JP2008295024A - 高周波フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】 共振パターンの特定箇所への電流集中が生じにくく、かつ実際のフィルタ特性の、設計値からのずれが生じにくい高周波フィルタを提供する。
【解決手段】 誘電体基板の主表面上に導電材料で形成された円形の平面形状を持つ共振パターン(21)が形成されている。共振パターンの中心を通過し、相互に直交する第１及び第２の仮想直線を定義する。第１の仮想直線と、共振パターンの外周線との２つの交差箇所において、それぞれ第１の入力ポート(22)及び第１の出力ポート(23)が、共振パターンと電磁気的に結合する。第２の仮想直線と、共振パターンの外周線との２つの交差箇所において、それぞれ第２の入力ポート(24)及び第２の出力ポート(25)が、共振パターンと電磁気的に結合する。第１のポート間導波路(26)が、第１の出力ポートに出力された高周波信号を第２の入力ポートまで伝搬させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、マイクロストリップラインまたはストリップライン構造の共振パターンを持つ高周波フィルタに関する。

図１３Ａに、下記の特許文献１に記載された高周波フィルタの平面図を示し、図１３Ｂに、図１３Ａの一点鎖線１１Ｂ−１１Ｂにおける断面図を示す。

誘電体基板１０１の主表面上に、共振パターン１０２、入力ポート１０３、及び出力ポート１０４が形成されている。共振パターン１０２の平面形状は円形である。入力ポート１０３及び出力ポート１０４は、それぞれ共振パターン１０２の外周上の、中心角９０°をなす２つの点において、共振パターン１０２に電磁気的に結合している。誘電体基板１０１の裏面には、グランド膜１０５が形成されている。共振パターン１０２、グランド膜１０５、及び誘電体基板１０１は、マイクロストリップラインを構成する。

共振パターン１０２の上に、他の誘電体基板１１０が配置されている。誘電体基板１１０の表面上に、導体パターン１１１が形成されている。導体パターン１１１は、入力ポート１０３と共振パターン１０２との結合位置と、出力ポート１０４と共振パターン１０２との結合位置とを両端とする中心角２７０°の円弧の中心点と重なる位置に配置されている。導体パターン１１１の平面形状は例えば円形であり、その直径は、マイクロストリップラインを伝搬する高周波信号の実効波長の１／４以下である。

導体パターン１１１が共振パターン１０２と電磁気的に結合することにより、共振パターン１０２の相互に直交する２つの電磁界モードの縮退が解かれて共振周波数が分離する。これにより、図１３Ａに示した高周波素子は、デュアルモードフィルタとして機能する。

図１３Ａ及び図１３Ｂに示したディスク型共振パターンは、ヘアピン型共振パターンやストレートライン型共振パターンに比べて、特定箇所への電流の集中が生じにくい。また、円形の外周の一部にノッチを設けたディスクパターンに比べても、特定箇所への電流の集中が生じにくい。このため、電力耐性が高く、送信用フィルタへの応用が期待される。

特開２００６−１１５４１６号公報

図１３Ａ及び図１３Ｂに示した高周波フィルタでは、共振パターン１０２と、その上に配置される誘電体基板１１０との間に発生する空気ギャップ、共振パターン１０２と導体パターン１１１との位置ずれ等により、フィルタ特性が設計値からずれてしまう。

本発明の目的は、共振パターンの特定箇所への電流集中が生じにくく、かつ実際のフィルタ特性の、設計値からのずれが生じにくい高周波フィルタを提供することである。

本発明の一観点によると、
誘電体材料からなる基板と、
前記基板の主表面上に導電材料で形成された円形の平面形状を持つ第１の共振パターンと、
前記第１の共振パターンの中心を通過する第１の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第１の入力ポートと、
前記第１の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第１の出力ポートと、
前記第１の共振パターンの中心を通過し、前記第１の仮想直線と直交する第２の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第２の入力ポートと、
前記第２の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第２の出力ポートと、
前記第１の出力ポートに出力された高周波信号を前記第２の入力ポートまで伝搬させる第１のポート間導波路と
を有する高周波フィルタが提供される。

１枚の誘電体基板上に、共振パターン、入出力ポート、及びポート間導波路を形成することにより、複数のパターンの位置ずれに起因する共振周波数のずれを防止することができる。また、共振パターン等が基板の片面に形成されるため、製造効率が高く、特に共振器を多段化した場合に、より顕著な効果が期待される。さらに、円形の共振パターンを用いたため、耐電力性が高く、大電力入力時の非線形歪が抑制される。

図１Ａに、第１の実施例による高周波フィルタの断面図を示し、図１Ｂに、図１Ａの一点鎖線１Ｂ−１Ｂにおける平断面図を示す。図１Ｂの一点鎖線１Ａ−１Ａにおける断面図が、図１Ａに相当する。

主表面上に共振パターン２１等が形成され、裏面にグランド膜２７が形成された誘電体基板２０が、パッケージ１５の本体１５Ａの底面上に配置されている。グランド膜２７がパッケージ本体１５Ａの底面に接触する。

