JP2008244816A - 超伝導フィルタデバイス - Google Patents

Abstract

【課題】小型化と耐電力特性の両立を図ることのできる超伝導フィルタデバイスを提供する。
【解決手段】超伝導フィルタデバイスは、誘電体のベース基板（１０１）と、前記ベース基板上に超伝導材料で形成されるパッチ型の共振器パターン（１０２）と、前記共振器パターンの近傍に延びるフィーダ（１０３）とを有し、前記フィーダは、前記共振器パターンに向かって延びる信号入力または出力用の伝送線部分（１０３ｃ）と、前記伝送線部分から屈曲して前記共振器パターンに対向する対向部分（１０３ｂ）と、当該対向部分から前記共振器パターンから離れる方向に屈曲する先端部分（１０３ａ）と、で構成される。
【選択図】 図２

Description

本発明は、広くは超伝導フィルタデバイスに関し、特に高周波信号を扱うパッチパターン型の超伝導フィルタのフィーダ構造に関する。

数ＧＨｚ以下の移動通信システムの無線基地局で用いられる高周波フィルタのうち、受信用に用いられるものとしては、同軸共振器型、誘電体共振器型、超伝導共振器型などが挙げられる。これらのフィルタには、小型化と、より高い周波数選択性が望まれる。高い周波数選択性という観点では、酸化物高温超伝導体膜を用いた共振回路を有する受信フィルタが大きな無負荷Ｑを得られ、有利である。

一方、送信用に用いられるように、大電力を扱うフィルタを超電導共振器パターンで構成する場合は、耐電力などの電力特性と小型化の両立を図ることが容易ではなく、この両立が大きな課題となっている。

超伝導材料で共振器回路を構成する超伝導フィルタにおいて、小型化と電力向上を図る試みとしては、共振器回路の超伝導導体パターンをストリップ型ではなく、円形、多角形などのパッチ形状（平面図形形状）にして、ＴＭモード等で電流密度集中を緩和する方法が検討されてきた。また、粒界、不純物などの制御を試みることによって、良質な酸化物高温超伝導体膜を開発して用いる方法も検討されてきた。

酸化物超伝導体を用いた受動回路としては、銅酸化高温超伝導体の膜を基板に形成して、マイクロストリップライン型回路、コプレーナ型回路などの共振器回路を構成した高周波フィルタ回路の作製技術が知られている（たとえば、非特許文献１および２参照）。

また、ディスク型の超伝導共振器パターンと、このパターンが形成されているベース基板以外の誘電体とを組み合わせて、超伝導体への電流密度集中を緩和する方法や、伝送線路構造として平面回路の導体膜の上部に誘電体を置く構造が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。

先に述べたように、送信用の大きな電力を扱う高周波フィルタに酸化物超伝導体を用いる場合は、小型化と共に、極力電力特性の向上を図ることが重要である。共振器回路の超伝導導体パターンを円形（ディスク型）、多角形などのパッチ形状にした超伝導フィルタ構造では、受信用に広く用いられている線状（ライン形状）のパターンに比べて、等価的に同じ通過電力のときの電流密度を緩和できるので、送信用フィルタに適している。しかしこのタイプの共振器では、フィーダ配置を工夫する必要がある。大電力で、共振器パターンとフィーダとの間の電磁界結合を良好に保ちつつ、できる限りパターン面積を小さくすることが望まれるからである。

ディスク形状の共振器パターンとともに用いられるフィーダの公知技術として、以下の構成が挙げられる。
（１）基板上で、フィーダ用のラインパターンの先端部と、ディスク型共振器パターンの間に間隙を設けて容量手的な電磁界結合を行う（たとえば、特許文献２参照）。
（２）フィーダ用のラインパターンの先端部を、ラッパ形状またはＴ字形状のパターンとして、ディスク形状の共振器パターンとの間に間隙を設けて容量手的な電磁界結合を行う（たとえば、特許文献３参照）。この方法は、特許文献２の方法に比べ、同じ間隙で電磁界結合が相対的に強い。
（３）基板上で、フィーダ用のラインパターンを、ディスク型パターンとの間に間隙を設けた状態でディスクの円周に沿わせて配置する（たとえば、特許文献４参照）。

これらのフィーダ構成において、バンドパスフィルタの通過帯域での反射電力を抑えつつ、通過電力を増すように電磁界結合を強くするためには、フィーダと共振器パターンとの間の間隙をできるだけ狭くする必要がある。

