JP2014036258A - マルチバンド帯域通過フィルタ - Google Patents
マルチバンド帯域通過フィルタ Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014036258A JP2014036258A JP2012175024A JP2012175024A JP2014036258A JP 2014036258 A JP2014036258 A JP 2014036258A JP 2012175024 A JP2012175024 A JP 2012175024A JP 2012175024 A JP2012175024 A JP 2012175024A JP 2014036258 A JP2014036258 A JP 2014036258A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- conductor
- resonant waveguide
- mode resonant
- odd
- mode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 175
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 32
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 32
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 32
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 18
- 239000002887 superconductor Substances 0.000 claims description 12
- 238000013461 design Methods 0.000 description 26
- 239000000463 material Substances 0.000 description 13
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 6
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 6
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 4
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000005452 bending Methods 0.000 description 2
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 229910052594 sapphire Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010980 sapphire Substances 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000002301 combined effect Effects 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000005549 size reduction Methods 0.000 description 1
- 239000010409 thin film Substances 0.000 description 1
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
【課題】二つ若しくはそれ以上の通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。
【解決手段】
半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるマルチバンド帯域通過フィルタ。
【選択図】図６
【解決手段】
半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるマルチバンド帯域通過フィルタ。
【選択図】図６
Description
この発明は、高周波やマイクロ波を使った装置、例えば、移動体通信、衛星通信、固定マイクロ波通信、その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるマルチバンド共振器及びそれを使ったマルチバンド帯域通過フィルタに関するものである。
特許文献１には、平面回路を用いた狭帯域シャープカットフィルタを提供することを目的として、平面回路で構成される分布定数型共振器と、共振器間を結合する伝送線路と、入出力部に配置された励振線から構成される帯域通過フィルタにおいて、全ての共振器間の結合が中心周波数に相当する波長の（１＋２ｍ）／４倍（ｍ：自然数）の長さを有する線路で構成され、共振器を構成する線路との結合部分の長さが実質的に１／４波長に定められていることを特徴とする帯域通過フィルタが、記載されている。
特許文献２には、高い耐電力性を実現しつつ、共振器の放射損失を低減することで低損失材料が本来示すべき高いＱ値を実現し、高耐電力性と高Ｑ値とを両立する共振器およびフィルタを提供するために、マイクロストリップライン構造の共振器であって、共振状態で線路内に電流定在波が発生し、隣接する線路間の電流が逆方向となる複数の共振線路と、複数の共振線路を、共振状態における複数の共振線路の電流定在波の節のうち電圧が同位相となる部分同士で接続する接続線路と、で構成される線路構造を有する共振器およびこの共振器を用いて構成されるフィルタの点が、記載されている。
また、従来、通過帯域を二つもつことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタは、次のような構成方法が存在する。
一つは、図１に示すように、二つの周波数で共振する複数のデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３が従属結合され、その従属結合の両端の入出力ポートＭ１、Ｍ２とそれぞれ結合することによってフィルタ１００を構成している（非特許文献１）。
一つは、図１に示すように、二つの周波数で共振する複数のデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３が従属結合され、その従属結合の両端の入出力ポートＭ１、Ｍ２とそれぞれ結合することによってフィルタ１００を構成している（非特許文献１）。
デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は偶・奇モードを有し、この二つのモードを制御することで二つの通過帯域を持つデュアルバンド共振器を構成している。このフィルタ１００では、入出力ポートＭ１、Ｍ２は両端のデュアルバンド帯域通過共振器Ｎ１、Ｎ３と直接結合し、二つの通過帯域の両方で所望の特性を同時に得られる接続位置を決定する必要がある。
また、帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間隔によって決定する必要がある。
Jia-ShengHong ,Wenxing Tang, "Dual-band filter based on non-degeneratedual-mode slow-wave open-loop resonators ," IEEEMTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 861-864, 2009.
