JP5369905B2 - 帯域除去フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、ディスク型デュアルモード共振器を用いた帯域除去フィルタに関する。

近年、携帯電話の普及、発展に伴い、高速かつ大容量の伝送技術が不可欠になってきている。高速かつ大容量の通信を実現するために、広い周波数帯域を確保する必要があり、無線通信で用いる周波数帯が高周波の方向へシフトしている。このような高周波帯域において、所望の周波数成分のみを選択的に通過させ、それ以外の周波数成分を急峻に遮断するフィルタ特性が、無線通信用のフィルタに求められる。また、高周波回路素子を用いた無線通信機器には、小型化及び軽量化も強く求められる。

高周波数帯域で用いられるフィルタとして、ディスク型共振器を用いたフィルタが知られている。ディスク型共振器は、半波長またはその整数倍の電気路長を半径とする円形の導電パターンを含む。スペース効率を高めるために、ひとつの共振器で２つの共振モード（デュアルモード）を発生させて、より急峻なフィルタ特性を得る方法が提案されている。

また、伝送線路の側方に、円弧状の共振パターンを配置した帯域除去フィルタが提案されている。

特開２００８−２９５０２４号公報 特開平１０−３０８６１１号公報

Futatsumori, S, et al., "Microwave superconducting reaction-type transmitting filter using split open-ring resonator", IEEE Electronics Letters, Vol.42, No.7 (2006)

送信用の電力増幅器の非線形特性により、増幅された信号が、不要な周波数成分を含むことになる。不要な周波数成分（雑音）の電力は、信号電力に比べて小さい。帯域通過のフィルタを用いて信号の周波数成分を透過させ、不要な周波数成分を除去する場合、大電力の信号がフィルタ内を通過する。このため、フィルタに用いる共振器の耐電力性を高くしなければならない。

帯域除去フィルタを用いて不要な周波数成分を除去する場合には、共振器に不要な周波数成分のみが励振されるため、帯域通過フィルタを用いる場合に比べて、共振器の耐電力性を高くしなくてもよい。ただし、従来の帯域除去フィルタは、携帯電話の無線基地局に用いられる送信機用のフィルタとして、耐電力性が十分であるとはいえない。

本発明の一観点によると、
ディスク型の共振パターンを含むデュアルモード共振器と、
前記共振パターンの外周線よりも外側を通過し、前記共振パターンに電気的に結合する第１の伝送線路と、
第１の端部において、前記共振パターンに電気的に結合する第２の伝送線路と、
前記第２の伝送線路を終端する負荷インピーダンスと
を有し、
前記第１の伝送線路と前記共振パターンとは第１の結合位置で電気的に結合し、前記第２の伝送線路と前記共振パターンとは第２の結合位置で電気的に結合し、
前記第１の伝送線路を伝送される信号によって前記デュアルモード共振器に励振された共振信号が、前記第２の伝送線路に取り出され、
前記第２の伝送線路に取り出された信号の電力が前記負荷インピーダンスにより消費され、
前記第１の伝送線路に沿って伝送される信号の進行方向が、前記第１の結合位置を通過する接線ベクトルのうち、前記第２の結合位置側を向く接線ベクトルと同じ向きにされた、帯域除去フィルタが提供される。

デュアルモード共振器に発生した共振信号の電力が、第２の伝送線路に引き出されるため、共振信号の電力が共振パターンに滞留することを抑制できる。これにより、耐電力性を高めることができる。