上記の（１）や（２）の構造で、フィーダ先端とディスク型共振器パターンの間の間隙の上部に誘電体板を置くと、電磁界結合を強めることができる。しかし、間隙の上部だけでなく、ディスク形状の共振器パターンの上にも誘電体の積層板が置かれることになる。そのため、電磁界結合とディスクの共振モードの設計パラメータが依存し合い、設計パラメータを独立して制御することができない。また誘電体の積層板とパターンが形成されたベース基板との間隔の制御が必要になる。
特開平７−１４７５０１号公報 特開平７−３３６１０６号公報 特開平８−４６４１３号公報 特開平１０−３０８６１１号公報 M. Hein, High-Temperature-Superconductor Thin Films at Microwave Frequencies, Springer, 1999 Jia-Sheng Hong, M.J. Lancaster, Microstrip Filters for Rf/Microwave Applications, John Wiley & Sons Inc, 2001

このように、ディスク型の共振器パターンを用いた大電力向けの従来の超伝導フィルタでは、
（１）入出力フィーダとディスク共振器パターンとの間の電磁界結合が取りにくい、
（２）結合をとるためにフィーダを共振器パターンに近接すると、コンタミネーションによるショート、放電破壊が危惧される、
（３）フィーダ自体の耐電力を向上させ難い、
という課題がある。

そこで、本発明は、超伝導材料で形成した共振器パターンとフィーダとの間の電磁界結合を良好に保ちつつ、電力特性とパターン面積の低減を両立することのできる超伝導フィルタを提供することを課題とする。

上記課題を実現するために、本発明のひとつの側面では、超伝導フィルタデバイスは、前記ベース基板上に超伝導材料で形成されるパッチ型の共振器パターンと、前記共振器パターンの近傍に延びるフィーダとを有し、前記フィーダは、
（ａ）前記共振器パターンに向かって延びる信号入力または出力用の伝送線部分と、
（ｂ）前記伝送線部分から屈曲して前記共振器パターンに対向する対向部分と、
（ｃ）当該対向部分から前記共振器パターンから離れる方向に屈曲する先端部分と、
で構成される。

たとえば、前記フィーダは、信号入出力用の一対のフィーダであり、これら一対のフィーダは、共振器パターンに対して線対称に配置される。

良好な構成例では、フィーダの対向部分の線幅は、前記伝送線部分の線幅よりも幅広に形成される。これにより、電流密度の集中を緩和し、フィーダ自体の耐電力特性を向上することができる。

別の良好な構成例では、フィーダの先端部分の長さをＬａ、対向部分の長さをＬｂとすると、Ｌａ＋Ｌｂ＝λ／４（λは実効波長）の関係を満たす。

このような超伝導フィルタデバイスは、多段フィルタに適用可能である。この場合、超伝導フィルタデバイスは、前記誘電体のベース基板上で、前記共振器パターンに隣接して配置される第２の共振器パターンと、前記第２の共振器パターンの近傍に延び、前記フィーダと対をなす第２のフィーダと、をさらに有し、これら一対のフィーダは、前記２つの共振器パターンに対して点対称または回転対称に配置される。

従来の容量結合型のフィーダに比べ、フィーダを共振器パターンに近接させなくとも、十分な電磁界結合の確保と、フィーダ耐電力の確保とを両立することができる。また、パターン設計のプロセスマージンが大きく、生産性向上に有利である。

以下で、添付図面を参照して、本発明の良好な実施形態を説明する。一実施形態では、１００ｋ以下の温度で動作する超伝導フィルタデバイスにおいて、ディスク型共振器パターンとフィーダとの電磁結合を良好にする配置構成を提案する。

図１は、本発明の一実施形態の超伝導フィルタデバイス１００の概略図であり、図１（ａ）は透視の斜視図、図１（ｂ）は回路基板の平面図である。図１の超伝導フィルタデバイス１００は、たとえば超伝導１段バンドパスフィルタである。超伝導フィルタデバイス１００は、誘電体のベース基板１０１と、このベース基板１０１上に超伝導材料で形成されるディスク形状の共振器パターン１０２と、共振器パターン１０２の近傍に延びるコの字型のフィーダ１０３を有する。各フィーダ１０３は、対応する外部同軸コネクタ（不図示）との電気的接続を図るための金属電極１０４にそれぞれ接続されている。

コの字型のフィーダ１０３は、それぞれ入力用フィーダと出力用フィーダであり、これら一対のフィーダ１０３は、線対称に配置されている。このようなフィーダパターン１０３と超伝導共振器パターン１０２を有するベース基板１０１は、金属パッケージ内に収容されている。符号１０６は、金属パッケージ内壁を示す。

