JP2008309582A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号として実数信号しか得られない場合にも、ドップラー周波数または目標角度の正負を判定可能とすることができるレーダ装置を得る。
【解決手段】複数の送信周波数の波動を発生する発振器１と、送信空中線３と、受信空中線４と、受信された受信波動を検波して実数受信信号を生成する受信器５と、実数受信信号に対し時間方向にフーリエ変換するフーリエ変換部７と、フーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となるドップラー周波数点のピーク複素信号値を抽出するスペクトルピーク検出部８と、複数の送信周波数を用いて得られるピーク複素信号値を蓄積し、蓄積したピーク複素信号値から反射物体の距離を算出して測距値として出力する距離算出部９と、測距値の妥当性を判定しその判定結果に応じて距離算出部で算出された測距値とスペクトルピーク検出部で検出されるドップラー周波数とを出力する距離符号判定部１０とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置に関するものである。

一般に、レーダは、空間に電磁波を放射し、空間中に存在する目標で反射された反射波を受信することにより、目標の有無を知る、すなわち目標検出を行うものである。目標がレーダに対して相対的に運動している場合には、ドップラー効果により生じる周波数変移、すなわちドップラー周波数を計測することにより、目標の相対速度、すなわちドップラー速度を計測することもできる。

ドップラー周波数を計測する場合、受信信号として、２つの直交する信号成分を得るＩ／Ｑ検波方式が一般に用いられている。この方式では、受信波とローカル波をそれぞれ２分配することにより、受信波とローカル波の組み合わせを２組用意し、それぞれの組み合わせについて、ミキサを用いて混合することにより、２チャネルの受信信号を得る。２つの受信信号チャネルをIn-phaseチャネル（Ｉチャネル）と、Quadrature-phaseチャネル（Ｑチャネル）と呼ぶことにする。

２チャネルの受信信号のうちの、Ｑチャネルの受信信号を得る際に、受信波またはローカル波のいずれかの位相を９０度回転させておく。これにより、ＩチャネルとＱチャネルとで直交する成分が得られることになる。Ｉチャネルを実部、Ｑチャネルを虚部とみなすことにより得られる複素受信信号に対して、フーリエ変換を施すと、目標のドップラー周波数に対応する周波数の振幅が卓越するため、目標のドップラー周波数を知ることができる（例えば、非特許文献１参照）。

受信信号が１チャネル分しか得られないとき、すなわちＩチャネルしか得られない場合は、受信信号が実数信号になる。この場合、受信信号のフーリエ変換は周波数０を中心に対称な振幅分布となる。そのため、目標のドップラー周波数が正であったとしても、フーリエ変換後には正の周波数と負の周波数の２点の周波数で振幅が卓越する（２点の周波数で振幅のピークを持つ）ようになる。逆に、目標のドップラー周波数が負の場合にも、同様に正負の２点の周波数で振幅が卓越する。すなわち、ドップラー周波数の絶対値は得られても、その符号を確定させることはできなく、ドップラー周波数の符号にあいまいさが残る。これは、目標が接近しているか、それとも離反しているかを判別できないことを意味する。

同様の周波数符号のあいまいさは、信号処理で受信ビームを合成する技術であるＤＢＦ（Digital Beam Forming）方式のレーダにも現れる。ＤＢＦ方式では、複数の受信素子で得られた受信信号に対して、素子方向にフーリエ変換を施すことにより、角度方向の信号分布を得る。すなわち、受信ビームを信号処理で合成する技術である（例えば、非特許文献２参照）。

このようなＤＢＦ方式のレーダにおいて、受信信号が１チャネルのみからなる、すなわち実数受信信号しか得られない場合、受信信号をフーリエ変換した結果得られる受信ビームの振幅パターンは、正面を０度として、正負の角度で対称となる。すなわち、受信波の到来角度が正なのか負なのかが分からないことになる。

R.J.Doviak and D.S.Zrnic, "3. Radar and Its Environment," in Doppler Radar and Weather Observations, Second Ed., p. 30-53, Academic Press, Inc., 1993. M.I.Skolnik, Introduction to Radar Systems, Third Ed., pp.610-614, McGraw-Hill, 2001.

以上のように、ドップラーレーダにおいて、受信信号として実信号（Ｉチャネルのみ）しか得られない場合、ドップラー周波数の符号が得られない。さらに、アンテナがＤＢＦ方式の場合、目標角度（正面を角度０と定義）の正負の情報を得ることができない。しかし、Ｉチャネルのみでレーダ装置が構成されれば、ＩチャネルとＱチャネルの２チャネルでレーダ装置を構成するよりも、部品点数が少なくなるため、小型化および低コスト化を図ることができる。

この発明は上述した符号あいまいさと小型化・低コスト化が相反するという問題点を解決するためになされたもので、受信信号として実数信号しか得られない場合にも、ドップラー周波数の正負、あるいは目標角度の正負を判定可能とすることができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、複数の送信周波数の波動を発生する発振器と、前記発振器で発生された波動を空間に放射する送信空中線と、到来した波動を受信する受信空中線と、前記受信空中線で受信された受信波動を検波することにより、実数受信信号を生成する受信器と、前記受信器から生成される実数受信信号に対し時間方向または素子方向にフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部からのフーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となるドップラー周波数または角度点のピーク複素信号値を抽出するスペクトルピーク検出部と、複数の送信周波数を用いて得られる前記スペクトルピーク検出部からのピーク複素信号値を蓄積し、蓄積したピーク複素信号値から反射物体の距離を算出して測距値として出力する距離算出部と、前記距離算出部からの測距値の妥当性を判定しその判定結果に応じて前記距離算出部で算出された測距値と前記スペクトルピーク検出部で検出されるドップラー周波数または角度とを出力する距離判定部とを備えたことを特徴とする。

この発明によれば、受信信号として実数信号しか得られない場合にも、ドップラー周波数の正負、あるいは目標角度の正負を判定可能とすることができる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１に示すレーダ装置は、送信波を発生させる発振器１、発振器１から出力された送信波を分配する分配器２、分配器２から送信波出力の１つを入力し、空間へ送信波を放射する送信空中線３、送信波が空間中の物体により反射されることにより生じた反射波を受信することにより受信波を得る受信空中線４、受信空中線４から受信波を入力するとともに、分配器２から入力した送信波出力と混合することにより受信信号を生成する受信器５、受信器５から出力された受信信号をＡＤ（Analog to Digital）変換することによりディジタル受信信号を生成するＡＤ変換器６を備える。