パッケージ本体１５Ａは、上方が開口した直方体状の容器であり、開口部は、天板１５Ｂで塞がれている。パッケージ本体１５Ａと天板１５Ｂとにより、内部に閉じた空間を画定するパッケージ１５が構成される。パッケージ１５は、例えば、熱伝導性及び導電性に優れる無酸素銅で形成されている。なお、無酸素銅の他に、純アルミニウム、アルミニウム合金、銅合金等で形成してもよい。さらに、熱収縮率が誘電体基板２０のそれに近いコバール、インバー、４２アロイ等で形成してもよい。また、パッケージ１５には、表面酸化による電気的な特性の劣化を防止するために、厚さ２μｍ程度の金めっきが施されている。

誘電体基板２０は、主表面に（１００）結晶面が現れている酸化マグネシウム（ＭｇＯ）で形成され、その厚さは０．５ｍｍである。誘電体基板２０の材料として、ＬａＡｌＯ_３、サファイア等の高誘電率、低損失の誘電体材料を用いてもよい。

図１Ｂに示すように、誘電体基板２０の主表面上に、共振パターン２１、第１の入力ポート２２、第１の出力ポート２３、第２の入力ポート２４、第２の出力ポート２５、及びポート間導波路２６が形成されている。上記誘電体基板２０の上に５ＧＨｚ帯のバンドパスフィルタを作製する場合の共振パターン２１は、直径１１ｍｍの円形の平面形状を有する。このとき、共振パターン２１内で共振する高周波信号の波長λｒと、共振パターンｄの直径ｄとの関係は、
ｄ＝（ｎ／２）λｒ （ｎは自然数） ・・・（１）
となる。ここで、ｎ＝１のときの波長λｒに相当する周波数を「基本共振周波数」と呼ぶこととする。すなわち、共振パターン２１の基本共振周波数の信号は、その直径の２倍、すなわち２２ｍｍの波長を持つ。実際の共振波長は、マイクロストリップラインの実効誘電率と、電気的に測定された共振周波数とから求めることができる。なお、現実には、共振パターン２１の縁からの電磁波の染み出し等により、共振する高周波信号の波長は、上述の式（１）で求めた共振波長λｒからややずれる。

共振パターン２１の中心を通過し、相互に直交する第１の仮想直線４０及び第２の仮想直線４１を定義する。共振パターン２１の外周と、第１の仮想直線４０との一方の交差箇所において、第１の入力ポート２２が共振パターン２１に電磁気的に結合し、他方の交差箇所において、第１の出力ポート２３が共振パターン２１に電磁気的に結合している。第１の入力ポート２２及び第１の出力ポート２３の各々の平面形状は、共振パターン２１の外周に沿う曲率を持った三日月状であり、第１の仮想直線４０に関して線対称である。

共振パターン２１の外周と、第２の仮想直線４１との一方の交差箇所において、第２の入力ポート２４が共振パターン２１に電磁気的に結合し、他方の交差箇所において、第２の出力ポート２５が共振パターン２１に電磁気的に結合している。第２の入力ポート２４及び第２の出力ポート２５の各々の平面形状は、共振パターン２１の外周に沿う曲率を持った三日月状であり、第２の仮想直線４１に関して線対称である。これらの入出力ポート２２〜２５の各々は、共振パターン２１の縁から間隔２５〜１００μｍ隔てられて配置されている。

第１の入力ポート２２に入力導波路３１が接続されている。入力導波路３１は、第１の仮想直線４０に沿って配置される。第２の出力ポート２５に出力導波路３２が接続されている。出力導波路３２は、第２の仮想直線４１に沿って配置されている。ポート間導波路２６が、第１の出力ポート２３と第２の入力ポート２４とを接続し、第１の出力ポート２３に出力された高周波信号を、第２の入力ポート２４まで伝搬させる。

共振パターン２１、入出力ポート２２〜２５、導波路３１、３２、ポート間導波路２６、及びグランド膜２７は、ＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_６＋ｘ（以下、「ＹＢＣＯ」という。）で形成されており、その厚さは１００〜５００ｎｍである。なお、これらの導電パターンは、ＹＢＣＯ以外に、液体窒素温度で超伝導状態を示す酸化物超伝導材料で形成してもよい。酸化物超伝導材料の例として、Ｒ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ系（ＲはＮｂ、Ｙｍ、Ｓｍ、またはＨｏ）材料、Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ系材料、Ｐｂ−Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ系材料、ＣｕＢａ_ｐＣａ_ｑＣｕ_ｒＯ_ｘ系材料（１．５＜ｐ＜２．５、２．５＜ｑ＜３．５、３．５＜ｒ＜４．５）等が挙げられる。

入力導波路３１、出力導波路３２、及びポート間導波路２６の幅は、上述の誘電体基板２０上に形成する場合は０．５ｍｍであり、このときの導波路の特性インピーダンスは５０Ωである。入力導波路３１及び出力導波路３２の各々の、共振パターン２１から遠い方の端部近傍の表面上に、Ｃｒ膜、Ｐｄ膜、及びＡｕ膜がこの順番に積層された電極が形成されている。