（１Ａ）は、実施例１による帯域除去フィルタの断面図であり、（１Ｂ）は、実施例１による帯域除去フィルタの平断面図である。 実施例１による帯域除去フィルタの透過特性、反射特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 実施例２による帯域除去フィルタの導電パターンの平面図である。 （４Ａ）は、実施例２による帯域除去フィルタを適用した送信機のブロック図であり、（４Ｂ）は、実施例２による帯域除去フィルタの透過特性を示すグラフであり、（４Ｃ）は、電力増幅器に入力される高周波信号のスペクトルを示すグラフであり、（４Ｄ）は、電力増幅器で増幅された高周波信号のスペクトルを示すグラフであり、（４Ｅ）は、帯域除去フィルタを透過した高周波信号のスペクトルを示すグラフである。 （５Ａ）は、実施例３による帯域除去フィルタの導電パターンを示す平面図であり、（５Ｂ）は、実施例３の変形例１による帯域除去フィルタの導電パターンを示す平面図である。 （６Ａ）は、実施例３の変形例２による帯域除去フィルタの導電パターンを示す平面図であり、（６Ｂ）は、実施例３の変形例３による帯域除去フィルタの導電パターンを示す平面図である。 （７Ａ）は、実施例４による帯域除去フィルタの断面図であり、（７Ｂ）は、実施例４による帯域除去フィルタの平断面図である。 実施例５による帯域除去フィルタの誘電体基板及び導電パターンの断面図である。

以下、図面を参照しながら実施例について説明する。

図１Ａに、実施例１による帯域除去フィルタの断面図を示し、図１Ｂに、図１Ａの一点鎖線１Ｂ−１Ｂにおける平断面図を示す。図１Ｂの一点鎖線１Ａ−１Ａにおける断面図が図１Ａに相当する。

図１Ａに示すように、誘電体基板２０の主表面上に、共振パターン２１及び第１の伝送線路２２が形成され、裏面にグランド膜２７が形成されている。誘電体基板２０は、パッケージ１５の本体１５Ａの底面上に配置されている。グランド膜２７がパッケージ本体１５Ａの底面に接触する。

パッケージ本体１５Ａは、上方が開口した直方体状の容器であり、開口部は、天板１５Ｂで塞がれている。パッケージ本体１５Ａと天板１５Ｂとにより、内部に閉じた空間を画定するパッケージ１５が構成される。パッケージ１５は、例えば、熱伝導性及び導電性に優れる無酸素銅で形成されている。なお、無酸素銅の他に、純アルミニウム、アルミニウム合金、銅合金等で形成してもよい。さらに、パッケージ１５に、誘電体基板２０の熱収縮率に近い熱収縮率を持つコバール、インバー、４２アロイ等を用いてもよい。また、パッケージ１５には、表面酸化による電気的な特性の劣化を防止するために、厚さ２μｍ程度の金めっきが施されている。

誘電体基板２０は、主表面に（１００）結晶面が現れている酸化マグネシウム（ＭｇＯ）で形成され、その厚さは０．５ｍｍである。誘電体基板２０の材料として、ＬａＡｌＯ_３、サファイア等の高誘電率、低損失の誘電体材料を用いてもよい。

パッケージ本体１５Ａの側壁に、入力コネクタ３５及び出力コネクタ３６が取り付けられている。入力コネクタ３５の中心導体が、例えば直径２５μｍのＡｕ線により、第１の伝送線路２２の入力端２２Ａに接続されている。出力コネクタ３６の中心導体が、例えば直径２５μｍのＡｕ線により、第１の伝送線路２２の出力端２２Ｂに接続されている。なお、Ａｕ線の代わりに、ＡｕリボンやＡｌ線を用いてもよい。

図１Ｂに示すように、誘電体基板２０の主表面上に、共振パターン２１、第１の伝送線路２２、第２の伝送線路２３、及び第３の伝送線路２４が形成されている。共振パターン２１、第１〜第３の伝送線路２２〜２４、及びグランド膜２７（図１Ａ）は、マイクロストリップライン構造を有する。