ベース基板１０１は、回路パターン形成面が（１００）のＭｇＯ結晶基板であり、この構成例では厚さが０．５ｍｍである。共振器パターン１０２は、ＹＢＣＯ薄膜で構成される直径１０ｍｍのディスクパターンであり、たとえば、ＹＢａ2Ｃｕ3Ｏx（ｘ＝６．９０〜６．９９）を材料として用いる。図１の例では、フィーダ１０３も共振器パターン１０２と同様の超伝導材料で形成される。また、図示はしないが、ベース基板１０１の裏面には、グランド膜として全面にＹＢＣＯ薄膜が形成されている。

共振器パターン１０２とフィーダ１０３は、ＹＢＣＯ膜をベース基板１０１に対して垂直に、ｃ軸の結晶配向となるようにエピタキシャル成長した後、パターニングして得られる。フィーダ１０３と共振器パターン１０２との最短間隔はたとえば０．５ｍｍである。フィーダ１０３と共振器パターン１０２の間の距離を、このように比較的広くとることによってフィーダ部分のクエンチやコンタミネーションによるブレークダウンの可能性を大幅に低減できる。

図２は、フィーダ１０３の構成例１を示す。フィーダ１０３は、金属電極１０４に接続される伝送線部分１０３ｃと、ディスク型の共振器パターン１０２と対向する幅広の対向部分１０３ｂと、対向部分１０３ｂから共振器パターン１０２と離れる方向にコの字型に屈曲する先端部分１０３ａとを有する。この例では、伝送線部分１０３ｃの幅ｗ１は０．５ｍｍ、対向部分１０３ｂの線幅ｗ２は１ｍｍ、先端部分１０３ａの幅ｗ３は１ｍｍである。

これらのフィーダ構成部分の線幅の関係は、ｗ１<ｗ２≦ｗ３となる。共振器パターン１０２に対向する対向部分１０３ｂと、屈曲する先端部分１０３ａの線幅ｗ２、ｗ３を、伝送線部分１０３ｃの線幅ｗ１よりも広くすることで、フィーダ１０３における電流密度の集中を緩和して、耐電力特性を向上することができる。より具体的には、対向部分１０３ｂと先端部分１０３ａの双方を、伝送線部分１０３ｃ（すなわち入出力の特性インピーダンス）と同じ線幅である０．５ｍｍにしたときと比較して、耐電力特性を約４倍にすることができる。

また、フィーダ１０３の先端部分１０３ａの長さをＬａ、対向部分１０３ｂの長さをＬｂとすると、ＬａとＬｂの合計の長さ（Ｌａ＋Ｌｂ）は、実効波長の１／４である（λ／４）である。図２の例では、Ｌａは２ｍｍ、Ｌｂは４．７５ｍｍであり、Ｌａ／Ｌｂの値は、約０．４２となる。

Ｌａ＋Ｌｂ＝λ／４の範囲内で、屈曲する先端部分１０３ａを設けることによって、後述するように、単にＬ字型のフィーダとする場合と比較して、フィーダ１０３と共振器パターン１０２との間の電磁界結合を高めることができる。

図３は、図２のフィーダパターン１０３を有する超伝導フィルタデバイス１００のフィルタ特性のグラフである。このグラフは、導体部を完全導体近似した電磁界シミュレーション結果であり、Ｓ１１は反射特性、Ｓ２１は透過特性である。共振周波数５．５ＧＨｚにおいて、信号の反射を示すＳ11の振幅が−３７ｄＢと小さく、また、信号の通過も良好である。

図４は、フィーダ１０３の構成例２を示す。この例では、図２と比較して、フィーダ１０３の屈曲する先端部分１０３ａの長さＬａを長くして、Ｌａ／Ｌｂの値を大きくしている。具体的には、Ｌａは２．５ｍｍ、Ｌｂは４．２５ｍｍである。この場合も、Ｌａ＋Ｌｂ＝λ／４の関係が維持されている。

図５は、図４のフィーダパターン１０３を有する超伝導フィルタデバイス１００のフィルタ特性のグラフである。図２と同じ条件、すなわちＹＢＣＯ薄膜の共振器パターンの直径を１０ｍｍ、フィーダ１０３の伝送線部分１０３ａの線幅を０．５ｍｍ、共振器パターン１２とフィーダ１０３の対向部分１０３ｂとの最短間隔を０．５ｍｍに設定し、導体部を完全導体近似した電磁界シミュレーション結果である。