ＹＢＣＯ膜は、例えばパルスレーザ蒸着法により形成することができる。誘電体基板２０の主表面上の各ＹＢＣＯパターンは、通常のフォトリソグラフィ技術を用いて形成することができる。Ｃｒ膜、Ｐｄ膜、及びＡｕ膜が積層された電極は、蒸着及びリフトオフ法を用いて形成することができる。

パッケージ本体１５Ａの側壁に、同軸の入力コネクタ３５及び出力コネクタ３６が取り付けられている。入力コネクタ３５の中心導体が、直径２５μｍのＡｕ線により入力導波路３１の端部の電極に接続され、出力コネクタ３６の中心導体が、直径２５μｍのＡｕ線により出力導波路３２の端部の電極に接続されている。Ａｕ線の代わりに、ＡｕリボンやＡｌ線を用いてもよい。

図２Ａに、第１の実施例による高周波フィルタの透過特性（ＳパラメータのＳ２１の周波数依存性）のシミュレーション結果を示す。シミュレーションは、ソネット社製の電磁界シミュレータを用いて行った。横軸は、周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸は、Ｓ２１の大きさを単位「ｄＢ」で表す。なお、比較のために、図２Ｂに示した共振パターンを持つ高周波フィルタ（比較例）の透過特性を破線で示す。比較例による高周波フィルタにおいては、円形の共振パターン２１ａを挟んで相互に対向する位置に、入力ポート２２ａ及び出力ポート２５ａが配置されている。

図２Ａに示すように、第１の実施例による高周波フィルタのＳ２１は、周波数約５ＧＨｚにおいて最大値を示す。実施例の構成とすることにより、図２Ｂに示した比較例の高周波フィルタに比べて、急峻な周波数遮断特性が得られる。特に、第１の実施例の場合には、遮断周波数よりも外側の周波数域に減衰極が現れており、急峻な周波数遮断特性が得られていることがわかる。

図３に、第１の実施例による高周波フィルタのＳパラメータの実測結果を示す。誘電体基板２０として、（１００）結晶面が現れた厚さ０．５ｍｍのＭｇＯ基板を用い、誘電体基板２０の主表面上の各パターン、及びグランド膜２７をＹＢＣＯで形成し、その厚さを５００ｎｍとした。共振パターン２１の直径は１１ｍｍとし、入出力ポート２２〜２５の各々と共振パターン２１の縁との間隔を２５μｍとした。ポート間導波路２６の長さは１２．１ｍｍとした。この長さは、第１の出力ポート２３の、共振パターン２１に対向する縁から、ポート間導波路２６の中心を経由して、第２の入力ポート２４の、共振パターン２１に対向する縁に至るまでの経路の長さを意味する。この高周波フィルタを温度６５Ｋまで冷却してＹＢＣＯ膜を超伝導状態にし、Ｓパラメータの測定を行った。

図３の横軸は周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸はＳパラメータの大きさを単位「ｄＢ」で表す。グラフ中の実線はＳ２１、すなわち透過特性を示し、破線はＳ１１、すなわち反射特性を示す。図２Ａに示したシミュレーショ結果と同等の、急峻な周波数遮断特性を持つことがわかる。

第１の実施例においては、図１３Ａ及び図１３Ｂに示した従来の高周波フィルタとは異なり、複数の誘電体基板を必要としない。このため、複数の誘電体基板の位置ずれ等に起因してフィルタ特性が設計値からずれることがない。

図４に、入出力ポート２２〜２５の各々と、共振パターン２１の縁との間隔を７５μｍとしたときの、ポート間導波路２６の長さの異なる３種類の高周波フィルタのＳパラメータのシミュレーション結果を示す。横軸は周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸はＳパラメータの大きさを単位「ｄＢ」で表す。グラフ中の一点鎖線、実線、及び破線は、それぞれポート間導波路２６の長さを１１．３ｍｍ、１２．０ｍｍ、及び１２．５ｍｍとした高周波フィルタのＳパラメータを示す。なお、図４には、Ｓ１１とＳ２１とを示している。

厚さ０．５ｍｍのＭｇＯ基板上に形成した幅０．５ｍｍの導波路における実効誘電率は６．５０である。従って、この導波路を伝播する５ＧＨｚの高周波信号の波長は２３．５ｍｍになる。従って、長さが１１．３ｍｍ、１２．０ｍｍ、及び１２．５ｍｍのポート間導波路２６の線路長は、それぞれ高周波信号の線路内波長の０．４８倍、０．５１倍、及び０．５３倍になる。導波路の線路長を、その導波路を伝播するある特定の周波数の信号の線路内波長で正規化した長さを「電気的線路長」と呼ぶこととする。

いずれの高周波フィルタにおいても、周波数５ＧＨｚ近傍においてＳ２１が最大値を示しており、その両側にそれぞれ減衰極が現れている。Ｓ１１パラメータは、周波数５ＧＨｚ近傍において２つの急峻な極小値を示している。これは、共振パターン２１内にデュアルモードの共振が発生していることを示している。この２つの極小値の間隔は、ポート間導波路２６の電気的線路長が長くなるに従って拡がっている。また、Ｓ２１の通過帯域幅は、ポート間導波路２６の電気的線路長が長くなるに従って拡がっている。これは、ポート間導波路２６の電気的線路長が長くなるに従って、デュアルモードの結合が強くなることを意味している。