また、このレーダ装置は、受信信号にフーリエ変換を施すことにより受信信号のフーリエ変換を算出するフーリエ変換部７、フーリエ変換部７からの受信信号フーリエ変換を入力し、振幅が極大値となるドップラー周波数とその周波数における複素振幅値を出力するスペクトルピーク検出部８、スペクトルピーク検出部８から複素振幅を入力して蓄積するとともに、異なる送信周波数の送信波を送信して得られた複素振幅を用いて反射物体の距離を算出する距離算出部９、距離算出部９で得られた測距値の妥当性を判定し、その判定結果に応じて距離算出部９で得られた測距値とスペクトルピーク検出部８で算出されるドップラー周波数とを出力する距離判定部としての距離符号判定部１０を備える。ここで、この距離符号判定部１０は、距離算出部９で得られた測距値の符号の正負を判定し、正である場合にのみ、スペクトルピーク検出部８で算出されるドップラー周波数を出力するようになされている。

次に、実施の形態１に係るレーダ装置の動作について説明する。発振器１は送信波を発生する。レーダ装置で良く用いられる送信周波数帯はマイクロ波帯やミリ波帯などであるが、この発明では、レーダ装置の送信周波数を特に限定するものではない。また、以後では送信波として電波を想定して説明を進めるが、電磁波の一種であるレーザ光を用いる場合、すなわちレーザレーダの場合にも同様に適用できるものである。さらに、電磁波に限らず、音波を用いたレーダ（ソーダ）にも適用可能である。

発振器１から出力される送信波の送信周波数は、複数通りに時分割で切り替えられるものとする。ここでは簡単のため、２つの送信周波数を交互に切り替えることとする。発振器１で生成された送信波は、分配器２に入力される。分配器２では、送信波を複数に分配して出力する。分配された送信波出力の１つは送信空中線００３へと出力される。他の分配された送信波出力は、ローカル波として受信器５へと出力される。

送信素子である送信空中線３は、分配器２から入力された送信波を空間へ放射する。放射された送信波は、空間中に存在する反射物体で反射される。これにより生じた反射波の一部は、レーダ装置の位置に戻ってくる。レーダ位置に到来した反射波は、受信空中線４によってレーダに取り込まれる。ここでは、受信空中線４が取り込んだ反射波を受信波と呼ぶことにする。受信器５では、受信波と送信波を混合することにより、両者の差の周波数（差周波数）を持つ受信信号を生成する。差周波数は、反射物体のドップラー周波数に等しいものとなる。

なお、受信器５は必要に応じて増幅器を備えていても良いが、この発明のレーダ装置の方式を限定するものではないため、図１には特に明示的に示していない。

受信器５は、それぞれで生成した受信信号をＡＤ変換器６へと出力する。ＡＤ変換器６は、入力した受信信号をアナログ−ディジタル変換し、得られたディジタル受信信号を生成する。

送信角周波数ω_１による送信波が次式（１）の時系列信号として表されるとする。

ただし、ｔは時間、Ａ_０は振幅である。

受信波は、角周波数がドップラー角周波数ω_Ｄだけ送信波のものからずれるとともに、距離ｒに比例する位相変化が生じた次式（２）で表される。

ただし、Ａは受信波の振幅、θ_ｒは反射物体の距離が０の場合の受信波の初期位相を表す定数であり、受信波の給電経路長や目標による電波反射の位相特性などによって定まるものである。

分配器２から受信器５へ入力される送信波成分（ローカル信号）が次式（３）で表されるとする。

ただし、θ_Ｌはローカル信号の初期位相を表す定数であり、ローカル信号の給電経路長などによって定まるものである。

受信器５から出力される受信信号は、式（２）のｓ_ＲＦ（ｔ）と式（３）のｓ_Ｌ（ｔ）を乗算した後に、高調波成分を除去したものであり、次式（４）で表される。

ただし、θ_０＝θ_ｒ−θ_Ｌである。

式（４）を指数関数で表現すると次式（５）となる。

受信信号ｓ_Ｒ１（ｔ）にフーリエ変換を施した後に、角周波数ω_Ｄの成分を抽出したものをｓ_Ｒ＋、角周波数−ω_Ｄの成分を抽出したものをｓ_Ｒ−とすると、両者は次式（６）及び（７）で表される。

ただし、Ａ’は抽出された信号成分の振幅を表すものであり、式（５）の信号の振幅にフーリエ変換の利得を乗じたものである。ｓ_Ｒ＋およびｓ_Ｒ−はスペクトルピーク検出部８で検出されたピークの複素振幅である。ｓ_Ｒ１＋は真の信号成分、ｓ_Ｒ１−はドップラー周波数の符号あいまいさにより生じた偽の信号成分である。この偽の信号成分は、受信器にてＩ／Ｑ検波を行わないためにより生じたものである。

真の信号成分ｓ_Ｒ１＋の位相は次式（８）で表される。

式（８）と同様にして、送信角周波数がω_２の場合の、真の信号成分の位相は次式（９）で表される。

式（８）の位相と式（９）の位相差を計算すると、次式（１０）を得る。

ただし、Δω＝ω_２−ω_１、Δｆ＝Δω／２πである。

したがって、式（１０）の関係を用いると、距離ｒを算出することができる。すなわち、２つの送信周波数を用いた観測により得られた複素振幅の位相差が反射物体の距離に比例することから、距離算出部９は次式（１１）により反射物体の距離を算出する。

ただし、以上の距離算出は、正しい符号のドップラー周波数成分を用いることが前提となっている。

実際には、図１ｂに示す構成のレーダ装置において、受信器５はＩ／Ｑ検波を行っていないため、出力される受信信号は実数信号である。そのため、ドップラースペクトルの振幅はドップラー周波数０を中心に対称となり、ドップラー周波数の正負にあいまいさが生じた状態となっている。すなわち、正しくは真の信号成分ｓ_Ｒ＋を用いるべきところを、偽の信号成分ｓ_Ｒ−を用いてしまう可能性がある。

例えば、真のドップラー周波数が負である場合に、誤って正のドップラー周波数成分を抽出した場合、抽出される成分は式（７）で表されるｓ_Ｒ１−である。同様に、送信角周波数ω_２を用いた観測によりｓ_Ｒ２−を得て、ｓ_Ｒ１−とｓ_Ｒ２−の位相差を算出したΔω_Ｒ−は次式（１２）で表される。

式（１２）のΔφ_Ｒ−に式（１１）と同様の距離算出処理を適用すると、測距値ｒ’は次式（１３）となる。

この式から分かるように、誤った符号のドップラー周波数成分を用いて距離算出を行った場合、測距値は負の値となる。よって、距離計測値が負となる場合は、ドップラー周波数の符号が誤っているスペクトルピークを検出したと判断することができる。

