導体基板の基板電位と電気的に分離されて異なる電位にあるように構成される。ＭＯＳトランジスタのバックゲートと半導体基板との電気的な分離は、例えば、ＭＯＳトランジスタが形成されるＭＯＳトランジスタ形成層の周囲に配置されるＰウェル（またはＮウェル）をディープＮウェル（またディープＰウェル）で囲む二重ウェルによる素子分離構成や、当該ＭＯＳトランジスタ形成層の周囲に配置されるＰウェル（またはＮウェル）をシリコン酸化物で囲むトレンチによる素子分離構成等によって実現される。

請求項１０の発明では、第１パルス周回回路は、その動作基準電圧をアナログ電圧信号とするとともにその動作電源電圧をアナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧とする。これに対し、第２パルス周回回路は、その動作基準電圧をアナログ電圧信号の最低電圧よりも低い所定電圧とするとともにその動作電源電圧をアナログ電圧信号とする。これにより、第１パルス周回回路内に構成された反転回路の動作電源電圧は、前記２倍電圧に固定される一方で、この反転回路の動作基準電圧はＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号により変動する。第２パルス周回回路内に構成された反転回路の動作基準電圧は所定電圧に固定される一方で、この反転回路の動作電源電圧はＡ／Ｄ変換の対象となるアナログ電圧信号により変動する。このため、アナログ電圧信号が増加した場合には、第１パルス周回回路の反転回路の動作電圧が低くなる反面、第２パルス周回回路の反転回路の動作電圧が高くなり、これとは逆にアナログ電圧信号が減少した場合には、第１パルス周回回路の反転回路の動作電圧が高くなる反面、第２パルス周回回路の反転回路の動作電圧が低くなる。つまり、第１パルス周回回路の動作電圧として入力されるアナログ電圧信号に対して、第２パルス周回回路には、アナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧を基準にアナログ電圧信号をその増減方向に反転したものと等価の反転アナログ電圧信号が動作電圧として入力される。そのため、第２デジタルデータは、第１デジタルデータに対して前記中心電圧を基準にアナログ電圧信号の増減方向に反転した出力特性を持つので、第１デジタルデータから第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータとして出力データラインに出力することによって、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消すことが可能となる。また、第３パルス周回回路には、電源電圧として所定の基準電圧が入力されるとともに、第１パルス周回回路とほぼ同様の温度環境下において第３パルス周回回路内で周回するパルス信号の周回回数がカウントされる。即ち、第３パルス周回回路に入力されるアナログ電圧は所定の基準電圧で変動しないため、第３パルス周回回路の周回回数のカウントにより得られる所定タイミングは第３パルス周回回路の温度特性のみで変動し、第１パルス周回回路および第２パルス周回回路が第３パルス周回回路と同様に周囲温度の変化に伴って出力特性が変動するので、第１パルス周回回路および第２パルス周回回路の温度特性を第３パルス周回回路の温度特性で相殺するために利用することができる。その一方で、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消した二進数のデジタルデータとして、当該基準電圧に対するアナログ電圧の差に相当するデジタルデータを得ることができる。したがって、周囲の温度変化に伴うデジタルデータの変動をも抑制可能となるので、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性をも含めた精度をより一層向上することができる。

例えば、請求項１１の発明にあるように、第１パルス周回回路の反転回路および第２パルス周回回路の反転回路が、同一の半導体基板に隣接して形成されるＭＯＳトランジスタで構成されている場合、第１パルス周回回路の反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートおよび第２パルス周回回路の反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートは、半導体基板の基板電位と電気的に分離されて異なる電位にあるように構成される。ＭＯＳトランジスタのバックゲートと半導体基板との電気的な分離は、例えば、ＭＯＳトランジスタが形成されるＭＯＳトランジスタ形成層の周囲に配置されるＰウェル（またはＮウェル）をディープＮウェル（またディープＰウェル）で囲む二重ウェルによる素子分離構成や、当該ＭＯＳトランジスタ形成層の周囲に配置されるＰウェル（またはＮウェル）をシリコン酸化物で囲むトレンチによる素子分離構成等によって実現される。

以下、本発明のＡ／Ｄ変換回路の実施形態について図を参照して説明する。
［第１実施形態］
まず、本発明の第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０の構成を説明する。図１に示すように、Ａ／Ｄ変換回路２０は、第１変換部３０、第２変換部４０および反転アンプ５０から構成されており、入力ライン２０ａに入力されたアナログの入力電圧Ｖinを二進数のデジタルデータＤＴに変換して出力ライン２０ｅに出力する機能を有する。なお、このＡ／Ｄ変換回路２０は、特許請求の範囲に記載の請求項１に係る発明を具現化した一例に相当し得るものである。

第１変換部３０は、入力ライン２０ａに入力されたアナログの入力電圧Ｖinを二進数の第１デジタルデータに変換して第１変換出力ライン３９に出力するもので、第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３、ラッチ３４，３５、デジタル演算回路３７等から構成されている。この第１変換部３０は、以下説明するように、入力電圧Ｖinの違いにより第１リングディレイライン３１の反転回路の反転動作時間が異なることを利用している。

なお、後述するように、第１変換出力ライン３９に出力される第１デジタルデータは、現在データから前回データを減算したもので、現在データと前回データとは、第１ラッチ＆エンコーダ３２およびラッチ３４から出力されるタイミングが異なるだけである。このため、デジタルデータの概念として、現在データと前回データの双方を包含する場合には「現在データ（前回データ）」と表記する。

第１リングディレイライン３１は、入力ライン２０ａから入力された入力電圧Ｖinを電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘを複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路３１ａ等のうちの一つが反転動作を外部から制御可能なＮＡＮＤ回路３１ａとして構成され、このＮＡＮＤ回路（否定論理積回路）３１ａの動作開始に伴いパルス信号を周回させる機能を有するもので、特許請求の範囲に記載の「第１パルス周回回路」に相当し得るものである。

なお、反転回路３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘのうちのＮＡＮＤ回路３１ａと、これ以外の反転回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘと、を区別するため、以下、反転回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘをＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘと表記することとする。

即ち、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘは、入力されたパルス信号の論理値を反転（Ｈｉ→Ｌｏ、Ｌｏ→Ｈｉ）した後その出力信号を次のＩＮＶ回路に出力し得るように、直列に環状に接続されているほか、ＮＡＮＤ回路３１ａおよび各ＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの出力がラッチ＆エンコーダ３２に並列に入力し得るようにラッチ＆エンコーダ３２にパラレル接続されている。

また、これらＮＡＮＤ回路３１ａおよび各ＩＮＶ回路３１ｂ等を駆動するために供給される電源電圧は、安定した定電圧源からではなく、入力ライン２０ａから供給される。即ち、第１リングディレイライン３１を構成する反転回路（ＮＡＮＤ回路３１ａおよび各ＩＮＶ回路３１ｂ等）には、電源電圧として、第１デジタルデータに変換されるべきアナログの入力電圧Ｖinが供給されることから、その電圧レベルは変化する。

また、最後尾のＩＮＶ回路３１ｘの出力端子は、先頭のＮＡＮＤ回路３１ａの一方の入力端子に環状入力可能に接続されるとともに、第１カウンタ３３にも入力し得るように第１カウンタ３３の入力端子に接続されている。これに対して、環状入力のないＮＡＮＤ回路３１ａの他方の入力端子には、スタート信号ライン２０ｂが接続されている。これにより、スタート信号ライン２０ｂから外部入力されるスタート信号ＳＴＲの論理レベルがＨｉ状態の場合にはＮＡＮＤ回路３１ａの反転動作を可能にし、スタート信号ＳＴＲの論理レベルがＬｏ状態の場合にはＮＡＮＤ回路３１ａの反転動作を不能にしている。

ラッチ＆エンコーダ３２は、第１リングディレイライン３１内のＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘからそれぞれ出力される出力信号に基づいて第１リングディレイライン３１内でのパルス信号の周回位置を検出し、この周回位置に応じた現在データ（前回データ）を出力する機能を有するもので、下位データを生成できるため高分解能化に寄与するものであるが、本案に不可欠なものではない。

即ち、前述したＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの各出力端子が、ラッチ＆エンコーダ３２の並列入力端子に接続されており、これらの端子から入力されたＨｉまたはＬｏの論理レベルによって第１リングディレイライン３１内を周回しているパルス信号を抽出しその位置を検出する（エンコーダ機能）。また、このラッチ＆エンコーダ３２には、ラッチ信号として外部からサンプリングクロックＣＬＫが入力されるため、検出されたパルス信号の周回位置情報（例えば本実施形態では４ビットのデジタルデータ）が、このサンプリングクロックＣＬＫ（ラッチ信号）の立ち上がりタイミングでラッチされてラッチ３５やデジタル演算回路３７に出力される（ラッチ機能）。

これにより、ラッチ＆エンコーダ３２は、そのエンコーダ機能により出力されるデジタルデータを現在データ（前回データ）の一部である１８ビット中の下位４ビットを下位データとして、サンプリングクロックＣＬＫ（ラッチ信号）の立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）のタイミングでラッチ機能により保持してそれをラッチ３５およびデジタル演算回路３７に出力する機能を有する。

第１カウンタ３３は、第１リングディレイライン３１内で周回するパルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する機能を有するもので、入力端子は、前述した第１リングディレイライン３１のＩＮＶ回路３１ｘの出力端子が接続され、出力端子は、ラッチ３４の入力端子に接続されている。これにより、第１リングディレイライン２１内で周回するパルス信号の周回回数がカウントされてそのカウント値がラッチ３４に出力される。

ラッチ３４は、第１カウンタ３３から出力されるカウント値を現在データ（前回データ）の残部である１８ビット中の上位１４ビットを上位データとして、ラッチ信号の立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）のタイミングでラッチ３５およびデジタル演算回路３７に出力する機能を有するものである。このため、このラッチ３４にも、前述した第１ラッチ＆エンコーダ３２と同様に、ラッチ信号として外部からサンプリングクロックＣＬＫが入力される。これにより、第１カウンタ３３から出力されるカウント値を第１ラッチ＆エンコーダ３２と同じタイミングでラッチしてラッチ３５およびデジタル演算回路３７に出力する。