ポート間導波路２６の電気的線路長による通過帯域の変化は、共振間結合係数ｋで説明できる。デュアルモードの共振が発生しているときの２つの異なる共振周波数をそれぞれｆｌ及びｆｈ（ｆｌ＜ｆｈ）とすると、共振間結合係数ｋは次式で表される。

ｋ＝（ｆｈ^２−ｆｌ^２）／（ｆｈ^２＋ｆｌ^２） ・・・（２）
図５に、ポート間導波路２６の長さを変化させたときの共振間結合係数ｋの変化を示す。図５の横軸はポート間導波路２６の長さを単位「ｍｍ」で表し、縦軸は共振間結合係数ｋを表す。図５の上側の横軸に、周波数５ＧＨｚの高周波信号の線路内波長２３．５ｍｍで正規化したポート間導波路２６の電気的線路長を示す。

ポート間導波路２６の線路長が約１１．３ｍｍ（周波数５ＧＨｚの高周波信号の線路内波長で正規化した電気的線路長が約０．４８）のときに共振間結合係数ｋが０になり、帯域幅が最も狭くなる。ポート間導波路２６を長くすると、共振間結合係数ｋは増大する。図５に示したグラフから、ポート間導波路２６の線路長を、周波数５ＧＨｚの高周波信号の線路内波長の５６％以下の範囲で変化させることにより、通過帯域幅を調整することが可能になることがわかる。なお、通過帯域幅を調整することが可能な線路長の範囲の下限値は、共振間結合係数ｋが０となる長さにすればよい。

ポート間導波路２６の電気的線路長は、その幾何学的な長さ及び幅、第１の出力ポート２３と共振パターン２１との間隔、第２の入力ポート２４と共振パターン２１との間隔、及びポート間導波路２６の周囲の空間の誘電率等に依存する。従って、これらのパラメータを変化させることによって、ポート間導波路２６の電気的線路長を変化させることができる。

図６Ａに、ポート間導波路２６の電気的線路長を、基本共振周波数に相当する線路内波長とほぼ等しくした場合の誘電体基板２０の主表面上のパターンを示す。

図６Ｂに、ポート間導波路２６の線路長を２０．５ｍｍ〜２４．５ｍｍの範囲内で変化させたときの高周波フィルタの透過特性（Ｓ２１の周波数依存性）のシミュレーション結果を示す。横軸は周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸はＳ２１の大きさを単位「ｄＢ」で表す。周波数５ＧＨｚ近傍でＳ２１が極大値を示しており、デュアルモードの発振が生じていることが確認できる。ただし、図４に示した場合と異なり、極大値を示す周波数の両側に減衰極が見られない。

ポート間導波路２６の線路長が２０．５ｍｍから２４．５ｍｍまでの範囲内において、線路長が長くなるに従って、透過帯域が低周波側へシフトしている。透過特性は、ポート間導波路２６の線路長が、基本共振周波数に相当する線路内波長の０．９倍〜１．１倍の範囲内で、同様の傾向を示す。このように、ポート間導波路２６の線路長を、基本共振周波数に相当する線路内波長の０．９倍〜１．１倍の範囲内で変化させることにより、透過帯域をシフトさせることが可能である。

図７Ａに、第２の実施例による高周波フィルタの誘電体基板上の導電パターンを示す。第１の実施例による高周波フィルタは、１つの共振パターン２１を有する１段構成であったが、第２の実施例による高周波フィルタは、２段構成になっている。第１段目の導電パターンは、図１Ａ及び図１Ｂに示した第１の実施例の高周波フィルタの導電パターンと同一である。第２段目の導電パターンは、第１段目の導電パターンの鏡像を回転させたものと等しい。第２段目の導電パターンの共振パターン２１Ａ、第３の入力ポート２２Ａ、第３の出力ポート２３Ａ、第４の入力ポート２４Ａ、第４の出力ポート２５Ａ、及びポート間導波路２６Ａが、それぞれ第１の実施例による高周波フィルタの共振パターン２１、第１の入力ポート２２、第１の出力ポート２３、第２の入力ポート２４、第２の出力ポート２５、及びポート間導波路２６に対応する。

上述のように、第２段目の導電パターンが第１段目の導電パターンの鏡像に等しい。このため、誘電体基板２０の主表面に向かってみたとき、第１段目の共振パターン２１の中心を基準として、第１の出力ポート２３から第２の入力ポート２４へ向かう回転の向き（図７Ａにおいて反時計回り）と、第２段目の共振パターン２１Ａの中心を基準として、第３の出力ポート２３Ａから第４の入力ポート２４Ａへ向かう回転の向き（図７Ａにおいて時計回り）とが反対になる。

ステージ間導波路５０が、第１段目の第２の出力ポート２５と、第２段目の第３の入力ポート２２Ａとを接続する。ステージ間導波路５０の線路長は、基本共振周波数に相当する線路内波長の３／８倍である。