一般的にデュアルバンド帯域通過フィルタは、二つの通過帯域に対してそれぞれ中心周波数と帯域幅を設定し、さらに入出力の整合もとる必要がある。そのため、図１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタの帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間隔だけで制御しなければならず、二つの通過帯域で同時に変化してしまうため、設計の自由度が低い。同様に入出力の整合に関しても、一つの入出力ポートＭ１、Ｍ２の調整では二つの通過帯域で同時に入出力の整合が変化してしまい設計の自由度が低い。中心周波数に関してもデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に発生する偶・奇モードの奇モード部分が偶モードと共通なため、奇モードを調整すると偶モードにも影響を与えることから多段化設計の際には設計が煩雑になる。したがって、設計自由度を高く維持したままでデュアルバンド帯域通過フィルタを設計することが困難であった。特に、二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たすのが大変困難である。
本発明の課題は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたもので、すなわち、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。特に二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たし多段化に有利なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。
ここで、Ｑ値とは、共振回路の共振のピークの鋭さを表す値で、Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒの略である。
インダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒとすると、直列共振回路の場合、
Ｑ＝１／Ｒ・（Ｌ／Ｃ）１／２
であり、
また、共振周波数ωは、ω＝（１／ＬＣ）１／２
で、Ｑ＝ωＬ／Ｒ＝１／ωＣＲ
である。
本発明の課題は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたもので、すなわち、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。特に二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たし多段化に有利なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。
ここで、Ｑ値とは、共振回路の共振のピークの鋭さを表す値で、Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒの略である。
インダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒとすると、直列共振回路の場合、
Ｑ＝１／Ｒ・（Ｌ／Ｃ）１／２
であり、
また、共振周波数ωは、ω＝（１／ＬＣ）１／２
で、Ｑ＝ωＬ／Ｒ＝１／ωＣＲ
である。
本発明は、図2に示すように半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるマルチバンド帯域通過フィルタである。
また、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端８（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるマルチバンド帯域通過フィルタである。
また、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端８（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるマルチバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができる共振器において、スタブ１１をスイッチ１６を介して半波長共振器１０に接続したマルチバンド帯域通過フィルタである（図１８）。
また、本発明は、（図３に示すように）所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にストリップ導体２３が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端８（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に（誘電体を介さず、若しくは、介して）太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、図6に示すように距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置されているデュアルバンド帯域通過フィルタである。導波路１２の端部は、太い導体１１に沿うように並行して長さｍの幅で延長部があり、長さｍを調整することにより、偶モードの通過帯域の結合係数だけの調整を可能にする。
さらに、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、（図2に示すように）当該細いストリップ導体は、開放端８（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路１０と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、図6に示すように距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに図9に示すように給電導体線１３、１４を、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
また、本発明は、（図３に示すように）所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にストリップ導体２３が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端８（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に（誘電体を介さず、若しくは、介して）太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、図6に示すように距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置されているデュアルバンド帯域通過フィルタである。導波路１２の端部は、太い導体１１に沿うように並行して長さｍの幅で延長部があり、長さｍを調整することにより、偶モードの通過帯域の結合係数だけの調整を可能にする。
さらに、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、（図2に示すように）当該細いストリップ導体は、開放端８（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路１０と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、図6に示すように距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに図9に示すように給電導体線１３、１４を、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
さらに本発明は、（図３に示すように）所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体２３は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、（図２に示すように）深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、図12に示すように並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うように、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間にで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
