JP2005223446A - フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】 筐体内壁を超伝導体で構成するという極く簡易な構造で、収容されたフィルタの低挿入損失特性を維持するフィルタを提供する。
【解決手段】 誘電体基板１を具備し、当該誘電体基板１の同一の表面に形成された中心導体２およびこれの両側に平行に形成された地導体３ａ、３ｂにより構成された複数の共振器５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄおよび入出力端子部４ａ、４ｂを具備するコプレーナフィルタにおいて、筐体１０内壁を超伝導体１００で構成し、ここで、筐体１０は、ＭｇＯ、ＳｒＴｉＯ₃ 、ＬａＧａＯ₃ 、ＬａＡｌＯ₃ の如き酸化金属材料の基板にランタン系、イットリウム系、ビスマス系、タリウム系の如き高温超伝導体を成膜した超伝導体成膜基板を内壁に貼り付たものより成るたコプレーナフィルタ。
【選択図】 図４

Description

この発明は、フィルタに関し、特に、移動通信、衛星通信、固定マイクロ波通信その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるフィルタに関する。

近年、マイクロ波通信の送受信に適用されるフィルタとして、導体を超伝導体としたフィルタが提案されており、フィルタ構造も、空洞共振器型構造、マイクロストリップ線路構造、或いはコプレーナ線路構造の平板回路型その他、多岐に亘る構造が採用されている。
コプレーナ線路の概念を図１０を参照して説明する。図１０において、１は誘電体基板、２は中心導体、３ａは第１地導体、３ｂは第２地導体を示す。中心導体２、第１地導体３ａおよび第２地導体３ｂの３者は、誘電体基板１の共通の表面に互いに平行で共面状態に形成されて、誘導性結合部を構成するに際してビアホールを必要としないことを始めとして、その設計の自由度は大きい。

図１を参照してコプレーナ線路を使用したフィルタの従来例を説明する（非特許文献１参照）。このコプレーナフィルタは、誘電体基板１上に１／４波長に相当する電気長を有する中心導体２と、その中心導体２の両側にそれぞれ問隔ｓをあけて形成された第１地導体３ａおよび第２地導体３ｂと、第１入出力端子部４ａの中心導体２および第１共振器５ａの中心導体２に設けられたギャップｇ₁ で構成された第１容量性結合部６ａと、第２共振器５ｂの中心導体２および第３共振器５ｃの中心導体２の間に形成されたギャップｇ₂ で構成された第２容量性結合部６ｂと、第４共振器５ｄの中心導体２と第２入出力端子部４ｂの中心導体２の間に形成されたギャップｇ₃ で構成された第３容量性結合部６ｃと、第１共振器５ａおよび第２共振器５ｂの接合部に設けられた中心導体２と第１地導体３ａ、第２地導体３ｂ間を電気的に接続する短絡線路導体７ａにより構成された第１誘導性結合部８ａと、第３共振器５ｃおよび第４共振器５ｄの接合部に設けられた中心導体２と第１地導体３ａ、第２地導体３ｂ間を電気的に接続する短絡線路導体７ｂにより構成された第２誘導性結合部８ｂと、より成る。なお、コプレ−ナ線路は、図１０に示される中心導体２の中心導体幅ｗと、第１地導体３ａと第２地導体３ｂとの間の地導体間隔ｄ（ｗ＋２ｓ）によって特性インピーダンスが決定される。

更に、図１の誘電体基板１は図１１に示す金属筐体１０内に収容され、コプレーナフィルタから放射した電磁波エネルギーがこのフィルタに再度回収される構成を具備しいる。
H.Suzuki,Z.Ma,Y.Kobayashi,K.Satoh,S.Narahashi and T.Nojima,"a low-loss GHz bandpass filter using HTS quarter-wavelength coplanar waveguide resonators," IEICE Trans.Electoron.,vol.E-85-ｃ,No.３,pp.714-719,March 2002.