図７Ｂに比較例による高周波フィルタの誘電体基板上の導電パターンを示す。第２の実施例では、第２段目の導電パターンが第１段目の導電パターンの鏡像を回転させたものと一致したが、比較例では、第１段目の導電パターン自体を回転させたものに一致する。第２段目の導電パターンの共振パターン２１Ｂ、第３の入力ポート２２Ｂ、第３の出力ポート２３Ｂ、第４の入力ポート２４Ｂ、第４の出力ポート２５Ｂ、及びポート間導波路２６Ｂが、それぞれ第１の実施例による高周波フィルタの共振パターン２１、第１の入力ポート２２、第１の出力ポート２３、第２の入力ポート２４、第２の出力ポート２５、及びポート間導波路２６に対応する。

第２段目の導電パターンが、第１段目の導電パターン自体を回転させたものと一致するため、誘電体基板２０の主表面に向かってみたとき、第１段目の共振パターン２１の中心を基準として、第１の出力ポート２３から第２の入力ポート２４へ向かう回転の向き（図７Ｂにおいて時計回り）と、第２段目の共振パターン２１Ｂの中心を基準として、第３の出力ポート２３Ｂから第４の入力ポート２４Ｂへ向かう回転の向き（図７Ｂにおいて時計回り）とが同一である。

ステージ間導波路５０が、第１段目の第２の出力ポート２５と、第２段目の第３の入力ポート２２Ｂとを接続する。ステージ間導波路５０の線路長は、基本共振周波数に相当する線路内波長の３／８倍である。

図８に、第２の実施例及び比較例による高周波フィルタの透過特性（Ｓ２１の周波数依存性）のシミュレーション結果を示す。横軸は周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸はＳ２１の大きさを単位「ｄＢ」で表す。図中の実線が、図７Ａに示した第２の実施例による高周波フィルタのＳ２１を示し、破線が、図７Ｂに示した比較例による高周波フィルタのＳ２１を示す。いずれの場合にも、周波数約５ＧＨｚを中心とする透過帯域を持つバンドパスフィルタ特性を示している。

第２の実施例の場合には、透過帯域の両側において、それぞれ２つずつ減衰極が現れている。これに対し、比較例の場合には、減衰極は現れていない。第２の実施例のように、第１段目の導電パターンと第２段目の導電パターンとを鏡像の関係にすることにより、周波数遮断特性をより急峻にすることができる。このように、第２の実施例による高周波フィルタと比較例による高周波フィルタとの透過特性が異なる挙動を示すのは、１段目及び２段目の共振パターンからその上方に放射される電磁波同士が、相互に影響し合うためと考えられる。

図９に、第２の実施例による高周波フィルタのステージ間導波路５０の線路長を基本共振周波数に相当する線路内波長と等しくした場合、線路内波長の３／８倍とした場合、及び線路内波長の１／２倍とした場合の透過特性（Ｓ２１の周波数依存性）を示す。横軸は周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸はＳ２１の大きさを単位「ｄＢ」で表す。図中の細線、太線、及び破線が、それぞれステージ間導波路５０の電気的線路長を基本共振周波数に相当する線路内波長と等しくした場合、線路内波長の３／８倍とした場合、及び線路内波長の１／２倍とした場合のＳ２１パラメータのシミュレーション結果を示す。

ステージ間導波路５０の電気的線路長を線路内波長と等しくした場合には、透過帯域の低周波側に、共振ピークｐ_Ｌが現れている。ステージ間導波路５０の電気的線路長を線路内波長の１／２倍にした場合には、透過帯域の高周波側に、共振ピークｐ_Ｈが現れている。これに対し、ステージ間導波路５０の電気的線路長を線路内波長の３／８倍にした場合には、良好なバンドパスフィルタ特性が得られている。

この評価結果からわかるように、ステージ間導波路５０の電気的線路長を基本共振周波数に相当する線路内波長の３／８倍にすることが好ましい。

上記第２の実施例では、２段で高周波フィルタを構成したが、３段以上の複数段構成を採用してもよい。この場合、周波数遮断特性を急峻にするために、奇数段目の導電パターンと、偶数段目の導電パターンとが、相互に鏡像の関係になるようにすることが好ましい。

上記第１及び第２の実施例では、入出力ポートの平面形状を三日月状としたが、共振パターンと電磁気的に結合し得る他の形状としてもよい。

図１０に、第３の実施例による高周波フィルタの主要部の断面図を示す。第１及び第２の実施例では、導電パターンの片側にのみグランド膜２７を配置したマイクロストリップ線路により高周波フォルタを構成した。第３の実施例では、導電パターンの両側にグランド膜を配置したストリップ線路により高周波フィルタを構成する。

誘電体基板２０、その主表面上の導電パターン２１、２２、２３等、その裏面上のグランド膜２７の構成は、第１の実施例の高周波フィルタの構成と同一である。誘電体基板２０の主表面上に、導電パターン２１、２２、２３等を覆うように、誘電体膜６０が配置されている。この誘電体膜６０の表面上に、上側のグランド膜６１が形成されている。