図２は、以上の説明を模式的に説明したものである。この図２では、ドップラー周波数の絶対値が同じで符号が異なる２つのドップラースペクトルのピーク１１０と１１１が得られている状況を想定している。ピーク１１０のドップラー周波数について、送信周波数ｆ１を用いたときに得られた複素振幅が１１２、送信周波数ｆ２を用いたときに得られた複素振幅が１１３であるとする。また、ピーク１１１のドップラー周波数について、送信周波数ｆ１を用いたときに得られた複素振幅が１１４、送信周波数ｆ２を用いたときに得られた複素振幅が１１５であるとする。

ピーク１１０を選択した場合、式（１０）で算出される位相差は正となるため、式（１１）で算出される距離は負の値となる。すなわち、正のドップラー周波数を仮定すると負の距離が算出されることになる。それに対して、ピーク１１１を選択した場合、式（１０）で算出される位相差は負となるため、式（１１）で算出される距離は正の値となる。すなわち、負のドップラー周波数を仮定すると正の距離が算出されることになる。以上から、図２の状況ではドップラー周波数は負が正しいと判定することができる。

以上の特性から、ピーク検出を正のドップラー周波数と負のドップラー周波数の両方で行い、距離算出を行った結果が正になる場合のみについて、測距値とドップラー周波数を出力するようにすれば、正しいドップラー周波数が出力されることになる。

なお、Δφ_Ｒ＋は位相の値であるため、あいまいさなく算出することができる区間長は２πである。本実施の形態１のレーダ装置においては、２πの区間長を−π〜πで表現するとき、−π〜０を正の距離に、０〜πを負の距離に割り当てるようにすれば良い。想定される最大の距離がｒｍａｘの場合、

のように送信周波数の差Δｆを設定すれば良い。

また、ここでは、送信周波数の数を２つとして、２周波での位相差から距離を求めるものであった。この場合、受信信号ｓ_Ｒ＋に含まれる目標数は１つであることを想定した処理となる。受信信号ｓ_Ｒ＋に含まれる目標数が複数想定される場合には、送信周波数の数を３つ以上とした距離算出方式を用いればよい。例えば、非特許文献３のように、３つ以上の送信周波数で観測した場合に、送信周波数方向に信号列を作り、この信号列にスペクトル解析（例えばＭＵＳＩＣ処理）を行えば、複数目標に対して距離算出処理を行うことが可能になる。

（非特許文献３）稲葉敬之, “多周波ステップICWレーダによる多目標分離法,” 電子情報通信学会論文誌 B Vol.J８9-B No.3 pp.3７3-3８3, 2006.

なお、スペクトルピークの検出を行う方法として、スペクトルの極大値を検出する方法を以上では説明した。信号成分が線スペクトルとみなせる場合には、このような簡易な方法でも問題は生じない。しかし、目標の速度がゆらぎを持っている場合や、レーダ装置のハードウェアの不安定である場合などには、スペクトルピークは幅を持つようになる。このようなスペクトルに受信機雑音が重畳すると、１つのスペクトルピーク内に複数の細かな極大値が現れる可能性がある。このような場合は、例えば非特許文献４に紹介されているようなモーメント法などの手法を用いれば、幅のあるスペクトルピークの中心周波数を適切に算出することが可能となる。

（非特許文献４）H. Sauvageot, “3.1.2 Estimators of Spectral Moments, ” in Radar Meteorology, Artech House, 1992.

以上のように、本実施の形態１のレーダ装置は、実数成分用の受信器のみがある場合にも、ドップラー周波数の符号を正しく計測することができるため、実数成分用の受信器と虚数成分用の受信器の２つが必要となるＩ／Ｑ検波方式よりも、部品点数が少なくなり、レーダ装置が低価格になるという利点がある。

実施の形態２．
前述した実施の形態１では、ピーク検出を正のドップラー周波数と負のドップラー周波数の両方で行い、距離算出を行った結果が正になる場合のみについて、測距値とドップラー周波数を出力するようにしていた。本実施の形態２では、ピーク検出を正のドップラー周波数と負のドップラー周波数のいずれかの領域のみで行い、距離算出符号の結果によって、ドップラー周波数の符号を修正するようなレーダ装置の構成を説明する。

図３は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図３に示す実施の形態２に係る構成において、図１に示す実施の形態１に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図３に示す実施の形態２においては、図１に示す実施の形態１に係る構成に対し、距離判定部として、距離符号判定部１０の他に、距離符号判定部１０にて測距値が負と判定された場合に、スペクトルピーク検出部８で得られたドップラー周波数の符号を反転させるドップラー周波数符号反転部１１をさらに備えている。

すなわち、実施の形態２において、距離判定部は、距離算出部９で算出された測距値の符号の正負を判定すると共に、距離算出部９で得られた測距値を出力する距離符号判定部１０と、距離符号判定部１０により距離算出部９で算出された測距値の符号が負と判定された場合に、スペクトルピーク検出部８で得られるピーク複素信号値を抽出したドップラー周波数の符号を反転させて出力するドップラー周波数符号反転部１１とでなる。

次に、実施の形態２に係るレーダ装置の動作を説明する。発振器１にて送信波を生成してから、フーリエ変換部７でフーリエ変換を行うところまでは、前述した実施の形態１と同じで動作である。しかし、フーリエ変換部７で得られる受信信号フーリエ変換の振幅分布がドップラー周波数０を中心に対称となることから、スペクトルピーク検出部８におけるピーク検出処理は、ドップラー周波数が正の領域のみで行う。

ドップラー周波数の真値が正である場合は、距離算出部９で得られる測距値は正の値、すなわち正しい値となる。逆に、ドップラー周波数の真値が負の場合は、距離算出部９で得られる測距値は負の値となる。しかし、この測距結果は符号が誤っているだけであるため、測距値としてはその絶対値を出力すれば良い。また、距離算出部９で得られた測距値が負であるということは、検出したドップラー周波数の符号が逆であったことを意味する。しかし、ドップラー周波数の絶対値は正しい値である。そこで、ドップラー周波数符号反転部１１では、距離符号判定部１０で距離符号の正負を入力し、負であった場合に、スペクトルピーク検出部８から入力したドップラー周波数の符号を負へ反転させた後に、ドップラー周波数を出力する。逆に、距離符号が正であった場合は、正しいドップラー周波数が得られることになるため、スペクトルピーク検出部８から入力したドップラー周波数をそのまま出力する。

図４は、以上の動作をフローチャートで表したものである。ステップｓ００１では、フーリエ変換部７にて受信信号にフーリエ変換を施す。ステップｓ００２では、スペクトルピーク検出部８にてスペクトルピークの検出を行う。ただし、ドップラー周波数が正の周波数区間のみを処理対象とする。ステップｓ００３では、距離算出部９にて式（１１）を用い二周波観測の結果を用いて距離算出（測距処理）を行う。ステップｓ００４では、ステップｓ００３における測距値の正負を距離符号判定部１０にて判定し、負であればステップｓ００５に移る。ステップｓ００５では、測距結果の符号を反転させる、すなわち正にする。ステップｓ００６では、ドップラー周波数符号反転部１１にてドップラー周波数の符号を反転する。

