JP2008193283A - 整流装置 - Google Patents

Abstract

【課題】導通時の損失が低減されたＭＯＳＦＥＴを用いた整流装置で、２端子のダイオードとの置き換えが容易であると共に、ＭＯＳＦＥＴのオン時に連続して駆動電圧を生成してＭＯＳＦＥＴのオン動作が継続できる構造を提供する。
【解決手段】寄生ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴＳ１のソース・ドレイン間の導通電圧を所定の電圧まで昇圧する昇圧回路２と、昇圧回路２の出力電圧で動作するゲート制御回路１を備え、昇圧回路２の出力電圧は電源切替回路３により昇圧回路２の電源電圧として供給される。ＭＯＳＦＥＴＳ１はドレイン電極を電位基準として回路構成し、昇圧回路２は、ドレイン電極を電位基準とした正のソース・ドレイン電圧を昇圧し、ＭＯＳＦＥＴＳ１のドレイン・ゲート間に正の駆動電圧が印加される。
【選択図】図１

Description

この発明は、２つの外部端子間に接続され、一方向のみ電流を流し、逆方向の電流を阻止する整流装置に関するものである。

２つの外部端子間に接続される整流素子であるダイオードは、順方向に電圧が印加された場合は、陽極側から陰極側に一方向に電流を流し、逆電圧が印加されると、逆向きに流れようとする電流を阻止する動作を行う。これら一般的なダイオードは、冗長系電源や、整流回路などに使用されている。しかしながら、ダイオードには導通時に順方向電圧が発生し、この電圧と順方向電流との積により比較的大きな導通損失が生じる。特に、冗長系などで複数個直列接続して使用される場合では、ダイオードの接続数分だけ損失が増加するという問題がある。

導通損失の少ない従来の整流装置である低電力消費ダイオード回路は、陽極配線と陰極配線とを有し、比較器とスイッチとダイオードとを含んでいる。比較器は２つの入力を有し、陽極配線は一方の入力に接続され、陰極配線は他方の入力に接続されている。陽極配線の電圧が陰極配線の電圧よりも所定の順方向電圧分を超える場合は、比較器は出力線に高論理レベル信号を出力し、スイッチは、導通に切り替わり陽極配線と陰極配線と電子的に接続する（例えば、特許文献１参照）。

導通損失の少ない従来の別例による整流装置である２端子同期整流器は、整流器の２端子の第１の経路にソース・ドレイン経路を有する電界効果型トランジスタと、２整流器端子間の逆極性電圧に同期してトランジスタをオンオフさせ、トランジスタのゲート電極に接続されるゲート制御回路と、２整流器端子間電圧差により駆動されてゲート制御回路を駆動するチャージポンプを形成するさらなる並列経路とを備える。また、トランジスタ内に必然的にｐｎダイオードが形成されている（例えば、特許文献２参照）。

特開平７−２９７６９９号公報 特表２００４−５１９９９１号公報

上記特許文献１に示す従来の整流装置では、スイッチに例えばＮ−ＭＯＳＦＥＴを用い、導通損失をダイオードよりも低減できる。しかしながら、スイッチを動作させるための駆動電圧を外部から供給する必要があるので、陽極配線側と陰極配線側との２端子以外に電源端子を必要とする。このため、一般的な２端子のダイオードとの置き換えは困難であった。
また、上記特許文献２に示す従来の整流装置では、２整流器端子間電圧差によりゲート制御回路の駆動電圧を生成するチャージポンプを備えているが、トランジスタがオンするとチャージポンプのコンデンサには充電されないため、ゲート制御回路の駆動電圧を保持できずにトランジスタはオフする。このため、トランジスタを連続してオンさせる動作は困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、導通時の損失が低減されたＭＯＳＦＥＴを２つの外部端子間に接続して成る整流装置が、さらなる端子および外部電源が不要で２端子のダイオードとの置き換えが容易であると共に、ＭＯＳＦＥＴのオン時に連続して駆動電圧を生成してＭＯＳＦＥＴのオン動作が継続できることを目的とする。

