DE60033971T2

DE60033971T2 - Supraleitendes mikrostreifenfilter

Info

Publication number: DE60033971T2
Application number: DE60033971T
Authority: DE
Inventors: Manabu Kawasaki-shi KAI; Toru Kawasaki-shi MANIWA; Kazunori Kawasaki-shi YAMANAKA; Akihiko Kawasaki-shi AKASEGAWA
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2000-01-28
Filing date: 2000-01-28
Publication date: 2007-12-06
Anticipated expiration: 2020-01-29
Also published as: JP4172936B2; US6823201B2; DE60033971D1; EP1265310A4; EP1265310B1; US20030016094A1; EP1265310A1; WO2001056107A1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein supraleitendes Mikrostreifenfilter, das aus supraleitenden Mikrostreifenleitungen besteht, z. B. ein supraleitendes Mikrostreifenfilter, das bei der Verwendung für eine Empfangsvorrichtung für eine Basisstation in einem mobilen Kommunikationssystem bevorzugt wird.
Gemäß dem oberen Beispiel benötigt eine Eingangsstufe einer Empfangsvorrichtung einer Basisstation als eine essentielle Komponente ein Filter zum Durchlassen lediglich von Signalen von Frequenzbändern, die für die Kommunikation benötigt werden. In diesem Fall gibt es einen starken Bedarf für ein Filter, das so genannte Charakteristiken eines steilen Schnitts aufweist, um es möglich zu machen, die in den letzten Jahren rapid anwachsende Anzahl von Mobilkommunikationsanwendern, d. h. Teilnehmern, an den Basisstationen unterzubringen. Dies ist so, da umso steiler die Schnitteigenschaften sind, umso möglicher wird es, vorbestimmte Frequenzbänder maximal zu verwenden, und umso möglicher wird es, die Anzahl von unterzubringenden Teilnehmern zu erhöhen.
Als ein Filter, das solche Charakteristiken eines steilen Schnitts erhalten kann, wird momentan ein Filter eingesetzt, das durch eine Vielzahl von Resonatoren, die in mehreren Stufen kaskadiert sind, konfiguriert ist. Umso größer die Anzahl der Stufen dieser Resonatoren ist, umso steiler sind die Schnittcharakteristiken.
Jedoch tritt andererseits die Schwierigkeit auf, dass umso größer die Anzahl der kaskadierten Stufen der Resonatoren ist, desto größer ist der Einkoppelverlust in das Passierband des Filters.
Um solch eine Schwierigkeit zu vermeiden, wurde die Verwendung eines Filters vorgeschlagen, das aus einem supraleitenden Material besteht, um an die Stelle der Filter zu treten, die aus gewöhnlichem Metall bestehen, die konventionell allgemein verwendet wurden. Die Forschung und Entwicklung für die Kommerzialisierung eines solchen Filters wurde durchgeführt. Dies ist ein supraleitender Mikrostreifen-Filter. Da ein Oberflächenwiderstand eines supraleitenden Materials um etwa zwei bis drei Größenordnungen kleiner ist als der Oberflächenwiderstand eines gewöhnlichen Metals, kann ein extrem niedriger Einkoppelverlust in das Passierband realisiert werden, während die Eigenschaften des steilen Schnitts beibehalten werden. Die vorliegende Erfindung deckt einen solchen supraleitenden Mikrostreifen-Filter ab. Es ist anzumerken, dass dies unten auch einfach als ein supraleitender Filter bezeichnet wird.
HINTERGRUNDTECHNIK
Die auf dem oberen Beispiel basierende Basisstation muss in den letzten Jahren eine weitere höhere Leistung bei der Empfangsvorrichtung zusammen mit der Erhöhung der Anzahl der Teilnehmer empfangen. Auch ist diese Empfangsvorrichtung mit einer Duplex-Antenne verbunden, und empfängt so unvermeidlich Übertragsleitung (Englisch: wraparound power) aufgrund deren eigener starker Übertragungsleistung. Ferner ist diese Basisstation bereitgestellt mit einigen wenigen Duplex-Antennen, die zueinander benachbart sind, und empfängt daher starke Übertragungsleistung von benachbarten Kanälen.
Unter solchen Umständen wird eine weiter höhere Leistungsresistenz für das Filter in der Empfangsvorrichtung benötigt. Nämlich eine Leistungsresistenz, die groß genug ist, dass die Schnittcharakteristiken des Filters ohne Verschlechterung beibehalten werden können, selbst wenn eine hohe Leistung über ein bestimmtes Maß hinaus auf das Filter angewendet wird und eine essentielle Notwendigkeit wird.
Jedoch gibt es ein Manko, dass die Leistungsresistenz beträchtlich niedriger ist in dem Fall eines supraleitenden Filters verglichen mit einem allgemeinen Filter, das aus gewöhnlichem Metall besteht. Dieses Manko leitet sich von einer kritischen Temperatur (T_c) ab, die dem supraleitenden Filter innewohnend ist, und einer kritischen Stromdichte (J_c), die dem supraleitenden Filter innewohnend ist. Unter diesen hat speziell die kritische Stromdichte (J_c) eine extreme nahe Beziehung mit der Realisierung der Funktion des supraleitenden Filters.
Folglich muss eine Verbesserung der Leistungsresistenz erreicht werden, während die Stromdichte niedriger gehalten wird als die kritische Stromdichte (J_c). Es ist auch anzumerken, dass es auch essentiell ist, die Temperatur unterhalb der kritischen Temperatur (Tc) beizubehalten, dies hängt jedoch von der Kapazität einer externen Kühlvorrichtung ab, und folglich wird darauf im genaueren in der vorliegenden Erfindung nicht eingegangen.
Wie unten detailliert unter Verwendung der Zeichnungen erklärt wird, ist ein bekanntes supraleitendes Filter, das in der Leistungsresistenz verbessert ist, beispielsweise das Filter, das offenbart ist in dem Dokument "High-Power HTS Microstrip Filters for Wireless Communications", Guo-Chun Liang etc., IEEE Trans. On MTT, Vol. 43, Nr. 12, Dezember 1995. In jedem Resonator, der dieses Filter umfasst, ist die Leitungsbreite vergrößert durch Reduzieren des charakteristischen Widerstandes der Leitung, und die Konzentration von Strom wird unterdrückt. Konkret ist dies ein Filter, bei dem die Leitungsbreite über die gesamte Länge der Leitungen der Resonatoren erhöht wird durch Reduzieren des charakteristischen Widerstandes des Resonators auf 10Ω, obwohl der charakteristische Widerstand des Eingangs-/Ausgangsleitungsabschnitts des Filters auf 50Ω eingestellt ist.
Wenn jedoch gemäß dem oberen konventionellen Beispiel versucht wird, die Stromkonzentration zu unterdrücken, d. h. die Reduzierung der Stromdichte, gibt es, da die Leitungsbreite über die gesamte Länge der die Resonatoren bildenden Leitungen vergrößert wird durch lediglich Erniedrigen des charakteristischen Widerstandes der Leitungen, ein Problem, dass das Filter, das durch Anordnen dieser Resonatoren in einer Leitung gebildet wird, unausweichlich in der Gesamtgröße vergrößert wird.
Wenn der obere Stand der Technik auf ein supraleitendes Filter angewendet wird, das aus einer Vielzahl von Resonatoren konfiguriert ist, die erhalten werden durch Biegen von λ/2-Resonatoren in einer Haarnadelform, die in einer Leitung angeordnet sind, die in den letzten Jahren breit eingesetzt wurden für die Verbesserung der Leistungsresistenz, wird das supraleitende Filter jedoch beträchtlich groß. Wenn das supraleitende Filter durch ein günstiges, leitendes Substrat (MgO etc.) gebildet wird, das einen Durchmesser von etwa 5 cm aufweist, wird die Platzierung von lediglich 5 Resonatoren auf dem Substrat schwierig. Das Problem dann ist, dass die beabsichtigten Charakteristiken eines steilen Schnitts nicht länger erhalten werden können.
EP 0 720 248 bezieht sich auf einen Hochleistungs-Hochtemperatur-Supraleitenden (HTS, Englisch: high power high temperature superconductive) Schaltkreis für die Verwendung in unterschiedlichen Mikrowellenvorrichtungen, umfassend Filtern, dielektrischen Resonatorfiltern, Multiplexern, Übertragungsleitungen, Verzögerungsleitungen, Hybriden und Strahlformenden Netzwerken. Der Schaltkreis, z. B. eine Mikrostreifenleitung, umfasst einen HTS-Film auf einem Substrat, unter dem sich eine Grundplatte befindet. Oben auf jeder äußeren Ecke des HTS-Films ist ein dünner Film (14) von Gold oder einen anderen hochleitfähigem Metall deponiert. Die Verwendung dieser Filme in einem Teil oder Teilen eines Mikrowellenschaltkreises reduziert die Stromdichte in diesen Teilen verglichen mit dem Niveau der Stromdichte, wenn lediglich ein HTS-Film verwendet wird. Dies verbessert die Leistungshandhabungsfähigkeit des Schaltkreises.