このように、ストリップ線路構造としても、第１の実施例のマイクロストリップ線路構造の高周波フィルタと同様の効果が得られる。また、内層導電パターン２１、２２、２３等を、第２の実施例による高周波フィルタのように複数段構成としてもよい。

図１１Ａに、第４の実施例による高周波フィルタの断面図を示す。図１１Ｂに、図１１Ａの一点鎖線１１Ｂ−１１Ｂにおける平断面図を示す。図１１Ｂの一点鎖線１１Ａ−１１Ａにおける断面図が、図１１Ａに相当する。以下、図１Ａ及び図１Ｂに示した第１の実施例による高周波フィルタとの相違点に着目して説明し、構成が同一の部分については重複説明を省略する。

誘電体基板２０の上方に、第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１が配置されている。第１の誘電体部材７０は、共振パターン２１と第１の出力ポート２３との結合部の近傍に配置され、第２の誘電体部材７１は、共振パターン２１と第２の入力ポート２４との結合部の近傍に配置されている。ここで、「近傍」とは、共振パターン２１と入出力ポート２３、２４との結合部に発生する電磁界の影響の及ぶ範囲と定義することができる。

第１の誘電体部材７０は、第１の支持部材７２によりパッケージ１５に支持されている。第１の支持部材７２は、第１の誘電体部材７０を昇降させることができる。すなわち、第１の誘電体部材７０と基板２０との間隔を変化させることができる。第１の誘電体部材７０を最も下降させた状態では、第１の誘電体部材７０が、共振パターン２１及び第１の出力ポート２３に接触する。

第１の支持部材７２には、例えばパッケージ１５の天板１５Ｂに形成された貫通孔に螺号するネジを用いることができる。ネジを回転させることにより、第１の誘電体部材７０を昇降させることができる。なお、第１の支持部材７２に、外部からの駆動信号によって対象物を並進移動させるリニアアクチュエータを用いてもよい。

第２の誘電体部材７１は、第１の誘電体部材７０と同様に、第２の支持部材７３によりパッケージ１５に昇降可能に支持されている。

第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１を昇降させると、共振パターン２１と第１の出力ポート２３との間の静電容量、及び共振パターン２１と第２の入力ポート２４との間の静電容量が変化する。これにより、高周波フィルタの透過特性及び反射特性が変化する。

図１２に、第４の実施例による高周波フィルタのＳパラメータの周波数依存性を示す。図１２の実線が、第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１を配置しない場合のＳパラメータを示し、破線が、第１の誘電体部材７０を、共振パターン２１及び第１の出力ポート２３に接触させ、かつ第２の誘電体部材７１を、共振パターン２１及び第２の入力ポート２４に接触させた状態のＳパラメータのシミュレーション結果を示す。第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１として、厚さ０．５ｍｍ、直径２ｍｍの円板状に加工したＭｇＯを用いた。

第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１を配置すると、透過帯域幅が広くなることがわかる。このとき、中心周波数はほとんど変化しない。第１の誘電体部材７０と基板２０との間、及び第２の誘電体部材７１と基板２０との間に、間隙を設けると、透過帯域幅は、図１２に示した誘電体部材を配置した場合と配置しない場合との中間の大きさになる。間隙を変化させることにより、透過帯域幅を変化させることができる。

透過帯域幅の制御性を高めるために、第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１を、電磁界の強い領域に配置することが好ましい。例えば、平面視において、共振パターン２１と第１の出力ポート２３との間の間隙と重なるように第１の誘電体部材７０を配置することが好ましい。第２の誘電体部材７１は、平面視において、共振パターン２１と第２の入力ポート２４との間の間隙と重なるように配置することが好ましい。

また、第１の誘電体部材７０と基板２０との間隔、及び第２の誘電体部材７１と基板２０との間隔が１０ｍｍ以下になるように、第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１を配置することができるような構成とすることが好ましい。

第４の実施例では、第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１を円板状としたが、他の幾何学的形状、例えば、円柱状、立方体、直方体等としてもよい。

また、上記第４の実施例では、第１の誘電体部材７０及び第２の誘電体部材７１にＭｇＯを用いたが、他の誘電体材料を用いてもよい。なお、透過帯域幅の制御性を高め、かつ損失を小さくするために、誘電率が高く、かつ誘電損の小さな材料を選択することが好ましい。このような材料として、ＭｇＯ以外に、例えば、ＳｒＴｉＯ_３、ＴｉＯ_２、Ａｌ_２Ｏ_３等が挙げられる。また、第１の誘電体部材７０と第１の支持部材７２とを、１つの誘電体材料から一体成型してもよい。同様に、第２の誘電体部材７１と第２の支持部材７３とを、１つの誘電体材料から一体成型してもよい。

誘電体部材を、共振パターン２１と第１の入力ポート２２との結合部、及び共振パターン２１と第２の出力ポート２５との結合部の近傍に配置すると、透過帯域幅はほとんど変化せず、透過特性の急峻性が変化する。従って、透過帯域幅を制御するためには、誘電体部材を、共振パターン２１と第１の出力ポート２３との結合部の近傍、及び共振パターン２１と第２の入力ポート２４との結合部の近傍の少なくとも一方に配置することが好ましい。