ラッチ３５は、第１ラッチ＆エンコーダ３２から出力される１４ビットデータを上位、ラッチ３４から出力される４ビットを下位、とする１８ビット構成の現在データをラッチ信号の立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）のタイミングでラッチして次のラッチ信号の立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）のタイミングでデジタル演算回路３７に前回データとして出力する機能を有するもので、ラッチ信号として外部からサンプリングクロックＣＬＫが入力される。なお、このラッチ３５は、特許請求の範囲に記載の「第１ラッチ」に相当し得るものである。

デジタル演算回路３７は、第１ラッチ＆エンコーダ３２およびラッチ３４から直接、入力される現在データから、ラッチ３５にラッチされてからサンプリングクロックＣＬＫ、１クロック分遅れて入力される前回データを、デジタル的に減算してその減算結果を１８ビット構成の第１デジタルデータとして第１変換出力ライン３９に出力する機能を有するもので、特許請求の範囲に記載の「第１演算手段」に相当し得るものである。これにより、デジタル演算回路３７から出力される第１デジタルデータは、現在データと前回データとの差、つまりＡ／Ｄ変換結果として出力される。

このように第１変換部３０を構成することにより、入力ライン２０ａに入力されたアナログの入力電圧Ｖinは、二進数の第１デジタルデータに変換されて第１変換出力ライン３９から出力される。

ところが、図３（紙面左上に示す特性図）に示す「反転しない場合Ａ」の特性例のように、アナログの入力電圧Ｖinが直線的に変化しているにもかかわらず、Ａ／Ｄ変換値（第１デジタルデータ）が凸状の曲線をなして非直線的に出力されてしまう。これは、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ，３１ｄ…３１ｘによる反転動作時間（遅延時間）が電源電圧の変化に対して直線的に変化しないためである。

そこで、本第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０では、第１変換部３０と同一の構成からなる第２変換部４０を備える。即ち、図１に示すように、第１変換部３０の第１リングディレイライン３１と同様に、第２リングディレイライン４１を構成する。なお、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａ、ＩＮＶ回路４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ…４１ｘは、それぞれ、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ…３１ｘに対応する。また、第２変換部４０の第２ラッチ＆エンコーダ４２、第２カウンタ４３、ラッチ４４，４５、デジタル演算回路４７、第２変換出力ライン４９は、それぞれ、第１変換部３０の第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３、ラッチ３４，３５、デジタル演算回路３７、第１変換出力ライン３９に対応するように、同様に構成する。

また、第１変換部３０のデジタル演算回路３７から出力される第１デジタルデータによる値が当該電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電圧範囲のほぼ中心である基準電圧Ｖref （中心電圧）を基準に、入力電圧Ｖinをその増減方向に反転する反転アンプ５０を備え、この反転アンプ５０から出力される反転入力電圧¬Ｖinを、第２変換部４０の入力、即ち、第２リングディレイライン４１の電源電圧として入力可能に構成する。なお、本願において電圧値の直前の「¬」は、ある基準電圧に対してアナログ電圧値の増減を反転したことを意味するものである。

本第１実施形態では、例えば、図３に示すように、基準電圧Ｖref を３．５Ｖに設定する。これにより、図３（紙面左下に示す特性図）に示す「反転した場合Ｂ」の特性例のように、入力電圧Ｖinに対して基準電圧Ｖref を中心に正負を反転した特性をなすＡ／Ｄ変換値として第２デジタルデータ（＝反転前回データ−反転現在データ）が第２変換部４０の第２変換出力ライン４９から出力されることから、この第２デジタルデータから第１デジタルデータをデジタル演算回路６０によってデジタル的に減算する。

即ち、「反転しない場合Ａ」の特性から「反転した場合Ｂ」の特性を減算（Ａ−Ｂ）することによって、本来、第１デジタルデータが有する非直線性を第２デジタルデータにより打ち消すことが可能になるため、図３（紙面右に示す特性図）に示すように、「Ａ−Ｂ」の減算結果としてデジタル演算回路６０から出力される二進数のデジタルデータＤＴの直線性を向上することが可能となる。

なお、第２リングディレイライン４１は特許請求の範囲に記載の「第２パルス周回回路」、ラッチ４５は特許請求の範囲に記載の「第２ラッチ」、デジタル演算回路４７は特許請求の範囲に記載の「第２演算手段」、にそれぞれ相当し得るものである。また反転アンプ５０は特許請求の範囲に記載の「反転手段」、デジタル演算回路６０は特許請求の範囲に記載の「第３演算手段」、にそれぞれ相当し得るものである。

なお、反転アンプ５０は、前述したように、デジタル演算回路３７から出力される第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心の基準電圧Ｖref を基準に、入力電圧Ｖinをその増減方向に反転する機能を有するものであるが、具体的には、図２に示すように、オペアンプ５０ｃを中心に、同値の抵抗５０ａ，５０ｂにより構成される。

即ち、抵抗５０ａ（＝５０ｂ）を介して入力をオペアンプ５０ｃの反転入力に、また基準電圧Ｖref をオペアンプ５０ｃの非反転入力に、それぞれ入力可能に構成するとともに、オペアンプ５０ｃの出力を抵抗５０ｂ（＝５０ａ）を介して反転入力に負帰還するように構成する。これにより、ゲイン（利得）１の反転増幅器を構成できるので、この反転アンプ５０の入力を入力ライン２０ａに、またこの反転アンプ５０の出力を第２リングディレイライン４１を構成するＮＡＮＤ回路４１ａ、ＩＮＶ回路４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ、４１ｘの各電源に、それぞれ接続する。

なお、この反転アンプ５０を構成するオペアンプ５０ｃは、そのオフセット電圧がＡ／Ｄ変換の誤差に直結することから、オフセット電圧を極力ゼロに補正し得る機能をもつ、いわゆるオートゼロアンプやスイッチトキャパシタ回路で構成する方が望ましい。オートゼロアンプとしては、例えば、特開平９−６４６６６号公報や特開２００２−７６７９９号公報に開示されるものがある。またスイッチトキャパシタ回路としては、例えば、特開平５−２４３８５７号公報、特開平６−３４３０１３号公報、特開２００４−１７９８７５号公報、特開２００４−２２２０１８号公報に開示されるものがある。

また、基準電圧Ｖref は、例えば、リファレンス電圧にバンドギャップ電圧を用いたバンドギャップ型の定電圧回路等の定電圧源７０から基準電圧ライン２０ｄを介して供給される。これにより、当該Ａ／Ｄ変換回路２０の周囲温度が変化しても出力電圧として温度変化のほとんどない基準電圧Ｖref が得られる。

このように本実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０を構成することによって、第１リングディレイライン３１内に構成されたＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｘの電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となる入力電圧Ｖinを用いることで、第１リングディレイライン３１内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの入力電圧Ｖinの大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数を第１カウンタ３３によりカウントしてそのカウント値である現在データから、所定周期の１周期前にラッチ３５によりラッチしたカウント値の前回データを、デジタル演算回路３７により減算して第１デジタルデータを求める。

また、第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心の基準電圧Ｖrefを基準に入力電圧Ｖinをその増減方向に反転アンプ５０により反転し、それを反転入力電圧¬Ｖinとして第２リングディレイライン４１内に構成されたＮＡＮＤ回路４１ａ、ＩＮＶ回路４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ…４１ｘの電源電圧として用いることで、第２リングディレイライン４１内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの反転入力電圧¬Ｖinの大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数を第２カウンタ４３によりカウントしてそのカウント値である反転現在データから、所定周期の１周期前にラッチ４５によりラッチしたカウント値の反転前回データを、デジタル演算回路４７により減算して第２デジタルデータを求める。第２リングディレイライン４１は第１リングディレイライン３１と同様に構成されている。

これにより、第２デジタルデータは、第１デジタルデータに対して基準電圧Ｖref を基準に入力電圧Ｖinの増減方向に反転した出力特性を持つので、第１デジタルデータから第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータＤＴとして出力ライン２０ｅに出力することによって、第１リングディレイライン３１の非直線性を第２リングディレイライン４１の非直線性により打ち消すことが可能となる。したがって、特開２００４−２７４１５７号公報に開示される従来技術のように、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上することができる。

なお、図４に示すように、第１変換部３０の第１リングディレイライン３１と第２変換部４０の第２リングディレイライン４１とを同一の半導体基板Ｗ上に隣接して並列に回路配置することにより、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘを構成するトランジスタ等の素子特性のばらつき要因のうち、フォトエッチング等の半導体プロセスに起因するものを少なくすることができる。このため、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路３１ａおよびＩＮＶ回路３１ｂ等による遅延特性と、第２リングディレイライン４１を構成するＮＡＮＤ回路４１ａおよびＩＮＶ回路４１ｂ等による遅延特性と、をほぼ一致させることができるので、いわゆるペア性を向上することができる。さらに隣接させることで発熱による両回路の温度条件等を均一にできるため、温度特性の相殺に対して効果がある。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路１２０の構成を説明する。本第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路１２０は、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０に比べ、第２変換部４０の構成を簡略化した点が異なる。このため、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０と実質的に同一の構成部分については、同一符号を付して説明を省略する。なお、このＡ／Ｄ変換回路１２０は、特許請求の範囲に記載の請求項３に係る発明を具現化した一例に相当し得るものである。

図５に示すように、Ａ／Ｄ変換回路１２０は、第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３、ラッチ３４，３５，３６，４５、デジタル演算回路３７，４７，６０、反転アンプ５０、サンプル＆ホールド５２、マルチプレクサ６２、制御回路６４から構成されている。なお、第１リングディレイライン３１は特許請求の範囲に記載の「パルス周回回路」、第１カウンタ３３は特許請求の範囲に記載の「カウンタ」、ラッチ３５は特許請求の範囲に記載の「第１ラッチ」、ラッチ３６は特許請求の範囲に記載の「第１’ラッチ」、デジタル演算回路３７は特許請求の範囲に記載の「第１演算手段」、ラッチ４５は特許請求の範囲に記載の「第２ラッチ」、デジタル演算回路４７は特許請求の範囲に記載の「第２演算手段」、反転アンプ５０は特許請求の範囲に記載の「反転手段」、サンプル＆ホールド５２は特許請求の範囲に記載の「電圧信号保持手段」、デジタル演算回路６０は特許請求の範囲に記載の「第３演算手段」、マルチプレクサ６２は特許請求の範囲に記載の「信号選択手段」、制御回路６４は特許請求の範囲に記載の「制御手段」、にそれぞれ相当し得るものである。