WO 99/00897 beschreibt Strukturen und Verfahren zum Bilden von Hochtemperatursupraleitenden Vorrichtungen, im Speziellen Resonatoren. Strukturen, die in reduzierten Spitzenstromdichten relativ zu bekannten Strukturen resultieren, erreichen verschiedene wünschenswerte Vorteile, speziell die reduzierten Intermodulationseffekte von früheren Resonatoren. In einem Aspekt dieser Erfindung ist ein Spiraleingangs-Spiralausgangs-Resonator bereitgestellt, dadurch gekennzeichnet, dass dieser eine ungerade Anzahl von langen Läufen aufweist, zumindest gleich fünf langen Läufen, wobei diese langen Läufe durch Rundungen verbunden sind, und wobei es mindestens zwei sequentielle Rundungen der gleichen Händigkeit gibt, die von mindestens zwei Rundungen der entgegen gesetzten Händigkeit gefolgt werden. In einem weiteren Aspekt dieser Erfindung wurde entdeckt, dass die Reduzierung der Größe der Eingangs- und Ausgangsblöcke des HTS-Resonators die relative Induktivität verglichen mit der Kapazität erhöht. Eine weitere andere Resonatorstruktur ist ein Spiralschlangenresonator, der ein Klemmenende innerhalb des Resonators aufweist. Eine Breite in der Mittelstruktur und eine Breite an den Spitzenstromdichte-Resonatorstrukturen verwendet vergrößerte Breitenabschnitte des Resonators in diesen Gebieten, wo die Stromdichte am größten ist. In einem weiteren Aspekt dieser Erfindung reduziert der Betrieb von Resonatoren in hohen Moden, oberhalb der Fundamentalmode, die Spitzenstromdichten. Resonatoren, die in Moden betrieben werden, in denen lange Läufe in den gleichen Richtungen orientiert sind, dienen ferner zum Reduzieren der Stromdichten und Intermodulationseffekte. Symmetrische Stromstrukturen und Operationsmoden sind im Speziellen vorteilhaft, wo Fernfeldeffekte kompensiert werden sollen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
In Anbetracht der oberen Probleme ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter bereitzustellen, das in der Lage ist, eine Verbesserung des Leistungswiderstandes zu erreichen, während es möglich ist, eine Stromdichte beizubehalten, die nicht mehr ist als die kritische Stromdichte (J_c), ohne das gesamte Filter in dessen Größe groß werden zu lassen.
Weitere detailliert ist ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung die Bereitstellung einer Konfiguration, die als ein Filter zum Empfangen von Wellen wirkt, und einer Konfiguration, die als ein Filter zum Übertragen von wellen wirkt. Gemäß dem oberen Beispiel bedeutet hier ein "Filter zum Empfangen von Wellen" ein Filter, das im Speziellen mit Bezug auf die Eingangsleistung wirkt, die durch die Empfangsvorrichtung der Basisstation von der Teilnehmerseite aus empfangen wird, während ein "Filter für die Übertragung von Wellen" einen Filter bedeutet, das im Speziellen mit Bezug auf die Übertragsleitung aufgrund der Übertragungsleistung wirkt, die durch eine Übertragungsvorrichtung ausgegeben wird, die mit der Empfangsvorrichtung mit einer kleinen Distanz an dieser Basisstation gepaart ist, oder mit Bezug auf die Übertragungsleistung, die direkt von anderen Antennen dieser Basisstation empfangen wird. Es ist anzumerken, dass das Frequenzband unterschiedlich ist zwischen den Empfangswellen und den Übertragungswellen.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines supraleitenden Filters, das als ein Filter zum Empfangen von Wellen angewendet werden kann, als ein Filter für Übertragungswellen, oder als ein Filter für sowohl Empfangswellen als auch Übertragungswellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter bereitgestellt, das in dem angefügten unabhängigen Anspruch 1 definiert ist. Bevorzugte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Aspekte der Erfindung können separat und unabhängig von einander realisiert werden, und können auch realisiert werden als eine Kombination einiger Aspekte. Dies wird klarer durch die folgende Erklärung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine Ansicht einer grundlegenden Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf einem ersten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung,
2 ist eine Draufsicht einer Ausführungsform basierend auf dem ersten Aspekt,
3 ist eine Ansicht, die zeigt, dass Filtereigenschaften sich nicht verschlechtern, selbst wenn ein Stromdichte-Reduzierungsteil gemäß der vorliegenden Erfindung eingeführt wird,
4 ist eine Ansicht der grundlegenden Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf einem zweiten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung,
5 ist eine Draufsicht einer Ausführungsform basierend auf dem zweiten Aspekt,
6 ist eine Draufsicht einer Ausführungsform basierend auf einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung,
7 ist ein Graph einer Intermodulationsverzerrungscharakteristik (IMD, Englisch: inter-modulation distortion) der dritten Ordnung eines supraleitenden Filters,
8 ist ein Graph einer IMD-Verzerrungseigenschaft der dritten Ordnung des supraleitenden Filters,
9 ist ein Graph von Eingangsverlusteigenschaften des supraleitenden Filters,
10 ist eine Ansicht eines Beispiels der Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf einem vierten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung,
11 ist eine Ansicht eines Beispiels der Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf einem fünften Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung,
12 ist ein Graph, der anzeigt, dass ein großer Verlust nicht verursacht wird, selbst wenn ein normal leitendes Material gemäß der vorliegenden Erfindung in einen Eingangsleitungsabschnitt eingefügt wird,
13 zeigt einen Eingangsabschnitt einer Basisstation als ein Beispiel, auf das die vorliegende Erfindung angewendet wird,
14 ist eine Ansicht eines Beispiels eines allgemeinen supraleitenden Mikrostreifen-Filters,
15(a) und 15(b) sind Ansichten von vergrößerten Formen von gebogenen Abschnitten der Resonatoren 23 in 14 für zwei Beispiele,
16 ist eine Ansicht, die Schnittscharakteristiken erklärt, und
17 ist eine Ansicht eines Beispiels eines konventionellen supraleitenden Filters, das im Kanteneffekt unterdrückt ist.
BESTE ART UND WEISE DER DURCHFÜHRUNG DER ERFINDUNG
Ein erster Aspekt ist ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter, das einen Resonatorabschnitt aufweist, umfassend von mindestens einem Resonator, wobei der Resonator einen Stromdichte-Reduzierungsteil in einem Teil eines Leitungsmusters davon bildet. Dies ist ein Filter für Empfangswellen.
Ein zweiter Aspekt ist ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter, das einen Resonatorabschnitt aufweist, umfassend eine Vielzahl von Resonatoren, die in einer Leitung entlang eines Ausbreitungspfades von zu filternden Signalen kaskadiert sind, wobei zumindest die Resonatoren, die an dem Zentralabschnitt des Ausbreitungspfades und in dessen Nachbarschaft kaskadiert sind, Stromdichte-Reduktionsteile in Teilen der Leitungsmuster davon bilden, und die Stromdichte-Reduktionsteile bilden, die größer sind in den Resonatoren, die näher am Zentralabschnitt sind. Dies ist auch ein Filter für Empfangswellen.
Ein dritter Aspekt ist ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter, das einen Resonatorabschnitt aufweist, umfassend einer Vielzahl von Resonatoren, die in einer Leitung entlang eines Ausbreitungspfades von zu filternden Signalen kaskadiert sind, wobei zumindest Resonatoren, die am Zentralabschnitt des Ausbreitungspfades und in dessen Nachbarschaft kaskadiert sind, Stromdichte-Reduktionsteile über die gesamte Länge der Leitungsmuster davon bilden, und Stromdichte-Reduktionsteile bilden, die größer sind in Resonatoren in der Nähe des Zentralabschnitts. Dies ist auch ein Filter für Empfangswellen.
Ein vierter Aspekt ist ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter, das einen Eingangsleitungsabschnitt aufweist, in den zu filternde Signale eingegeben werden, und einen Resonatorabschnitt, der angrenzend an diesen Eingangsleitungsabschnitt angeordnet ist und mindestens einen Resonator umfasst, wobei der Eingangsleitungsabschnitt einen Stromdichte-Reduzierungsteil in einem Teil von dessen Leitungsmuster bildet. Dies ist ein Filter für Übertragungswellen.