以上の従来例においては、金属筐体１０内に収容されたフィルタから放射した電磁波エネルギーは金属筐体１０の内表面で殆ど反射され、放射された電磁波エネルギーの大部分はフィルタにより回収されるものの、その一部は金属筐体１０の内側の金属に誘導電流として流れ、放射損失となる問題があった。特に、共振器５ａ〜５ｄの特性インピーダンスが入出力端子部４ａ、４ｂの特性インピーダンスより大きいフィルタにおいては、放射される電磁波エネルギーの割合が大きいところから、損失が一層増大する問題があった。
この発明は、筐体内壁を超伝導体で構成するという極く簡易な構造で、収容されたフィルタの低挿入損失特性を維持するフィルタを提供することを目的としている。

請求項１：誘電体基板１と当該誘電体基板１の表面に形成される中心導体２および地導体３とにより構成した複数の共振器５ａ〜５ｄおよび入出力端子部４ａ、４ｂを有し、誘電体基板１を包含する筐体１０を有するフィルタにおいて、筐体１０内壁を超伝導体１００で構成したフィルタを構成した。
そして、請求項２：誘電体基板１を具備し、当該誘電体基板１の同一の表面に形成された中心導体２およびこれの両側に平行に形成された地導体３ａ、３ｂにより構成された複数の共振器５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄおよび入出力端子部４ａ、４ｂを具備するコプレーナフィルタにおいて、筐体１０内壁を超伝導体１００で構成したコプレーナフィルタを構成した。

また、請求項３：請求項１および請求項２の内の何れかに記載されるフィルタにおいて、筐体１０は、ＭｇＯ、ＳｒＴｉＯ₃ 、ＬａＧａＯ₃ 、ＬａＡｌＯ₃ の如き酸化金属材料の基板にランタン系、イットリウム系、ビスマス系、タリウム系の如き高温超伝導体を成膜した超伝導体成膜基板を内壁に貼り付たものより成るフィルタを構成した。
更に、請求項４：請求項１ないし請求項３の内の何れかに記載されるフィルタにおいて、共振器５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄの特性インピーダンスを入出力端子部４ａ、４ｂの特性インピーダンスよりも大きく構成したフィルタを構成した。

ここで、請求項５：請求項４に記載されるフィルタにおいて、特性インピーダンスは、
Ｚ₀ ＝（η₀ ／４√ε_eff ）×（Ｋ’（ｋ）／Ｋ（ｋ））であり、
ここで、ε_eff はコプレーナ型線路の実効比誘電率、
η₀ は自由空間の波動インピーダンス、
Ｋ（ｋ）は第１種完全楕円積分、
’は微分であり、
更に、ε_eff ＝１＋（（ε_r−１）／２）×（Ｋ’（ｋ）／Ｋ（ｋ））
×（Ｋ（ｋ₁）／Ｋ’（ｋ₁））
η₀ ＝√（μ₀ ／ε₀ ）＝１２０π
Ｋ（ｋ）＝∫₀ ¹ ｄｘ／｛（√（１−ｘ²） ｝×（１−ｋ²ｘ²））
ｋ＝ｗ／ｄ
ｋ₁ ＝ｓｉｎｈ（πｗ／４ｈ）／ｓｉｎｈ（πｄ／４ｈ）
と表され、特性インピーダンスＺ₀ は地導体間隔ｄに対する中心導体幅ｗの比ｋ、および誘電体基板の誘電率ε_r 、と誘電体基板厚hで決定され、地導体間隔ｄに対する中心導体幅ｗの比kをパラメータとして、特性インピーダンスＺ₀ を増大した、フィルタを構成した。

この発明によれば、内壁を超伝導体で構成するという極く簡易な構造の筐体内に導体を超伝導体としたフィルタを収容することにより、収容されたフィルタの低挿入損失特性を維持するフィルタを提供することができる。そして、内壁を超伝導体で構成した低電力損失の筐体を用いることにより、フィルタおよび送受共用器の低損失化を実現することができる。また、これら低挿入損失のフィルタおよび送受共用器を用いることにより、通信装置の高周波送受信部において低挿入損失化、低雑音化を達成することができる。