以上のように、本実施の形態２では、スペクトルピーク検出の対象となるドップラー周波数の区間が半分になるため、実施の形態１の効果に加えて、演算量が少なくて済むという効果がある。

実施の形態３．
前述した実施の形態１では、送信波として連続波を用いる場合に適用可能なレーダ装置の構成例を示したが、次に送信波にパルス変調を施したレーダ装置の実施の形態を示す。

図５は、この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図５に示す実施の形態３に係る構成において、図１に示す実施の形態１に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図５に示す実施の形態３においては、図１に示す実施の形態１に係る構成に対し、発振器１が出力した送信波にパルス変調を施すパルス変調部１０１と、ＡＤ変換器６で得られたディジタル受信信号のうち、一定の送受信時間差でサンプルされたもののみを抽出する、つまり送受信時刻差が同じものを選択することにより、特定の距離で反射された受信波に対応する受信信号のみを出力するとともに、送受信時刻差に対応する距離概算値を出力する距離選択部１０２とをさらに備えると共に、距離判定部として、距離算出部９で算出された測距値と、距離選択部１０２で選択対象とした距離概算値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合のみに測距値とドップラー周波数を出力する距離範囲判定部１０３を備えている。

次に、実施の形態３に係るレーダ装置の動作を説明する。発振器１は、連続波の送信波を発生する。パルス変調部１０１は、この送信波にパルス変調を施す。発振器１から出力される送信波の送信周波数は、複数通りに時分割で切り替えられるものとする。ここでは簡単のため、２つの送信周波数を交互に切り替えることとする。

発振器１で生成された送信波は、分配器２に入力される。分配器２では、送信波を複数に分配して出力する。分配された送信波出力の１つはローカル波として受信器５へと出力される。他の分配された送信波出力は、パルス変調部１０１にてパルス変調が施された後、送信空中線３から空間へと放射される。放射された送信波は、空間中に存在する反射物体で反射される。これにより生じた反射波の一部は、レーダ装置の位置に戻ってくる。レーダ位置に到来した反射波は、受信空中線４によって受信波としてレーダに取り込まれる。

なお、本実施の形態３では、送信波にパルス変調を施しているため、送信波の放射と受信波の取り込みは異なる時間に行われる。よって、１つの空中線を時分割で使用することにより、送信空中線と受信空中線を１つの空中線で実現するような構成としても良い。

受信器５では、受信波と送信波を混合することにより、両者の差の周波数（差周波数）を持つ受信信号を生成する。差周波数は反射物体のドップラー周波数に等しいものとなる。受信器５は、それぞれで生成した受信信号をＡＤ変換器６へと出力する。ＡＤ変換器６は、入力した受信信号をアナログ−ディジタル変換し、得られたディジタル受信信号を生成する。

本実施の形態３においては、送信波にはパルス変調が施されている。そのため、送信と受信の時刻差、すなわち受信信号の遅延時間は反射物体の距離に比例するものとなる。したがって、パルス状に得られる受信信号（受信パルス）の遅延時間から、反射物体の距離を得ることができる。ＡＤ変換器６のサンプル周期をパルス幅と同程度に設定してやれば、パルス幅で決まる距離分解能毎に分離された受信信号を得ることができる。

距離選択部１０２では、ＡＤ変換器６でサンプルされたディジタル受信信号のうち、注目する距離に対応する遅延時間に得られたもののみを選択する。これにより、パルス幅で決まるある距離区間内に存在する反射物体に対応する受信信号のみが選択されることになる。選択する距離区間を変更し、その都度後段の処理を行えば、任意の距離区間の信号処理を行うことが可能である。選択された受信信号はフーリエ変換部７へと出力される。また、設定した距離区間は距離範囲判定部１０３へと出力される。

フーリエ変換部７では、距離選択部１０２で選択された受信信号に対してフーリエ変換を施し、受信信号フーリエ変換を算出する。さらに、スペクトルピーク検出部８で受信信号フーリエ変換の振幅が極大値となるドップラー周波数の複素振幅を抽出し、距離算出部９にて距離算出を行うことは、前述した実施の形態１の動作と同じである。ただし、距離算出に用いる受信信号が、距離選択部で設定した距離区間（測距対象区間）のみに対応するものであることが、実施の形態１と異なる。

距離算出部９における距離算出は、複数の送信周波数の観測で得られた複素振幅の位相差から求める。位相差は距離に比例する。しかし、あいまいさなく計測できる位相差は区間長２πの区間内のみである。前述した実施の形態１では、−πから０の区間を正の距離、０からπの区間を負の距離に割り当てることにより、負の距離が得られた場合にドップラー周波数の符号が真値と異なっていたと判定するようにしていた。前述した実施の形態１では、式（１４）の条件が満たされる状況を前提としているため、位相差πに対応する距離よりも長い距離に目標は存在しないと考えてよかった。

しかし、例えば位相差が−１.５πに対応する距離に位置する反射物体からの反射波を受信しうる場合には、０.５πの位相差と区別がつかないため、距離の符号だけでは、ドップラー周波数の符号の真偽を判定することはできない。

本実施の形態３では、送信波にパルス変調を施しているため、前述したように距離選択部１０２において、抽出する受信信号の距離区間を制限することができる。よって、距離選択部１０２における距離区間設定と、距離算出部９による測距結果を比較することにより、測距値の妥当性を判定することができる。

すなわち、距離範囲判定部１０３では、次のようにして測距値の妥当性を判定し、ドップラー周波数の符号を確定するように動作する。距離算出部９では、ドップラー周波数が正の場合と負の場合の２通りについて、測距結果を得ることができるが、距離範囲判定部１０３では、このうち、距離選択部１０２において設定した距離区間内に測距結果が得られた方が、正しいドップラー周波数成分を用いて距離算出したと判定することができる。そこで、正しい測距結果を得た場合のみについて、測距値とドップラー周波数を出力するようにする。

図６は、以上の原理を模式図で表したものである。この図６で想定するレーダ装置では、位相差０から−πをレンジゲート１から３の区間に割り当て（区間１２３）、位相差−πから−２πをレンジゲート４から６の区間に割り当てられている（区間１２４）。

送信周波数ｆ１および送信周波数ｆ２において、レンジゲート２にてドップラースペクトルのピークが検出されたとする。ドップラースペクトルは正負のドップラー周波数で対称な形状となるが、正のドップラー周波数の区間にてピーク検出を行ったとする。送信周波数ｆ１と送信周波数ｆ２の双方の場合のピークの複素振幅を抽出し、式（１１）と同様の処理で得られる測距値が、図６の１２１のような距離に得られた場合は、測距対象区間となっているレンジゲート２に測距値が得られていることから、測距結果が正しいと判定することができる。すなわち、検出されたレンジゲート内に測距結果が得られた場合、ドップラー周波数の符号はそのまま、測距値もそのままである。