即ち、第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３、ラッチ３４，３５，３６、デジタル演算回路３７は、前述したＡ／Ｄ変換回路２０の第１変換部３０を構成するとともに、第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３およびラッチ３４は、ラッチ４５、デジタル演算回路４７、第２変換出力ライン４９とともに前述したＡ／Ｄ変換回路２０の第２変換部４０を構成する。つまり、本第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路１２０では、第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３およびラッチ３４を両変換部３０，４０で共用している。

このため、Ａ／Ｄ変換回路１２０では、入力ライン２０ａと第１リングディレイライン３１との間にマルチプレクサ６２を介在させ、さらに反転アンプ５０の出力側にはサンプル＆ホールド５２を介在させているほか、第１ラッチ＆エンコーダ３２、ラッチ３４，３５，３６，４５、マルチプレクサ６２およびサンプル＆ホールド５２は、マルチプレクサ６２から供給されるサンプリングクロックＣＬＫや制御信号により制御されている。

これにより、例えば、(1) 入力ライン２０ａを第１リングディレイライン３１に接続するように制御回路６４によりマルチプレクサ６２を制御した後、ラッチ３４に入力されるサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）タイミングＴ１に従ってラッチ３５にも立ち上がり（または立ち下がり）のラッチ信号を入力することにより、第１リングディレイライン３１に入力される入力電圧ＶinがＡ／Ｄ変換されてこのタイミングＴ１におけるデジタルデータ（前回データ）としてラッチ３５にラッチされる。

(2) そして、次のサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）タイミングに同期してサンプル＆ホールド５２の出力を第１リングディレイライン３１に接続するように制御回路６４によりマルチプレクサ６２を制御した後、ラッチ３４に入力されるサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）タイミングＴ２に従ってラッチ４５にも立ち上がり（または立ち下がり）のラッチ信号を入力することにより、先のタイミングＴ１においてサンプル＆ホールド５２にサンプルホールドされた反転後の入力電圧Ｖin、つまり反転入力電圧¬Ｖinが第１リングディレイライン３１に入力されるため、これがＡ／Ｄ変換されてデジタルデータ（反転前回データ）としてラッチ４５にラッチされる。

(3) さらに、その次のサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）に同期して入力ライン２０ａを再び第１リングディレイライン３１に接続するように制御回路６４によりマルチプレクサ６２を制御した後、ラッチ３４に入力されるサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）タイミングＴ３に従ってラッチ３６にも立ち上がり（または立ち下がり）のラッチ信号を入力することによって、第１リングディレイライン３１に入力される入力電圧ＶinがＡ／Ｄ変換されてこのタイミングＴ３におけるデジタルデータ（現在データ）としてラッチ３６にラッチされる。

(2) そして、その次のサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）タイミングに同期してサンプル＆ホールド５２の出力を再度第１リングディレイライン３１に接続するように制御回路６４によりマルチプレクサ６２を制御した後、ラッチ３４に入力されるサンプリングクロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）タイミングＴ４によって、先のタイミングＴ３においてサンプル＆ホールド５２にサンプルホールドされた反転入力電圧¬Ｖinが第１リングディレイライン３１に入力されるため、これがＡ／Ｄ変換されてデジタルデータ（反転現在データ）としてデジタル演算回路４７に出力される。

これにより、デジタル演算回路３７では、現在データから前回データをデジタル的に減算してその減算結果を第１デジタルデータとして第１変換出力ライン３９に出力し、またデジタル演算回路４７では、反転現在データから反転前回データをデジタル的に減算してその減算結果を第２デジタルデータとして第２変換出力ライン４９に出力するので、これらの第１，第２デジタルデータが入力されるデジタル演算回路６０では、第１デジタルデータから第２デジタルデータをデジタル的に減算してその減算結果を二進数のデジタルデータＤＴとして出力ライン２０ｅに出力する。

このように本第２実施形態のＡ／Ｄ変換回路１２０では、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０の第１変換部３０に相当するものとして、第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３、ラッチ３４，３５，３６、デジタル演算回路３７を備える。これにより、前述したように、第１リングディレイライン３１内に構成されたＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｘの電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となる入力電圧Ｖinを用いることで、第１リングディレイライン３１内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの入力電圧Ｖinの大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数を第１カウンタ３３によりカウントしてラッチ３６によりラッチしたカウント値である現在データから、所定周期の１周期前にラッチ３５によりラッチしたカウント値の前回データを、デジタル演算回路３７により減算して第１デジタルデータを求めて第１変換出力ライン３９に出力する。

また、前述した第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０の第２変換部４０に相当するものとして、第２リングディレイライン４１に相当する第１リングディレイライン３１、第２ラッチ＆エンコーダ４２に相当する第１ラッチ＆エンコーダ３２、第２カウンタ４３に相当する第１カウンタ３３、ラッチ４４に相当するラッチ３４、ラッチ４５、デジタル演算回路４７を備えるとともに、反転アンプ５０の出力側に位置するサンプル＆ホールド５２を備える。これにより、第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心の基準電圧Ｖref を基準に入力電圧Ｖinをその増減方向に反転アンプ５０により反転し、それを反転入力電圧¬Ｖinとして第２リングディレイライン４１としての第１リングディレイライン３１内に構成されたＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｘの電源電圧として用いることで、第１リングディレイライン３１内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの反転入力電圧¬Ｖinの大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数を第２カウンタ４３としての第１カウンタ３３によりカウントしてそのカウント値である反転現在データから、所定周期の１周期前にラッチ４５によりラッチしたカウント値の反転前回データを、デジタル演算回路４７により減算して第２デジタルデータを求めて第２変換出力ライン４９に出力する。

つまり、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０では、入力ライン２０ａに入力された入力電圧Ｖin（非反転のアナログ電圧信号）に対応する第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３およびラッチ３４と、反転アンプ５０により反転された反転入力電圧¬Ｖinに対応する第２リングディレイライン４１、第２ラッチ＆エンコーダ４２、第２カウンタ４３およびラッチ４４と、をそれぞれ別個に備えていたが、本第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路１２０では、入力電圧Ｖinおよび反転入力電圧¬Ｖinのいずれも、同じ第１リングディレイライン３１、第１ラッチ＆エンコーダ３２、第１カウンタ３３およびラッチ３４に入力して、第１デジタルデータや第２デジタルデータを求めてデジタル演算回路６０に出力する。このため、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０に比べ、本第２実施形態のＡ／Ｄ変換回路１２０では、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１の遅延特性のバラツキによる非直線性の打ち消し効果が低下せず、また回路規模を小さくすることもできる。したがって、Ａ／Ｄ変換回路１２０では、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を一層向上することができる。

なお、サンプル＆ホールド５２を設ける位置は、反転アンプ５０の出力側に限れることはなく、例えば、図６に示すＡ／Ｄ変換回路１２０’のサンプル＆ホールド５２’のように、反転アンプ５０の入力側、つまり入力ライン２０ａと反転アンプ５０との間に設けても良い。この場合には、反転アンプ５０の出力は、マルチプレクサ６２に直接接続するように構成する。なお、このサンプル＆ホールド５２’は特許請求の範囲に記載の「他の電圧信号保持手段」に相当し得るものである。

また、例えば、図７に示すＡ／Ｄ変換回路１２０”のように、サンプル＆ホールド５２を設けることなく、反転アンプ５０’自体に、このような反転前の入力電圧Ｖinを保持する機能や反転後の反転入力電圧¬Ｖinを保持する機能を持たせても良い。

［第３実施形態］
続いて、本発明の第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２２０の構成を説明する。本第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２２０は、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０に比べ、周囲の温度変化に伴うデジタルデータの変動を抑制し得るように構成した点が異なる。なお、このＡ／Ｄ変換回路２２０は、特許請求の範囲に記載の請求項５に係る発明を具現化した一例に相当し得るものである。

これまでに説明した第１，第２実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０，１２０では、第１リングディレイライン３１や第２リングディレイライン４１がＭＯＳトランジスタ等の半導体により構成されていることから、その特性上、反転動作時間（遅延時間）が温度によって変動する。このため、電源電圧として第１リングディレイライン３１等に入力される入力電圧Ｖinによりデジタルデータに変換されて出力されるデータ値が、周囲の温度変化によっても変動し得ることから、本第３実施形態のＡ／Ｄ変換回路２２０では、この点を改善可能にした。なお、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０と実質的に同一の構成部分については、同一符号を付して説明を省略する。

図８に示すように、Ａ／Ｄ変換回路２２０は、第１変換部２３０、第２変換部２４０、反転アンプ２５０、デジタル演算回路２６０およびタイミング発生部２７０から構成されている。第１変換部２３０は、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０を構成する第１変換部３０に対してラッチ３５を備えていない点と第１ラッチ＆エンコーダ３２およびラッチ３４に入力されるラッチ信号が外部からではなくタイミング発生部２７０から入力される点を除いてほぼ同様に構成される。なお、第１リングディレイライン３１およびラッチ３４に入力されるラッチ信号は、タイミング発生部２７０から所定タイミングとして出力される。

また、第２変換部２４０も、第１変換部２３０と同様に、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０を構成する第２変換部４０に対してラッチ４５を備えていない点と第２ラッチ＆エンコーダ４２およびラッチ４４に入力されるラッチ信号が外部からではなくタイミング発生部２７０から入力される点を除いてほぼ同様に構成される。なお、第２リングディレイライン４１およびラッチ４４に入力されるラッチ信号は、タイミング発生部２７０から所定タイミングとして出力される。

さらに、反転アンプ２５０も、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０を構成する反転アンプ５０と同様に構成され、その出力は第２変換部２４０の第２リングディレイライン４１の電源電圧として入力可能に構成されている。また、デジタル演算回路２６０も、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０を構成するデジタル演算回路６０と同様に構成され、第１変換出力ライン３９から入力される第１デジタルデータから、第２変換出力ライン４９から入力される第２デジタルデータをデジタル的に減算し、その減算結果を出力ライン２２０ｅに出力可能に構成されている。なお、反転アンプ２５０は特許請求の範囲に記載の「反転手段」、デジタル演算回路２６０は特許請求の範囲に記載の「演算手段」、にそれぞれ相当し得るものである。

タイミング発生部２７０は、第３リングディレイライン２７１、第３カウンタ２７２、デジタルコンパレータ２７３、ＲＯＭ２７４、ＬＰＦ２７５、出力バッファ２７６，２７７等により構成されており、所定タイミングとしてのラッチ信号を発生させて第１変換部２３０や第２変換部２４０に出力（通知）する機能を有するものである。