この発明による整流装置は、外部端子を陽極端子と陰極端子との２端子とした整流装置であって、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードが内蔵され、ドレイン電極を上記陰極端子に接続しソース電極を上記陽極端子に接続したｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴと、上記２端子間が導通時に上記ＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間の電圧を所定の電圧に昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力を電源として上記２端子間の電圧に応じて上記ＭＯＳＦＥＴの上記ゲート電極に駆動信号を出力する駆動制御回路とを備える。そして、上記昇圧回路は、入出力電圧に上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン電極を電位基準とした正の電圧を扱い、上記ＭＯＳＦＥＴは上記ドレイン電極を電位基準とした正の電圧による上記駆動信号にて動作するものである。

この発明による整流装置は、２端子間が導通したときに発生する微小な電圧を昇圧回路にて所定の電圧に昇圧して駆動制御回路を動作させるため、さらなる端子および外部電源が不要で２端子のダイオードとの置き換えが容易であると共に、ＭＯＳＦＥＴのオン時に連続して駆動電圧を生成してＭＯＳＦＥＴのオン動作が継続できる。また、昇圧回路は、入出力電圧にＭＯＳＦＥＴのドレイン電極を電位基準とした正の電圧を扱い、駆動信号にドレイン電極を電位基準とした正電圧を用いるため、昇圧回路および駆動制御回路の構成が容易になり、装置構成の小型化、簡略化が図れる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による整流装置を図について説明する。図１は、この発明の実施の形態１による整流装置の概略構成を示すブロック図である。
図に示すように、整流装置は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを内蔵したｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴＳ１（以下、ＭＯＳＦＥＴＳ１と称す）と、ＭＯＳＦＥＴＳ１を駆動制御するゲート制御回路１と、ゲート制御回路１の電源電圧を生成する昇圧回路２と、電源切替回路３と、逆電圧保護回路としての保護回路４〜７とを備える。また、外部端子を、陽極端子Ａ、陰極端子Ｋの２端子とし、ＭＯＳＦＥＴＳ１はソース電極を陽極端子Ａに、ドレイン電極を陰極端子Ｋに接続する。なお、Ｃ１は、昇圧回路２が備える昇圧用コンデンサである。

動作開始前には、ゲート制御回路１および昇圧回路２とも停止状態で、ＭＯＳＦＥＴＳ１はオフ状態である。この状態で、陽極端子Ａから陰極端子Ｋに電流が流れると、寄生ダイオードに順方向電流が流れ、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードの順方向電圧が発生する。この電圧は、ドレイン電極を電位基準とする正の電圧であり、昇圧回路２に供給され、昇圧回路２を起動させる。昇圧回路２は、陽極端子Ａから陰極端子Ｋに電流が流れる時にソース・ドレイン間に発生する電圧、この場合、寄生ダイオードの順方向電圧を昇圧し、昇圧用コンデンサＣ１に所定の電圧が蓄積される。昇圧用コンデンサＣ１の電圧は、ゲート制御回路１に電源電圧（駆動電圧）として供給され、ゲート制御回路１はＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート駆動信号を生成する。ゲート制御回路１は、ＭＯＳＦＥＴＳ１のソース・ドレイン間の電圧がドレイン電極を電位基準として正の電圧であることを検出して、即ちソース・ドレイン間の導通を検出して、ゲート電極を駆動するようにゲート駆動信号を生成しＭＯＳＦＥＴＳ１がオンする。また、昇圧用コンデンサＣ１に電圧が蓄積されると、電源切替回路３が動作して、昇圧用コンデンサＣ１の電圧が昇圧回路２の電源電圧として供給されるようになる。

ＭＯＳＦＥＴＳ１がオンすると、陽極端子Ａから陰極端子ＫにＭＯＳＦＥＴＳ１を介した電流が流れ、この電流とＭＯＳＦＥＴＳ１のオン抵抗による電圧降下が発生して、ソース・ドレイン間に電圧が発生する。このソース・ドレイン間の電圧はドレイン電極を電位基準とする正の電圧であり、昇圧回路２に入力され、昇圧回路２は昇圧動作を行い、昇圧された電圧は昇圧回路２とゲート制御回路１の双方に電源電圧として供給される。そしてゲート制御回路１はＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート駆動信号を生成しＭＯＳＦＥＴＳ１がオンする。
以上の動作を繰り返し、ＭＯＳＦＥＴＳ１の導通時にソース・ドレイン間に発生する電圧を昇圧し、昇圧された電圧を昇圧回路２とゲート制御回路１の双方に給電しながらＭＯＳＦＥＴＳ１を連続的に駆動するように動作する。