また本発明は、所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体２３が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路１０と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、図16に示すように深い第二の凹側は開放端である共振器を４つ、並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と４つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うように、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入し、さらに、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の奇モード共振導波路１０の内側面に導波路１５が非接触で配置され、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
また本発明は、所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体２３が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路１０と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体１１（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、図16に示すように深い第二の凹側は開放端である共振器を４つ、並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と４つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うように、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入し、さらに、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の奇モード共振導波路１０の内側面に導波路１５が非接触で配置され、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
さらに本発明は、（図2に示すように）所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、図20に示すように深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うように、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を３つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
また本発明は、（図2に示すように）所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、図22に示すように深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うように、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を２つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体がマイクロストリップライン構造やストリップライン構造を用いることができる。
またさらに、本発明のマルチバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体として常電導体若しくは超伝導体を用いることが出来る。
また本発明は、（図2に示すように）所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、図22に示すように深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うように、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を２つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体がマイクロストリップライン構造やストリップライン構造を用いることができる。
またさらに、本発明のマルチバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体として常電導体若しくは超伝導体を用いることが出来る。
本発明によれば、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することが可能となる。
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタは、ローパスフィルター、ハイパスフィルター、バンドパスフィルター等の周知の用途に用いることが出来る。
また、本発明で用いる誘電体は、周知の誘電体を用いることが出来、成形性に優れたものが好ましい。誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料が望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料が望ましい。
ストリップ導体、マイクロストリップラインに用いる常伝導体や超伝導体についても、知られているどのようなものでも用いることが出来る。
本発明で用いる共振器の代表的な構成単位としての構造を図２の中央部に示す。
図２は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過共振器である。
本発明は半波長共振器（奇モード共振）１０として図２左側に示すような基本的には折れ曲がった左右対称のマイクロストリップライン構造である。その構造について詳述するが、当業者であればこの構造を摸して似た構造の半波長共振器（奇モード共振）を作ることが可能であるので、本発明はこの構造のみに限定されるべきではない。
図２に示した半波長共振器（奇モード共振）１０は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称のであり、中心１を通る平行線を介して、高い第一の凸２と、深い第１の凹５は上下対称であり、高い第３の凸４と深い第３の凹７は上下対称である。
本発明では、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、１本の細い導体からなり深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される奇モード共振導波路と太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）からなり前記奇モード共振導波路の中央部で開放端（ストリップが繋がっていない箇所）でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に（誘電体を介さず、若しくは、介して）太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるデュアルバンド帯域通過共振器とすることができた。
また、本発明で用いる誘電体は、周知の誘電体を用いることが出来、成形性に優れたものが好ましい。誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料が望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料が望ましい。
ストリップ導体、マイクロストリップラインに用いる常伝導体や超伝導体についても、知られているどのようなものでも用いることが出来る。
本発明で用いる共振器の代表的な構成単位としての構造を図２の中央部に示す。
図２は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過共振器である。