それに対して、測距結果が１２０に得られた場合、測距結果は測距対象区間であるレンジゲート２から外れているため、誤った測距結果となっていると判定することができる。正しい測距結果は、負のドップラー周波数区間で得られたピーク検出により得られた複素振幅値を用いた処理により得られるため、誤った測距結果は廃棄すれば良い。すなわち、検出されたレンジゲート外に測距結果が得られた場合は、ドップラー周波数の符号が誤っているとみなせる。

パルス幅で決まる距離分解能Δｒの区間において、距離算出部９における距離算出にあいまいさが生じない、すなわち、正のドップラー周波数成分から算出される測距値と、負のドップラー周波数成分から算出される測距値とが、同じΔｒの区間内に入らないようなレーダ諸元となっていれば、ドップラー周波数の符号を判定することが可能になる。この場合、次式（１５）を満たすようにΔｆが設定されていれば良い。

ここで、Δｆを調整することにより、位相差区間２πに割り当てる距離区間長を短く設定することができる。よって、同じ位相誤差に対応する距離誤差が小さくなるため、距離算出部９における距離算出精度を向上させることが可能になる。

以上のように、本実施の形態３のレーダ装置によれば、受信器が実数信号のみを生成するような安価な装置構成の場合にも、目標のドップラー周波数の符号のあいまいさなく計測することが可能となる。すなわち、目標が接近しているのか、離反しているのかを正しく計測することが可能となる。

実施の形態４．
前述した実施の形態３において、図６に示す符号１２１と１２０に対応する距離結果ｒ１とｒ２は距離区間ｒａの中心に対して対称な位置関係のところに現れる。したがって、誤った符号のドップラー周波数の信号成分で測距した場合にも、この対称性を用いて測距結果を補正することが可能である。このような補正を行う実施の形態を示す。

図７は、この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図７に示す実施の形態４に係る構成において、図５に示す実施の形態３に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図７に示す実施の形態４においては、図５に示す実施の形態３に係る構成に対し、距離判定部として、距離範囲判定部１０３の代わりに、距離選択部１０２で得られた距離概算値と距離算出部９で算出された測距値を比較し、その比較差が所定値以上の場合に（両値が離れている場合に）、ドップラー周波数の符号が反転していたと仮定して、測距値を補正して測距補正値を出力する距離判定補正部１０４と、距離判定補正部１０４で得られた測距補正値と距離概算値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合（両値が近い場合）にのみ、測距補正値と、ドップラー周波数としてドップラー周波数を反転させた符号反転ドップラー周波数とを出力する距離範囲再判定部１０５とを備える。

距離範囲判定・補正部１０４では、まず、はじめに図５の距離範囲判定部１０３と同様に、測距値が測距対象区間の中に入っているかどうかを確認する。もし区間内に入っていれば、そのまま測距値とドップラー周波数を出力する。逆に、区間内に入っていない場合は、ドップラー周波数の符号が誤っていたと仮定し、測距値を補正する。すなわち、０から−２πの範囲で算出された位相差に補正処理を行った後に、補正後の測距値を算出する。補正前後の位相差の値は、−πに関して対称に位置する。よって、補正前の位相差を−２πから引いた値を補正後の位相差とし、この値を用いて測距値を算出すればよい。これを測距値による表現で説明すると、例えば図６の例では、レンジゲート３とレンジゲート４の境界の距離について対称な位置に測距値を移動させることが、距離を補正する処理となる。

補正した測距値に対して、距離範囲再判定部１０５にて測距対象区間に含まれるか否かの判定が行われる。測距値が測距対象区間内に入れば、補正後の測距値が正しいとみなすことが適切である。しかし、測距値補正後も、測距対象区間外に測距値が得られる場合は、正しい測距値が得られないとして、測距値の出力を行わないようにする。例えば、熱雑音などの影響により誤検出されたドップラースペクトルのピークを用いて測距を行った場合に、このような正しい測距値が得られない状況が発生しうる。

図８は、本実施の形態４のレーダ装置の動作手順を表すフローチャートである。ステップｓ１０１では、フーリエ変換部７にて受信信号にフーリエ変換を施す。ステップｓ１０２では、スペクトルピーク検出部８にてスペクトルピークの検出を行う。ただし、ドップラー周波数が正の周波数区間のみを処理対象とする。ステップ１０３では、距離算出部９にて式（１１）を用いて二周波観測の結果を用いて、式（１１）により距離算出（測距処理）を行う。

ステップｓ１０４では、ステップｓ１０３で得られた測距値を距離計測対象区間と比較する。測距値が距離計測対象区間、すなわちピークが検出されたレンジゲートの中に入っていれば、正しい測距結果が得られているとみなせるため、処理を終了する。逆に、測距値が距離計測対象区間の外に得られた場合は、ステップ１０５に進む。ステップｓ１０５では、ドップラー周波数の符号に誤りがあったと仮定して、距離範囲判定・補正部１０４にて測距値の補正を行う。

ステップｓ１０６では、補正後の測距値と距離設定部１０２の距離設定区間とを比較し、比較差が所定値以下であれば、ステップｓ１０８へと進み、そうでなければステップｓ１０７へと進む。ステップｓ１０７では、補正後の測距値も誤りであるとみなして、検出・測距結果を削除する。ステップｓ１０８では、補正後の測距値が正しいとみなして、ドップラー周波数の符号を反転させる。

以上のように、本実施の形態４によれば、実施の形態３と同様に、パルス変調を行うレーダ装置において距離精度が向上される効果が得られる。さらに、ドップラー周波数の符号を誤った場合の測距値を補正するようにしているため、スペクトルピーク検出の処理対象とするドップラー周波数区間を正または負のいずれかの周波数区間に制限することができるため、信号処理演算量を低減することができる効果が得られる。

実施の形態５．
前述した実施の形態３または４では、パルス変調部１０１の動作が理想的である、すなわち送信波を切っている状態において、送信波がほとんど出力されないことを想定したものであった。実際には、パルス変調部１０１の性能上の制約から、出力をオフにしている時間にも、送信波が弱い電力レベルで漏れることが一般的である。この送信波漏れの電力レベルが無視できないぐらいに大きい場合にも適用可能な実施の形態をここで示す。