図１に示すコプレーナフィルタの回路基板を、内壁を超伝導体で構成した図２に示される金属筐体に収容した、コプレーナフィルタの実施例について説明する。
誘電体基板１上に１／４波長に相当する電気長を有する中心導体２と、その中心導体２の両側にそれぞれ問隔ｓをあけて形成された第１地導体３ａおよび第２地導体３ｂと、第１入出力端子部４ａの中心導体２および第１共振器５ａの中心導体２に設けられたギャップｇ₁ で構成された第１容量性結合部６ａと、第２共振器５ｂの中心導体２および第３共振器５ｃの中心導体２の間に形成されたギャップｇ₂ で構成された第２容量性結合部６ｂと、第４共振器５ｄの中心導体２と第２入出力端子部４ｂの中心導体２の間に形成されたギャップｇ₃ で構成された第３容量性結合部６ｃと、第１共振器５ａおよび第２共振器５ｂの接合部に設けられた中心導体２と第１地導体３ａ、第２地導体３ｂ間を電気的に接続する短絡線路導体７ａにより構成された第１誘導性結合部８ａと、第３共振器５ｃおよび第４共振器５ｄの接合部に設けられた中心導体２と第１地導体３ａ、第２地導体３ｂ間を電気的に接続する短絡線路導体７ｂにより構成された誘導性結合部８ｂと、より成る。

上述した通り、フィルタを金属筐体内に収容した場合、導体を流れる電流以外に、放射損失としてで消費される電力Ｗが存在し、金属筐体内壁に誘導される電流Ｉと金属筐体内壁の表面抵抗Ｒにより、Ｗ＝ＲＩ² として求められる。ところが、図２に示される如く、超伝導体を用いて筐体内壁を構成することにより、筐体内で消費される電力Ｗを低減することができ、フィルタの挿入損失を低減することができる。また、後で説明されるが、特に、共振器の特性インピーダンスを入出力端子部の特性インピーダンスより大きくしたフィルタに有効である。

一般に、分布定数線路上の電流と電圧の関係式は、
Ｉ_i、Ｖ_i：進行波の電流値、電圧値
Ｉ_i、Ｖ_i：反射波の電流値、電圧値
γ：伝搬定数
α：減衰定数
β：位相定数
Z：特性インピーダンス
R：直列抵抗
L：直列インダクタンス
G：並列コンダクタンス
Ｃ：静電容量
で表され、分布定数線路上の電流値は特性インピーダンスに逆比例する。

ここで、コプレーナ型線路において説明する。コプレーナ型線路における特性インピーダンスは、
Ｚ₀ ＝（η₀ ／４√ε_eff ）×（Ｋ’（ｋ）／Ｋ（ｋ））
と表される。ここで、ε_eff はコプレーナ型線路の実効比誘電率、η₀ は自由空間の波動インピーダンス、Ｋ（ｋ）は第１種完全楕円積分であり、’は微分を表す。更に、
ε_eff ＝１＋（（ε_r−１）／２）×（Ｋ’（ｋ）／Ｋ（ｋ））×（Ｋ（ｋ₁）／Ｋ’（ｋ₁））
η₀ ＝√（μ₀ ／ε₀ ）＝１２０π
Ｋ（ｋ）＝∫₀ ¹ ｄｘ／｛（√（１−ｘ²） ｝×（１−ｋ²ｘ²））
ｋ＝ｗ／ｄ
ｋ₁ ＝ｓｉｎｈ（πｗ／４ｈ）／ｓｉｎｈ（πｄ／４ｈ）
と表され、特性インピーダンスＺ₀ は地導体間隔ｄに対する中心導体幅ｗの比ｋ、および誘電体基板の誘電率ε_r 、と誘電体基板厚hで決定される。従って、図３に示す様に、地導体間隔ｄに対する中心導体幅ｗの比kをパラメータとして、特性インピーダンスＺ₀ を増大することができる。