Ein fünfter Aspekt ist ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter, das einen Eingangsleitungsabschnitt aufweist, in das zu filternde Signale eingegeben werden, und einen Resonatorabschnitt, der angrenzend an diesen Eingansleitungsabschnitt, angeordnet ist und mindestens einen Resonator umfasst, wobei lediglich dieser Eingangsleitungsabschnitt durch ein Leitungsmuster gebildet ist, das aus Material gebildet ist, das ein anderes ist als ein supraleitendes Material. Dies ist auch ein Filter für Übertragungswellen.
Um weiter das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu vereinfachen, wird als erstes eine Erklärung der allgemeinen Konfiguration gegeben.
13 ist eine Ansicht eines Eingangsabschnitts einer Basisstation als ein Beispiel, auf das die vorliegende Erfindung angewendet wird.
In der Figur besteht ein Eingangsabschnitt 10 aus einer Duplex-Antenne 11, einer Empfangsvorrichtung 12 zum Empfangen von Eingangsleitung von der Antenne 11 und einer Übertragungsvorrichtung zum Übertragen der Leistung von der Antenne 11.
Die Empfangsvorrichtung 12 umfasst einen Bandpassfilter (BPF, Englisch: band-pass filter) 14 zum Extrahieren lediglich von Signalen von beabsichtigten bzw. gewollten Frequenzbändern unter Signalen, die von der Antenne 11 empfangen werden, und einen Niedrig-Rausch-Verstärker 15.
Andererseits umfasst die Übertragungsvorrichtung 13 einen Signalverstärker (AMP) 16 und einen Verzerrungskompensierungsschaltkreis (DCC, Englisch: distortion compensating circuit) 17 und erzeugt ein Signal, das zur Antenne 11 zu übertragen ist.
In dem Eingangsabschnitt 10 ist es im Speziellen das Bandpassfilter (BPF) 14 in der Empfangsvorrichtung 12, auf das die vorliegende Erfindung anzuwenden ist. Dieses Filter 14 besteht aus einem supraleitenden Mikrostreifen-Filter (supraleitendes Filter).
Die Hauptfunktion dieses supraleitenden Filters 14 ist das Extrahieren eines Signals eines gewünschten Frequenzbandes aus Signalen RX, die durch einen Pfad, der durch einen soliden Pfeil angedeutet ist, von der Antenne 11 empfangen werden (Filter für die Empfangswelle).
Andererseits funktioniert dieses supraleitende Filter 14 auch zum Abschneiden eines Übertragssignals TX durch einen Pfad, der durch einen gepunkteten Pfeil angedeutet ist, zusammen mit den übertragenen Signalen von der Übertragungsvorrichtung 13. Gleichfalls funktioniert dieses auch zum Abschneiden des penetrierten Signals tx durch den Pfad, der durch den gepunkteten Pfeil angedeutet ist, von der Antenne 11 zusammen mit Signalen, die von anderen Antennen (nicht dargestellt) der Basisstation übertragen werden (Filter für Übertragungswellen).
Unten wird eine Erklärung eines allgemeinen supraleitenden Filters gegeben, das für die Hauptfunktion verwendet wird, d.h. das ein Filter für Empfangswellen ist.
14 ist eine Ansicht eines Beispiels des allgemeinen supraleitenden Mikrostreifen-Filters. Die vorliegende Erfindung wird vorzugsweise auf eine supraleitendes Filter angewendet, das ein in der Figur gezeigtes Format aufweist.
In der Figur besteht das supraleitende Filter 14 aus einem Eingangsleiter 20, in dem das Signal RX eingegeben wird, einen Eingangsleitungsabschnitt 21, der damit verbunden ist, einen Resonatorabschnitt 22 zum Extrahieren lediglich von Signalen von gewünschten Frequenzbändern unterhalb der Signale RX, die auf diesen Eingangsleitungsabschnitt 21 angewendet werden, und einen Ausgangsleitungsabschnitt 24 zum Übertragen von extrahierten Signalen beispielsweise zu einem Niedrig-Rausch-Verstärker (LNA). Hier umfasst der Resonatorabschnitt 22 mindestens einen Resonator 23. Es ist anzumerken, dass in der Figur als ein Beispiel neun Stufen von Resonatoren 23-1, 23-2, ..., 23-9 gezeigt sind.
In der Figur ist auch als ein Resonator 23 ein Mikrostreifen-Resonator vom Haarnadeltyp, der aus einem λ/2-Resonator konfiguriert ist, der in einer Haarnadelform gebogen ist, gezeigt. Solch ein Resonator 23 vom Haarnadeltyp wird erhalten durch Beschichten von supraleitenden dünnen Filmen YBCO (Y-Ba-Cu-O) auf beiden Flächen eines Substrates 26, das beispielsweise aus Magnesiumoxid (MgO) oder Aluminiumlanthanoxid (LaAlO₃) besteht, und dann Bilden eines Leitungsmusters 25 auf der dargestellten Oberfläche durch Fotolithographie oder dergleichen. Es ist anzumerken, dass die andere (nicht dargestellte) Fläche des Substrats eine Grundplatte ist.
Das supraleitende Filter 14, das mit den so erhaltenen Resonatoren 23-1 bis 23-9 vom Haarnadeltyp erhalten wird, ist dahingehend vorteilhaft, dass das Design und die Herstellung einfach sind, und zusätzlich extrem wirksam für die Reduzierung der Größe und des Gewichts sind, so dass dieses voraussichtlich in Zukunft breit angewendet wird.
15 ist eine vergrößerte Ansicht von zwei Beispielen von Formen der gebogenen Abschnitte des Resonators 23 in 14.
(a) dieser Figur zeigt eine Form, wo Ecken eines Leitungsmusters weg geschnitten sind, und die Leitungen um einen rechten Winkel (erstes Beispiel) gebogen sind, und (b) der Figur zeigt eine Form, wo die Leitungsbreite des Leitungsmusters der geraden Leitungsteile beibehalten wird und ein Bogenzustand aufgewiesen wird (zweites Beispiel).
Es ist anzumerken, dass das supraleitende Filter 14 betrieben wird durch Kühlen des gesamten Filters auf eine extrem niedrige Temperatur, so wie 70K, durch eine externe Kühlmaschine. Dadurch können steile Schnitt-Eigenschaften erreicht werden ohne einen Einkoppelverlust.
16 ist eine Ansicht zum Erklären der Schnitt-Eigenschaften.
In der Figur repräsentieren sowohl <1> und <2> Schnitt-Eigenschaften des supraleitenden Filters 14. Andererseits repräsentiert die Eigenschaft von <3> die Schnitt-Charakteristik durch ein allgemeines Filter, das aus einem gewöhnlichen Metall besteht. W2 in der Figur deutet das Durchlassband an, und W1 und W2 an beiden Enden davon zeigen die Abschnittzonen an.
Ein auffälliger Unterschied zwischen der Charakteristik <3> (Filter, bestehend aus gewöhnlichem Metall) und den Charakteristiken <1> und <2> (supraleitendes Filter) besteht in einer Differenz ΔL des Einkoppelverlustes. Der Einkoppelverlust des supraleitenden Filters ist fast Null.
Es ist anzumerken, dass wenn sich die Anzahl der Stufen der Resonatoren 23 verringert, wie durch die Charakteristik <1> gezeigt, die Charakteristik des steilen Schnitts verloren geht. Dies ist das gleiche auch für die Charakteristik <3>.
Wenn ein supraleitendes Filter realisiert ist, das Charakteristiken eines steilen Schnitts aufweist, während der Einkoppelverlust extrem niedrig gehalten wird im Vergleich mit einem Allgemeinen aus einem gewöhnlichen Metall bestehenden Filter, das exakt die gleiche Form aufweist, hat wie oben beschrieben das Vorherige den Nachteil einer niedrigeren Leistungsresistenz. Es ist wichtig, diesen Nachteil zu beheben. Dies wird detaillierter erklärt.
Im Allgemeinen ist in einer Mikrostreifen-Leitung der „Kanteneffekt" des Stroms, der dadurch fließt, an einem Kantenabschnitt dieser Leitung konzentriert. Dieser Kanteneffekt wird nicht ein so großes Hindernis in einer Mikrostreifen-Leitung, die aus gewöhnlichem Metall besteht. In einer Mikrostreifen-Leitung, die aus einem supraleitenden Material besteht, übt dieser Kanteneffekt jedoch einen beträchtlichen Einfluss aus. Wenn sich die Stromdichte auf der Leitung der kritischen Stromdichte (J_c) selbst nur an einer Position nähert, geht die supraleitende Charakteristik davon verloren, und der supraleitende Zustand der gesamten Mikrostreifen-Leitung geht verloren. Das heißt, dass der supraleitende Zustand speziell an dem Kantenabschnitt der Leitung eines Leitungsmusters verloren geht, das aus einer supraleitenden Mirkostreifen-Leitung besteht.