図２の構成例１と比較して、定性的効果は同じであるが、共振周波数５．５ＧＨｚにおいて、信号の反射を示すＳ11の振幅は−５２ｄＢとさらに小さくできており、屈曲する先端部分１０３ａの効果が顕著に表われている。共振器パターン１０２との対向部分１０３ｂの長さを比較的小さくしても、インピーダンス変成機能により、強い電磁界結合ができるため、低い信号反射と良好な信号通過特性が得られる。

図６は、図４のパターンを参照の基準として、パターン可能範囲を２０ｍｍ×１６ｍｍとなるように基板寸法を大きくして、Ｌａ，Ｌｂの比が異なるフィーダパターンを設けた場合の、Ｌａ／Ｌｂ比と電磁界結合の関係を示すグラフである。Ｌａ＋Ｌｂ＝λ／４の関係を維持したまま、Ｌａ／Ｌｂ比を変化させたところ、０．２≦（Ｌａ／Ｌｂ）≦０．９の範囲のときにコの字型パターンの効果がみられ、良好な電磁界結合が得られることがわかる。

図７は、フィーダ１０３の屈曲する先端部分１０３ａの効果を説明するための図である。ベース基板１０１の表面に超伝導共振器パターン１０２とフィーダ１０３が形成され（図７では、フィーダ先端部１０３ａのみを図示）、裏面に、超伝導のグランド膜１０６が形成されている。

ＴＭ１１モードでは、実線の矢印で示すように、超伝導の共振器パターン１０２の円周端部からベース基板１０１に向けて、或いは、ベース基板１０１から共振器パターン１０２に向けて、放射状に電界線が延びる。そして、×印で示すように、電界線に直交して磁界が形成される。このような電界分布により、共振器パターン１０２の端部に近接する領域にのみフィーダ１０３の先端を配置するよりも、一定の範囲内で共振器パターン１０２の円周端から離れる領域をカバーするようにフィーダ先端を配置するほうが、共振器パターン１０２との間に良好な電磁界結合を達成できると考えられる。

そして、フィーダ１０３のうち、共振器パターン１０２との結合に寄与する部分、すなわち先端部分１０３ａと対向部分１０３ｂのトータルの長さをλ／４に維持したまま、先端部分１０３ａを一定の範囲でコの字型に折り返すことによって、実際に良好な電磁界結合を得られることは、図３および図５に示すシミュレーション結果に表われるとおりである。

図８は、共振器を２つ用いた２段バンドパスフィルタへの適用例を示す。２段バンドパスフィルタ２００は、ベース基板１０１上に、超伝導材料で形成されたディスク型の共振器パターン１０２−１と１０２−２を有する。各共振器パターン１０２の直径は１０ｍｍである。超伝導材料は、図１と同様に、ＹＢＣＯ系の薄膜、たとえばＹＢａ2Ｃｕ3Ｏx（ｘ＝６．９０〜６．９９）である。

共振器パターン１０２−１の近傍にフィーダ２０３−１が延び、共振器パターン１０２−２の近傍にフィーダ２０３−２が延びる。一対のフィーダ２０３−１と２０３−２は、図２や図４に示すように、ともにコの字型に屈曲する先端部２０３ａを有するが、図１の一段バンドパスフィルタ１００と異なり、先端部２０３ａの配置が、点対称または回転対称となっている。先端部２０３ａと共振器パターンに対向する対向部２０３ｂのトータルの長さは、実効波長の１／４であり、その線幅は、伝送線部分２０３ｃの線幅よりも幅広である。

この２段バンドパスフィルタ２００は、図９のグラフに示すように、帯域内の最小通過損失が小さい良好なバンドパス特性を示し、５．５ＧＨｚの通過中心周波数で数Ｗ以上のクエンチ電力を示す。同一のベース基板上に２つの共振器パターンを結合させて２段バンドパスフィルタとすることで、１段のフィルタを２つ重ねる構造と比較して、フィルタ特使絵を維持したまま小型化を図ることができる。

上述したフィーダ構造は、フィルタの他、アンテナ等のマイクロ波信号を扱うデバイスに好適に用いられる。特に、送信用の大きな電力を扱う酸化物超伝導体の高周波デバイスにおいて、フィーダ自体の耐電力特性を高めるとともに、共振器との良好な結合をとることができる。また、フィーダを共振器パターンに無理に接近させる必要がないので、コンタミネーションによるショートや放電破壊などの危惧も解消できる。

なお、フィーダ構成として、屈曲する先端部の形状はかならずしもコの字型に限定されず、共振器パターンの接線と垂直な方向、すなわち共振器パターンの半径方向に沿って折れ曲がる構成であってもよいし、それ以外の角度で、共振器パターンから離れる方向へ屈曲してもよい。