一例として、誘電体基板２０の上に５ＧＨｚ帯の帯域通過フィルタを作製する場合、共振パターン２１を、直径１１ｍｍの円形の平面形状とする。このとき、共振パターン２１内で共振する高周波信号の波長λｒと、共振パターンの直径ｄとの関係は、
ｄ＝（ｎ／２）λｒ （ｎは自然数） ・・・（１）
となる。ここで、ｎ＝１のときの波長λｒに相当する周波数を「基本共振周波数」と呼ぶ。すなわち、共振パターン２１の基本共振周波数の信号は、その直径の２倍、すなわち２２ｍｍの波長を持つ。実際の共振波長は、マイクロストリップラインの実効誘電率と、電気的に測定された共振周波数とから求めることができる。なお、現実には、共振パターン２１の縁からの電磁波の染み出し等により、共振する高周波信号の波長は、上述の式（１）で求めた共振波長λｒからややずれる。

共振パターン２１の外周線上に、第１〜第４の結合位置Ｃ１〜Ｃ４を定義する。第１の結合位置Ｃ１を端点とする半径と、第２の結合位置Ｃ２を端点とする半径とが相互に直交するように、第１の結合位置Ｃ１と、第２の結合位置Ｃ２とが設定されている。第３の結合位置Ｃ３及び第４の結合位置Ｃ４は、それぞれ共振パターン２１の中心に関して、第１の結合位置Ｃ１及び第２の結合位置Ｃ２の点対称の位置に画定される。

第１の伝送線路２２は、共振パターン２１の外周線よりも外側を通過し、第１の結合位置Ｃ１及びその近傍において、共振パターン２１と電気的に結合（容量結合）する。第２の伝送線路２３の一方の入力端２３Ａ及びその近傍が、第２の結合位置Ｃ２及びその近傍において、共振パターン２１と電気的に結合（容量結合）する。

第１の伝送線路２２は、入力端２２Ａ側の直線部分、出力端２２Ｂ側の直線部分、及び両者を連結する結合部分を含む。第２の伝送線路２３は、入力端２３Ａ側の結合部分と、それに連結された出力端２３Ｂ側の直線部分とを含む。第１の伝送線路２２及び第２の伝送線路２３の各々の結合部分は、共振パターン２１の円周状の外周線に並行するように湾曲している。第１及び第２の伝送線路２２、２３の結合部分の各々と、共振パターン２１との間隔は、例えば２５〜１００μｍである。結合部分を湾曲させることにより、第１及び第２の伝送線路２２、２３の各々と、共振パターン２１との結合度を高めることができる。

第３の伝送線路２４の一端が、第３の結合位置Ｃ３及びその近傍において共振パターン２１と容量結合し、他端が、第４の結合位置Ｃ４及びその近傍において共振パターン２１と容量結合する。これにより、第３の伝送線路２４は、共振パターン２１の第３の結合位置Ｃ３と第４の結合位置Ｃ４とを、相互に容量結合させる。第３の伝送線路２４の両端の平面形状は、共振パターン２１の外周に沿う曲率を持った三日月状にされている。第３の伝送線路２４の三日月状の部分と、共振パターン２１との間隔は、例えば２５〜１００μｍである。第３の伝送線路２４の端部を三日月状にすることにより、第３の伝送線路２４と共振パターン２１との結合度を高めることができる。第３の伝送線路２４は、共振パターン２１に、デュアルモードの共振を生じさせる。このように、共振パターン２１と第３の伝送線路２４とが、デュアルモード共振器として動作する。

共振パターン２１、第１〜第３の伝送線路２２〜２４、及びグランド膜２７（図１Ａ）は、ＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_６＋ｘ（以下、「ＹＢＣＯ」という。）で形成されており、その厚さは１００〜５００ｎｍである。なお、これらの導電パターンは、ＹＢＣＯ以外に、液体窒素温度で超伝導状態を示す酸化物超伝導材料で形成してもよい。酸化物超伝導材料の例として、Ｒ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ系（ＲはＮｂ、Ｙｍ、Ｓｍ、またはＨｏ）材料、Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ系材料、Ｐｂ−Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ系材料、ＣｕＢａ_ｐＣａ_ｑＣｕ_ｒＯ_ｘ系材料（１．５＜ｐ＜２．５、２．５＜ｑ＜３．５、３．５＜ｒ＜４．５）等が挙げられる。第１〜第３の伝送線路２２〜２４の幅は、上述の誘電体基板２０上に形成する場合は０．５ｍｍであり、このときの導波路の特性インピーダンスは５０Ωである。