ここでＭＯＳＦＥＴＳ１がオフの状態、例えば陽極端子Ａよりも陰極端子Ｋの電位が高い逆特性の場合、ＭＯＳＦＥＴＳ１には寄生ダイオードが存在する為に逆電圧となり電流は流れない。また、保護回路４はゲート制御回路１に逆電圧が印加されるのを阻止し、保護回路６は昇圧回路２に逆電圧が印加されるのを阻止する。また、保護回路５、７を設けたことにより逆電圧状態で陰極端子Ｋから陽極端子Ａへ電流が流れる経路を絶つことができる。このように逆電圧保護のための保護回路４〜７を設けたため、昇圧回路２およびゲート制御回路１の破壊を防ぐことがきる。

この実施の形態では、上述したように、ＭＯＳＦＥＴＳ１の導通時にソース・ドレイン間に発生する電圧を昇圧し、昇圧された電圧を昇圧回路２とゲート制御回路１の双方に給電しながらＭＯＳＦＥＴＳ１を連続的に駆動する。このため、ＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート電極を駆動するための駆動電圧、例えば５Ｖの電圧を外部から供給する必要がなく、ゲート制御回路１はＭＯＳＦＥＴＳ１を連続的に駆動制御できる。このように、外部からの電源供給が不要であるため、２端子のダイオードとの置き換えが容易である。
ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は耐圧・形状等性能によりそれぞれ異なるが、例えば低い抵抗値だと数１０ｍΩ程度の素子が存在する。仮にＭＯＳＦＥＴＳ１のオン抵抗を２０ｍΩと仮定すると、陽極端子Ａから陰極端子Ｋに流れる電流値が例えば１０Ａの場合、ドロップ電圧は０．２Ｖとなる。一方１０Ａの電流を流したときのダイオードの順方向電圧は耐圧の低いＳＢＤ（ショットキダイオード）で０．６〜１．０Ｖ、耐圧の高いＦＲＤ（ファーストリカバリーダイオード）では１．０Ｖ〜３．０Ｖが一般的であり、これらダイオードと比較するとＭＯＳＦＥＴＳ１によるドロップ電圧は十分に小さい、すなわち低損失と言える。このため、この実施の形態による整流装置は、２端子のダイオードとの置き換えが容易であり、ダイオードよりも導通時の損失が低減され高効率な整流装置となる。

また、昇圧回路２は、寄生ダイオードに順方向電流が流れた時にソース・ドレイン間に発生する順方向電圧により起動し、その後、昇圧回路２自身の出力が電源になるように電源切替回路３により切り替えられる。このため、外部からの電源供給なしに起動し、効率的で安定した昇圧動作を継続できる。

ところで、ＭＯＳＦＥＴは従来、一般的にソース電極を電位基準として回路構成し、ソース・ゲート間に駆動電圧を印加して駆動するものであった。この実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴＳ１をｎチャネル型でドレイン電極を電位基準として回路構成し、ドレイン・ゲート間に正の駆動電圧を印加するようにした。そして、昇圧回路２は、入力電圧であるソース・ドレイン間の電圧をドレイン電極を電位基準とする正の電圧とし、昇圧により正の駆動電圧となる例えば５Ｖ程度まで昇圧する。このように、昇圧回路２の入出力電圧にドレイン電極を電位基準とした正電圧だけを扱うようにし、ゲート駆動回路１は、昇圧された電圧をそのまま電源電圧（駆動電圧）に用いる。このため昇圧回路２およびゲート制御回路１が容易に構成でき、整流装置の装置構成の小型化、簡略化が図れる。
なお、ゲート駆動回路１はＭＯＳＦＥＴＳ１のオン動作を継続させるように制御動作を行うもので、ＭＯＳＦＥＴＳ１のオン時のソース・ドレイン間のドロップ電圧はそもそも小さい値である。このため、ドレイン電極を電位基準とした駆動電圧は、ソース電極を電位基準にした場合とほぼ同等の電圧として扱える。