Ein supraleitendes Filter, das versucht, dieses Problem zu behandeln, ist das supraleitende Filter, das in dem oberen Dokument offenbart ist. Dies ist in 17 dargestellt.
17 ist eine Ansicht eines Beispiels eines konventionellen supraleitenden Filters, das in dem Kanteneffekt unterdrückt ist. Es ist anzumerken, dass die gleichen Bezugszeichen oder Symbole ähnlichen Komponenten in allen Figuren zugeordnet sind.
In dem supraleitenden Filter gemäß dem konventionellen Beispiel, das in dieser Figur gezeigt ist, sind die Eingangsleitung 21, der Resonatorabschnitt 22, der beispielsweise aus fünf Stufen von Resonatoren 23-1 bis 23-5 besteht, und der Ausgangsleitungsabschnitt 24 auf einem Substrat durch die Mikrostreifenleitung gebildet. In diesem supraleitenden Filter wird, wie bereits erklärt, durch Reduzieren der charakteristischen Impedanzen der Resonatoren 23-1 bis 23-5, so dass diese klein sind, z. B. 10Ω, obwohl die charakteristischen Impedanzen des Eingangsleitungsabschnitts 21 und des Ausgangsabschnitts 24 auf 50Ω eingestellt sind, die Leitungsbreite des Leitungsmusters 25 vergrößert, und eine Unterdrückung der Stromkonzentration wird erreicht.
Aus diesem Grund ist in dem supraleitenden Filter die Leitungsbreite jedes Leitungsmusters weit über die gesamte Länge davon gebildet (z. B. 3 mm). Auch wurde der Abstand p zwischen benachbarten Resonatoren groß. Folglich wird das supraleitende Filter notwendiger Weise groß, und lediglich einige Stufen der Resonatoren können auf einem günstigen leitenden Substrat 26 gebildet werden, das einen Durchmesser von etwa 5 cm aufweist.
Wenn es gewünscht ist, den Mikrostreifen-Resonator vom Haarnadeltyp wie in 14 gezeigt durch solch einen Resonator zu konfigurieren, der eine große Leitungsbreite aufweist, muss zusätzlich ein großer Bogen an jeder Ecke des Leitungsmusters 25 gebildet werden. Ein Substrat von etwa 5 cm kann einfach nicht neun Stufen der Resonatoren (23-1 bis 23-9) unterbringen.
Daher stellt die vorliegende Erfindung die supraleitenden Filter des ersten bis zum fünften Aspekt, die oben beschrieben sind, bereit.
1 ist eine Ansicht der grundlegenden Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf dem ersten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung.
Diese fundamentale Konfiguration ist wie folgt: ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter 14, das einen Resonatorabschnitt 22 aufweist, der mindestens einen Resonator 23-k (k = 1, 2, 3, ...) umfasst, wobei der Resonator einen Stromdichte-Reduzierungsteil 31 in einem Teil des Leitungsmusters 25 davon bildet. Es ist anzumerken, dass in der Figur das k-te 31-k als der Stromdichte-Reduzierungsteil 31 dargestellt ist.
Der Hauptunterschied von der Konfiguration aus 17, das als das konventionelle Beispiel dargestellt ist, besteht darin, dass der Stromdichte-Reduzierungsteil 31 gebildet ist durch Verbreitern der Leitungsbreite von lediglich einem Teil des Leitungsmusters 25 von jedem Resonator 23 in der Konfiguration aus 1 im Gegensatz zu dem konventionelle Beispiel, wo die Leitungsbreite des Leitungsmusters 25 von jedem Resonator über die gesamte Länge davon verbreitert ist.
Da in der vorliegenden Erfindung die Leitungsbreite lediglich von dem Teil, wo die Stromdichte maximal wird, selektiv verbreitert wird (selektive Bildung des Stromdichte-Reduzierungsteils 31), wird die Größe bzw. das Ausmaß nicht so groß, wenn von dem Filter aus betrachtet, und daher kann die Größe reduziert werden.
Daher kann eine große Anzahl von Resonatoren 23, die die verbesserte Leistungsresistenz aufweisen, auf dem Substrat 26 untergebracht werden, dass eine limitierte Fläche aufweist, und es ist möglich, die Stromdichte nicht über die kritische Stromdichte (J_c) steigen zu lassen, während wie oben beschrieben Eigenschaften des steilen Schnitts genügend erfüllt werden.
Auf den ersten Blick kann übrigens die Idee der vorliegenden Erfindung des Bildens des Stromdichte-Reduzierungsteils zum Reduzieren der Stromdichte von lediglich einem Teil des Resonators durch Beachten des Teils, wo die Stromdichte maximal wird, auf den ersten Blick als eine natürliche Idee erscheinen. Jedoch ist ein supraleitendes Filter, das sowohl eine Verbesserung der Leistungsresistenz und eine Reduzierung der Größe basierend auf solch einer natürlichen Idee erreicht, noch nicht bekannt.
Der Grund dafür ist, dass die Meinung, dass die Bereitstellung eines zusätzlichen Teils, das die Form der Leitung verändert, d.h. der Stromdichte-Reduzierungsteil 31, in einem Leitungsmuster in einer allgemeinen Vorrichtung, die super hohe Frequenzbänder wie Mikrowellen handhabt, eventueller Weise die Impedanz des Resonators an sich und die Impedanz zwischen Resonatoren verändern könnte, was das allgemeine Denken der Fachleute zu sein scheint.
Jedoch hat die Anmelderin herausgefunden, dass diese Art vom zusätzlichem Teil nicht immer die Impedanz des Resonators an sich und der zwischen den Resonatoren stark verändert. Die Idee der vorliegenden Erfindung begründet sich auf diesem Punkt. Die Anmelderin hat diese Tatsache durch Überprüfung herausgefunden unter Verwendung von elektromagnetischer Feldsimulation. Die Ergebnisse der Überprüfung werden später erklärt.
2 ist eine Draufsicht einer Ausführungsform basierend auf dem ersten Aspekt. Die grundlegende Form ist ähnlich der Form aus 14.
In der Ausführungsform basierend auf dem ersten Aspekt ist jeder der Resonatoren 23-1 bis 23-9 ein λ/2-Resonator. Stromdichte-Reduzierungsteile 31-1 bis 31-9 sind im zentralen Abschnitt und in der Nachbarschaft davon entlang der Längenrichtung der Leitungsmuster 25 davon gebildet.
Jeder λ/2-Resonator (jeder von 23-1 bis 23-9) ist der in 14 gezeigten ähnlich. Dieser ist in der Hälfte an dem Zentralabschnitt davon gebogen, und die Länge jeder Seite ist λ/4. Strom ist an diesem gebogenen Abschnitt konzentriert, wo sich die maximale Stromdichte befindet. Andererseits ist jeder Endabschnitt von jedem λ/2-Resonator offen, und der Strom wird fast Null.
Daher ist jeder der Stromdichte-Reduzierungsteile (31-1 bis 31-9) an dem gebogenen Abschnitt gebildet, d. h. an dem Zentralabschnitt und der Nachbarschaft davon von dem λ/2-Resonator.
Unterschiedliche Verfahren des Reduzierens der Stromdichte können berücksichtigt werden. In der in 2 gezeigten Ausführungsform ist die Leitungsbreite und das Leitungsmuster 25 an dem Zentralabschnitt und der Nachbarschaft davon breiter gemacht als die Leitungsbreite der anderen Abschnitte, um den Stromdichte-Reduzierungsteil 31 zu bilden (angezeigt als 31 als der Repräsentant von 31-1 bis 31-9).
Bei der Verbreiterung der Leitungsbreite ist es möglich, eine dreieckige Form oder quadratische Form oder Herzform an dem Stromdichte-Reduzierungsteil 31 zu bilden. In der in 2 gezeigten Ausführungsform ist jedoch der Stromdichte-Reduzierungsteil 31 gebildet, um als Gesamtes eine kreisförmige Form aufzuweisen. Durch Verleihen dieser kreisförmigen Form können die Ecken, die immer im Fall einer dreieckigen Form etc. gebildet werden, eliminiert werden. Dies kommt daher, da wenn es eine Ecke in der Mikrostreifen-Leitung gibt, der bereits erklärte Kanteneffekt dort auftritt, und die supraleitende Charakteristik geneigt ist, verloren zu gehen.
Es ist anzumerken, dass ein konkretes Beispiel des in 2 gezeigten supraleitenden Filters 14 im Folgenden detaillierter erklärt wird.