以上実施例に沿って本発明を説明したが、本発明はこれらに制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。

上記第１〜第４の実施例に基づき、下記の付記に示された発明を開示する。

（付記１）
誘電体材料からなる基板と、
前記基板の主表面上に導電材料で形成された円形の平面形状を持つ第１の共振パターンと、
前記第１の共振パターンの中心を通過する第１の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第１の入力ポートと、
前記第１の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第１の出力ポートと、
前記第１の共振パターンの中心を通過し、前記第１の仮想直線と直交する第２の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第２の入力ポートと、
前記第２の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第２の出力ポートと、
前記第１の出力ポートに出力された高周波信号を前記第２の入力ポートまで伝搬させる第１のポート間導波路と
を有する高周波フィルタ。

（付記２）
前記第１のポート間導波路の線路長が、前記第１の共振パターンの基本共振周波数に相当する線路内波長の５６％以下である付記１に記載の高周波フィルタ。

（付記３）
前記第１のポート間導波路の線路長が、前記第１の共振パターンの基本共振周波数に相当する線路内波長の９０％〜１１０％の範囲内である付記１に記載の高周波フィルタ。

（付記４）
前記第１の入力ポート、第１の出力ポート、第２の入力ポート、第２の出力ポート、及びポート間導波路が、前記基板の主表面上に形成された導電材料からなる導電パターンで構成されている付記１乃至３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。

（付記５）
前記第１の共振パターン、第１の入力ポート、第１の出力ポート、第２の入力ポート、第２の出力ポート、及び第１のポート間導波路が、液体窒素温度で超伝導を示す超伝導材料で形成されている付記４に記載の高周波フィルタ。

（付記６）
さらに、前記基板の前記主表面とは反対側の裏面上に形成されたグランド膜を有する付記１乃至５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。

（付記７）
さらに、
前記基板の主表面上に導電材料で形成されており、平面形状が前記第１の共振パターンと同一である第２の共振パターンと、
前記第２の共振パターンの中心を通過する第３の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第３の入力ポートと、
前記第３の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第３の出力ポートと、
前記第２の共振パターンの中心を通過し、前記第３の仮想直線と直交する第４の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第４の入力ポートと、
前記第４の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第４の出力ポートと、
前記第３の出力ポートに出力された高周波信号を前記第４の入力ポートまで伝搬させる第２のポート間導波路と、
前記第２の出力ポートに出力された高周波信号を前記第３の入力ポートまで伝搬させるステージ間導波路と
を有する付記１乃至６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。

（付記８）
前記ステージ間導波路の線路長が、前記第１の共振パターンの基本共振周波数に相当する線路内波長の３／８倍である付記７に記載の高周波フィルタ。

（付記９）
前記基板の主表面に向かってみたとき、前記第１の共振パターンの中心を基準として、前記第１の出力ポートから前記第２の入力ポートへ向かう回転の向きと、前記第２の共振パターンの中心を基準として、前記第３の出力ポートから前記第４の入力ポートへ向かう回転の向きとが逆向きである付記７または８に記載の高周波フィルタ。

（付記１０）
さらに、
前記基板を収容し、電気的にシールドするパッケージと、
前記パッケージに取り付けられ、前記基板上の入出力ポートのうち最も前段の入力ポートに接続された同軸入力コネクタと、
前記パッケージに取り付けられ、前記基板上の入出力ポートのうち最も後段の出力ポートに接続された同軸出力コネクタと
を有する付記１乃至９のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。

（付記１１）
さらに、
前記第１の共振パターンと前記第１の出力ポートとの結合箇所、及び前記第１の共振パターンと前記第２の入力ポートとの結合箇所の少なくとも一方に発生する電磁界の影響の及ぶ範囲内に配置された誘電体部材と、
前記基板と前記誘電体部材との間隔が変化できるように前記誘電体部材を支持する支持部材と
を有する付記１乃至１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。

（付記１２）
前記支持部材が、前記誘電体部材を前記基板に対して昇降させるアクチュエータを含む付記１１に記載の高周波フィルタ。

（１Ａ）は第１の実施例による高周波フィルタの断面図であり、（１Ｂ）は、その平断面図である。 （２Ａ）は、第１の実施例及び比較例による高周波フィルタの透過特性のシミュレーション結果を示すグラフであり、（２Ｂ）は、比較例による高周波フィルタの導電パターンを示す平面図である。 第１の実施例による高周波フィルタの透過特性及び反射特性の実測結果を示すグラフである。 第１の実施例による高周波フィルタのポート間導波路の電気的線路長を異ならせた複数の試料の透過及び反射特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 ポート間導波路の長さと、共振間結合係数との関係を示すグラフである。 （６Ａ）は、第１の実施例の高周波フィルタのポート間導波路の電気的線路長をほぼ基本共振波長とした場合の導電パターンを示す平面図であり、（６Ｂ）は、ポート間導波路の電気的線路長を異ならせた複数の試料の透過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 （７Ａ）は、第２の実施例による高周波フォルタの導電パターンを示す平面図であり、（７Ｂ）は、比較例による高周波フォルタの導電パターンを示す平面図である。 第２の実施例及び比較例による高周波フィルタの透過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２の実施例による高周波フィルタのステージ間導波路の電気的線路長を異ならせた複数の試料の透過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 第３の実施例による高周波フィルタの主要部の断面図である。 （１１Ａ）は第４の実施例による高周波フィルタの断面図であり、（１１Ｂ）は、その平断面図である。 第４の実施例による高周波フィルタのＳパラメータの周波数依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。 （１３Ａ）は、従来の高周波フィルタの導電パターンの平面図であり、（１３Ｂ）は、従来の高周波フィルタの主要部の断面図である。

符号の説明

１５ パッケージ
２０ 誘電体基板
２１ 共振パターン
２２ 第１の入力ポート
２３ 第１の出力ポート
２４ 第２の入力ポート
２５ 第２の出力ポート
２６ ポート間導波路
２７ グランド膜
３１ 入力導波路
３２ 出力導波路
３５ 入力コネクタ
３６ 出力コネクタ
４０ 第１の仮想直線
４１ 第２の仮想直線
５０ ステージ間導波路
６０ 誘電体膜
６１ 上側グランド膜
７０ 第１の誘電体部材
７１ 第２の誘電体部材
７２ 第１の支持部材
７３ 第２の支持部材

Claims (10)

1. 誘電体材料からなる基板と、
   前記基板の主表面上に導電材料で形成された円形の平面形状を持つ第１の共振パターンと、
   前記第１の共振パターンの中心を通過する第１の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第１の入力ポートと、
   前記第１の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第１の出力ポートと、
   前記第１の共振パターンの中心を通過し、前記第１の仮想直線と直交する第２の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第２の入力ポートと、
   前記第２の仮想直線と、前記第１の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第１の共振パターンと電磁気的に結合する第２の出力ポートと、
   前記第１の出力ポートに出力された高周波信号を前記第２の入力ポートまで伝搬させる第１のポート間導波路と
   を有する高周波フィルタ。
2. 前記第１のポート間導波路の線路長が、前記第１の共振パターンの基本共振周波数に相当する線路内波長の５６％以下である請求項１に記載の高周波フィルタ。
3. 前記第１のポート間導波路の線路長が、前記第１の共振パターンの基本共振周波数に相当する線路内波長の９０％〜１１０％の範囲内である請求項１に記載の高周波フィルタ。
4. 前記第１の入力ポート、第１の出力ポート、第２の入力ポート、第２の出力ポート、及びポート間導波路が、前記基板の主表面上に形成された導電材料からなる導電パターンで構成されている請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
5. さらに、
   前記基板の主表面上に導電材料で形成されており、平面形状が前記第１の共振パターンと同一である第２の共振パターンと、
   前記第２の共振パターンの中心を通過する第３の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第３の入力ポートと、
   前記第３の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第３の出力ポートと、
   前記第２の共振パターンの中心を通過し、前記第３の仮想直線と直交する第４の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との一方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第４の入力ポートと、
   前記第４の仮想直線と、前記第２の共振パターンの外周線との他方の交差箇所において、該第２の共振パターンと電磁気的に結合する第４の出力ポートと、
   前記第３の出力ポートに出力された高周波信号を前記第４の入力ポートまで伝搬させる第２のポート間導波路と、
   前記第２の出力ポートに出力された高周波信号を前記第３の入力ポートまで伝搬させるステージ間導波路と
   を有する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
6. 前記ステージ間導波路の線路長が、前記第１の共振パターンの基本共振周波数に相当する線路内波長の３／８倍である請求項５に記載の高周波フィルタ。
7. 前記基板の主表面に向かってみたとき、前記第１の共振パターンの中心を基準として、前記第１の出力ポートから前記第２の入力ポートへ向かう回転の向きと、前記第２の共振パターンの中心を基準として、前記第３の出力ポートから前記第４の入力ポートへ向かう回転の向きとが逆向きである請求項５または６に記載の高周波フィルタ。
8. さらに、
   前記基板を収容し、電気的にシールドするパッケージと、
   前記パッケージに取り付けられ、前記基板上の入出力ポートのうち最も前段の入力ポートに接続された同軸入力コネクタと、
   前記パッケージに取り付けられ、前記基板上の入出力ポートのうち最も後段の出力ポートに接続された同軸出力コネクタと
   を有する請求項１乃至７のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
9. さらに、
   前記第１の共振パターンと前記第１の出力ポートとの結合箇所、及び前記第１の共振パターンと前記第２の入力ポートとの結合箇所の少なくとも一方に発生する電磁界の影響の及ぶ範囲内に配置された誘電体部材と、
   前記基板と前記誘電体部材との間隔が変化できるように前記誘電体部材を支持する支持部材と
   を有する請求項１乃至８のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
10. 前記支持部材が、前記誘電体部材を前記基板に対して昇降させるアクチュエータを含む請求項９に記載の高周波フィルタ。

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