第３リングディレイライン２７１は、基準電圧ライン２２０ｄから入力される基準電圧Ｖref （所定の基準電圧）を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化するＮＡＮＤ回路２７１ａ、ＩＮＶ回路２７１ｂ、２７１ｃ、２７１ｄ…２７１ｘを、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路３１ａ、ＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ…３１ｘと同様の個数および接続で構成し、ＮＡＮＤ回路２７１ａが第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａの動作開始と同時に動作を開始するもので、特許請求の範囲に記載の「第３パルス周回回路」に相当し得るものである。

即ち、第３リングディレイライン２７１を構成するＮＡＮＤ回路２７１ａやＩＮＶ回路２７１ｂ、２７１ｃ、２７１ｄ…２７１ｘは、入力されたパルス信号の論理値を反転（Ｈｉ→Ｌｏ、Ｌｏ→Ｈｉ）した後その出力信号を次のＩＮＶ回路に出力し得るように、直列に環状に接続されている。また、最後尾のＩＮＶ回路２７１ｘの出力端子は、先頭のＮＡＮＤ回路２７１ａの一方の入力端子に環状入力可能に接続されるとともに、第３カウンタ２７２にも入力し得るように第３カウンタ２７２の入力端子にシリアル接続されている。これに対して、環状入力のないＮＡＮＤ回路２７１ａの他方の入力端子には、スタート信号ライン２２０ｂが接続されている。これにより、スタート信号ライン２２０ｂから外部入力されるスタート信号ＳＴＲの論理レベルがＨｉ状態の場合にはＮＡＮＤ回路２７１ａの反転動作を可能にし、スタート信号ＳＴＲの論理レベルがＬｏ状態の場合にはＮＡＮＤ回路２７１ａの反転動作を不能にしている。

なお、これらＮＡＮＤ回路２７１ａおよび各ＩＮＶ回路２７１ｂ等を駆動するために供給される電源電圧は、安定した定電圧源に接続されて基準電圧Ｖref を出力可能な基準電圧ラインから供給される。例えば、図８に示すように、前述した定電圧源７０がこの基準電圧ライン２２０ｄに接続される。これにより、反転アンプ２５０に供給される基準電圧Ｖref と同様の電圧が、ＮＡＮＤ回路２７１ａおよび各ＩＮＶ回路２７１ｂ等を駆動する電源電圧として供給される。

定電圧源７０は、例えば、外部から入力される公称電圧＋５Ｖの電源電圧Ｖccを＋３．５Ｖの安定化された基準電圧Ｖref （直流電圧）に降圧して出力するバンドギャップ型の定電圧回路（リファレンス電圧にバンドギャップ電圧を用いるもの）で構成される。これにより、当該Ａ／Ｄ変換回路２２０の周囲温度が変化しても出力電圧として温度変化のほとんどない基準電圧Ｖref が得られる。

図９(A) は、ある半導体プロセスで作製したリングディレイラインの電源電圧とデジタルデータＤＴとの関係の温度特性を示しており、図９(B) には図９(A) の関係を＋２５℃を基準にした比率で示している。ここで基準電圧Ｖref は、図９(B) の３．５±０．３Ｖの範囲において、当該Ａ／Ｄ変換回路２２０の周囲温度が−３５℃〜＋８５℃に変化しても、デジタルデータＤＴによる値は同じ比率で変動する３．５Ｖに設定している。

また、この電源電圧Ｖccを出力する外部電源（直流電圧源）と定電圧源７０との間には、この電源電圧Ｖccの変動を抑制し得るノイズ除去フィルタ７５、例えば抵抗７５ａ，７５ｃ、コンデンサ７５ｃ，７５ｄとからなるローパスフィルタ回路が介在する。これにより、定電圧源７０に供給される電源電圧Ｖccの変動が抑制されるので、当該定電圧源７０は、より一層安定した基準電圧Ｖref を発生可能にしている。

なお、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０に基準電圧Ｖref を供給する定電圧源７０や、第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路１２０に基準電圧Ｖref を供給する定電圧源７０についても、入力側にこのようなノイズ除去フィルタ７５を設けることによって、定電圧源７０に供給される電源電圧Ｖccの変動が抑制されるので、より一層安定した基準電圧Ｖref を発生させることができる。

さらに、この第３リングディレイライン２７１は、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１と温度的に結合可能に構成されている。例えば、図１０に示すように、第１リングディレイライン３１、第２リングディレイライン４１および第３リングディレイライン２７１を、同一の半導体基板Ｗ上に隣接して並列に回路配置する。これにより、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘ、また第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ…４１ｘを構成するトランジスタ等の素子特性のばらつき要因のうち、フォトエッチング等の半導体プロセスに起因するものを少なくすることができる。

このため、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路２１ａおよびＩＮＶ回路２１ｂ等や、第２リングディレイライン４１を構成するＮＡＮＤ回路４１ａおよびＩＮＶ回路４１ｂ等による遅延特性と、第３リングディレイライン２７１を構成するＮＡＮＤ回路２７１ａおよびＩＮＶ回路２７１ｂ等による遅延特性と、をほぼ一致させることができるので、いわゆるペア性を向上することができる。さらに隣接させることで発熱による両回路の温度条件等を均一にできるため、温度特性の相殺に対し、より効果的である。

第３カウンタ２７２は、第３リングディレイライン２７１内で周回するパルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する機能を有するもので、入力端子は、前述した第３リングディレイライン２７１のＩＮＶ回路２７１ｘの出力端子が接続され、出力端子は、デジタルコンパレータ２７３の入力端子に接続されている。また、外部入力されるリセット信号ＲＳＴによりカウント値を初期化する必要から、リセット端子にはリセット信号ライン２２０ｃが接続されている。

これにより、リセット信号ライン２２０ｃから外部入力されるリセット信号ＲＳＴの立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）によって、第３カウンタ２７２のカウント値がリセットされるとともに、第３リングディレイライン２７１内で周回するパルス信号の周回回数のカウントが開始されて、時々刻々とカウントされる周回回数がカウント値としてデジタルコンパレータ２７３に出力される。

デジタルコンパレータ２７３は、第３カウンタ２７２から出力されるカウント値がＲＯＭ２７４から読み出される所定値（例えば１０進表記で２５５）に到達すると、所定タイミングとしてのラッチ信号を、第１変換部２３０の第１ラッチ＆エンコーダ３２やラッチ３４、第２変換部２４０の第２ラッチ＆エンコーダ４２やラッチ４４に出力する機能を有するもので、特許請求の範囲に記載の「タイミング通知手段」に相当し得るものである。本実施形態では、後述するＬＰＦ２７５や出力バッファ２７６を介して第１ラッチ＆エンコーダ３２等にラッチ信号を出力しているが、これらを介することなく、直接、ラッチ＆エンコーダ３２等にラッチ信号を出力しても良い。ＲＯＭ２７４には、このような所定値が予め記憶されている。

ＬＰＦ２７５は、抵抗２７５ａとコンデンサ２７５ｂとにより構成されて、所定の遮断周波数よりも低い周波数成分の通過を許容しそれもより高い周波数成分の通過を阻止し得るローパスフィルタ回路である。本第３実施形態では、遮断周波数として、例えばグリッチノイズ（glitch noise）の立ち上がり周波数相当（例えば、数十ＭHzから数百ＭHz前後のオーダー）に設定されており、これによりこのようなグリッチノイズを除去可能に構成されている。

出力バッファ２７６，２７７は、ＩＮＶ回路を２個一組に直列接続して構成されるもので、出力タイミングの調整や、後段に対するドライブ能力の確保を可能にしている。なお、出力バッファ２７７は、外部にラッチ信号の完了を通知するラッチ完了信号をラッチ信号完了ライン２２０ｆに出力するために設けられている。

このように本第３実施形態のＡ／Ｄ変換回路２２０では、第１変換部２３０の第１リングディレイライン３１内に構成されたＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ…３１ｘの電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となる入力電圧Ｖinを用いるので、第１リングディレイライン３１内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの入力電圧Ｖinの大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数を第１カウンタ３３によりカウントしてカウント値を第１デジタルデータとして所定タイミングで出力する。

また、第１デジタルデータによる値が電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する電源電圧の範囲のほぼ中心の基準電圧Ｖrefを基準に入力電圧Ｖinをその増減方向に反転アンプ２５０により反転し、それを反転入力電圧¬Ｖinとして第２リングディレイライン４１内に構成されたＮＡＮＤ回路４１ａ、ＩＮＶ回路４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ…４１ｘの電源電圧として用いることで、第２リングディレイライン４１内を周回するパルス信号の位置や周回回数がこの反転入力電圧¬Ｖinの大きさにより異なることから、パルス信号の周回回数を第２カウンタ４３によりカウントしてカウント値を第２デジタルデータとして所定タイミングで出力する。

これにより、第２デジタルデータは、第１デジタルデータに対して前記中心電圧を基準に入力電圧Ｖinの増減方向に反転した出力特性を持つので、第１デジタルデータから第２デジタルデータをデジタル演算回路２６０により減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータＤＴとして出力ライン２２０ｅに出力することによって、第１パルス周回回路の非直線性を第２パルス周回回路の非直線性により打ち消すことが可能となる。したがって、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上することができる。

さらに、タイミング発生部２７０の第３リングディレイライン２７１には、電源電圧として基準電圧Ｖref が入力されるとともに、第１変換部２３０の第１リングディレイライン３１および第２変換部２４０の第２リングディレイライン４１とほぼ同様の温度環境下において第３リングディレイライン２７１内で周回するパルス信号の周回回数が第３カウンタ２７２によりカウントされるので、それが所定値に到達したタイミングを所定タイミングとして第１変換部２３０の第１ラッチ＆エンコーダ３２やラッチ３４および第２変換部２４０の第２ラッチ＆エンコーダ４２やラッチ４４にラッチ信号として出力（通知）することにより、このタイミングにおける二進数のデジタルデータＤＴとして、第１リングディレイライン３１の非直線性を第２リングディレイライン４１の非直線性により打ち消したものが得られる。