第１の伝送線路２２の入力端２２Ａと出力端２２Ｂ、及び第２の伝送線路２３の出力端２３Ｂの表面上に、Ｃｒ膜、Ｐｄ膜、及びＡｕ膜がこの順番に積層された接続用電極が形成されている。

ＹＢＣＯ膜は、例えばパルスレーザ蒸着法により形成することができる。誘電体基板２０の主表面上の各ＹＢＣＯパターンは、通常のフォトリソグラフィ技術を用いて形成することができる。Ｃｒ膜、Ｐｄ膜、及びＡｕ膜が積層された接続用電極は、蒸着及びリフトオフ法を用いて形成することができる。

パッケージ本体１５Ａの側壁に、入力コネクタ３５、及び出力コネクタ３６、３７が取り付けられている。入力コネクタ３５及び出力コネクタ３６の中心導体が、それぞれ第１の伝送線路２２の入力端２２Ａ及び出力端２２Ｂに形成された接続用電極に接続される。出力コネクタ３７の中心導体が、第２の伝送線路２３の出力端２３Ｂに形成された接続用電極に接続される。

出力コネクタ３７の中心導体は、パッケージ１５の外側において、負荷インピーダンス３８に接続される。負荷インピーダンス３８は、第２の伝送線路２３の特性インピーダンスに等しい。

入力コネクタ３５から入力された高周波信号が、第１の伝送線路２２を、その入力端２２Ａから出力端２２Ｂまで伝送される。第１の伝送線路２２を伝送される高周波信号により、共振パターン２１に共振信号が励振される。また、第３の伝送線路２４によって、デュアルモードの共振が生じる。第２の結合位置Ｃ２において、共振パターン２１と第２の伝送線路２３とが結合しているため、共振信号の電力が、第２の伝送線路２３に取り出される。

第２の伝送線路２３に取り出された高周波信号は、出力端２３Ｂまで伝送され、高周波信号の電力が、負荷インピーダンス３８によって消費される。負荷インピーダンス３８は、第２の伝送線路２３の特性インピーダンスに等しいため、第２の伝送線路２３の出力端２３Ｂにおいて反射は生じない。

図２に、実施例１による帯域除去フィルタの周波数特性のシミュレーション結果を示す。横軸は周波数を単位「ＧＨｚ」で表し、縦軸はＳパラメータを単位「ｄＢ」で表す。反射パラメータＳ_１１、透過パラメータＳ_２１、除去パラメータＳ_３１は、それぞれ第１の伝送線路２２の入力端２２Ａから高周波信号を入力したとき、入力端２２Ａに戻る反射波の大きさ、出力端２２Ｂに出力される透過波の大きさ、及び第２の伝送線路２３の出力端２３Ｂに出力される高周波信号の大きさを示す。

周波数５ＧＨｚ近傍において、透過パラメータＳ_２１が低下しており、５ＧＨｚ近傍の帯域の高周波信号が除去されていることがわかる。高周波信号が除去されている帯域において、除去パラメータＳ_３１が、反射パラメータＳ_１１よりも大きい。入力された高周波信号から除去された周波数成分の大部分は、負荷インピーダンス３８（図１Ｂ）で消費されることがわかる。共振信号の電力は、第２の伝送線路２３によって、負荷インピーダンス３８に伝送されるため、共振信号の電力が共振パターン２１内に滞留することがない。

このように、共振パターン２１に励振された共振信号の電力を、直ちに外部に取り出すことができる。また、外部に取り出された電力は、共振パターン２１に戻らない。このため、デュアルモード共振器の耐電力性を高めることができる。