実施の形態２．
上記実施の形態１による整流装置を具体的な回路で構成したものを以下に説明する。図２は、この発明の実施の形態２による整流装置の回路構成図である。
図２に示すように、図１におけるゲート制御回路１としてコンパレータ１１を用い、昇圧回路２は、ブーストコンバータ１２、昇圧用コイルＬ１、昇圧用コンデンサＣ１、昇圧用スイッチＳ２および昇圧用ダイオードＤ１で構成し、電源切替回路３は、電源切替用ダイオードＤ２および電源切替用抵抗Ｒ２で構成する。また、保護回路４を構成する逆電圧保護用素子として制御回路用保護素子ＤＳ３、ＤＺ１と、保護回路６を構成する逆電圧保護用素子として昇圧回路用保護素子ＤＺ２、Ｄ３とを備える。また、保護回路５を構成する逆電流防止用素子として逆電流防止素子ＤＳ１と、保護回路７を構成する逆電流防止素子として逆電流防止スイッチＤＳ２とを備える。さらに、コンパレータ１１の電源供給を制御する半導体スイッチング素子として電源供給制御スイッチＳ３を備える。なお、Ｒ１は電圧検出用抵抗、Ｒ３はＭＯＳＦＥＴＳ１の誤動作防止用抵抗、Ｒ４、Ｒ５は電源供給制御スイッチＳ３の制御用抵抗である。

動作の詳細について以下に説明する。
動作開始前には、コンパレータ１１およびブーストコンバータ１２とも停止状態で、ＭＯＳＦＥＴＳ１はオフ状態である。この状態で、陽極端子Ａから陰極端子Ｋに電流が流れると、ＭＯＳＦＥＴＳ１の寄生ダイオードに順方向電流が流れ、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードの順方向電圧が発生する。この電圧は、ドレイン電極を電位基準とする正の電圧であり、ブーストコンバータ１２に供給される。
ここで、ＭＯＳＦＥＴＳ１の寄生ダイオードの順方向電圧と逆電流防止素子ＤＳ１の順方向電圧との差電圧がブーストコンバータ１２の起動電圧以上に設定されており、ブーストコンバータ１２を起動させる。ブーストコンバータ１２は起動後発振し始め昇圧用スイッチＳ２を駆動して昇圧動作を開始し、昇圧用コンデンサＣ１に電圧を蓄積する。逆電流防止スイッチＤＳ２は、コンパレータ１１の駆動信号で制御されるスイッチであり、逆電流防止スイッチＤＳ２の寄生ダイオード（並列ダイオード）の順方向電圧は、ＭＯＳＦＥＴＳ１の寄生ダイオードの順方向電圧よりも低く設定されている。この逆電流防止スイッチＤＳ２は、ブーストコンバータ１２の起動時にはオフしているが、寄生ダイオードを介して昇圧用コイルＬ１に正の電圧が入力される。

ＭＯＳＦＥＴＳ１と、逆電流防止スイッチＤＳ２とは共にコンパレータ１１の駆動信号で制御されるが、逆電流防止スイッチＤＳ２はＭＯＳＦＥＴＳ１と同等の性能あるいはそれ以上の性能のＭＯＳＦＥＴを単独あるいはダイオードと並列に挿入し、ＭＯＳＦＥＴＳ１と同等あるいは早いタイミングでオン動作をするものとする。これにより、昇圧回路の昇圧経路でのドロップ電圧を減らすことができ、ＭＯＳＦＥＴＳ１のオン動作時、またオンした後も、昇圧用コイルＬ１に正の電圧が入力され昇圧動作が可能になる。