また、図示はしないが、フィーダは、実施形態で用いたマイクロストリップ型のフィーダに代えて、トリプレート型としてもよい。この場合は、フィーダは、パッチ型の超伝導共振器パターンと反対側の面に形成され、共振器パターンとフィーダの間のベース基板にスリットが設けられる。フィーダは、超伝導材料に限定されず、金属材料で形成されてもよい。

超伝導の共振器パターンの形状はディスク型に限定されず、多角形や楕円形などの平面図形形状（パッチ形状）であってもよい。酸化物超伝導体として、Ｙ系超伝導材料以外にも、任意の酸化物超伝導材料を用いることができる。たとえば、ＲＢＣＯ（Ｒ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）系薄膜、すなわち、Ｒ元素としてＹ（イットリウム）に代えて、Ｎｄ、Ｇｄ、Ｓｍ、Ｈｏを用いた超伝導材料を用いてもよい。また、ＢＳＣＣＯ（Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ）系、ＰＢＳＣＣＯ（Ｐｂ−Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ）系、ＣＢＣＣＯ（Ｃｕ−Ｂａp−Ｃａq−Ｃｕr−Ｏx、1.5<ｐ<2.5、2.5<ｑ<3.5、3.5<ｒ<4.5）を超伝導材料に用いてもよい。誘電体のベース基板は、ＭｇＯ結晶基板に限定されず、たとえば、ＬａＡｌＯ3 基板、サファイア基板などを用いてもよい。

本発明の一実施形態にかかる超伝導フィルタデバイスの概略図である。 図１の超伝導フィルタデバイスで用いるフィーダの構成例１である。 図２のフィーダを用いたときのフィルタ特性を示すグラフである。 図２の超伝導フィルタデバイスで用いるフィーダの構成例２である。 図４のフィーダを用いたときのフィルタ特性を示すグラフである。 フィーダにおけるＬａ／Ｌｂ比と電磁界結合の関係を示すグラフである。 ＴＭ１１モードにおける電磁界分布を説明する概略図である。 本発明の超伝導フィルタの２段バンドパスフィルタへの適用例を示す概略図である。 図８の２段バンドパスフィルタのフィルタ特性を示すグラフである。

符号の説明

１００、２００ 超伝導フィルタデバイス
１０１ ベース基板
１０２ 超伝導共振器パターン
１０３、２０３ フィーダ
１０３ａ、２０３a 屈曲する先端部分
１０３ｂ、２０３ｂ 対向部分
１０３ｃ、２０３ｃ 伝送線部分

Claims (10)

1. 誘電体のベース基板と、
   前記ベース基板上に超伝導材料で形成されるパッチ型の共振器パターンと、
   前記共振器パターンの近傍に延びるフィーダと
   を有し、前記フィーダは、
   前記共振器パターンに向かって延びる信号入力または出力用の伝送線部分と、
   前記伝送線部分から屈曲して前記共振器パターンに対向する対向部分と、
   当該対向部分から前記共振器パターンから離れる方向に屈曲する先端部分と、
   で構成されることを特徴とする超伝導フィルタデバイス。
2. 前記フィーダは、信号入出力用の一対のフィーダであり、当該一対のフィーダは、前記共振器パターンに対して線対称に配置されることを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
3. 前記フィーダの対向部分の線幅は、前記伝送線部分の線幅よりも幅広に形成されることを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
4. 前記フィーダの先端部分の長さをＬａ、前記対向部分の長さをＬｂとすると、
   Ｌａ＋Ｌｂ＝λ／４（λは実効波長）
   であることを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
5. 前記フィーダの先端部分の長さをＬａ、前記対向部分の長さをＬｂとすると、
   ０．２≦（Ｌａ／Ｌｂ）≦０．９
   であることを特徴とする請求項４に記載の超伝導フィルタデバイス。
6. 前記フィーダの伝送部分の線幅をｗ１、対向部分の線幅をｗ２，先端部分の線幅をｗ３とすると、
   ｗ１<ｗ２≦ｗ３
   であることを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
7. 前記誘電体のベース基板上で、前記共振器パターンに隣接して配置される第２の共振器パターンと、
   前記第２の共振器パターンの近傍に延び、前記フィーダと対をなす第２のフィーダと、
   をさらに有し、
   前記一対のフィーダは、前記２つの共振器パターンに対して点対称または回転対称に配置される
   ことを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
8. 前記フィーダはコの字型のパターンであることを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
9. 前記フィーダは、マイクロストリップ型またはトリプレート型の構造を有することを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。
10. 前記フィーダは、超伝導材料または金属材料で形成されることを特徴とする請求項１に記載の超伝導フィルタデバイス。

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