Als erstes wird ein Hochtemperatur supraleitender dünner Film, der aus YBCO (Y-Ba-Cu-O) besteht, über ein Substrat 26 geschichtet, das eine Dicke von 0,5 mm aufweist, bestehend aus Magnesiumoxid (MgO) und eine dielektrische Konstante ε = 9,7 aufweist. Als nächstes werden Mikrostreifen-Leitungen, die die in 2 gezeigten Leitungsmuster 25 aufweisen, durch Fotolithographie gebildet. Zu dieser Zeit, wenn die charakteristische Impedanz auf 50Ω eingestellt ist, ist die Leitungsbreite w jedes Resonators 23, (angezeigt durch 23 als Repräsentant für 23-1 bis 23-9) 0,5 mm. Auch ist der Radius des kreisförmigen Stromdichte-Reduzierungsteils 31 auf 2,0 mm eingestellt. Es ist anzumerken, dass in 2 (das gleiche gilt auch für 14) angrenzende Resonatoren alternierend um 180° gedreht sind, jedoch ist es nicht immer notwendig, dies prinzipiell durchzuführen. Beispielsweise können alle Resonatoren 23-1 bis 23-9 in der gleichen Richtung orientiert sein.
In dem Fall der vorliegenden Erfindung sind jedoch die angrenzenden Resonatoren 23 vorzugsweise alternierend um 180° gedreht. Dies ist so, da wenn alle Resonatoren 23-1 bis 23-9 in der gleichen Richtung orientiert sind, die angrenzenden Stromdichte-Reduzierungsteile 31 sich einander erheblich nahe kommen, so dass eine schädliche Interferenz auftritt.
Daher wird gemäß dem supraleitenden Filter 14 aus 2 in jedem Resonator 23 die Stromdichte an dem so genannten Schwingungsbauch-Abschnitt, wo der Strom maximal wird, stark reduziert, und der Kanteneffekt wird unterdrückt. Folglich wird die Leistungsresistenz verbessert. In diesem Fall gibt es keine Vergrößerung der Abmessung des supraleitenden Filters 14 aufgrund der Einführung der Stromdichte-Reduzierungsteile 31, wo neun Stufen von Resonatoren 23-1 bis 23-9 auf einem Substrat 26 von in etwa 5 cm Länge (linke und rechte Richtung aus 2) einfach untergebracht werden können, siehe 14.
Wie bereits erklärt, verändert in einem Filter für super hohe Frequenzbänder die Bereitstellung solch eines zusätzlichen Teils wie dem Stromdichte-Reduzierungsteil 31 die Impedanz des Resonators an sich und die Impedanz zwischen Resonatoren. Daher würde gewöhnlicher Weise ein Fachmann befürchten, dass ein supraleitendes Filter, das die gewünschten Charakteristiken aufweist, nicht zu erhalten ist. Jedoch hat die Anmelderin unter Verwendung von elektromagnetischer Simulation bestätigt, dass solch eine Veränderung oder Störung der Charakteristiken extrem klein war. Dies wird nun erklärt.
3 ist eine Ansicht, die die Filtercharakteristiken zeigt, die sich nicht verschlechtern, selbst wenn ein Stromdichte-Reduzierungsteil gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird.
In 3 repräsentiert die Abszisse die Frequenz [GHz], und die linke und rechte Ordinate repräsentieren die Durchlasscharakteristiken S21 [dB] und korrespondieren mit dem Graph aus 16, der oben erklärt wurde.
Die in 3 gezeigte charakteristische Kurve ⟨2⟩ ist die charakteristische Kurve, die erhalten wird durch das supraleitende Filter gemäß der vorliegenden Erfindung, das in 2 gezeigt ist. Andererseits ist die charakteristische Kurve ⟨4⟩ aus 3 die charakteristische Kurve, die die vergrößerte Ordinate der charakteristischen Kurve ⟨2⟩ zeigt. Folglich ist die Ordinate der charakteristischen Kurve ⟨2⟩ an der linken Seite von 3 gezeigt, und die Ordinate der charakteristischen Kurve ⟨4⟩ ist auf der rechten Seite der Fig. gezeigt.
Zur Zeit der Auslegung des oben beschriebenen supraleitenden Filters 14 ist der Welligkeitswert, der als der Anfangswert eingestellt wird, 0,01 dB. Wenn die Simulation unter dieser Auslegungsbedingung durchgeführt wird, hat die Welligkeit, wie in 3 gezeigt, maximal einen Wert von 0,2 dB aufgewiesen.
In diesem Fall ist ein Welligkeitswert von 0,2 dB oder weniger der praktische Wert. Dies zeigt, dass steile Abschwächungscharakteristiken gewährleistet wurden. Übrigens wurde davon ausgegangen, dass ein Wert der Welligkeit bis hin zu 2 oder 3 dB als praktischer Wert angenommen wurde (ein Wert von mehr als 2 bis 3 dB bedeutet ein fehlerhaftes Filter), so dass der Wert (0,2 dB oder weniger) durch einen Befehl niedriger gehalten wird als dies (2 bis 3 dB). Auf diese Art und Weise verschlechtert sich der Wert der Welligkeit langsam bis zu einem Maß, wo kein Problem in der praktischen Verwendung auftritt, jedoch ist der Effekt, dass die Leitungsresistenz stark verbessert werden kann, viel größer als die Verschlechterung.
Wenn eine kleine Anzahl von Stufen von Resonatoren 23 ausgelegt werden, sind, je kleiner die Welligkeit ist, desto freundlicher die Abschwächungscharakteristiken in den Passierbändern (siehe die charakteristische Kurve ⟨1⟩ aus 16). In 2 ist die Anzahl der Stufen der Resonatoren 23 in der Anordnung auf neun eingestellt, so dass es keinen großen Einfluss gibt, der sich auf die Abschwächungscharakteristiken ausübt, selbst wenn die Welligkeit klein gestaltet wird.
4 ist eine Ansicht der grundlegenden Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf dem zweiten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung.
Gemäß dieser grundlegenden Konfiguration ist ein supraleitendes Mikrostreifenfilter bereitgestellt, das einen Resonatorabschnitt 22 aufweist, der eine Vielzahl von Resonatoren 23 beinhaltet, die in einer Leitung bzw. Leitung entlang eines Propagationspfades 33 der zu filternden Signale RX kaskadiert sind, wobei mindestens Resonatoren (23-(k-1), 23-k, 23-(k+1)), die am zentralen Abschnitt und in der Nachbarschaft davon des Propagationspfades 33 kaskadiert sind, Stromdichte-Reduzierungsteile (31-(k-1), 31-k, 31-(k+1)) an Teilen der Leitungsmuster 25 davon bilden, und die Resonatoren 23, die näher am Zentralabschnitt sind, bilden Stromdichte-Reduzierungsteile 31, die größer werden. Es ist anzumerken, dass wenn die Zahl der Stufen der Resonatoren 23, die den Resonatorabschnitt 22 bilden, auf neun wie oben erklärt eingestellt wird, k von 23-k am Zentrum davon gleich 5 ist.
In dem oberen ersten Aspekt wurde das Senken der Stromkonzentration am Zentralabschnitt für jeden individuellen Resonator 23 erklärt. Wenn der gesamte Resonatorabschnitt 22 als ein Resonator betrachtet wird, wird dieses Mal in dem Passierband der Strom leichter an den Resonatoren konzentriert, die näher am Zentralabschnitt kaskadiert sind. Der zweite Aspekt ( 4) trägt diesem Punkt Rechnung. Die Form bzw. Größe des Stromdichte-Reduzierungsteils 31 ist in den Resonatoren größer gemacht, die näher am Zentralabschnitt (23-(k-1) → 23-k ← 23-(k+1)) kaskadiert sind. Wenn der Abschnitt aus neun Stufen von Resonatoren besteht, wird der Stromdichte-Reduzierungsteil 31-k (k = 5), der zu dem Resonator 23-k (k = 5) gegeben wird, am größten.
5 ist eine Draufsicht einer Ausführungsform basierend auf dem zweiten Aspekt. Die grundlegende Form ist ähnlich der Form aus 14. In der Reihung der Resonatoren 23-1 → 23-2 → 23-3 → 23-4 werden die Stromdichte-Reduzierungsteile größer in der Sequenz von 31-1 → 31-2 → 31-3 → 31-4. Ähnlicher Weise wird in der Reihung der Resonatoren 23-9 → 23-8 → 23-7 → 23-6 die Stromdichte-Reduzierungsteile größer in der Sequenz von 31-9 → 31-8 → 31-7 → 31-6. Der Stromdichte-Reduzierungsteil 31-5, der zum Resonatorteil 23-5 am Zentralabschnitt gegeben wird, wird am größten. In diesem Fall wird der Abstand p zwischen angrenzenden Resonatoren größer in Richtung des Zentralabschnitts, während der Abstand zwischen angrenzenden Resonatoren an der Eingangsseite und Ausgangsseite den Abstand des Resonatorabschnitts 22 in der in 14 gezeigten Konfiguration beibehält. Dadurch wird die Größe des gesamten supraleitenden Filters 14 so klein wie möglich. Es ist anzumerken, dass in 5 die Konfiguration in den folgenden Punkten die gleiche ist wie in dem Fall des bereits erklärten ersten Aspekts:

(i) Die Resonatoren 23 sind λ/2-Resonatoren. Die Stromdichte-Reduzierungsteile 31 sind entlang der Längsrichtung des Leitungsmusters 25 davon an den Zentralabschnitten und in den Nachbarschaften davon gebildet.