即ち、第３リングディレイライン２７１に入力されるアナログ電圧は、温度変動のほとんどない定電圧源７０から出力される基準電圧Ｖref であり変動しないため、第３リングディレイライン２７１の周回回数より得られる所定タイミングは第３リングディレイライン２７１の温度特性のみで変動し、第１変換部２３０の第１リングディレイライン３１および第２変換部２４０の第２リングディレイライン４１がタイミング発生部２７０の第３リングディレイライン２７１と同様に周囲温度の変化に伴って出力特性が変動するので、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１の温度特性を第３リングディレイライン２７１の温度特性で相殺することができる。その一方で、第１リングディレイライン３１の非直線性を第２リングディレイライン４１の非直線性により打ち消した二進数のデジタルデータＤＴとして、当該基準電圧Ｖref に対するアナログ電圧の差に相当するデジタルデータを得ることができる。したがって、周囲の温度変化に伴うデジタルデータＤＴの変動をも抑制可能となるので、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性をも含む精度でより一層向上することができる。

なお、タイミング発生部２７０の第３リングディレイライン２７１には、電源電圧として基準電圧Ｖref は、反転アンプ２５０に供給される基準電圧Ｖref と同一にしたが、これに限られることはなく、それぞれ別個の電圧源から同一または異なる基準電圧Ｖref を供給するように構成しても良い。

［第４実施形態］
続いて、本発明の第４実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路３２０の構成を説明する。上述した第１〜第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０，１２０，１２０’，１２０”，２２０では、反転アンプ５０，５０’，２５０によって、入力電圧Ｖinをその増減方向に基準電圧Ｖref を基準に反転させて第２リングディレイライン４１に入力する構成を採ったが、このような反転アンプ５０等を必要とするため、回路規模の増大傾向を招く。

そこで、本第４実施形態では、このような反転アンプ５０等を要することなく、前述した第１〜第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０，１２０，１２０’，１２０”，２２０と同様、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上可能にした。なお、第１実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０と実質的に同一の構成部分については、同一符号を付して説明を省略する。このＡ／Ｄ変換回路３２０は、特許請求の範囲に記載の請求項８に係る発明を具現化した一例に相当し得るものである。

図１１に示すように、Ａ／Ｄ変換回路３２０は、第１変換部３３０、第２変換部３４０、デジタル演算回路３６０および定電圧源３７０から構成されており、入力ライン３２０ａに入力されたアナログの入力電圧Ｖinを、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの電源電圧ではなく動作基準電圧にしている点、第２リングディレイライン４１には反転入力電圧¬Ｖinではなく入力ライン３２０ａに入力されたアナログの入力電圧Ｖinを入力している点、および、入力レベルシフト３３１等を備える点等が、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０に比べて異なる。

即ち、入力ライン３２０ａに入力されたアナログの入力電圧Ｖinを、第１リングディレイライン３１の動作基準電圧３１Ｖ−として第１リングディレイライン３１に入力可能に入力ライン３２０ａを第１リングディレイライン３１に接続するとともに、この入力電圧Ｖinを、第２リングディレイライン４１の動作電源電圧４１Ｖ＋として第２リングディレイライン４１に入力可能に入力ライン３２０ａを第２リングディレイライン４１に接続する。つまり、第１リングディレイライン３１の動作基準電位と第２リングディレイライン４１の動作電源電位とを等しくして入力ライン３２０ａに接続する。

このように第１リングディレイライン３１は、動作基準電圧３１Ｖ−を入力電圧Ｖinとしていることから、その動作電源電圧３１Ｖ＋はこれよりも高く設定する必要がある。このため、Ａ／Ｄ変換回路３２０では、定電圧源３７０から出力される所定の基準電圧Ｖref1を動作電源電圧３１Ｖ＋として供給し得るように定電圧源３７０を基準電圧ライン３２０ｄに接続している。

定電圧源３７０は、出力する電圧値が異なる以外は、第１実施形態で説明した定電圧源７０と同様に構成されている。即ち、リファレンス電圧にバンドギャップ電圧を用いたバンドギャップ型の定電圧回路等の定電圧源で、当該Ａ／Ｄ変換回路３２０の周囲温度が変化しても出力電圧として温度変化のほとんどない基準電圧Ｖref1を出力可能に構成されている。基準電圧Ｖref1は、アナログ電圧信号である入力電圧Ｖinの変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧に設定されている。

例えば、入力電圧Ｖinの変化が２Ｖ〜５Ｖである場合には、その中心電圧である３．５Ｖの２倍電圧である７Ｖ（＝３．５Ｖ×２）に基準電圧Ｖref1を設定する。また、第１実施形態で図３を参照して説明したように、デジタル演算回路３７から出力される第１デジタルデータによる値が入力電圧Ｖinの変化に対してほぼ一定に変動する電圧範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧に当該基準電圧Ｖref1を設定する。これにより、第１リングディレイライン３１を構成するＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘには、動作電源電圧３１Ｖ＋に基準電圧Ｖref1（例えば７Ｖ）が設定され、動作基準電圧３１Ｖ−に入力電圧Ｖin（例えば３．５Ｖ中心）が設定される。

一方、第２リングディレイライン４１は、動作電源電圧４１Ｖ＋を入力電圧Ｖinとしていることから、その動作基準電圧４１Ｖ−はこれよりも低く設定する必要がある。このため、Ａ／Ｄ変換回路３２０では、入力電圧Ｖinの最低電圧よりも低い所定電圧、例えばＡ／Ｄ変換回路３２０のアースＧndを動作基準電圧４１Ｖ−に設定している。なお、このアースＧndは、定電圧源３７０のアースＧndと同電位に設定されている。これにより、第２リングディレイライン４１を構成するＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ…４１ｘには、動作電源電圧４１Ｖ＋に入力電圧Ｖin（例えば３．５Ｖ中心）が設定され、動作基準電圧４１Ｖ−にアース電位（例えば０Ｖ）が設定される。

このように第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１を構成することにより、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの動作電源電圧３１Ｖ＋は、基準電圧Ｖref1（例えば７Ｖ）に固定され、これらの動作基準電圧３１Ｖ−は入力電圧Ｖinの変化に従って変動する。また、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ…４１ｘの動作電源電圧４１Ｖ＋は、入力電圧Ｖinの変化に従って変動し、これらの動作基準電圧４１Ｖ−はアースＧndに固定される。

このため、入力電圧Ｖinが増加した場合には、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの動作基準電圧３１Ｖ−や第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ…４１ｘの動作電源電圧４１Ｖ＋が上昇するため、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａ等に供給される動作電圧（動作電源電圧３１Ｖ＋と動作基準電圧３１Ｖ−との差電圧）は低くなる反面、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａ等に供給される動作電圧（動作電源電圧４１Ｖ＋と動作基準電圧４１Ｖ−との差電圧）は高くなる。これにより、入力ライン３２０ａに入力された入力電圧Ｖinは、第１デジタルデータに変換されて第１変換出力ライン３９から、第２デジタルデータに変換されて第２変換出力ライン４９から、それぞれ図１２に示すような特性で出力される。

即ち、第１リングディレイライン３１の動作電源電圧３１Ｖ＋として入力される入力電圧Ｖinに対して、第２リングディレイライン４１には、入力電圧Ｖinの変動範囲のほぼ中心電圧を基準にアナログ電圧信号をその増減方向に反転したものと等価の「反転アナログ電圧信号」が動作電圧として入力されているので、例えば、前述した入力電圧Ｖinの変化が２Ｖ〜５Ｖである場合には、その中心電圧である３．５Ｖ（図１２に示すＶref ）を基準に、入力電圧Ｖinをその増減方向に反転した特性で、第１変換出力ライン３９および第２変換出力ライン４９から出力される。これにより、図３を参照して説明したように、第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０の反転アンプ５０によって入力電圧Ｖinをその増減方向に基準電圧Ｖref を基準に反転させたのと同様に、Ａ／Ｄ変換回路３２０においても入力電圧Ｖinをその増減方向に反転させることが可能となる。

また、定電圧源３７０から出力される基準電圧Ｖref1を、デジタル演算回路３７から出力される第１デジタルデータによる値が入力電圧Ｖinの変化に対してほぼ一定に変動する電圧範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧に設定することで、第１デジタルデータから第２デジタルデータを減算して得られるデジタルデータＤＴは、図１２（紙面右に示す特性図）に示す「Ｂ−Ａ」のように直線性を向上することが可能となる。

このように本第４実施形態では、入力ライン３２０ａに入力される入力電圧Ｖinを中心に、第１リングディレイライン３１の動作電圧を＋側、第２リングディレイライン４１の動作電圧を−側、にそれぞれシフトさせている。このため、第１リングディレイライン３１や第２リングディレイライン４１では、Ａ／Ｄ変換回路３２０の外部から入力される信号レベル０Ｖ〜５Ｖのスタート信号ＳＴＲをそのまま処理することができない。また、第１リングディレイライン３１や第２リングディレイライン４１から出力される信号は、信号レベル０Ｖ〜５Ｖではないため、第１ラッチ＆エンコーダ３２や第１カウンタ３３、あるいは第２ラッチ＆エンコーダ４２や第２カウンタ４３もそのまま処理することができない。

このため、Ａ／Ｄ変換回路３２０では、第１リングディレイライン３１の入力側に入力レベルシフト３３１を、また第１リングディレイライン３１の出力側に出力レベルシフト３３３、３３５を設けている。また、第２リングディレイライン４１の入力側に入力レベルシフト３４１を、また、第２リングディレイライン４１の出力側に出力レベルシフト３４３、３４５を設けている。

入力レベルシフト３３１は、スタート信号ライン３２０ｂから入力されたスタート信号ＳＴＲ（Ｌｏ：０Ｖ、Ｈｉ：５Ｖ）の信号レベルを、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａで処理可能にレベル変換をする。例えば、図１３に示すように、基準電圧Ｖref1とアースＧndとの間に介在する直列接続されたＰ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｐおよびＮ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｎと、基準電圧Ｖref1と入力電圧Ｖinとの間に介在する直列接続されたＰ−ＭＯＳトランジスタ３３２ｐおよびＮ−ＭＯＳトランジスタ３３２ｎと、により構成される。

これらのうちＰ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｐとＮ−ＭＯＳトランジスタ３３２ｎは、いわゆる定電流源として動作することで能働負荷として機能する。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｐは、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｎに対して定電流を供給することにより、当該Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｎは、ゲートＧに入力されるスタート信号ＳＴＲに応じた出力電圧としてドレインＤから反転した出力信号を出力する。また、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３３２ｎは、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３３２ｐに対して定電流を供給することにより、当該Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３３２ｐは、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３３１ｎから出力される出力信号をゲートＧで受け反転してドレインＤから出力する。これにより、例えば、スタート信号ライン３２０ｂから、Ｈｉ論理（信号レベル５Ｖ）のスタート信号が入力されると７Ｖに変換し、Ｌｏ論理（信号レベル０Ｖ）の信号が入力されると３．５Ｖに変換する。