本発明は半波長共振器（奇モード共振）１０として図２左側に示すような基本的には折れ曲がった左右対称のマイクロストリップライン構造である。その構造について詳述するが、当業者であればこの構造を摸して似た構造の半波長共振器（奇モード共振）を作ることが可能であるので、本発明はこの構造のみに限定されるべきではない。
図２に示した半波長共振器（奇モード共振）１０は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称のであり、中心１を通る平行線を介して、高い第一の凸２と、深い第１の凹５は上下対称であり、高い第３の凸４と深い第３の凹７は上下対称である。
本発明では、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、１本の細い導体からなり深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される奇モード共振導波路と太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）からなり前記奇モード共振導波路の中央部で開放端（ストリップが繋がっていない箇所）でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に（誘電体を介さず、若しくは、介して）太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるデュアルバンド帯域通過共振器とすることができた。
本発明の実施形態の共振器はマイクロストリップライン構造である。図２は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器の一実施例の平面図であり、図３は図２の断面図である。これらの図中の２２は所定の厚さの誘電体で、誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にデュアルバンド共振器を構成するストリップ導体２３が配置されている。（かかる誘電体２２は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料を用いて形成することが望ましい。接地導体２１は導体損の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。ストリップ導体も導体損失の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。）この説明は、以下のマイクロストリップライン構造を用いた共振器、フィルタを示す全ての図面において同様である。
図２のデュアルバンド共振器のＡ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器となる。基本的構造は半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造である。半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となる。本共振器では、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整した。場合によっては奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振するように共振器長を調整することも可能である。共振器サイズの小型化は半波長共振器１０を折り曲げることで実現した。また、スタブ１１をステップインピーダンス構造にすることで、さらに小型化が望める。
本共振器の大きな特徴は二つの通過帯域で個別に共振周波数を調整できる点である。非特許文献1ではスタブが半波長共振器に単純に付加されているため、偶モードは奇モードの半波長共振器と共通であることから、奇モードの共振周波数を調整すると偶モードの共振周波数も変化し問題となる。この問題に対し、本共振器構造では、図２のdの長さを調整することで 偶モードの共振周波数が変化することなく奇モードだけ共振周波数を調整できる。スタブ１１に流れる高周波電流は線路の幅方向の端部に集中する。そのため、ｄの長さが変化しても、偶モードの電流経路に変化がないため偶モードの共振周波数に影響を与えない。偶モードの共振周波数を調整するにはスタブ１１の開放端部分の長さを調整することで、奇モードの共振周波数の変化なしに偶モードの共振周波数を調整できる。図４はdの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モード共振周波数の変化を示す。図４よりdを変化させることで奇モードの共振周波数だけを調整できる。図５はｄを固定したときのlの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モードの共振周波数の変化を示す。図５より、ｌを変化させることで、偶モードの共振周波数だけを調整できる。
図２のデュアルバンド共振器のＡ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器となる。基本的構造は半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造である。半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となる。本共振器では、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整した。場合によっては奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振するように共振器長を調整することも可能である。共振器サイズの小型化は半波長共振器１０を折り曲げることで実現した。また、スタブ１１をステップインピーダンス構造にすることで、さらに小型化が望める。
本共振器の大きな特徴は二つの通過帯域で個別に共振周波数を調整できる点である。非特許文献1ではスタブが半波長共振器に単純に付加されているため、偶モードは奇モードの半波長共振器と共通であることから、奇モードの共振周波数を調整すると偶モードの共振周波数も変化し問題となる。この問題に対し、本共振器構造では、図２のdの長さを調整することで 偶モードの共振周波数が変化することなく奇モードだけ共振周波数を調整できる。スタブ１１に流れる高周波電流は線路の幅方向の端部に集中する。そのため、ｄの長さが変化しても、偶モードの電流経路に変化がないため偶モードの共振周波数に影響を与えない。偶モードの共振周波数を調整するにはスタブ１１の開放端部分の長さを調整することで、奇モードの共振周波数の変化なしに偶モードの共振周波数を調整できる。図４はdの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モード共振周波数の変化を示す。図４よりdを変化させることで奇モードの共振周波数だけを調整できる。図５はｄを固定したときのlの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モードの共振周波数の変化を示す。図５より、ｌを変化させることで、偶モードの共振周波数だけを調整できる。
図６は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。２段デュアルバンド帯域通過フィルタは図２に示したデュアルバンド帯域通過共振器を二つ配置し、二つのデュアルバンド帯域通過共振器のスタブ１１部分の間に導波路１２が配置されている。フィルタを設計するためには設計条件が必要である。ここでは、デュアルバンド帯域通過フィルタにおいて二つの通過帯域で設計が困難である同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタについて例を上げて説明する。設計にはチェビシェフ関数型フィルタを用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅105 MHz（3％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅150 MHz（3％）、リップル0.1
dBとした。このとき、二つの通過帯域で比帯域幅を決める共振器間の結合の強さを表す結合係数は同一の値となり、入出力の整合を表す外部Q値も二つの通過帯域で同一の値となる。
本発明の大きな特徴は導波路１２を使って奇モードと偶モードの二つの通過帯域の帯域幅を個別調整できる点である。特に奇モードと偶モードで同一の比帯域幅を得ることであり、電界結合成分を調整して帯域幅を調整する点で大きな特徴を有する。