(ii) Die Stromdichte-Reduzierungsteile 31 sind gebildet durch breiter machen der Leitungsbreite des Leitungsmusters 25 an den Zentralabschnitten und in den Nachbarschaften davon als die Leitungsbreite der anderen Abschnitte.
(iii) Die Stromdichte-Reduzierungsteile 31 weisen als Gesamtes kreisförmige Formen auf.

6 ist eine Draufsicht einer Ausführungsform basierend auf einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Die grundlegende Form des dritten Aspekts ist ähnlich der Form aus 17, jedoch ist der Gedanke bzw. die Ansicht der oberen zweiten Form ferner eingeführt in diese Form aus 17.
Gemäß dem dritten Aspekt ist nämlich ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter 14 bereitgestellt, dass ein Resonatorabschnitt 22 aufweist, umfassend einer Vielzahl von Resonatoren 23, die in einer Leitung entlang des Propagationspfades 33 der zu filternden Signale RX kaskadiert sind, wobei mindestens Resonatoren, die an dem Zentralabschnitt und in der Nachbarschaft des Propagationspfades 33 kaskadiert sind, Stromdichte-Reduzierungsteile 31 über die gesamte Länge des Leitungsmusters 25 davon bilden, und die Resonatoren, die näher an den Zentralabschnitt sind und die Stromdichte-Reduzierungsteile 31 bilden, werden größer.
In der Konfiguration aus 6 sind die Stromdichte-Reduzierungsteile 31 gebildet durch graduelles Verbreitern der Leitungsbreite des Leitungsmusters 25 in den Resonatoren, die näher an dem Zentralabschnitt sind.
In dem in 6 gezeigten Beispiel, in einem supraleitenden Filter 14, das sieben Stufen von Resonatoren 23-1 bis 23-7 aufweist, ist der Stromdichte-Reduzierungsteil 31-4, der zum zentralen Resonator 23-4 gegeben ist, am größten. Die Leitungsbreite des Leitungsmusters 25, der den Resonator 23-4 bildet, ist am breitesten, während die Leitungsbreite in Richtung des Resonators 23-2 bis 23-1 kleiner wird. Ähnlicher Weise wird die Leitungsbreite in Richtung der Resonatoren 23-6 bis 23-7 dünner. Verglichen mit der Konfiguration aus 17 wird lediglich der Resonator an dem Zentralabschnitt ein Resonator, der eine dicke Leitungsbreite aufweist, so dass das gesamte supraleitende Filter 14 nicht so groß wird.
Es ist anzumerken, dass der Abstand p zwischen angrenzenden Resonatoren gleichermaßen größer wird in Richtung des Zentralabschnitts.
Oben wurde ein Filter für den Empfang von Wellen erklärt, und unten wird ein Filter für die Übertragung von Wellen erklärt. Diese Filter für den Empfang von Wellen und Filter für die Übertragung von Wellen sind nicht getrennt und unabhängig. In Wirklichkeit ist vorzugsweise ein supraleitendes Filter gebildet, das die Konfiguration des Filters für den Empfang von Wellen, das oben erklärt wurde, und die Konfiguration des Filters für die Übertragung von Wellen, wie es von nun an erklärt wird, kombiniert. Dies ist so, da das Filter für den Empfang von Wellen, das in der Basisstation gemäß dem oberen Beispiel bereitgestellt ist, simultan stark durch dessen eigene Übertrag-Übertragungsleistung und die Übertragungsleistung von anderen benachbarten bzw. angrenzenden Antennen der Basisstation beeinflusst wird, so dass dieses auch die Funktion eines Filters für die Übertragung von Wellen kombinieren muss.
Vor der Erklärung der Ausführungsform eines Filters für die Übertragung von Wellen wird ein allgemeines Problem hinsichtlich des Filters für Übertragung von Wellen erklärt.
Auch aus der oben erklärten 13 wird ersichtlich, dass die Übertragungsleistung der Übertragungsvorrichtung 13 gewöhnlich mehrere Zehn bis mehrere Hundert Watts erreicht. Der größte Teil der Leistung wird von der Antenne 11 zur Zelle oder zum Sektor abgestrahlt. Jedoch wird ein Teil der Leistung auf die Empfangsvorrichtung 12 übertragen. Auch wenn die Übertragungsvorrichtung 13 und die Empfangsvorrichtung 12 aus 13 in der oberen Basisstation bereitgestellt werden, fließt eine starke Übertragungsleistung, die von der Antenne, die eine andere als die dargestellte Antenne 11 ist, von den Antennen, die in der Basisstation bereitgestellt sind, zu der Empfangsvorrichtung 12 über die Antenne 11.
Wenn die Basisstation beispielsweise für ein W-CDMA-System verwendet wird, sind das Empfangsfrequenzband und das Übertragungsfrequenzband der Basisstation beispielsweise 1960 bis 1980 MHz und 2150 bis 2170 MHz. In diesem Fall werden Signale von ungewünschten Übertragungsfrequenzbändern ohne ein Problem eliminiert, wenn ein übliches Filter verwendet wird, das gewöhnliches Metall verwendet. Wenn jedoch ein supraleitendes Filter verwendet wird, tritt das folgende Problem auf.
Bezugnehmend auf 14 sind nämlich die Übertragungsfrequenzbänder (2150 bis 2170 MHz) genügend getrennt von den Empfangsfrequenzbändern (1960 bis 1980 MHz). Wenn die Übertragungsleistung übertragen wird auf das supraleitende Filter 14, wird sich deshalb der Strom an dem Eingangsleitungsabschnitt 21 davon konzentrieren und wird dort reflektiert. Wenn sich dieser jedoch der kritischen Stromdichte (J_c) nähert, fängt der supraleitende Zustand an, zusammenzubrechen, und die Filtercharakteristik des supraleitenden Filters 14 verschlechtert sich. Das heißt, wenn eine hohe Übertragungsleistung aus dem Band in das supraleitende Filter 14 fließt, tritt das Problem auf, das lediglich der Eingangsleitungsabschnitt 21 nicht mehr in der Lage ist, den supraleitenden Zustand aufrechtzuerhalten.
Dieses Problem wird experimentell weiter geklärt.
In einem Supraleiter wird eine Verformungswelle produziert aufgrund dessen eigner Nichtlinearität. Wenn beispielsweise davon ausgegangen wird, dass zwei Wellen, die Frequenzen aufweisen, die sich ein wenig von einander unterscheiden, in das Durchlassband des supraleitenden Filters 14 eingegeben werden, wird eine sogenannte Intermodulationsverformungswelle der dritten Ordnung (dritte Ordnung IMD-Welle) produziert. 7 ist ein Graph der IMD-Charakteristik der dritten Ordnung eines supraleitenden Filters.
In 7 sind Pin und Pout die Eingangsleistung und die Ausgangsleistung des supraleitenden Filters 14. Es ist anzumerken, dass wenn die Frequenzen der Fundamentalwellen ω1 und ω2 sind, die dritte Ordnung IMD-Wellen 2ω2-ω1 und 2ω1-ω2 sind.
Dieser Graph aus 7 ist konkret ein Graph, der die Situation einer Veränderung einer dritten Ordnung IMD-Welle zeigt, die auftritt mit einer Inklination bzw. Steigung des dreifachen der Fundamentalwellen, wenn zwei Wellen (ω1, ω2), die voneinander um 1 MHz getrennt sind, in das Durchlassband eines YBCO-supraleitenden Mikrostreifenhaarnadelfilter (bezeichnet als Probe 1) eingegeben werden, die die Mikrostreifenmusterform von 14 aufweist, und bei denen C-Achsen orientierte YBCO dünne Filme auf beiden Flächen des Substrats 26 gebildet sind. Aus diesem Graph ist ersichtlich, dass ein Abschnittspunkt IP, bei dem sich die Fundamentalwellen und die dritte Ordnung IMD-Welle decken, 33 dBm ist.
Wenn die Übertragungsleistung in das supraleitende Filter 14 der Probe 1 eingegeben wird, wird die dritte Ordnung IMD weiter größer.