第１の伝送線路２２の出力端２２Ｂから高周波信号を入力した場合のシミュレーションを行ったところ、第２の伝送線路２３に取り出される高周波信号の電力よりも、反射波の電力の方が大きくなることがわかった。反射波を小さくするために、第１の伝送線路２２の入力端２２Ａから高周波信号を入力することが好ましい。具体的には、第１の伝送線路２２に沿って伝送される高周波信号の進行方向を、第１の結合位置Ｃ１を通過する接線ベクトルのうち、第２の結合位置Ｃ２側を向く接線ベクトルと同じ向きにすることが好ましい。

実施例１では、第１の結合位置Ｃ１と第２の結合位置Ｃ２とで切り取られる円弧の中心角が９０°になるように両者の位置を選択したが、この中心角は、必ずしも厳密に９０°である必要はない。第２の結合位置Ｃ２は、共振パターン２１に励振されたデュアルモード共振信号の電力を、第２の伝送線路２３に引き出すことができる位置に設定すればよい。また、第３の結合位置Ｃ３及び第４の結合位置Ｃ４も、共振パターン２１にデュアルモードの共振を生じさせることができる位置に設定すればよい。

特に、帯域除去フィルタによって除去される周波数帯域において、第２の伝送線路２３に引き出される電力が、反射波の電力よりも大きくなるように、第１の結合位置Ｃ１と第２の結合位置Ｃ２とを配置することが好ましい。このように配置すると、同一構成の帯域除去フィルタを複数配置して多段化した際に、インピーダンスマッチングをとることが容易になる。

図３に、実施例２による帯域除去フィルタの導電パターンの平面図を示す。実施例２においては、帯域除去フィルタが２段構成になっている。１段目及び２段目の帯域除去フィルタ５０、５１の各々は、導電パターンの寸法を除いて、実施例１による帯域除去フィルタと同じ構成を有する。

１段目の帯域除去フィルタ５０は、第１の伝送線路５５、第２の伝送線路５７、第１の共振パターン５８、及び第３の伝送線路５９を含む。２段目の帯域除去フィルタは、第１の伝送線路５５、第４の伝送線路６０、第２の共振パターン６１、及び第５の伝送線路６２を含む。第１の伝送線路５５は、１段目の帯域除去フィルタ５０と２段目の帯域除去フィルタ５１とで共有される。１段目の帯域除去フィルタ５０の第１の伝送線路５５の出力端が、２段目の帯域除去フィルタ５１の第１の伝送線路５５の入力端に連続する。

第２の共振パターン６１の共振周波数は、第１の共振パターン５８の共振周波数とは異なる。このため、第１の共振パターン５８の共振周波数の近傍、及び第２の共振パターン６１の共振周波数の近傍の２つの帯域において、透過係数が小さくなる。

図４Ａに、実施例２による帯域除去フィルタを用いた送信機のブロック図を示す。電力増幅器７０に第１の信号Ｓｉｇ_０が入力される。電力増幅器７０で増幅された第２の信号Ｓｉｇ_１が、帯域除去フィルタ７１に入力される。この帯域除去フィルタ７１には、図３に示した実施例２による帯域除去フィルタが用いられる。帯域除去フィルタ７１を透過した第３の信号Ｓｉｇ_２が、アンテナ７２に送られる。

図４Ｂに、帯域除去フィルタ７１の透過パラメータＳ_２１を示す。ある周波数ｆ_０の両側の２つの帯域において、透過パラメータＳ_２１が小さくなっている。透過パラメータＳ_２１の一方の谷が、１段目の帯域除去フィルタ５０によるものであり、他方の谷が、２段目の帯域除去フィルタ５１によるものである。

図４Ｃに、電力増幅器７０に入力される第１の信号Ｓｉｇ_０のスペクトルの一例を示す。第１の信号Ｓｉｇ_０は、中心周波数ｆ_０を中心とするある帯域内の周波数成分を持つ。