ブーストコンバータ１２は、起動するとＭＯＳＦＥＴＳ１の寄生ダイオードの順方向電圧から昇圧用コイルＬ１に入力される電圧を昇圧し、昇圧用コンデンサＣ１に所定の電圧、例えば５Ｖが蓄積される。昇圧用コンデンサＣ１に所定の電圧が蓄積されると電源供給制御スイッチＳ３がオンし、コンパレータ１１に電源電圧（駆動電圧）として５Ｖの電圧が供給される。コンパレータ１１は、ＭＯＳＦＥＴＳ１のソース・ドレイン間の電圧がドレイン電極を電位基準として正の電圧であることを検出して、即ちソース・ドレイン間の導通を検出して、ゲート電極にゲート駆動信号となるＨｉ信号を印加してＭＯＳＦＥＴＳ１をオンさせる。
ＭＯＳＦＥＴをオンさせる為には、通常ソース・ゲート間に一定の電圧を印加する必要があるが、その値は一般的なＭＯＳＦＥＴで２〜４Ｖである。コンパレータ１１はＭＯＳＦＥＴＳ１のドレイン・ゲート間に電源電圧である５Ｖと同じＨｉ信号を出力することで、ＭＯＳＦＥＴＳ１を十分にオンさせることができる。

また、昇圧用コンデンサＣ１に電圧が蓄積されると、電源切替用ダイオードＤ２および電源切替用抵抗Ｒ２を利用して昇圧用コンデンサＣ１の電圧がブーストコンバータ１２の電源電圧として供給されるようになる。このため、ＭＯＳＦＥＴＳ１のオン後にソース・ドレイン間の電位差が小さくなり、それによって逆電流防止素子ＤＳ１を経由してブーストコンバータ１２に入力される電圧が低くなってしまった場合でも、電源切替用ダイオードＤ２および電源切替用抵抗Ｒ２を介した電源電圧を利用して昇圧動作を安定して行うことができる。この動作によりコンパレータ１１にも安定して電源電圧が供給されることになる。

ＭＯＳＦＥＴＳ１がオンすると、陽極端子Ａから陰極端子ＫにＭＯＳＦＥＴＳ１を介した電流が流れ、この電流とＭＯＳＦＥＴＳ１のオン抵抗による電圧降下が発生して、ソース・ドレイン間に電圧が発生する。このソース・ドレイン間の電圧はドレイン電極を電位基準とする正の電圧であり、上述したように昇圧用コイルＬ１に正の電圧が入力され、ブーストコンバータ１２は昇圧用スイッチＳ２を駆動して昇圧用コンデンサＣ１に電圧を蓄積する。
昇圧用コンデンサＣ１の蓄積電圧は上述したようにブーストコンバータ１２とコンパレータ１１との双方に電源電圧として供給される。そしてコンパレータ１１はＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート駆動信号を生成しＭＯＳＦＥＴＳ１がオンする。
以上の動作を繰り返し、ＭＯＳＦＥＴＳ１の導通時にソース・ドレイン間に発生する電圧を昇圧し、昇圧された電圧をブーストコンバータ１２とコンパレータ１１との双方に給電しながらＭＯＳＦＥＴＳ１を連続的に駆動するように動作する。

ここでＭＯＳＦＥＴＳ１がオフの状態、例えば陽極端子Ａよりも陰極端子Ｋの電位が高い逆特性の場合、ＭＯＳＦＥＴＳ１については寄生ダイオードに逆電圧が印加され電流は流れない。また、制御回路用保護素子ＤＳ３、ＤＺ１によりコンパレータ１１の入力電圧の逆電圧が阻止される。また、昇圧回路用保護素子ＤＺ２によりブーストコンバータ１２に、昇圧回路用保護素子Ｄ３により昇圧用スイッチＳ２に、それぞれ逆電圧が印加されるのが阻止される。また、逆電圧状態で陰極端子Ｋから陽極端子Ａへ昇圧回路用保護素子ＤＺ２を介して電流が流れる経路を、逆電流防止素子ＤＳ１により遮断できる。また、ＭＯＳＦＥＴＳ１がオフの時は逆電流防止スイッチＤＳ２もオフであり、逆電圧状態で陰極端子Ｋから陽極端子Ａへ昇圧回路用保護素子Ｄ３を介して電流が流れる経路を、逆電流防止スイッチＤＳ２により遮断できる。

また陽極端子Ａよりも陰極端子Ｋの電位が高い逆特性に、正特性から切り替わるタイミングにおいて、昇圧用コンデンサＣ１の電圧が低下すると電源供給制御スイッチＳ３がオフするため、コンパレータ１１への電源供給が遮断される。これにより、逆特性時にはコンパレータ１１によるＭＯＳＦＥＴＳ１の駆動制御を完全に停止させ、制御遅れや誤動作によりＭＯＳＦＥＴＳ１をオンさせることがなく、逆電圧状態で陰極端子Ｋから陽極端子Ａへ電流を流すことが確実に防止できる。
なお、この場合、電源供給制御スイッチＳ３はｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用い、オン・オフ制御用に抵抗Ｒ４、Ｒ５を用いたが、オン・オフ制御用にＩＣを用いても良く、同様の効果を得ることができる。