8 ist ein Graph der dritten Ordnung IMD-Verformungscharakteristik des supraleitenden Filters. Zwei Wellen (die Eingangsleistungen sind Pin = 12,75 dBm, 8,74 dBm und 5,75 dBm), die voneinander um 1 MHz getrennt sind, werden in das Durchlassband des supraleitenden Filters 14 eingegeben, und die dritte Ordnung IMD wird produziert. Ferner ist in 8 gezeigt, wie die dritte Ordnung IMD groß wird in einem Fall, wo die Übertragungswelle eines Bandes von der Zentralfrequenz um 190 MHz getrennt ist, und die Leistung dieses Bandes wird in das supraleitende Filter 14 der Probe 1 eingegeben, während graduell die Leistung dieses Bandes vergrößert wird.
Auf diese Art und Weise wird verstanden, dass die dritte Ordnung IMD abrupt ansteigt, wenn die Übertragungsleistung gesteigert wird.
9 ist ein Graph einer Einkoppelverlustcharakteristik des supraleitenden Filters.
Dies ist ein Graph, der zeigt, wie der Einkoppelverlust in dem Durchlassband des supraleitenden Filters aus 14 (in der Nähe des Zentrums, Niedrigfrequenz-Bandende, Hochfrequenz-Bandende) sich aufgrund der Erhöhung der Übertragungsleistung verschlechtert.
Aus 9 ist auch ersichtlich, dass der Einkoppelverlust abrupt steigt zusammen mit einer Steigerung der Übertragungsleistung.
Mit dem oben erklärten Hintergrund wird eine Erklärung eines vierten und fünften Aspekts der vorliegenden Erfindung gemacht (Filter für Übertragungswellen).
10 ist eine Ansicht eines Beispiels der Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf dem vierten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung.
In diesem vierten Aspekt ist ein supraleitendes Filter 14 bereitgestellt, das einen Eingangsleitungsabschnitt 21 aufweist, in dem zu filternde Signale RX eingegeben werden, und einen Resonatorabschnitt 22, der angrenzend zu diesem Eingangsleitungsabschnitt 21 angeordnet ist und mindestens einen Resonator 23 umfasst, wobei der Eingangsleitungsabschnitt 21 einen Stromdichte-Reduzierungsteil 41 (41') in einem Teil von dessen Leitungsmuster 25 bildet.
Der Strom, der durch die Übertragungsleistung verursacht wird, der in das Filter als das Signal RX fließt, konzentriert sich an dem Eingangsleitungsabschnitt 21. Dann konzentriert sich dieser Strom an dem Abschnitt von λ'/4 (λ' ist die Wellenlänge der zugehörigen Übertragungswelle) von dem offenen Ende (oberer Endabschnitt des Leitungsmusters in der Figur) des Eingangsleitungsabschnitts 21, woraufhin die Stromdichte ihr Maximum erreicht. Folglich ist der Stromdichte-Reduzierungsteil 41 in diesem Abschnitt von λ'/4 gebildet, um die Dichte niedriger als J_c zu halten, und um ein Zusammenbrechen des supraleitenden Zustands aufgrund der Übertragungsleistung zu verhindern.
In diesem Fall ist die Leitungsbreite des Leitungsmusters des Abschnitts (λ'/4), wo die Stromkonzentration in dem Leitungsmuster 25 des Eingangsleitungsabschnitts 21 maximal wird, breiter als die Leitungsbreite von anderen Abschnitten als diesen, um den Stromdichte-Reduzierungsteil 41 zu bilden.
In diesem vierten Aspekt kann ein anderer Stromdichte-Reduzierungsteil 41' beinhaltet sein. Wenn nämlich das Leitungsmuster 25 des Eingangsleitungsabschnitts 21 und das Leitungsmuster 25' des Eingangsleiters 20, zu dem das Signal RX eingegeben wird, fast in L-Form miteinander verbunden sind, wird die Leitungsbreite dieser Leitungsmuster in dem Verbindungsabschnitt breiter gemacht als die Leitungsbreite der anderen Abschnitte, um den Stromdichte-Reduzierungsteil 41' zu bilden.
Das supraleitende Filter ist gewöhnlicher Weise in einem Gehäuse (nicht dargestellt) untergebracht und mit einem externen Leiter (nicht dargestellt) über einen Verbinder (nicht dargestellt) verbunden. Dieser Verbinder ist gewöhnlicher Weise an der linken Seite (auf der Seite der linken Seite des Substrats 26) in 10 angeordnet. Aus diesem Grund ist der Endabschnitt gegenüber des offenen Endes des Eingangsleitungsabschnitts 21 zu der Seite der linken Seite des Substrats 26 in einem im wesentlichen rechten Winken gebogen. In Wirklichkeit ist für den Eingangsleitungsabschnitt 21 der Eingangsleiter 20 von einer dazu senkrechten Richtung gekoppelt.
Wenn dem so ist, ist der bereits erklärte Kanteneffekt geneigt, an diesem Verbindungsabschnitt aufzutreten. Ein anderer Stromdichte-Reduzierungsteil 41' erniedrigt die Stromdichte an dem Abschnitt, so dass der Kanteneffekt nicht deutlich auftritt.
Beide Stromdichte-Reduzierungsteile 41 und 41' weisen vorzugsweise kreisförmige Formen als Gesamtes auf, ähnlich dem Stromdichte-Reduzierungsteil 31, das oben erklärt wurde. In 10 ist anzumerken, dass das Beispiel, wo ein anderer Stromdichte-Reduzierungsteil 41' aus der externen Winkelseite des gezeigten Verbindungsabschnitts herausragt, jedoch ist es auch im Gegensatz dazu möglich, dieses in die innere Winkelseite zirkulär hereinragen zu lassen (angedeutet durch die gepunktete Linie in der Figur).
Es ist anzumerken, dass mindestens einer der oben erklärten zwei Stromdichte-Reduzierungsteile 41 und 41' gebildet ist. In der praktischen Verwendung sind vorzugsweise beide dieser zwei Reduzierungsteile 41 und 41' gebildet.
Schließlich wird eine Erklärung eines fünften Aspekts der vorliegenden Erfindung gegeben.
11 ist eine Ansicht eines Beispiels der Konfiguration eines supraleitenden Filters basierend auf dem fünften Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung.
In diesem fünften Aspekt wird ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter 14 bereitgestellt, das einen Eingangsleitungsabschnitt 21 aufweist, in dem zu filternde Signale RX eingegeben werden, und einen Resonatorabschnitt 22, der angrenzend zu diesem Eingangsleitungsabschnitt 21 angeordnet ist und mindestens einen Resonator 23 umfasst, wobei lediglich der Eingangsleitungsabschnitt 21 gebildet ist durch ein Leitungsmuster 51, das aus einem anderen als supraleitenden Material besteht.
Hier ist das obere, sich von einem supraleitenden Material unterscheidende Material vorzugsweise ein normal leitendes Material. Die Leistung der Übertragungsleistung, die in das Filter von der Außenseite fließt, konzentriert sich an dem Eingangsleitungsabschnitt, wie oben erklärt. In dem vierten Aspekt war der Stromdichte-Reduzierungsteil 41 und/oder 41' bereitgestellt in einem Teil des Eingangsleitungsabschnitts 21, um die Stromdichte zu erniedrigen. In dem fünften Aspekt wurde andererseits wie oben beschrieben ein Effekt der Reduzierung der Stromdichte erhalten nicht durch direktes Reduzieren der Stromdichte, sondern durch Erhöhen der zulässigen Stromdichte an dem Eingangsleitungsabschnitt 21.
Aus diesem Grund besteht der Eingangsleitungsabschnitt 21 konkret aus einem anderen als einem supraleitenden Material. In der Praxis besteht der Eingangsleitungsabschnitt 21 aus einem normal leitenden Material. In diesem Fall muss die Einführung eines normal leitenden Materials keine bemerkenswerte Erhöhung des Eingabeverlustes an dem supraleitenden Filter 14 verursachen. Dies wird später erklärt.
Unten wird eine weitere detaillierte Erklärung über diesen fünften Aspekt gegeben. Bezugnehmend auf 11, wenn eine Übertragungswelle, die genügend getrennt ist von dem Empfangsfrequenzband, in das supraleitende Filter 14 fließt, ist die Übertragungswelle geneigt, an dem Eingangsleitungsabschnitt 21 reflektiert zu werden. Zu dieser Zeit konzentriert sich der Strom durch diese Übertragungswelle an dem Eingangsleitungsabschnitt 21, aber der Eingangsleitungsabschnitt 21 ist ein Leitungsmuster 51, das aus einem normal leitenden Material besteht, und etwas wie ein Zusammenbrechen der Supraleitung wird nicht auftreten. Folglich werden die Eigenschaften des supraleitenden Filters 14 nicht verschlechtert.