入力レベルシフト３４１も同様に、スタート信号ライン３２０ｂから入力されたスタート信号ＳＴＲ（Ｌｏ：０Ｖ、Ｈｉ：５Ｖ）の信号レベルを、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａで処理可能にレベル変換をする。例えば、図１３に示すように、入力電圧ＶinとアースＧndとの間に、直列接続されたＰ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｐおよびＮ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｎと、直列接続されたＰ−ＭＯＳトランジスタ３４２ｐおよびＮ−ＭＯＳトランジスタ３４２ｎと、がそれぞれ介在して構成される。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｐとＮ−ＭＯＳトランジスタ３４２ｎは、能動負荷として動作する定電流源である。

Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｐは、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｎに対して定電流を供給することにより、当該Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｎは、ゲートＧに入力されるスタート信号ＳＴＲに応じた出力電圧としてドレインＤから反転した出力信号を出力する。また、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３４２ｎは、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３４２ｐに対して定電流を供給することにより、当該Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３４２ｐは、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３４１ｎから出力される出力信号をゲートＧで受け反転してドレインＤから出力する。これにより、例えば、スタート信号ライン３２０ｂから、Ｈｉ論理（信号レベル５Ｖ）のスタート信号が入力されると３．５Ｖに変換し、Ｌｏ論理（信号レベル０Ｖ）の信号が入力されると０Ｖのまま出力する。

これに対し、出力レベルシフト３３３、３３５は、第１リングディレイライン３１から出力されるパルス信号（Ｌｏ：３．５Ｖ、Ｈｉ：７Ｖ）の信号レベルを、第１カウンタ３３や第１ラッチ＆エンコーダ３２で処理可能にレベル変換をする。例えば、図１３に示す出力レベルシフト３３５のように、電源電圧５ＶとアースＧndとの間に、直列接続されたＰ−ＭＯＳトランジスタ３３５ｐとＮ−ＭＯＳトランジスタ３３５ｎとにより構成され、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３３５ｐのゲートＧを入力、両トランジスタ３３５ｐ、３３５ｎのドレインＤを出力とする。Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３３５ｎは、定電流源として動作することで、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３３５ｐに対して能働負荷として機能している。これにより、例えば、第１リングディレイライン３１から、Ｈｉ論理（信号レベル７Ｖ）のパルス信号が入力されると５Ｖに変換し、Ｌｏ論理（信号レベル３．５Ｖ）の信号が入力されると０Ｖに変換する。

また、出力レベルシフト３４３、３４５も同様に、第２リングディレイライン４１から出力されるパルス信号（Ｌｏ：０Ｖ、Ｈｉ：３．５Ｖ）の信号レベルを、第２カウンタ４３や第２ラッチ＆エンコーダ４２で処理可能にレベル変換をする。例えば、図１３に示す出力レベルシフト３４５のように、電源電圧５ＶとアースＧndとの間に、直列接続されたＰ−ＭＯＳトランジスタ３４５ｐとＮ−ＭＯＳトランジスタ３４５ｎとにより構成され、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３４５ｎのゲートＧを入力、両トランジスタ３４５ｐ、３４５ｎのドレインＤを出力とする。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３４５ｐは、定電流源として動作することで、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３４５ｎに対して能働負荷として機能している。これにより、例えば、第２リングディレイライン４１から、Ｈｉ論理（信号レベル３．５Ｖ）のパルス信号が入力されると５Ｖに変換し、Ｌｏ論理（信号レベル０Ｖ）の信号が入力されると０Ｖのまま出力する。

なお、図１３には、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１の回路例が図示されているので、これらについても簡単に説明する。図１３に示すように、ＮＡＮＤ回路３１ａは、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３１ａｐ１、３１ａｐ２とＮ−ＭＯＳトランジスタ３１ａｎ１、３１ａｎ２とからなる一般的な否定論理積回路で、基準電圧Ｖref1と入力電圧Ｖinとの間に構成されている。また、ＮＡＮＤ回路４１ａも同様に、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ４１ａｐ１、４１ａｐ２とＮ−ＭＯＳトランジスタ４１ａｎ１、４１ａｎ２とからなる一般的な否定論理積回路で、入力電圧ＶinとアースＧndとの間に構成されている。

また、ＩＮＶ回路３１ｂは、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３１ｂｐとＮ−ＭＯＳトランジスタ３１ｂｎとからなる一般的な否定論理回路で、基準電圧Ｖref1と入力電圧Ｖinとの間に構成されている。ＩＮＶ回路３１ｃ、３１ｄ…３１ｘもＩＮＶ回路３１ｂと同様に構成される。さらにＩＮＶ回路４１ｂもＩＮＶ回路３１ｂと同様に、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ４１ｂｐとＮ−ＭＯＳトランジスタ４１ｂｎとからなる一般的な否定論理回路で、入力電圧ＶinとアースＧndとの間に構成されている。ＩＮＶ回路４１ｃ、４１ｄ…４１ｘもＩＮＶ回路４１ｂと同様に構成される。

ところで、図１３に示す第１リングディレイライン３１や第２リングディレイライン４１のＭＯＳトランジスタの記号を見るとわかるように、本第４実施形態では、それを構成するＰ−ＭＯＳトランジスタおよびＮ−ＭＯＳトランジスタを同一の半導体基板に形成する場合には、それぞれのバックゲートを半導体基板の基板電位と電気的に分離するように構成する必要がある。

即ち、第１リングディレイライン３１においては、例えば、ＮＡＮＤ回路３１ａを構成するＰ−ＭＯＳトランジスタ３１ａｐ１のバックゲートＢを半導体基板Ｗの基板電位と電気的に分離させて基準電圧Ｖref1に接続し得るように当該Ｐ−ＭＯＳトランジスタの形成層を構成し、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ３１ａｎ１のバックゲートＢを半導体基板Ｗの基板電位と電気的に分離させて入力電圧Ｖinに接続し得るように当該Ｎ−ＭＯＳトランジスタの形成層を構成する。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３１ａｐ２やＮ−ＭＯＳトランジスタ３１ａｎ２も同様にバックゲートが構成される。

具体的には、図１４(A) に示すように、半導体基板ＷがＰ型である場合には、Ｎ−ＭＯＳトランジスタのバックゲートが、常に基板電位（Ｐ領域電位）、即ち、通常はアースＧndとなるが、Ｎ−ＭＯＳトランジスタをその形成層の周囲に配置されるＰウェルをディープＮウェルで囲む二重ウェル構成にする。これにより、Ｎ−ＭＯＳトランジスタが電気的に素子分離されることから、Ｎ−ＭＯＳトランジスタのバックゲートを半導体基板Ｗから電気的に分離することが可能となる。なお、Ｐ−ＭＯＳトランジスタは、その形成層の周囲にＮウェルが配置されていることから、半導体基板ＷがＰ型である場合には、このような二重ウェル構成を採らなくても、Ｎ−ＭＯＳトランジスタのバックゲートは半導体基板Ｗから電気的に分離できる。

また、図１４(B) に示すように、半導体基板ＷがＳＯＩ（Silicon on Insulator）構造を採っている場合には、ＳＯＩによるシリコン酸化物（ＳiＯ_２）で、Ｎ−ＭＯＳトランジスタの形成層周囲に配置されるＰウェルを囲むトレンチ構造による素子分離をしても良い。なお、この場合も、Ｐ−ＭＯＳトランジスタは、その形成層の周囲にＮウェルが配置されていることから、半導体基板ＷがＰ型である場合には、このようなトレンチ構造による素子分離構成を採らなくても、Ｎ−ＭＯＳトランジスタのバックゲートは半導体基板Ｗから電気的に分離できる。

このように本第４実施形態のＡ／Ｄ変換回路３２０では、第１リングディレイライン３１は、その動作基準電圧３１Ｖ−を入力電圧Ｖinとするとともにその動作電源電圧３１Ｖ＋を入力電圧Ｖinの変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧の基準電圧Ｖref1とする。これに対し、第２リングディレイライン４１は、その動作基準電圧４１Ｖ−を入力電圧Ｖinの最低電圧よりも低いアースＧndの電位とするとともにその動作電源電圧４１Ｖ＋を入力電圧Ｖinとする。これにより、入力電圧Ｖinが増加した場合には、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの動作電圧が低くなる反面、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ…４１ｘの動作電圧が高くなり、これとは逆に入力電圧Ｖinが減少した場合には、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ等の動作電圧が高くなる反面、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ等の動作電圧が低くなる。

つまり、第１リングディレイライン３１の動作電圧として入力される入力電圧Ｖinに対して、第２リングディレイライン４１には、入力電圧Ｖinの変動範囲のほぼ中心電圧を基準に入力電圧Ｖinをその増減方向に反転したものと等価の「反転アナログ電圧信号」が動作電圧として入力される。そのため、第１リングディレイライン３１内で周回するパルス信号の周回回数からの第１デジタルデータから、第２リングディレイライン４１内で周回するパルス信号の周回回数からの第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータとして出力ライン３２０ｅに出力することによって、第１リングディレイライン３１の非直線性を第２リングディレイライン４１の非直線性により打ち消すことが可能となる。したがって、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性を向上することができることに加えて、第１〜第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０，１２０，１２０’，１２０”，２２０で必要とした反転アンプ５０，５０’，２５０を必要としないため、その分、回路規模の増大傾向を抑制することができる。

［第５実施形態］
続いて、本発明の第５実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路４２０の構成を説明する。本第５実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路４２０は、第４実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路３２０に比べ、周囲の温度変化に伴うデジタルデータの変動を抑制し得るように構成した点が異なる。なお、このＡ／Ｄ変換回路４２０は、特許請求の範囲に記載の請求項１０に係る発明を具現化した一例に相当し得るものである。

前述した第４実施形態のＡ／Ｄ変換回路３２０では、第１リングディレイライン３１や第２リングディレイライン４１がＭＯＳトランジスタ等の半導体により構成されていることから、その特性上、反転動作時間（遅延時間）が温度によって変動する。このため、本第５実施形態のＡ／Ｄ変換回路４２０では、前述した第３実施形態のＡ／Ｄ変換回路２２０と同様に、タイミング発生部２７０を付加してこの点を改善可能にした。なお、第３実施形態のＡ／Ｄ変換回路２２０や第４実施形態のＡ／Ｄ変換回路３２０と実質的に同一の構成部分については、同一符号を付して説明を省略する。