また、ゲート制御回路１としてコンパレータ１１を用いたものを示したが、オペアンプを使用すれば同等の制御が可能である。またこれらに、ノンインバータバッファＩＣ等を使用すればゲート駆動能力が向上する。この場合、逆電流防止スイッチＤＳ２をＭＯＳＦＥＴＳ１よりも早いタイミングでオン動作させるような制御も可能であり、またＭＯＳＦＥＴＳ１を複数のＭＯＳＦＥＴにて構成することもできる。

また、昇圧回路２にブーストコンバータ１２を用いたが、例えばチャージポンプ等他の昇圧回路を適用しても良く、同様の効果を得ることができる。

この発明の実施の形態１による整流装置の概略構成図である。 この発明の実施の形態１による整流装置の回路構成図である。

符号の説明

１ ゲート制御回路、２ 昇圧回路、３ 電源切替回路、
４〜７ 逆電圧保護回路としての保護回路、１１ コンパレータ、
１２ ブーストコンバータ、Ｓ１ ＭＯＳＦＥＴ、Ｌ１ 昇圧用コイル、
Ｃ１ 昇圧用コンデンサ、Ｓ２ 昇圧用スイッチ、Ｄ１ 昇圧用ダイオード、
Ｄ２ 電源切替用ダイオード、Ｒ２ 電源切替用抵抗、
ＤＳ３，ＤＺ１ 逆電圧保護用素子としての制御回路用保護素子、
ＤＺ２，Ｄ３ 逆電圧保護用素子としての昇圧回路用保護素子、
ＤＳ１ 逆電流防止用素子としての逆電流防止素子、
ＤＳ２ 逆電流防止素子としての逆電流防止スイッチ、
Ｓ３ 半導体スイッチング素子としての電源供給制御スイッチ。

Claims (6)

1. 外部端子を陽極端子と陰極端子との２端子とした整流装置において、
   ソース・ドレイン間に寄生ダイオードが内蔵され、ドレイン電極を上記陰極端子に接続しソース電極を上記陽極端子に接続したｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴと、上記２端子間が導通時に上記ＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間の電圧を所定の電圧に昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力を電源として上記２端子間の電圧に応じて上記ＭＯＳＦＥＴの上記ゲート電極に駆動信号を出力する駆動制御回路とを備え、
   上記昇圧回路は、入出力電圧に上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン電極を電位基準とした正の電圧を扱い、上記ＭＯＳＦＥＴは上記ドレイン電極を電位基準とした正の電圧による上記駆動信号にて動作することを特徴とする整流装置。
2. 上記昇圧回路は、昇圧した電圧を蓄積するコンデンサと、該コンデンサの電圧を該昇圧回路自身の電源に用いるための電源切替回路とを備え、起動時には上記寄生ダイオードの両端に発生する順方向電圧により動作し、起動後は上記コンデンサの電圧を該昇圧回路自身の電源に用いるよう上記電源切替回路にて切り替えることを特徴とする請求項１記載の整流装置。
3. 上記昇圧回路および上記駆動制御回路に逆電圧が印加されるのを保護する逆電圧保護回路を備えたことを特徴とする請求項１または２記載の整流装置。
4. 上記逆電圧保護回路が、逆電圧保護用素子と、該逆電圧保護用素子を介して上記陰極端子から上記陽極端子に逆電流が流れることを防止する逆電流防止用素子とを備えたことを特徴とする請求項３記載の整流装置。
5. 上記駆動制御回路から出力される上記駆動信号にて制御される半導体スイッチング素子を上記逆電流防止用素子に用いたことを特徴とする請求項４記載の整流装置。
6. 上記昇圧回路の出力を上記駆動制御回路の電源として供給するのを制御する半導体スイッチング素子を備えて上記陰極端子から上記陽極端子に逆電流が流れることを防止したことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の整流装置。

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