図４Ｄに、電力増幅器７０で増幅された第２の信号Ｓｉｇ_１のスペクトルを示す。電力増幅器７０の増幅特性の非線形性により、第１の信号Ｓｉｇ_０の持つ周波数帯域の両側に、雑音成分が生じている。図４Ｂに示した帯域除去フィルタ７１の透過パラメータＳ_２１は、この雑音成分が分布する帯域において小さくなっている。

図４Ｅに、帯域除去フィルタ７１を透過した第３の信号Ｓｉｇ_２のスペクトルを示す。帯域除去フィルタによって、図４Ｄに示した第２の信号Ｓｉｇ_１の雑音成分が除去される。このため、第３の信号Ｓｉｇ_２の周波数帯域は、元の第１の信号Ｓｉｇ_０の周波数帯域とほぼ等しい。

電力増幅器７０で増幅された第２の信号Ｓｉｇ_１は、図３に示した１段目の帯域除去フィルタ５０の第１の伝送線路５５の入力端から入力され、２段目の帯域除去フィルタ５１の出力端まで伝送される。図４Ｄに示した雑音成分のみが、第１の共振パターン５８及び第２の共振パターン６１を介して、第２の伝送線路５７及び第４の伝送線路６０に引き出される。雑音成分の電力は、元の第１の信号Ｓｉｇ_０の帯域内の信号の電力（信号電力）に比べて十分小さい。すなわち、第１の共振パターン５８及び第２の共振パターン６１に励振される共振信号の電力も小さい。

このため、取り扱う高周波信号の電力に比べて、第１及び第２の共振パターン５８、６１の耐電力性を小さく設定することができる。

実施例３による帯域除去フィルタは、図１Ｂに示した実施例１による帯域除去フィルタの導電パターンを変形したものである。

図５Ａに、実施例３による帯域除去フィルタの導電パターンの平面図を示す。図１Ｂに示した実施例１では、第１の伝送線路２２及び第２の伝送線路２３が、共振パターン２１との結合部分において湾曲していた。この変形例１では、第１の伝送線路２２及び第２の伝送線路２３が共に直線状である。このため、第１の伝送線路２２と共振パターン２１との結合度、及び第２の伝送線路２３と共振パターン２１との結合度が、実施例１の場合に比べて弱くなる。

結合度は弱くなるが、第２の伝送線路２３に引き出された信号の電力が、負荷インピーダンス３８（図１Ｂ）で消費される点は、実施例１の場合と同様である。このため、除去すべき周波数帯域の信号が、共振パターン２１に滞留することが抑制される。

図５Ｂに、実施例３の変形例１による帯域除去フィルタの導電パターンの平面図を示す。共振パターン２１の縁が、第１の伝送線路２２及び第２の伝送線路２３と結合する部分において、直線状に切り落とされている。第１の伝送線路２２及び第２の伝送線路２３の各々は直線状であり、共振パターン２１の直線部分において、共振パターン２１に結合する。

変形例１では、第１の伝送線路２２と共振パターン２１の外周線とが狭い間隔で並行する部分の長さを、図１Ｂに示した実施例１の場合と同程度にすることができる。このため、第１の伝送線路２２と共振パターン２１との結合度を、実施例１の場合と同程度にすることができる。同様に、第２の伝送線路２３と共振パターン２１との結合度も、実施例１の場合と同程度にすることができる。

図６Ａに、実施例３の変形例２による帯域除去フィルタの導電パターンの平面図を示す。変形例２では、図１Ｂに示した第３の伝送線路２４を廃し、その代わりに、共振パターン２１の外周部に切り欠き２１Ａを設けている。切り欠き２１Ａは、第１の結合位置Ｃ１と第２の結合位置Ｃ２とを両端とする円弧のうち長い方の円弧の中央に配置される。切り欠き２１Ａを配置することにより、共振パターン２１にデュアルモードの共振を発生させることができる。