以上のことを勘案して、この発明の他の実施例を図４を参照して説明する。図４は、例えば、５０Ωの特性インピーダンスを有する入出力端子部４に１００Ωの特性インピーダンスを有する共振器を組み合わせた実施例である。即ち、図４は、入出力端子部４ａおよび第１共振器５ａ間、第２共振器５ｂおよび第３共振器５ｃ間、第４共振器および入出力端子部間４ｂを容量性結合により結合し、第１共振器５ａと第２共振器５ｂ間、第３共振器５ｃおよび第４共振器５d間を誘導性結合により結合して構成した、１／４波長４段コプレーナフィルタの実施例である。第１入出力端子部４ａおよび第２入出力端子部４ｂの特性インピーダンスは、これら入出力端子部に接続されるデバイスの特性インピーダンスとの整合を図る観点から５０Ωとした。この場合、誘電体基板１として誘電率９．６８のMgO基板を用い、第１入出力端子部４ａおよび第２入出力端子部４ｂの中心導体幅ｗは２１８μm、地導体間隔ｄは４００μmとしている。また、第１共振器５ａないし第４共振器５ｄの中心導体幅は２１８μmとし、地導体問隔ｄは１，７８０μmとしてこれら共振器の特性インピーダンスを１００Ωとしている。

以上の１／４波長４段コプレーナフィルタの実施例の電流密度分布は、図５およびこの一部を拡大して示した図６に示される。第１共振器５ａないし第４共振器５ｄの何れについても、電流密度分布は第１容量性結合部６ａ、第２容量性結合部６ｂ、第３容量性結合部６ｃが節となり、第１誘導性結合部８ａと第２誘導性結合部８ｂが腹となるほぼ正弦波状であり、この点は、図７および図８に示される従来のコプレーナフィルタの電流密度分布と同じである。しかし、第１共振器５ａないし第４共振器５ｄの特性インピーダンスを大きく設計製造してあるところから、各共振器における電流密度の低減が図られ、最大電流密度も図７および図８の従来例と比較して約４５%低減し、電力換算で約７０%の低減となる。
更に、この実施例において、中心導体２および第１、第２地導体を例えばランタン系、イットリウム系、ビスマス系、タリウム系その他の高温超電導体で形成して超伝導コプレーナフィルタを構成した場合、最大電流密度を低減することができたことから、高温超伝導体の臨界電流を超える電流が流れる恐れは少なくなり、超伝導コプレーナフィルタが破壊されることなく、超伝導コプレーナフィルタの低損失効果を充分に発揮することができる。

ところで、共振器の特性インピーダンスを入出力端子部の特性インピーダンスより大きくしたフィルタは、電流密度の低減は図れるものの、放射損失は特に増大する。放射損失としてケース内で消費される電力Ｗは、導体に誘導される電流Ｉと導体の表面抵抗Ｒにより、Ｗ＝ＲＩ² として求められる。図４に示される実施例を図１１の金属筐体１０において、誘電体基板１から４．５ｍｍの高さに金蒸着した銅板の筐体を設置している例を想定すると、帯域内挿入損失は０．００６３ｄｂである。これに対して、図２に示される如く内壁を超伝導体で構成した筐体にフィルタを収容することにより、更なる低損失化を図ることができる。この場合の挿入損失の低減の一例を図９に示す。この例は、帯域内挿入損失を約０．００１ｄｂ程度削減している。

図２において、筐体１０の内壁に超伝導体１００を適用する方法としては、例えば、ランタン系、イットリウム系、ビスマス系、タリウム系その他の高温超伝導体を、スパッタリング法、真空蒸着法、ＣＶＤ法、厚膜法その他の成膜法により、ＭｇＯ、ＳｒＴｉＯ₃ 、ＬａＧａＯ₃ 、ＬａＡｌＯ₃ の如き酸化金属材料の基板に成膜した、超伝導体成膜基板を筐体内壁に貼り付する方法が簡便である。また、特性インピーダンスを大きくする程、筐体内壁の低損失化効果は大きい。
以上の図示説明は、コプレーナ型伝送線路を基にして構成したコプレーナフィルタの実施例についての説明であった。ところで、フィルタ構成の基になる伝送線路としては、入出力端子部の特性インピーダンスおよび伝送線路内に形成される共振器の特性インピーダンスの双方を適宜に設計調整してフィルタを構成することができる伝送線路でありさえすれば、グランディッドコプレーナ型線路、マイクロストリップ型線路の如きコプレーナ型線路以外の如何なる構造の伝送線路も同様に使用することができる。