図１５に示すように、Ａ／Ｄ変換回路４２０は、第１変換部４３０、第２変換部４４０、デジタル演算回路４６０およびタイミング発生部２７０から構成されている。第１変換部４３０は、第４実施形態のＡ／Ｄ変換回路３２０を構成する第１変換部３３０に対して第１ラッチ＆エンコーダ３２およびラッチ３４，３５に入力されるラッチ信号が外部からではなくタイミング発生部２７０から入力される点を除いてほぼ同様に構成される。なお、第１リングディレイライン３１およびラッチ３４，３５に入力されるラッチ信号は、タイミング発生部２７０から所定タイミングとして出力される。

また、第２変換部４４０も、第１変換部４３０と同様に、第４実施形態のＡ／Ｄ変換回路２０を構成する第２変換部４０に対して第２ラッチ＆エンコーダ４２およびラッチ４４，４５に入力されるラッチ信号が外部からではなくタイミング発生部２７０から入力される点を除いてほぼ同様に構成される。なお、第２リングディレイライン４１およびラッチ４４，４５に入力されるラッチ信号は、タイミング発生部２７０から所定タイミングとして出力される。

さらに、デジタル演算回路４６０も、第４実施形態のＡ／Ｄ変換回路３２０を構成するデジタル演算回路３６０と同様に構成され、第１変換出力ライン３９から入力される第１デジタルデータから、第２変換出力ライン４９から入力される第２デジタルデータをデジタル的に減算し、その減算結果を出力ライン４２０ｆに出力可能に構成されている。なお、デジタル演算回路４６０は特許請求の範囲に記載の「演算手段」、に相当し得るものである。

なお、これらＮＡＮＤ回路２７１ａおよび各ＩＮＶ回路２７１ｂ等を駆動するために供給される電源電圧は、安定した定電圧源に接続されて基準電圧Ｖref2を出力可能な基準電圧ラインから供給される。例えば、図１５に示すように、第１実施形態で説明した定電圧源７０と同様に構成される定電圧源３７１がこの基準電圧ライン４２０ｄに接続されて、基準電圧Ｖref と同様の基準電圧Ｖref2が、ＮＡＮＤ回路２７１ａおよび各ＩＮＶ回路２７１ｂ等を駆動する電源電圧として供給される。

定電圧源３７１は、例えば、外部から入力される公称電圧＋５Ｖの電源電圧Ｖccを＋３．５Ｖの安定化された基準電圧Ｖref2（直流電圧）に降圧して出力するバンドギャップ型の定電圧回路で構成され、これにより、当該Ａ／Ｄ変換回路４２０の周囲温度が変化しても出力電圧として温度変化のほとんどない基準電圧Ｖref2を得ている。

なお、この第３リングディレイライン２７１は、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１と温度的に結合可能に構成されている。例えば、図１０に示すように、第１リングディレイライン３１、第２リングディレイライン４１および第３リングディレイライン２７１を、同一の半導体基板Ｗ上に隣接して並列に回路配置する。これにより、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘ、また第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ…４１ｘを構成するトランジスタ等の素子特性のばらつき要因のうち、フォトエッチング等の半導体プロセスに起因するものを少なくすることができる。

このように本第５実施形態のＡ／Ｄ変換回路４２０では、第１リングディレイライン３１は、その動作基準電圧３１Ｖ−を入力電圧Ｖinとするとともにその動作電源電圧３１Ｖ＋を入力電圧Ｖinの変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧の基準電圧Ｖref1とする。これに対し、第２リングディレイライン４１は、その動作基準電圧４１Ｖ−を入力電圧Ｖinの最低電圧よりも低いアースＧndの電位とするとともにその動作電源電圧４１Ｖ＋を入力電圧Ｖinとする。これにより、入力電圧Ｖinが増加した場合には、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ…３１ｘの動作電圧が低くなる反面、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ…４１ｘの動作電圧が高くなり、これとは逆に入力電圧Ｖinが減少した場合には、第１リングディレイライン３１のＮＡＮＤ回路３１ａやＩＮＶ回路３１ｂ等の動作電圧が高くなる反面、第２リングディレイライン４１のＮＡＮＤ回路４１ａやＩＮＶ回路４１ｂ等の動作電圧が低くなる。

つまり、第１リングディレイライン３１の動作電圧として入力される入力電圧Ｖinに対して、第２リングディレイライン４１には、入力電圧Ｖinの変動範囲のほぼ中心電圧を基準に入力電圧Ｖinをその増減方向に反転したものと等価の「反転アナログ電圧信号」が動作電圧として入力される。そのため、第２デジタルデータは、第１デジタルデータに対して前記中心電圧Ｖref を基準に入力電圧Ｖinの増減方向に反転した出力特性を持つので、第１デジタルデータから第２デジタルデータを減算することにより得られた減算結果を二進数のデジタルデータとして出力ライン４２０ｆに出力することによって、第１リングディレイライン３１の非直線性を第２リングディレイライン４１の非直線性により打ち消すことが可能となる。また、第１〜第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路２０，１２０，１２０’，１２０”，２２０で必要とした反転アンプ５０，５０’，２５０を必要としないため、その分、回路規模を増大傾向を抑制することができる。

さらに、タイミング発生部２７０の第３リングディレイライン２７１には、電源電圧として基準電圧Ｖref2が入力されるとともに、第１変換部４３０の第１リングディレイライン３１および第２変換部４４０の第２リングディレイライン４１とほぼ同様の温度環境下において第３リングディレイライン２７１内で周回するパルス信号の周回回数が第３カウンタ２７２によりカウントされるので、それが所定値に到達したタイミングを所定タイミングとして第１変換部４３０の第１ラッチ＆エンコーダ３２やラッチ３４および第２変換部４４０の第２ラッチ＆エンコーダ４２やラッチ４４にラッチ信号として出力（通知）することにより、このタイミングにおける二進数のデジタルデータＤＴとして、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１の温度特性を第３リングディレイライン２７１の温度特性により打ち消したものが得られる。

即ち、第３リングディレイライン２７１に入力されるアナログ電圧は、温度変動のほとんどない定電圧源３７１から出力される基準電圧Ｖref2であり変動しないため、第３リングディレイライン２７１の周回回数より得られる所定タイミングは第３リングディレイライン２７１の温度特性のみで変動し、第１変換部４３０の第１リングディレイライン３１および第２変換部４４０の第２リングディレイライン４１がタイミング発生部２７０の第３リングディレイライン２７１と同様に周囲温度の変化に伴って出力特性が変動するので、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１の温度特性を第３リングディレイライン２７１の温度特性で相殺することができる。その一方で、第１リングディレイライン３１の非直線性を第２リングディレイライン４１の非直線性により打ち消した二進数のデジタルデータＤＴとして、当該基準電圧Ｖref2に対するアナログ電圧の差に相当するデジタルデータを得ることができる。したがって、周囲の温度変化に伴うデジタルデータＤＴの変動をも抑制可能となるので、複雑な演算処理を要することなく、Ａ／Ｄ変換出力の直線性をも含む精度でより一層向上することができる。

なお、本第５実施形態では、第３リングディレイライン２７１の温度特性によりラッチ信号のタイミングを変化させることで、第１リングディレイライン３１および第２リングディレイライン４１の温度特性で打ち消したが、その他の方法で打ち消しても良い。

以上説明した各実施形態では、デジタル演算回路６０，２６０，３６０，４６０をＡ／Ｄ変換回路２０，１２０，２２０，３２０，４２０内に設けたが、これらの外部にこれを設けて演算する構成を採っても良い。これにより、Ａ／Ｄ変換回路２０，１２０，２２０，３２０，４２０の回路構成をより簡素化にし、また小型化にすることができる。

本発明の第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の構成例を示す回路図である。図１に示す反転アンプの構成例を示す回路図である。第１実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の動作原理の概念を示す説明図である。図１に示す第１リングディレイラインおよび第２リングディレイラインの半導体基板上の回路配置の例を示す説明図である。本発明の第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の構成例を示す回路図である。第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の他の構成例を示す回路図である。第２実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の他の構成例を示す回路図である。本発明の第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の構成例を示す回路図である。図９(A) は第３実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の入力電圧に対するＴＡＤ出力値（変換値）の温度変化特性を示す特性図で、図９(B) は図９(A) に示す温度特性を＋２５℃に対する変動比率（変換値比率）を示す特性図である。図８に示す第１リングディレイライン、第２リングディレイラインおよび第３リングディレイラインの半導体基板上の回路配置の例を示す説明図である。本発明の第４実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の構成例を示す回路図である。第４実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の動作原理の概念を示す説明図である。図１１に示す第１リングディレイラインおよび第２リングディレイラインの回路構成の例を示す回路図である。図１３に示す第１リングディレイラインおよび第２リングディレイラインを構成するＭＯＳトランジスタの構成例を示す説明図である。本発明の第５実施形態に係るＡ／Ｄ変換回路の構成例を示す回路図である。