図９は、この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図９に示す実施の形態５に係る構成において、図５に示す実施の形態３に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図９に示す実施の形態５においては、図５に示す実施の形態３に係る構成に対し、スペクトルピーク検出部８と距離算出部９との間に、異なる送受信時刻差でサンプルされた受信信号サンプルから得られた受信信号フーリエ変換において、同一のドップラー周波数で複数のピーク複素信号値が得られた場合に、最大の振幅値が得られた送受信時刻差の振幅値とその他の振幅値との割合を比較し、その割合が所定の基準より小さな振幅値が得られた送受信時刻差のピーク複素信号値は削除する振幅判定部１０６が付加されている。

つまり、本実施の形態５のレーダ装置では、パルス変調部１０１において、送信オフを指示している時間にも、弱い電力レベルで送信波が出力されている。そこで、異なる送受信時刻差でサンプルされた受信信号サンプルから得られた受信信号フーリエ変換において、同一のドップラー周波数でピーク複素信号値が得られた場合に、最大の振幅値が得られた送受信時刻差の振幅値と比較し、所定の基準より小さな振幅値が得られた送受信時刻差のピーク複素信号値は削除するようにしている。

図１０は、本実施の形態５のレーダ装置の原理を説明する図である。実施の形態３にて説明した図６と類似の図となっているが、パルス変調部１０１の送信オフが完全でないことから、レンジゲート２以外においても、信号が受信される状況を表している。パルス変調部１０１の送信オフが完全であれば、距離選択部１０２においてレンジゲート２を選択した場合のみ、受信信号が検出されるが、本実施の形態５のレーダ装置では、その他のレンジゲートでも受信信号が検出される。

レンジゲート５で検出された受信信号を用いて距離算出部９による距離算出を行うと、レンジゲート２の区間内とレンジゲート５の区間内に測距値が得られる。正しい測距結果はレンジゲート２の区間に得られた測距値であるが、レンジゲート５でも受信信号が検出されてしまうために、レンジゲート５の区間内に得られた測距値が正しいと判定されてしまう。その結果、誤った測距結果が出力されるとともに、そのドップラー周波数の符号も誤ったものが出力される。

しかし、距離選択部１０２でレンジゲート２を選択した場合の検出結果を見れば、距離選択部１０２でレンジゲート５を選択した場合に誤った測距結果が得られる可能性があることは容易に判断できる。すなわち、距離選択部１０２でレンジゲート２を選択した場合の距離算出処理において、レンジゲート５の区間内に偽の測距値が得られるが、同じ測距値はレンジゲート５を距離選択部１０２で選択した場合にも、同じように発生する。ただし、レンジゲート５を距離選択部１０２で選択した場合の受信信号の振幅は、レンジゲート２を選択した場合よりも十分に電力値は小さい。なぜなら、送信オフが不完全ではあるものの、送信オフとしている時間の送信漏れの電力は、送信オンにしているときに送信される電力よりも明らかに小さいためである。

そこで、レンジゲート５を選択した場合に、レンジゲート５の区間内で測距値が得られたときに、他のレンジゲートを選択した場合に偽の測距値として、同じ測距値が得られていないかを調べる。もし同じ測距値が別のレンジゲートを選択したときに得られていれば、その測距値を算出したときの受信信号の振幅を比較する。もし、別のレンジゲートを選択したときの受信信号振幅の方が大きければ、レンジゲート５による測距値は偽の測距値である可能性があることから、その結果を除去するようにすれば良い。

すなわち、図１０において、レンジゲート２で負のドップラー周波数、レンジゲート５で正のドップラー周波数が得られ、どちらも整合する結果となるが、このような場合の対策として、複数のレンジゲートで同一ドップラー周波数のスペクトルピークが得られた場合、振幅の大きいスペクトルピークのみを採用し、測距処理を行う。

なお、図９に示す構成は、図５に示す実施の形態３に係る構成に対し、スペクトルピーク検出部８と距離算出部９との間に、振幅判定部１０６を付加したものであるが、図７に示す実施の形態４に対しても、スペクトルピーク検出部８と距離算出部９との間に、振幅判定部１０６を付加することで同様な実施でき、同様な効果を奏する。

本実施の形態５によれば、パルス変調部１０１の性能が十分でない場合にも正しくドップラー周波数の符号を判定できることから、パルス変調部１０１として低価格な部品を使用することができる利点がある。

実施の形態６．
以上の実施の形態１−５では、受信空中線４が１つだけの構成であったが、ここでは、複数の受信素子により受信空中線が構成され、受信ビームを信号処理で合成するような実施の形態を示す。本実施の形態６では、ドップラー周波数の符号に加えて、角度計測の符号あいまいさも解消するものとなっている。

図１１は、この発明の実施の形態６に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１１に示す実施の形態６に係る構成において、図５に示す実施の形態３に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図１１に示す実施の形態６においては、図５に示す実施の形態３に係る構成に対し、受信空中線は受信素子４ａ〜４ｄで構成され、各受信素子に対して、受信器５ａ〜５ｄが接続されていて、複数チャネル備えられている。また、これらの受信器にＡＤ変換器６ａ〜６ｄが接続されている。

また、フーリエ変換部は、時間方向と受信素子方向の２次元で定義される受信信号に対して２次元フーリエ変換を行う２次元フーリエ変換部１０７でなり、距離選択部１０２から選択出力された複数の受信器で生成される実数受信信号に対して素子方向にフーリエ変換を施すことで角度方向の信号分布を得るようになされている。また、スペクトルピーク検出部は、受信信号の２次元フーリエ変換に対して、振幅が極大となる点を検出して、その複素振幅、ドップラー周波数、角度を出力する２次元スペクトルピーク検出部１０８でなる。

さらに、距離判定部としては、距離選択部１０で得られた距離概算値と距離算出部９で得られた測距値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合にのみ、距離算出部９で算出された測距値と、２次元スペクトルピーク検出部１０８で算出されたドップラー周波数及び角度とを出力する距離範囲判定部１０３でなる。

発振器１で送信波を生成して、距離選択部１０２で距離を選択するところまでは、前述した実施の形態とほぼ同じである。ただし、受信素子からＡＤ変換器が複数個備わっており、これにより複数チャネルの受信系が構成されている。

複数の受信素子４ａ〜４ｄは素子位置を少しずつずらして配置されている。その結果、受信波の到来角によって決まる位相差が受信素子間で生じる。この位相差の情報を用いた信号処理により、到来波の角度を知ることができる。すなわち、受信ビームを信号処理的に合成することができる。このような技術はＤＢＦ（Digital Beam Foｒming）と呼ばれる従来から良く知られた技術である。具体的には、素子方向にフーリエ変換を行うと、その結果が角度方向の受信信号分布となる。