図６Ｂに、実施例３の変形例３による帯域除去フィルタの導電パターンの平面図を示す。変形例３では、図１Ｂに示した第３の伝送線路２４を廃し、その代わりに、共振パターン２１の平面形状が、円形から変形されている。共振パターン２１は、半円部分２１Ｂと楕円部分２１Ｃとを含む。半円部分２１Ｂは、第１の結合位置Ｃ１を円弧の中心とする中心角９０°の扇形と、第２の結合位置Ｃ２を円弧の中心とする中心角９０°の扇形とを接合したものである。楕円部分２１Ｃは、半円部分２１Ｂの直線部分を短軸とし、それに直交する方向を長軸とする楕円を、その短軸で切断した楕円の一部である。

このように、共振パターン２１を円形から変形させることにより、デュアルモードの共振を発生させることができる。

図５Ａ〜図６Ｂに示したように、帯域除去フィルタに用いるデュアルモード共振器として、ディスク型の共振パターンと、その共振パターンにデュアルモードの共振を生じさせるデュアルモード発生器とを含む共振器を採用することができる。図１Ｂ、図３、図５Ａ、図５Ｂに示した例では、第３の伝送線路２４がデュアルモード発生器として作用する。図６Ａに示した例では、切り欠き２１Ａがデュアルモード発生器として作用する。図６Ｂに示した例では、ディスク型の共振パターンの平面形状そのものが、デュアルモード発生器として作用する。

図７Ａに、実施例４による帯域除去フィルタの断面図を示す。図７Ｂに、図７Ａの一点鎖線７Ｂ−７Ｂにおける平断面図を示す。図７Ｂの一点鎖線７Ａ−７Ａにおける断面図が図７Ａに相当する。

図７Ａに示すように、第１の支持部材８０及び第２の支持部材８２が、天板１５Ｂを貫通し、天板１５Ｂに対して昇降可能に保持されている。第１及び第２の支持部材８０、８２として、例えば、天板１５Ｂに形成された貫通孔に螺合するねじを用いることができる。第１及び第２の支持部材８０、８２の下端（パッケージ１５内の端部）に、それぞれ第１及び第２の誘電体部材８１、８３が取り付けられている。その他の構成は、図１Ａに示した実施例１による帯域通過フィルタの構成と同一である。

図７Ｂに示すように、第１の誘電体部材８１は、第３の結合部分Ｃ３の近傍に配置され、第２の誘電体部材８３は、第４の結合部分Ｃ４の近傍に配置される。ここで、「近傍」とは、共振パターン２１と第３の伝送線路２４との結合部分に発生する電磁界の影響が及ぶ範囲と定義することができる。例えば、平面視において、第１の誘電体部材８１は、第３の結合部分Ｃ３と重なり、第２の誘電体部材８３は、第４の結合部分Ｃ４と重なるように配置される。

第１及び第２の支持部材８０、８２を昇降させることにより、第１及び第２の誘電体部材８１、８３と、誘電体基板２０との間隔を変化させることができる。第１及び第２の誘電体部材８１、８３と、誘電体基板２０との間隔が変化すると、共振パターン２１と第３の伝送線路２４との結合容量が変化する。これにより、帯域除去フィルタの除去帯域幅を変化させることができる。

図８に、実施例５による帯域除去フィルタの誘電体基板及び導電パターンの断面図を示す。実施例１では、伝送線路にマイクロストリップライン構造が用いられているが、実施例５では、ストリップライン構造が用いられる。

誘電体基板２０の主表面に、共振パターン２１、及び第１の伝送線路２２が形成されている。なお、図８に示した断面内には現れていないが、図１Ｂに示した第２の伝送線路２３及び第３の伝送線路２４も、誘電体基板２０の主表面に形成されている。これらの導電パターンは、図１Ｂに示した実施例１による帯域除去フィルタの導電パターンと同一の平面形状を有する。

誘電体パターン２０の裏面に、グランド膜２７が形成されている。誘電体基板２０の主表面上に、共振パターン２１や伝送線路２２等の導電パターンを覆うように、誘電体膜９０が配置されている。誘電体膜９０の上に、他のグランド膜９１が形成されている。