従来、コムライン結合フィルタの比帯域幅は結合係数kによって決まり、共振器間の結合係数kは磁界結合成分（km）と電界結合成分（ke）によって次の式で表される。
k＝km-ke （1）
磁界結合成分は半波長共振器において、電流集中が高い共振器中央部に分布し、電界結合成分は共振器の開放端に分布する。一般的には共振器間の結合係数は磁界結合成分と電界結合成分の合成効果として扱い、共振器間の距離よって調整する。図７は導波路１２を用いない時の共振器間距離gと結合係数kの関係を示す。図７より、共振器間の距離gを変化させた場合、二つの通過帯域で同一の結合係数を実現することは困難である。言いかえると、二つの通過帯域で帯域幅を個別に調整することができず問題であった。
この問題に対して、本発明は電界結合成分に着目した。式（1）の電界結合成分だけを導波路１２を用いて強めると、偶モードの結合係数ｋは減少する。よって、共振器間の距離を変えずに結合係数ｋが調整可能になる。また、導波路１２は偶モードに関係するスタブ１１部分に配置することから、奇モードの通過帯域に影響を与えずに偶モードの通過帯域の帯域幅だけを調整できる。図８は図６の共振器間距離ｇが一定で、導波路１２のmの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kを示す。図８より、奇モードの通過帯域における結合係数を変化させずに、偶モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることがわかる。また、奇モードと偶モードの通過帯域で同一の結合係数を実現することが可能であることから、二つの帯域で同一の比帯域幅を実現できる。
dBとした。このとき、二つの通過帯域で比帯域幅を決める共振器間の結合の強さを表す結合係数は同一の値となり、入出力の整合を表す外部Q値も二つの通過帯域で同一の値となる。
本発明の大きな特徴は導波路１２を使って奇モードと偶モードの二つの通過帯域の帯域幅を個別調整できる点である。特に奇モードと偶モードで同一の比帯域幅を得ることであり、電界結合成分を調整して帯域幅を調整する点で大きな特徴を有する。
従来、コムライン結合フィルタの比帯域幅は結合係数kによって決まり、共振器間の結合係数kは磁界結合成分（km）と電界結合成分（ke）によって次の式で表される。
k＝km-ke （1）
磁界結合成分は半波長共振器において、電流集中が高い共振器中央部に分布し、電界結合成分は共振器の開放端に分布する。一般的には共振器間の結合係数は磁界結合成分と電界結合成分の合成効果として扱い、共振器間の距離よって調整する。図７は導波路１２を用いない時の共振器間距離gと結合係数kの関係を示す。図７より、共振器間の距離gを変化させた場合、二つの通過帯域で同一の結合係数を実現することは困難である。言いかえると、二つの通過帯域で帯域幅を個別に調整することができず問題であった。
この問題に対して、本発明は電界結合成分に着目した。式（1）の電界結合成分だけを導波路１２を用いて強めると、偶モードの結合係数ｋは減少する。よって、共振器間の距離を変えずに結合係数ｋが調整可能になる。また、導波路１２は偶モードに関係するスタブ１１部分に配置することから、奇モードの通過帯域に影響を与えずに偶モードの通過帯域の帯域幅だけを調整できる。図８は図６の共振器間距離ｇが一定で、導波路１２のmの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kを示す。図８より、奇モードの通過帯域における結合係数を変化させずに、偶モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることがわかる。また、奇モードと偶モードの通過帯域で同一の結合係数を実現することが可能であることから、二つの帯域で同一の比帯域幅を実現できる。
図９は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの入出力の整合方法に関する一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。このようなフィルタにあっては、入出力を得るために給電が必要である。図６に示した２段デュアルバンド帯域通過フィルタに給電導体線１３、１４を配置し給電する。給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入することを特徴とする。従来は、非特許文献1に示すように二つの通過帯域を有するのに入出力の整合は一つの給電導体線で行われていた。そのため、帯域幅と同様に二つの通過帯域で個別に入出力の整合を取ることが困難であった。この問題に対し、本発明の特徴は、給電導体線１３、１４を用いることで入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有する。特に二つの通過帯域で同一比帯域幅を実現するために二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現することを特徴とする。
図１０は図９の給電導体線１４を用いず、給電導体線１３だけの長さを変化させたときの外部Q値の変化である。図１１より、従来の方法のように給電導体線１３だけを用いた場合、外部Q値は二つの通過帯域で違う値を示すことから、同一の外部Q値をえることは困難である。
そこで、本発明では、給電導体線１４を用いることで、奇モードの外部Q値を上昇させ、偶モードの外部Q値減少させることで二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現させた。奇モードでは半波長共振器１０の開放端部分の電流の向きが逆であることから、給電導体線１４を開放端部分に挿入することで給電導体線と共振器との結合を弱める働きを有する。それよって、奇モードでは外部Q値が上昇する。一方、偶モードでは、半波長共振器１０の開放端の電流の向きが同じであり、なおかつ、給電導体線１４とも電流の向きが同じであることから、給電導体線と共振器との結合を強める働きを有する。それによって偶モードの外部Q値は減少する。図１１は給電導体線１３の長さを固定し、給電導体線１４の長さqを変化させたときの二つの通過帯域での外部Q値の変化である。図１１より、給電導体線１４の長さqが半波長共振器１０の開放端の間の挿入量が増加するにつれて、奇モードの外部Q値が増加し、また、偶モードの外部Q値が減少することによって、二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現した。
図１０は図９の給電導体線１４を用いず、給電導体線１３だけの長さを変化させたときの外部Q値の変化である。図１１より、従来の方法のように給電導体線１３だけを用いた場合、外部Q値は二つの通過帯域で違う値を示すことから、同一の外部Q値をえることは困難である。
そこで、本発明では、給電導体線１４を用いることで、奇モードの外部Q値を上昇させ、偶モードの外部Q値減少させることで二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現させた。奇モードでは半波長共振器１０の開放端部分の電流の向きが逆であることから、給電導体線１４を開放端部分に挿入することで給電導体線と共振器との結合を弱める働きを有する。それよって、奇モードでは外部Q値が上昇する。一方、偶モードでは、半波長共振器１０の開放端の電流の向きが同じであり、なおかつ、給電導体線１４とも電流の向きが同じであることから、給電導体線と共振器との結合を強める働きを有する。それによって偶モードの外部Q値は減少する。図１１は給電導体線１３の長さを固定し、給電導体線１４の長さqを変化させたときの二つの通過帯域での外部Q値の変化である。図１１より、給電導体線１４の長さqが半波長共振器１０の開放端の間の挿入量が増加するにつれて、奇モードの外部Q値が増加し、また、偶モードの外部Q値が減少することによって、二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現した。
図１２は実施例２の設計条件で設計した３段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。また、図１３に図１２のデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１３より二つの通過帯域を有する良好なデュアルバンド帯域通過フィルタが設計でき、なおかつ、二つの通過帯域で同一比帯域幅でも設計できることが明らかとなり、本発明は有効であることがわかる。ちなみに、図１４は実際に市販の高周波用基板をもちいて図１２のフィルタ形状を作製し、測定した時の周波数特性を示す。図１４より、図１３の設計とほぼ同等周波数特性を得ることがきた。しかし、半波長共振器１０を小型化するために共振器の曲げ部分を増やしたことで、導体損失が増加し、結果として挿入損失の増加につながった。