コプレーナフィルタを説明する図。 内面に超伝導体を適用した金属筐体に収容したコプレーナフィルタを示す図。 対地導体間隔中心導体幅比に対する特性インピーダンスを示す図。 実施例を説明する図。 図４の実施例の電流密度分布図。 図５の電流密度分布の一部を拡大して示した図。 従来例の電流密度分布図。 図７の電流密度分布の一部を拡大して示した図。 挿入損失の低減効果の比較を示す図。 コプレーナ線路の概念を説明する図。 金属筐体に収容したコプレーナフィルタを示す図。

符号の説明

１ 誘電体基板 ２ 中心導体
３ａ 第１地導体 ３ｂ 第２地導体
４ａ 第１入出力端子部 ４ｂ 第２入出力端子部
５ａ 第１共振器 ５ｂ 第２共振器
５ｃ 第３共振器 ５ｄ 第４共振器
６ａ 第１容量性結合部 ６ｂ 第２容量性結合部
６ｃ 第３容量性結合部 ７ａ 短絡線路導体
７ｂ 短絡線路導体 ８ａ 第１誘導性結合部
８ｂ 第２誘導性結合部 ９ 縁線
１０ 金属筐体 １００ 超伝導体
ｄ 地導体間隔 ｇ₁ 、ｇ₂ 、ｇ₃ ギャップ
ｓ 中心導体と第１地導体、第２地導体との間の間隔
ｗ 中心導体幅

Claims (5)

1. 誘電体基板と当該誘電体基板の表面に形成される中心導体および地導体とにより構成した複数の共振器および入出力端子部を有し、誘電体基板を包含する筐体を有するフィルタにおいて、
   筐体内壁を超伝導体で構成したことを特徴とするフィルタ。
2. 誘電体基板を具備し、当該誘電体基板の同一の表面に形成された中心導体およびこれの両側に平行に形成された地導体により構成された複数の共振器および入出力端子部を具備するコプレーナフィルタにおいて、
   筐体内壁を超伝導体で構成したことを特徴とするコプレーナフィルタ。
3. 請求項１および請求項２の内の何れかに記載されるフィルタにおいて、
   筐体は、ＭｇＯ、ＳｒＴｉＯ₃ 、ＬａＧａＯ₃ 、ＬａＡｌＯ₃ の如き酸化金属材料の基板にランタン系、イットリウム系、ビスマス系、タリウム系の如き高温超伝導体を成膜した超伝導体成膜基板を内壁に貼り付たものより成ることを特徴とするフィルタ。
4. 請求項１ないし請求項３の内の何れかに記載されるフィルタにおいて、
   共振器の特性インピーダンスを入出力端子部の特性インピーダンスよりも大きく構成したことを特徴とするフィルタ。
5. 請求項４に記載されるフィルタにおいて、
   特性インピーダンスは、
   Ｚ₀ ＝（η₀ ／４√ε_eff ）×（Ｋ’（ｋ）／Ｋ（ｋ））であり、
   ここで、ε_eff はコプレーナ型線路の実効比誘電率、
   η₀ は自由空間の波動インピーダンス、
   Ｋ（ｋ）は第１種完全楕円積分、
   ’は微分であり、
   更に、ε_eff ＝１＋（（ε_r−１）／２）×（Ｋ’（ｋ）／Ｋ（ｋ））
   ×（Ｋ（ｋ₁）／Ｋ’（ｋ₁））
   η₀ ＝√（μ₀ ／ε₀ ）＝１２０π
   Ｋ（ｋ）＝∫₀ ¹ ｄｘ／｛（√（１−ｘ²） ｝×（１−ｋ²ｘ²））
   ｋ＝ｗ／ｄ
   ｋ₁ ＝ｓｉｎｈ（πｗ／４ｈ）／ｓｉｎｈ（πｄ／４ｈ）
   と表され、特性インピーダンスＺ₀ は地導体間隔ｄに対する中心導体幅ｗの比ｋ、および誘電体基板の誘電率ε_r 、と誘電体基板厚hで決定され、地導体間隔ｄに対する中心導体幅ｗの比kをパラメータとして、特性インピーダンスＺ₀ を増大した、
   ことを特徴とするフィルタ。