このように、ストリップライン構造を採用しても、実施例１のマイクロストリップライン構造の場合と同様の効果が得られる。

以上実施例に沿って本発明を説明したが、本発明はこれらに制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。

１５ パッケージ
２０ 誘電体基板
２１ 共振パターン
２１Ａ 切り欠き
２１Ｂ 半円部分
２１Ｃ 楕円部分
２２ 第１の伝送線路
２３ 第２の伝送線路
２４ 第３の伝送線路
２７ グランド膜
３５ 入力コネクタ
３６、３７ 出力コネクタ
３８ 負荷インピーダンス
５０ １段目の帯域除去フィルタ
５１ ２段目の帯域除去フィルタ
５５ 第１の伝送線路
５７ 第２の伝送線路
５８ 第１の共振パターン
５９ 第３の伝送線路
６０ 第４の伝送線路
６１ 第２の共振パターン
６２ 第５の伝送線路
７０ 電力増幅器
７１ 帯域除去フィルタ
７２ アンテナ
８０ 第１の支持部材
８１ 第１の誘電体部材
８２ 第２の支持部材
８３ 第２の誘電体部材
９０ 誘電体膜
９１ グランド膜

Claims (6)

1. ディスク型の共振パターンを含むデュアルモード共振器と、
   前記共振パターンの外周線よりも外側を通過し、前記共振パターンに電気的に結合する第１の伝送線路と、
   第１の端部において、前記共振パターンに電気的に結合する第２の伝送線路と、
   前記第２の伝送線路を終端する負荷インピーダンスと
   を有し、
   前記第１の伝送線路と前記共振パターンとは第１の結合位置で電気的に結合し、前記第２の伝送線路と前記共振パターンとは第２の結合位置で電気的に結合し、
   前記第１の伝送線路を伝送される信号によって前記デュアルモード共振器に励振された共振信号が、前記第２の伝送線路に取り出され、
   前記第２の伝送線路に取り出された信号の電力が前記負荷インピーダンスにより消費され、
   前記第１の伝送線路に沿って伝送される信号の進行方向が、前記第１の結合位置を通過する接線ベクトルのうち、前記第２の結合位置側を向く接線ベクトルと同じ向きにされた、帯域除去フィルタ。
2. 前記共振パターンの外周線が、円周形状の第１の部分を含み、
   前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路は、前記第１の部分において、前記共振パターンに電気的に結合し、
   前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路は、前記共振パターンとの結合部分において、前記第１の部分に並行するように湾曲している請求項１に記載の帯域除去フィルタ。
3. 前記第１の伝送線路と前記共振パターンとの前記第１の結合位置と、前記第２の伝送線路と前記共振パターンとの前記第２の結合位置とは、９０°の中心角を持つ円弧の両端に相当する位置関係を有する請求項２に記載の帯域除去フィルタ。
4. 前記デュアルモード共振器は、さらに、一端が、前記共振パターンの外周線上の第３の結合位置において前記共振パターンと容量結合し、他端が、前記共振パターンの外周線上の第４の結合位置において前記共振パターンと容量結合する第３の伝送線路を含む請求項１乃至３のいずれか１項に記載の帯域除去フィルタ。
5. 前記デュアルモード共振器、前記第１の伝送線路、及び前記第２の伝送線路は、誘電体基板の第１の表面に形成されており、
   さらに、
   前記誘電体基板の前記第１の表面とは反対側の第２の表面に形成された導電性のグランド膜と、
   前記第３の結合位置及び前記第４の結合位置の少なくとも一方の近傍に、前記誘電体基板との間隔が変化できるように配置された誘電体部材と
   を有する請求項４に記載の帯域除去フィルタ。
6. 前記負荷インピーダンスは、前記第２の伝送線路の特性インピーダンスと同一のインピーダンスを持つ請求項１乃至５のいずれか１項に記載の帯域除去フィルタ。

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