符号の説明

２０、１２０、１２０’、１２０”、２２０、３２０、４２０…Ａ／Ｄ変換回路
２０ａ、２２０ａ、３２０ａ、４２０ａ…入力ライン（入力信号ライン）
２０ｅ、２２０ｅ、３２０ｅ、４２０ｆ…出力ライン（出力データライン）
３０、２３０、３３０、４３０…第１変換部
３１…第１リングディレイライン（第１パルス周回回路、パルス周回回路）
３１ａ、４１ａ、２７１ａ…ＮＡＮＤ回路（反転回路、起動用反転回路）
３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｘ、４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ、４１ｘ、２７１ｂ、２７１ｃ、２７１ｄ、２７１ｘ…ＩＮＶ回路（反転回路）
３１Ｖ＋…動作電源電圧
３１Ｖ−…動作基準電圧
３２…第１ラッチ＆エンコーダ
３３…第１カウンタ（カウンタ）
３４…ラッチ（第１出力制御手段）
３５…ラッチ（第１ラッチ）
３６…ラッチ（第１’ラッチ）
３７…デジタル演算回路（第１演算手段）
３９…第１変換出力ライン
４０、２４０、３４０、４４０…第２変換部
４１…第２リングディレイライン（第２パルス周回回路）
４１Ｖ＋…動作電源電圧
４１Ｖ−…動作基準電圧
４２…第２ラッチ＆エンコーダ
４３…第２カウンタ
４４…ラッチ（第２出力制御手段）
４５…ラッチ（第２ラッチ）
４７…デジタル演算回路（第２演算手段）
４９…第２変換出力ライン
５０、５０’、２５０…反転アンプ（反転手段）
５２…サンプル＆ホールド（電圧信号保持手段）
６０、３６０、４６０…デジタル演算回路（第３演算手段）
６２…マルチプレクサ（信号選択手段）
６４…制御回路（制御手段）
７０、３７０、３７１…定電圧源
７５…ノイズ除去フィルタ（フィルタ回路）
２６０…デジタル演算回路（演算手段）
２７０…タイミング発生部
２７１…第３リングディレイライン（第３パルス周回回路）
２７２…第３カウンタ
２７３…デジタルコンパレータ（タイミング通知手段）
２７４…ＲＯＭ（タイミング通知手段）
３３１、３４１…入力レベルシフト
３３３、３３５、３４３、３４５…出力レベルシフト
ＤＴ…デジタルデータ（二進数のデジタルデータ）
Ｖcc…電源電圧（直流電圧）
Ｖin…入力電圧（アナログ電圧信号）
¬Ｖin…反転入力電圧（反転アナログ電圧信号）
Ｖref …基準電圧（中心電圧、所定の基準電圧、ほぼ中心電圧の２倍電圧）
Ｖref1…基準電圧（ほぼ中心電圧の２倍電圧）
Ｖref2…基準電圧（所定の基準電圧）
Ｗ…半導体基板

Claims

入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、
前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、
前記第１カウンタから出力される前記カウント値を前回データとして所定周期で保持して出力する第１ラッチと、
前記第１カウンタから出力される前記カウント値を現在データとしてこの現在データから、当該現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第１ラッチから出力された前記前回データを減算し減算結果を第１デジタルデータとして出力する第１演算手段と、
前記第１演算手段から出力される第１デジタルデータによる値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準に、前記アナログ電圧信号をその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する反転手段と、
前記反転アナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、
前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、
前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転前回データとして前記所定周期で保持して出力する第２ラッチと、
前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転現在データとしてこの反転現在データから、当該反転現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第２ラッチから出力された前記反転前回データを減算し減算結果を第２デジタルデータとして出力する第２演算手段と、
前記第１デジタルデータから前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する第３演算手段と、
を備えることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
前記第１パルス周回回路および前記第２パルス周回回路は、同一の半導体基板上に隣接して並列に回路配置されることを特徴とする請求項１記載のＡ／Ｄ変換回路。
入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号と他のアナログ電圧信号とのいずれかを選択制御信号の入力により選択して出力する信号選択手段と、
前記信号選択手段から出力されたアナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させるパルス周回回路と、
前記パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力するカウンタと、
前記カウンタから出力される前記カウント値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準に、前記アナログ電圧信号をその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する反転手段と、
前記反転アナログ電圧信号を保持するとともに保持している前記反転アナログ電圧信号を前記他のアナログ電圧信号として前記信号選択手段に出力する電圧信号保持手段と、
前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号を選択して出力させる非反転選択信号と前記他のアナログ電圧信号として前記反転アナログ電圧信号を選択して出力させる反転選択信号とを、前記選択制御信号として前記信号選択手段に出力する制御手段と、
前記信号選択手段に前記非反転選択信号が入力される場合で、前記カウンタから出力される前記カウント値を前回データとして所定周期で保持して出力する第１ラッチと、
前記前回データを保持したタイミングの１周期後のタイミングで前記カウンタから出力される前記カウント値を現在データとして前記所定周期で保持して出力する第１’ラッチと、
前記第１’ラッチにより出力される前記現在データから前記第１ラッチにより出力される前記前回データを減算し減算結果を第１デジタルデータとして出力する第１演算手段と、
前記信号選択手段に前記反転選択信号が入力される場合で、前記前回データを保持したタイミングに前記電圧信号保持手段に保持された前記反転アナログ電圧信号を前記電源電圧したときにおける前記カウンタから出力される前記カウント値を反転前回データとして前記所定周期で保持して出力する第２ラッチと、
前記信号選択手段に前記反転選択信号が入力される場合で、前記前回データを保持したタイミングの１周期後のタイミングに前記電圧信号保持手段に保持された前記反転アナログ電圧信号を前記電源電圧としたときにおける前記カウンタから出力される前記カウント値を反転現在データとしてこの反転現在データから、前記第２ラッチにより出力される前記反転前回データを減算し減算結果を第２デジタルデータとして出力する第２演算手段と、
前記第１デジタルデータから前記第２デジタルデータを減算し減算結果を前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する第３演算手段と、
を備えることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
前記電圧信号保持手段に代えて、前記アナログ電圧信号を保持するとともに保持している前記アナログ電圧信号を前記反転手段に出力する他の電圧信号保持手段を備え、
前記反転手段は、前記他の電圧信号保持手段から出力される前記アナログ電圧信号を、前記カウンタから出力される前記カウント値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準にその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力することを特徴とする請求項３記載のＡ／Ｄ変換回路。
入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記入力信号ラインから入力されたアナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、
前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、
前記第１カウンタから出力される前記カウント値を第１デジタルデータとして所定タイミングで出力する第１出力制御手段と、
前記第１出力制御手段から出力される第１デジタルデータによる値が前記電源電圧の変化に対してほぼ一定に変動する前記電源電圧の範囲のほぼ中心電圧を基準に、前記アナログ電圧信号をその増減方向に反転し反転アナログ電圧信号を出力する反転手段と、
前記反転アナログ電圧信号を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、
前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、
前記第２カウンタから出力される前記カウント値を第２デジタルデータとしてを前記所定タイミングで出力する第２出力制御手段と、
所定の基準電圧を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始するとともに、これらの反転回路および起動用反転回路が前記第１パルス周回回路と温度的に結合可能に構成される第３パルス周回回路と、
前記第３パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第３カウンタと、
前記第１出力制御手段より出力される前記第１デジタルデータから、前記第２出力制御手段より出力される前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を得るとともに、その温度特性を前記第３カウンタから出力される前記カウント値の温度特性で打ち消し、前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する演算手段と、
を備えることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
前記第１パルス周回回路、前記第２パルス周回回路および前記第３パルス周回回路は、同一の半導体基板上に隣接して並列に回路配置されることを特徴とする請求項５記載のＡ／Ｄ変換回路。
前記中心電圧を発生させる基準電圧源とこの基準電圧源に直流電圧を供給する直流電圧源との間には、この直流電圧の変動を抑制し得るフィルタ回路が介在することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のＡ／Ｄ変換回路。
入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記アナログ電圧信号を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、
前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、
前記第１カウンタから出力される前記カウント値を前回データとして所定周期で保持して出力する第１ラッチと、
前記第１カウンタから出力される前記カウント値を現在データとしてこの現在データから、当該現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第１ラッチから出力された前記前回データを減算し減算結果を第１デジタルデータとして出力する第１演算手段と、
前記アナログ電圧信号の最低電圧よりも低い所定電圧を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始してパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、
前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、
前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転前回データとして前記所定周期で保持して出力する第２ラッチと、
前記第２カウンタから出力される前記カウント値を反転現在データとしてこの反転現在データから、当該反転現在データを出力したタイミングの１周期前のタイミングのデータを記憶した前記第２ラッチから出力された前記反転前回データを減算し減算結果を第２デジタルデータとして出力する第２演算手段と、
前記第１デジタルデータから前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する第３演算手段と、
を備えることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
前記第１パルス周回回路の前記反転回路および前記第２パルス周回回路の前記反転回路が、同一の半導体基板に隣接して形成されるＭＯＳトランジスタで構成されている場合、
前記第１パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートおよび前記第２パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートは、前記半導体基板の基板電位と電気的に分離されて異なる電位にあることを特徴とする請求項８記載のＡ／Ｄ変換回路。
入力信号ラインに入力されたアナログ電圧信号を二進数のデジタルデータに変換して出力データラインに出力するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記アナログ電圧信号を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号の変動範囲のほぼ中心電圧の２倍電圧を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を複数個リング状に連結させるとともに、これら複数個の反転回路のうちの一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、この起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を周回させる第１パルス周回回路と、
前記第１パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第１カウンタと、
前記第１カウンタから出力される前記カウント値を第１デジタルデータとして所定タイミングで出力する第１出力制御手段と、
前記アナログ電圧信号の最低電圧よりも低い所定電圧を動作基準電圧とするとともに前記アナログ電圧信号を動作電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの動作電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始してパルス信号を周回させる第２パルス周回回路と、
前記第２パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第２カウンタと、
前記第２カウンタから出力される前記カウント値を第２デジタルデータとしてを前記所定タイミングで出力する第２出力制御手段と、
所定の基準電圧を電源電圧とし、入力信号を反転させて出力する反転動作時間がこの電源電圧により変化する反転回路を、前記第１パルス周回回路を構成する前記反転回路と同様の個数および接続で構成し、これら複数個の反転回路のうちの一つである起動用反転回路が前記第１パルス周回回路の起動用反転回路の動作開始と同時に動作を開始するとともに、これらの反転回路および起動用反転回路が前記第１パルス周回回路と温度的に結合可能に構成される第３パルス周回回路と、
前記第３パルス周回回路内で周回する前記パルス信号の周回回数をカウントし、このカウント値を出力する第３カウンタと、
前記第１出力制御手段より出力される前記第１デジタルデータから、前記第２出力制御手段より出力される前記第２デジタルデータを減算してその減算結果を得るとともに、その温度特性を前記第３カウンタから出力される前記カウント値の温度特性で打ち消し、前記二進数のデジタルデータとして前記出力データラインに出力する演算手段と、
を備えることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
前記第１パルス周回回路の前記反転回路および前記第２パルス周回回路の前記反転回路が、同一の半導体基板に隣接して形成されるＭＯＳトランジスタで構成されている場合、
前記第１パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートおよび前記第２パルス周回回路の前記反転回路を構成するＭＯＳトランジスタのバックゲートは、前記半導体基板の基板電位と電気的に分離されて異なる電位にあることを特徴とする請求項１０記載のＡ／Ｄ変換回路。