図１１の構成例の場合、距離選択部１０２によって全てのチャネルで同じ距離設定区間のデータが抽出され、その後、２次元フーリエ変換部１０７にて２次元フーリエ変換が適用されている。２次元フーリエ変換は時間軸方向と素子方向のフーリエ変換を同時に行うものである。ただし、各チャネルの受信信号は実数信号であることから、前述した実施の形態と同様に、フーリエ変換の結果に符号のあいまいさが生じる。具体的には、前述した実施の形態と同様にドップラー周波数の符号あいまいさが出ると同時に、角度の符号あいまいさが生じる。図１２は、符号あいまいさの生じ方を説明したものである。この図１２の左側に示したように、ドップラー周波数と角度で表される２次元空間上において、１つの反射物体に対応して、原点を中心に対称な位置に２つのスペクトルピークが得られる。

２次元スペクトルピーク検出部１０８では、２次元フーリエ変換のピークを検出し、その複素振幅を抽出する。距離算出部９では、同じピーク位置（ドップラー周波数と角度）で得られた複素振幅値を用いて、前述した実施の形態と同様の測距処理を行う。距離範囲判定部１０３では、距離算出部９で得られた測距値が、距離選択部１０２で設定した距離計測対象区間に入っているか否かを確認する。もし区間内であれば、そのまま測距値とドップラー周波数を出力し、逆に区間外であれば、誤ったドップラー周波数の符号を持つピークを用いて測距したと判断し、測距結果を廃棄する。

この実施の形態６は、図１１に示す構成の他、図７や図８で説明した実施の形態４のように、ドップラー周波数の符号が誤っていたと仮定して測距結果を補正し、距離範囲を再判定したのちに、補正した測距結果を出力するような構成とすることも可能である。さらに、図９や図１０で説明した実施の形態５のような、パルス化が不完全な場合の処理に適用するようにしても良い。

また、本実施の形態６では、送信波をパルス化した場合について、角度の符号判定を加えた構成を説明したが、図１に示す実施の形態１のように送信波をパルス化しない場合についても、同様に角度の符号判定を加えた構成とすることができる。

すなわち、フーリエ変換部を、複数の受信器から生成される実数受信信号に対し、時間方向と素子方向に２次元フーリエ変換を施す２次元フーリエ変換部１０７で構成し、スペクトルピーク検出部を、２次元フーリエ変換部からのフーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となるピーク複素信号値を抽出する２次元スペクトルピーク検出部１０８で構成し、距離判定部により、距離算出部からの測距値の妥当性の判定結果に応じて距離算出部で算出された測距値とスペクトルピーク検出部で検出されるドップラー周波数及び角度を出力するよう構成すれば、この実施の形態６を、実施の形態１−５のいずれの場合にも適用できる。

また、以上の説明では、ドップラー周波数と角度の２つの符号を確定させるような構成であったが、角度のみの符号を確定させるような構成のレーダ装置とすることも可能である。この場合、フーリエ変換は受信チャネル方向の１次元のみで行うことになる。

すなわち、実施の形態１−５において、図１１と同様に、複数の受信空中線４ａ〜４ｄと、複数の受信器５ａ〜５ｄとを有する複数チャネルの受信系を構成し、フーリエ変換部７により、複数の受信器５ａ〜５ｄから生成される実数受信信号に対し素子方向にフーリエ変換を施し、スペクトルピーク検出部８により、フーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となる角度点のピーク複素信号値を抽出するようにすれば、距離判定部により、ドップラー周波数に代えて角度を測距値と共に出力することができ、実施の形態１−５と同様な効果を得ることができる。

以上のように、本実施の形態６によれば、前述した実施の形態の効果に加えて、角度の符号についても正しいものを出力できるという利点を有する。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の原理を説明する図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の動作手順を表すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の原理を説明する図である。 この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の動作手順を表すフローチャートである。 この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５のレーダ装置の原理を説明する図である。 この発明の実施の形態６に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６に係るレーダ装置の原理を説明する図である。

符号の説明

１ 発振器、２ 分配器、３ 送信空中線、４，４ａ〜４ｄ 受信空中線、５，５ａ〜５ｄ 受信器、６，６ａ〜６ｄ ＡＤ変換器、７ フーリエ変換部、８ スペクトルピーク検出部、９ 距離算出部、１０ 距離符号判定部（距離判定部）、１１ ドップラー周波数符号反転部（距離判定部）、１０１ パルス変調部、１０２ 距離選択部、１０３ 距離範囲判定部（距離判定部）、１０４ 距離判定補正部（距離判定部）、１０５ 距離範囲再判定部（距離判定部）、１０６ 振幅判定部、１０７ ２次元フーリエ変換部、１０８ ２次元スペクトルピーク検出部。

Claims (13)