Durch Bilden des Eingangsleitungsabschnitts 21 durch ein Metall eines normal leitenden Materials, verglichen mit dem Fall, wo das gesamte supraleitende Filter aus einem Supraleiter besteht, kann die Erhöhung des Einkoppelverlustes nicht vermieden werden. Wenn jedoch ein guter elektrischer Leiter, so wie Gold, Silber, Kupfer oder Aluminium als das Muster 51 verwendet wird, erhöht sich der Einkoppelverlust davon lediglich um 0, etwas dB, und die originale Leistungsfähigkeit des supraleitenden Filters 14 wird genügend erhalten.
Durch Bilden des Leitungsmusters 51 durch ein normal leitendes Material kann ferner der Typ des normalen Leiters aus einem breiten Bereich ausgewählt werden. Aus diesem Grund erhöht sich der Freiheitsgrad in der Auswahl von Lötmaterialien und Elektrodenmaterialien zum elektrischen Verbinden dieser mit dem Leiter für den oben erklärten Eingang. Wenn beispielsweise Kupfer als der normale Leiter verwendet wird, wird es möglich, Pb-Sn-basierte gewöhnliche Lote zu verwenden.
In der Ausführungsform des fünften Aspekts basierend auf der vorliegenden Erfindung ist ein Substrat, das eine Dicke von 0,5 mm aufweist und aus Magnesiumoxid (MgO) (dielektrische Konstante ε_x = 9,7) besteht, über diesen gebildet mit Resonatoren 23 und einen Ausgangsleitungsabschnitt 24 durch einen Hochtemperatur-Supraleitenden dünnen Film, und ist gebildet über diesen mit einem Eingangsleitungsabschnitt 21 durch einen Kupfer-Dünnfilm als der normale Leiter.
Für das Frequenzband sind, beispielsweise in dem W-CDMA-System, das Empfangsfrequenzband und das Übertragungsfrequenzband beispielsweise 1960 bis 1980 MHz und 2150 bis 2170 MHz. Wenn die Übertragungswelle in das supraleitende Filter 14 fließt, konzentrieren sich deshalb Komponenten dieser Übertragungswelle an dem Eingangsleitungsabschnitt 21 des Kupfer-Dünnfilms und werden dort genügend reflektiert. Daher kann etwas wie ein Supraleitungszusammenbruch nicht auftreten.
12 ist ein Graph, der zeigt, dass ein großer Einkoppelverlust nicht verursacht wird, selbst wenn ein normaler Leiter gemäß der vorliegenden Erfindung in dem Eingangsleitungsabschnitt eingesetzt wird.
In der Figur zeigt die Abszisse die Frequenz an, und die Ordinate zeigt die Durchlasscharakteristik an. Die Ergebnisse der Frequenzcharakteristiksimulation durch ein supraleitendes Filter 14 eines Haarnadeltyps, das die in 11 gezeigte Musterform aufweist und eine Zentralfrequenz von 1,962 GHz, eine Bandbreite von 23 MHz und fünf Stufen von Resonatoren 23, die ausgelegt sind unter Verwendung von elektromagnetischer Feldsimulation, aufweist, und in einem Fall, wo der Eingangsleitungsabschnitt 21 durch einen Supraleiter gebildet ist (Q-Wert durch Film war 20000), und in einem Fall, wo der Eingangsleitungsabschnitt 21 durch ein normales Material gebildet ist (Q-Wert durch Film war 500), sind in 12 als Eigenschaften <5> bzw. <6> gezeigt. Zu dieser Zeit waren der Resonatorabschnitt 22 und der Ausgangsleitungsabschnitt 24 gebildet durch Supraleiter (Q-Wert durch Film war 20000).
Wenn der Eingansleitungsabschnitt 21 durch einen Supraleiter gebildet wurde, war der Einkoppelverlust 0,12 dB, aber selbst wenn der Eingangsleitungsabschnitt 21 durch einen normalen Leiter gebildet wurde, wurde der Einkoppelverlust 0,18 dB, und die Erhöhung des Einkoppelverlustes ist sehr klein. Folglich wird verstanden, dass die Leistungsfähigkeit des supraleitenden Filters 14 genügend erhalten wird ungeachtet der Einführung eines normalen Leiters (51).
Es ist anzumerken, dass in 10 und 11, die für die Erklärung des vierten und fünften Aspekts verwendet wurden, als der Resonatorabschnitt 22 ein Resonatorabschnitt, der aus Resonatoren besteht, die Muster_ähnlich denen in 14 gezeigt aufweisen, aber eine kleinere Anzahl von Stufen aufweist, aus Einfachheitsgründen gezeigt wurde, aber in der Praxis wird jeder des ersten, zweiten und dritten Aspekts, (2, 5, 6) wünschenswert als dieser Resonatorabschnitt 22 verwendet.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wurde, wie oben erklärt, ein supraleitendes Filter realisiert, das in der Lage ist, die Leistungsresistenz stark zu verbessern, während die Eigenschaften des steilen Schnitts beibehalten werden und ohne eine Vergrößerung der Gesamtgröße. Auch kann das supraleitende Filter basierend auf der vorliegenden Erfindung verwendet werden als ein Filter für Empfangswellen, als ein Filter für Übertragungswellen oder für beides.

Claims

Ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter (14), das einen Resonatorabschnitt (22) aufweist, der eine Vielzahl von Resonatoren (23) umfasst, die in einer Leitung entlang des Ausbreitungspfades von zu filternden Signalen kaskadiert sind, wobei jeder der Resonatoren (23) einen Mikrostreifen Resonator vom Haarnadel Typ aufweist, der als ein λ/2-Resonator konfiguriert ist, wobei die Vielzahl der Resonatoren so konstruiert sind, dass benachbarte der Vielzahl von Resonatoren alternierend um 180° gedreht sind, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Resonatoren einen Stromdichte-Reduktionsteil (31) am Zentralteil entlang der Längenrichtung dessen Leitungsmusters umfasst, wobei der Zentralteil des Leitungsmusters in der Leitungsbreite breiter ist als die Leitungsbreite dessen restlichen Leitungsmusters.
Ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter nach Anspruch 1, wobei der Stromdichte-Reduktionsteil (31) als ganzes eine zirkulare Form aufweist.
Ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter (14) nach Anspruch 1, wobei die Stromdichte-Reduktionsteile (31) in Resonatoren größer sind, die sich näher zum Mittelteil des Ausbreitungspfades befinden.
Ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter nach Anspruch 1, wobei das Mikrostreifen-Filter (14) einen Eingangsleitungsabschnitt (21) aufweist, in den zu filternde Signale eingegeben werden, und wobei der Resonatorabschnitt der Eingangsleitung benachbart angeordnet ist und mindestens einen Resonator umfasst, wobei der Eingangsleitungsabschnitt einen Stromdichte-Reduktionsteil (31) in einem Teil des Leitungsmusters des Eingangsleitungsabschnittes aufweist, und der Stromdichte-Reduktionsteil in dem einen Teil des Leitungsmusters eine Leitungsbreite aufweist, die breiter ist als die Leitungsbreite anderswo in dem Leitungsmuster, und der Strom ein Maximum im breiteren Abschnitt des Leitungsmusters aufweist.
Das supraleitende Mikrostreifen-Filter nach Anspruch 4, wobei der Eingangsleitungsabschnitt (21) und ein Eingangs-Leiter (20), in den das Signal eingegeben wird, miteinander gekoppelt sind in einer im Wesentlichen L-Form über einen Kopplungsteil (41'), und ein Stromdichte-Reduktionsteil an dem Kopplungsteil (41') eine Leitungsbreite aufweist, die breiter ist als die Leitungsbreite von Teilen des Eingangsleitungsabschnittes (21) und des vom Kopplungsteil unterschiedlichen Eingangsleiter (20).
Das supraleitende Mikrostreifen-Filter nach Anspruch 5, wobei der Stromdichte-Reduktionsteil (31) als ganzes eine zirkulare Form aufweist.
Ein supraleitendes Mikrostreifen-Filter nach Anspruch 1, wobei der das Mikrostreifen-Filter (21) einen Eingangsleitungsabschnitt (21) aufweist, in den zu filternde Signale eingegeben werden, und den einen Resonatorabschnitt aufweist, der ein supraleitendes Material umfasst, und der dem Eingangsleitungsabschnitt benachbart angeordnet ist, wobei lediglich der Eingangsleitungsabschnitt ein Leitungsmuster aufweist, das ein nicht supraleitendes Material aufweist, das nicht die kritische Stromdichte des supraleitenden Materials aufweist.
Das supraleitende Mikrostreifen-Filter (14) nach Anspruch 7, wobei das nicht supraleitende Material ein normal leitendes Material ist.