そこで、導体損失を低減し、小型で急峻なデュアルバンド帯域通過フィルタを設計・作製するために導体材料に超伝導体を用いた。誘電体基板はサファイアを用い、超伝導体はYBa2Cu3O7薄膜を用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3．5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz，比帯域幅100 MHz（2％）,リップル0.1 dBとした。超伝導体を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタの設計条件を実施例2で示した設計条件の比帯域幅より小さくしたのは、超伝導体を用いた場合の有効性をより顕著にするためである。一般的に比帯域幅が狭くなれば挿入損失が増加する。しかし、超伝導体を用いた場合、比帯域幅を狭くしても導体損が小さいため、損入損失を小さく保つことができるため、超伝導体の有効性を顕著に示すことが可能である。図１５は図１３の導体材料に銅を用いた時のデュアルバンド帯域通過フィルタと超伝導材料を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性である。図１５より、超伝導体を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタは銅を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタより比帯域幅が小さいのにもかかわらず挿入損失が大変小さいことから、小型で急峻な遮断特性を有し挿入損失の小さいデュアルバンド帯域通過フィルタを実現するには超伝導体を用いることが有効であることが判明した。
従来のデュアルバンド帯域通過フィルタでは二つの通過帯域で同一の比帯域幅を有するフィルタを設計することが困難であり、なおかつ段数が４段以上のフィルタを設計するには、二つの帯域で個別に共振周波数、帯域幅、入出力の整合を調整できなければならず、同一比帯域幅を有する多段化設計はより困難となる。そこで、本発明を用いて次の設計条件を満たすフィルタの設計を行った。設計条件は段数４段、低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅100 MHz（2％）、リップル0.1
dBとした。構造はマイクロストリップライン構造である。（導体材料には超伝導体を想定し、誘電体にはサファイアを想定した。）図１６に設計した４段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図を示す。図１６より、共振器間の結合係数を微調整しやすいように導波路１５を配置した。図１７に図１６の４段デュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１７より、反射特性（Ｓ11）、通過特性（Ｓ21）共に設計条件をみたした良好な周波数特性をもつデュアルバンド帯域通過フィルタを設計できた。以上より、本発明は同一比帯域幅を有する多段フィルタの設計にも有効である。
dBとした。構造はマイクロストリップライン構造である。（導体材料には超伝導体を想定し、誘電体にはサファイアを想定した。）図１６に設計した４段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図を示す。図１６より、共振器間の結合係数を微調整しやすいように導波路１５を配置した。図１７に図１６の４段デュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１７より、反射特性（Ｓ11）、通過特性（Ｓ21）共に設計条件をみたした良好な周波数特性をもつデュアルバンド帯域通過フィルタを設計できた。以上より、本発明は同一比帯域幅を有する多段フィルタの設計にも有効である。
これまでの、各実施形態による共振器及びフィルタは周波数が大きく離れた二つの周波数帯域の信号に対して同時に動作可能であり、二つの周波数帯でのサービスが提供されている環境においては広帯域の通信を可能にする。しかしながら、そのようなフィルタを使用した例えば携帯電話のような移動機が一方の周波数帯でしかサービスを提供していない領域にローミングした場合、他方の周波数帯では受信される不要な信号は干渉信号となるので、デュアルバンドで動作させるのは好ましくない。
そこで、デュアルバンド帯域通過共振器（またはデュアルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか、シングルバンド帯域通過共振器（またはシングルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか切り替え可能とした。
図１８は図２に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能に変形した例を示し、この実施形態は図２における半波長共振器１０とスタブ１１との接続部分を切断し、スイッチ１６を直列に挿入したものであり、その他の構成は図２の場合とまったく同じである。スイッチとしては例えば、トランジスタスイッチ、ダイオードスイッチなどの半導体スイッチや、MEMS（micro-electro-mechanical system）スイッチなど、どのようなものでもよい。
図１９は図１８においてスイッチ１６をオン、オフした時の通過特性（S21）の変化をシミュレーションで求めた結果を示す。シミュレーションは、スイッチの非導通状態を、単にスイッチの位置で導体を切断して線路幅と同程度の空隙を形成したものとして行っている。スイッチがオンのときは図３と同様にデュアルバンド帯域通過共振器として動作し、二つの帯域で共振している。スイッチがオフのときは低周波側の奇モードだけしか共振せず、シングルモードの共振器として動作する。
そこで、デュアルバンド帯域通過共振器（またはデュアルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか、シングルバンド帯域通過共振器（またはシングルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか切り替え可能とした。
図１８は図２に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能に変形した例を示し、この実施形態は図２における半波長共振器１０とスタブ１１との接続部分を切断し、スイッチ１６を直列に挿入したものであり、その他の構成は図２の場合とまったく同じである。スイッチとしては例えば、トランジスタスイッチ、ダイオードスイッチなどの半導体スイッチや、MEMS（micro-electro-mechanical system）スイッチなど、どのようなものでもよい。
図１９は図１８においてスイッチ１６をオン、オフした時の通過特性（S21）の変化をシミュレーションで求めた結果を示す。シミュレーションは、スイッチの非導通状態を、単にスイッチの位置で導体を切断して線路幅と同程度の空隙を形成したものとして行っている。スイッチがオンのときは図３と同様にデュアルバンド帯域通過共振器として動作し、二つの帯域で共振している。スイッチがオフのときは低周波側の奇モードだけしか共振せず、シングルモードの共振器として動作する。
図２０はトリプルバンド帯域通過フィルタの一実施例である。図１２のデュアルバンド帯域通過フィルタにステップインピーダンス共振器３０を３つカスケード接続させることでトリプルバンド帯域通過フィルタを実現する。
本発明の特徴は一度設計したデュアルバンド帯域通過フィルタにはほとんど影響をあたえることなく、ステップインピーダンス共振器を付加するだけで、二つの通過帯域にもう一つ通過帯域を足せる点で有利である。特に、追加される帯域の設計条件はシングルバンド帯域通過フィルタを付加することと同じであることから、設計の自由度が高いことが特徴である。追加されるステップインピーダンス共振器を用いたシングルバンド帯域通過フィルタは、入出力の給電を共有することからデュアルバンド帯域通過フィルタの下側に配置する。図２１は図２０のトリプルバンド帯域通過フィルタのシミュレーションで求めた周波数特性である。