1. 空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、
   複数の送信周波数の波動を発生する発振器と、
   前記発振器で発生された波動を空間に放射する送信空中線と、
   到来した波動を受信する受信空中線と、
   前記受信空中線で受信された受信波動を検波することにより、実数受信信号を生成する受信器と、
   前記受信器から生成される実数受信信号に対し時間方向にフーリエ変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部からのフーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となるドップラー周波数点のピーク複素信号値を抽出するスペクトルピーク検出部と、
   複数の送信周波数を用いて得られる前記スペクトルピーク検出部からのピーク複素信号値を蓄積し、蓄積したピーク複素信号値から反射物体の距離を算出して測距値として出力する距離算出部と、
   前記距離算出部からの測距値の妥当性を判定しその判定結果に応じて前記距離算出部で算出された測距値と前記スペクトルピーク検出部で検出されるドップラー周波数とを出力する距離判定部と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置において、
   前記距離判定部は、前記距離算出部で算出された測距値の符号が正である場合にのみ、前記スペクトルピーク検出部で検出されるドップラー周波数を出力する距離符号判定部でなる
   ことを備えたことを特徴とするレーダ装置。
3. 請求項１に記載のレーダ装置において、
   前記距離判定部は、前記距離算出部で算出された測距値の符号の正負を判定すると共に、前記距離算出部で得られた測距値を出力する距離符号判定部と、前記距離符号判定部により前記距離算出部で算出された測距値の符号が負と判定された場合に、前記スペクトルピーク検出部で得られるピーク複素信号値を抽出したドップラー周波数の符号を反転させて出力する符号反転部とでなる
   ことを特徴とするレーダ装置。
4. 請求項１に記載のレーダ装置において、
   前記発振器で発生させた波動にパルス変調を施すパルス変調器と、
   複数のパルス送信で得られた前記受信器からの実数受信信号のうち、送受信時刻差が同じものを選択して出力するとともに、送受信時刻差に対応する距離概算値を出力する距離選択部と
   をさらに備え、
   前記送信空中線は、前記パルス変調器を介した波動を空間に放射し、
   前記フーリエ変換部は、前記距離選択部から選択出力された実数受信信号にフーリエ変換を施し、
   前記距離判定部は、前記距離選択部で得られた距離概算値と前記距離算出部で得られた測距値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合にのみ、前記距離算出部で算出された測距値と前記スペクトルピーク検出部で算出されたドップラー周波数とを出力する距離範囲判定部でなる
   ことを特徴とするレーダ装置。
5. 請求項１に記載のレーダ装置において、
   前記発振器で発生させた波動にパルス変調を施すパルス変調器と、
   複数のパルス送信で得られた前記受信器からの実数受信信号のうち、送受信時刻差が同じものを選択して出力するとともに、送受信時刻差に対応する距離概算値を出力する距離選択部と
   をさらに備え、
   前記送信空中線は、前記パルス変調器を介した波動を空間に放射し、
   前記フーリエ変換部は、前記距離選択部から選択出力された実数受信信号にフーリエ変換を施し、
   前記距離判定部は、前記距離選択部で得られた距離概算値と前記距離算出部で算出された測距値を比較し、その比較差が所定値以上の場合に、ドップラー周波数の符号が反転していたと仮定して、前記測距値を補正して測距補正値を出力する距離判定補正部と、前記距離判定補正部で得られた測距補正値と前記距離概算値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合にのみ、前記測距補正値と前記ドップラー周波数を反転させた符号反転ドップラー周波数とを出力する距離範囲再判定部とでなる
   ことを特徴とするレーダ装置。
6. 請求項４または５に記載のレーダ装置において、
   前記スペクトルピーク検出部と前記距離算出部との間に、異なる送受信時刻差でサンプルされた受信信号サンプルから得られたフーリエ変換結果において、同一のドップラー周波数で複数のピーク複素信号値が得られた場合に、最大の振幅値が得られた送受信時刻差の振幅値とその他の振幅値との割合を比較し、その割合が所定の基準より小さな振幅値が得られた送受信時刻差のピーク複素信号値は削除する振幅判定部を設けた
   ことを特徴とするレーダ装置。
7. 空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、
   複数の送信周波数の波動を発生する発振器と、
   前記発振器で発生された波動を空間に放射する送信空中線と、
   到来した波動を受信する複数の受信空中線と、
   前記複数の受信空中線で受信された受信波動を検波することにより、実数受信信号を生成する複数の受信器と、
   前記複数の受信器から生成される実数受信信号に対し素子方向にフーリエ変換を施すフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部からのフーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となる角度点のピーク複素信号値を抽出するスペクトルピーク検出部と、
   複数の送信周波数を用いて得られる前記スペクトルピーク検出部からのピーク複素信号値を蓄積し、蓄積したピーク複素信号値から反射物体の距離を算出して測距値として出力する距離算出部と、
   前記距離算出部からの測距値の妥当性を判定しその判定結果に応じて前記距離算出部で算出された測距値と前記スペクトルピーク検出部で検出される角度とを出力する距離判定部と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
8. 請求項７に記載のレーダ装置において、
   前記距離判定部は、前記距離算出部で算出された測距値の符号が正である場合にのみ、前記スペクトルピーク検出部で検出される角度を出力する距離符号判定部でなる
   ことを備えたことを特徴とするレーダ装置。
9. 請求項７に記載のレーダ装置において、
   前記距離判定部は、前記距離算出部で算出された測距値の符号の正負を判定すると共に、前記距離算出部で得られた測距値を出力する距離符号判定部と、前記距離符号判定部により前記距離算出部で算出された測距値の符号が負と判定された場合に、前記スペクトルピーク検出部で得られるピーク複素信号値を抽出した角度の符号を反転させて出力する符号反転部とでなる
   ことを特徴とするレーダ装置。
10. 請求項７に記載のレーダ装置において、
    前記発振器で発生させた波動にパルス変調を施すパルス変調器と、
    複数のパルス送信で得られた前記受信器からの実数受信信号のうち、送受信時刻差が同じものを選択して出力するとともに、送受信時刻差に対応する距離概算値を出力する距離選択部と
    をさらに備え、
    前記送信空中線は、前記パルス変調器を介した波動を空間に放射し、
    前記フーリエ変換部は、前記距離選択部から選択出力された実数受信信号にフーリエ変換を施し、
    前記距離判定部は、前記距離選択部で得られた距離概算値と前記距離算出部で得られた測距値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合にのみ、前記距離算出部で算出された測距値と前記スペクトルピーク検出部で算出されたドップラー周波数とを出力する距離範囲判定部でなる
    ことを特徴とするレーダ装置。
11. 請求項７に記載のレーダ装置において、
    前記発振器で発生させた波動にパルス変調を施すパルス変調器と、
    複数のパルス送信で得られた前記受信器からの実数受信信号のうち、送受信時刻差が同じものを選択して出力するとともに、送受信時刻差に対応する距離概算値を出力する距離選択部と
    をさらに備え、
    前記送信空中線は、前記パルス変調器を介した波動を空間に放射し、
    前記フーリエ変換部は、前記距離選択部から選択出力された実数受信信号にフーリエ変換を施し、
    前記距離判定部は、前記距離選択部で得られた距離概算値と前記距離算出部で算出された測距値を比較し、その比較差が所定値以上の場合に、角度の符号が反転していたと仮定して、前記測距値を補正して測距補正値を出力する距離判定補正部と、前記距離判定補正部で得られた測距補正値と前記距離概算値とを比較し、その比較差が所定値以下の場合にのみ、前記測距補正値と前記角度を反転させた符号反転角度とを出力する距離範囲再判定部とでなる
    ことを特徴とするレーダ装置。
12. 請求項１０または１１に記載のレーダ装置において、
    前記スペクトルピーク検出部と前記距離算出部との間に、異なる送受信時刻差でサンプルされた受信信号サンプルから得られたフーリエ変換結果において、同一の角度で複数のピーク複素信号値が得られた場合に、最大の振幅値が得られた送受信時刻差の振幅値とその他の振幅値との割合を比較し、その割合が所定の基準より小さな振幅値が得られた送受信時刻差のピーク複素信号値は削除する振幅判定部を設けた
    ことを特徴とするレーダ装置。
13. 請求項７から１２までのいずれか１項に記載のレーダ装置において、
    前記フーリエ変換部は、前記複数の受信器から生成される実数受信信号に対し、時間方向と素子方向に２次元フーリエ変換を施す２次元フーリエ変換部でなり、
    前記スペクトルピーク検出部は、前記２次元フーリエ変換部からのフーリエ変換結果を入力し、振幅が極大となるピーク複素信号値を抽出する２次元スペクトルピーク検出部でなり、
    前記距離判定部は、前記距離算出部からの測距値の妥当性の判定結果に応じて前記距離算出部で算出された測距値と前記スペクトルピーク検出部で検出されるドップラー周波数及び角度を出力する
    ことを特徴とするレーダ装置。

Images