本発明の特徴は一度設計したデュアルバンド帯域通過フィルタにはほとんど影響をあたえることなく、ステップインピーダンス共振器を付加するだけで、二つの通過帯域にもう一つ通過帯域を足せる点で有利である。特に、追加される帯域の設計条件はシングルバンド帯域通過フィルタを付加することと同じであることから、設計の自由度が高いことが特徴である。追加されるステップインピーダンス共振器を用いたシングルバンド帯域通過フィルタは、入出力の給電を共有することからデュアルバンド帯域通過フィルタの下側に配置する。図２１は図２０のトリプルバンド帯域通過フィルタのシミュレーションで求めた周波数特性である。
図２２はマルチバンド帯域通過フィルタの一実施例である。図１２のデュアルバンド帯域通過フィルタにステップインピーダンス共振器３０を２つカスケード接続させることでクワッドバンド帯域通過フィルタを実現する。この実施例では、従来、ステップインピーダンス共振器によるデュアルバンド帯域通過フィルタの実現方法を用いて、本発明によるデュアルバンド帯域通過フィルタとステップインピーダンス共振器フィルタによるデュアルバンド帯域通過フィルタを組み合わせることでマルチバンド帯域通過フィルタを実現する。図２３にシミュレーションで求めた周波数特性の結果を示す。図２３より、4つの通過帯域を持つクワッドバンド帯域通過フィルタを実現した。
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタは、二つ若しくはそれ以上の通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能であり、あらゆる種類の通信用フィルタに転用可能であり、通信業界の発展に寄与できるので、産業上きわめて利用可能性が高いものである。
１ 左右対称の中心であり凸型２、４と凸型５、７の上下対称の中心
２ 第一の高い凸
３ 第二の低い凸
４ 第３の高い凸
５ 第１の深い凹
６ 第二の深い凹型
７ 第３の深い凹型
８ 開放端（ストリップが繋がっていない箇所）
１０ 半波長共振器
１１ スタブ゛
１２ 導波路
１３ 給電導体線
１４ 給電導体線
１５ 導波路
１６ スイッチ
２１ 接地導体
２２ 誘電体
２３ ストリップ導体
３０ステップインピーダンス共振器
２ 第一の高い凸
３ 第二の低い凸
４ 第３の高い凸
５ 第１の深い凹
６ 第二の深い凹型
７ 第３の深い凹型
８ 開放端（ストリップが繋がっていない箇所）
１０ 半波長共振器
１１ スタブ゛
１２ 導波路
１３ 給電導体線
１４ 給電導体線
１５ 導波路
１６ スイッチ
２１ 接地導体
２２ 誘電体
２３ ストリップ導体
３０ステップインピーダンス共振器
Claims (12)
- 半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができる共振器において、スタブ１１をスイッチ１６を介して半波長共振器１０に接続したマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路が非接触で配置されているマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路１０と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路１０と、太い導体１１と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、距離ｇを介して並列に並べ、偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに導波路１２の端部の長さｍを調節することにより、偶モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とするマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を４つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と４つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の奇モード共振導波路１０の内側面に導波路１５が非接触で配置され、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に（誘電体を介さず、若しくは、介して）太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を３つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタ。
- 所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体であって、深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される形状の奇モード共振導波路と、太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、左右上下対称形の中心点により遠いところに導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を２つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタ。
- ストリップ導体がマイクロストリップライン構造もしくはストリップライン構造である請求項１ないし請求項１０に記載したマルチバンド帯域通過フィルタ。
- ストリップ導体が超伝導体である請求項１ないし請求項１０に記載したマルチバンド帯域通過フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012175024A JP5733763B2 (ja) | 2012-08-07 | 2012-08-07 | マルチバンド帯域通過フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012175024A JP5733763B2 (ja) | 2012-08-07 | 2012-08-07 | マルチバンド帯域通過フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014036258A true JP2014036258A (ja) | 2014-02-24 |
| JP5733763B2 JP5733763B2 (ja) | 2015-06-10 |
Family
ID=50285009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012175024A Active JP5733763B2 (ja) | 2012-08-07 | 2012-08-07 | マルチバンド帯域通過フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5733763B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016111671A (ja) * | 2014-12-09 | 2016-06-20 | 国立大学法人山梨大学 | 改良型チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ |
| JP2018207267A (ja) * | 2017-06-02 | 2018-12-27 | 国立大学法人山梨大学 | マルチバンド帯域通過フィルタ、及びその設計方法 |
| JP2020057920A (ja) * | 2018-10-01 | 2020-04-09 | Tdk株式会社 | バンドパスフィルタ |
| CN115313003A (zh) * | 2022-07-18 | 2022-11-08 | 电子科技大学长三角研究院(湖州) | 一种具有临近通带的新型易加工太赫兹双频带通滤波器 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004112668A (ja) * | 2002-09-20 | 2004-04-08 | Toshiba Corp | 共振器及びフィルタ |
| JP2007195116A (ja) * | 2006-01-23 | 2007-08-02 | Toshiba Corp | フィルタ及びこれを用いた無線通信装置 |
| JP2008524926A (ja) * | 2004-12-15 | 2008-07-10 | レイセオン・カンパニー | バンドパスフィルタ |
| JP2009055576A (ja) * | 2007-08-29 | 2009-03-12 | Toshiba Corp | 複数組の減衰極を有するフィルタ回路 |
-
2012
- 2012-08-07 JP JP2012175024A patent/JP5733763B2/ja active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004112668A (ja) * | 2002-09-20 | 2004-04-08 | Toshiba Corp | 共振器及びフィルタ |
| JP2008524926A (ja) * | 2004-12-15 | 2008-07-10 | レイセオン・カンパニー | バンドパスフィルタ |
| JP2007195116A (ja) * | 2006-01-23 | 2007-08-02 | Toshiba Corp | フィルタ及びこれを用いた無線通信装置 |
| JP2009055576A (ja) * | 2007-08-29 | 2009-03-12 | Toshiba Corp | 複数組の減衰極を有するフィルタ回路 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016111671A (ja) * | 2014-12-09 | 2016-06-20 | 国立大学法人山梨大学 | 改良型チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ |
| JP2018207267A (ja) * | 2017-06-02 | 2018-12-27 | 国立大学法人山梨大学 | マルチバンド帯域通過フィルタ、及びその設計方法 |
| JP2020057920A (ja) * | 2018-10-01 | 2020-04-09 | Tdk株式会社 | バンドパスフィルタ |
| JP7127460B2 (ja) | 2018-10-01 | 2022-08-30 | Tdk株式会社 | バンドパスフィルタ |
| CN115313003A (zh) * | 2022-07-18 | 2022-11-08 | 电子科技大学长三角研究院(湖州) | 一种具有临近通带的新型易加工太赫兹双频带通滤波器 |
| CN115313003B (zh) * | 2022-07-18 | 2024-03-15 | 电子科技大学长三角研究院(湖州) | 一种具有临近通带的新型易加工太赫兹双频带通滤波器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5733763B2 (ja) | 2015-06-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6265461B2 (ja) | 共振器装荷型デュアルバンド共振器及びそれを用いたデュアルバンドフィルタ | |
| US10629974B2 (en) | Tunable dual-band resonator | |
| US8427260B2 (en) | Dual-band bandpass resonator and dual-band bandpass filter | |
| JP5920868B2 (ja) | 伝送線路共振器、帯域通過フィルタ及び分波器 | |
| JP2008543192A (ja) | 同軸共振器に接続可能な端壁を備えたマイクロ波フィルタ | |
| JP6236701B2 (ja) | 改良型チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ | |
| JPH09139612A (ja) | デュアルモードフィルタ | |
| JP5733763B2 (ja) | マルチバンド帯域通過フィルタ | |
| CN102522616A (zh) | 基于双端短路谐振器的微带双模带通滤波器 | |
| CN102394328A (zh) | 基于dgs方环谐振器的微带双模带通滤波器 | |
| JP5575081B2 (ja) | 共振素子、高周波フィルタ、無線システム | |
| JP6265460B2 (ja) | デュアルバンド共振器及びそれを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタ | |
| US7978027B2 (en) | Coplanar waveguide resonator and coplanar waveguide filter using the same | |
| JP6265478B2 (ja) | チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ | |
| CN114284673A (zh) | 一种基片集成波导双频带滤波巴伦 | |
| Wu et al. | Compact microstrip UWB power divider with dual notched bands using dual-mode resonator | |
| JP2006253877A (ja) | 高周波フィルタ | |
| Soong et al. | Modified dual-mode double-ring resonators for wide band-pass filter design | |
| Zhang et al. | Compact microstrip balanced-to-balanced diplexer using stub-loaded dual-mode resonators | |
| Liao et al. | A switchable bandpass filter using pin diodes on/off characteristics for WLAN application | |
| Vishnu et al. | Metamaterial based K band substrate integrated waveguide filter for advanced communication systems | |
| US10707550B2 (en) | High-Q dispersion-compensated parallel-plate diplexer | |
| JP2010028787A (ja) | デュアルモードフィルタ | |
| Singh et al. | Wideband, compact microstrip band stop filter for triband operations | |
| Wu et al. | High Performance Dual-Band Filter With Flexible Frequency Allocation Using Hybrid Boundary Dual-Mode Dielectric Resonator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20140319 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140319 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20140319 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20141203 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20141217 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150205 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20150325 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20150408 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5733763 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |