JP2008102091A - 容量型検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】検出精度が高い容量型検出回路を提供する。
【解決手段】容量型検出回路１００に、二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２を有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子１１０ａとするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部１１０と、キャリア信号を発生して検出部１１０の共通端子１１０ａに入力するキャリア信号発生部１２０と、検出部１１０が有する二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子がそれぞれ反転入力端子および非反転入力端子に接続され、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差（出力電圧）となる出力信号をそれぞれ非反転出力端子および反転出力端子から出力する全差動アンプ１３１を有するＣ−Ｖ変換部１３０と、を具備した。
【選択図】図１
【解決手段】容量型検出回路１００に、二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２を有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子１１０ａとするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部１１０と、キャリア信号を発生して検出部１１０の共通端子１１０ａに入力するキャリア信号発生部１２０と、検出部１１０が有する二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子がそれぞれ反転入力端子および非反転入力端子に接続され、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差（出力電圧）となる出力信号をそれぞれ非反転出力端子および反転出力端子から出力する全差動アンプ１３１を有するＣ−Ｖ変換部１３０と、を具備した。
【選択図】図１
Description
本発明は、圧力や加速度、角速度等の物理量の変化により容量が変化する容量可変型キャパシタを用いてこれらの物理量を検出する容量型検出回路の技術に関する。
より詳細には、寄生容量に起因する検出誤差を低減し、容量型検出回路の検出精度を向上する技術に関する。
より詳細には、寄生容量に起因する検出誤差を低減し、容量型検出回路の検出精度を向上する技術に関する。
従来、電極間距離を変化させる等の方法により容量を変化させることが可能な可変容量型キャパシタを用いた圧力センサ、加速度センサ、角速度センサ等の容量型検出回路の技術は公知となっている。例えば、特許文献１および特許文献２に記載の如くである。
また、一端（共通端子）が相互に接続された二個の可変容量型キャパシタに一定の電圧を印加し、これらの可変容量型キャパシタの他端（非共通端子）を全差動アンプの二つの入力端子にそれぞれ接続する容量型検出回路の技術は公知となっている。例えば、非特許文献１に記載の如くである。
しかし、特許文献１および特許文献２に記載の容量型検出回路は、（１）素子の寄生容量（寄生キャパシタ）、（２）キャリア信号発生回路ノイズ、（３）他の電極、（４）スイッチングに起因するサンプリングノイズ、等の影響により、容量型検出回路のＳ／Ｎ比が低下するという問題がある。
そして、このような容量型検出回路について所定のＳ／Ｎ比を確保するためには当該検出部（検出素子）を所定以上のサイズとしなければならず、小型化が困難（ひいては低コスト化が困難）であるという問題がある。
そして、このような容量型検出回路について所定のＳ／Ｎ比を確保するためには当該検出部（検出素子）を所定以上のサイズとしなければならず、小型化が困難（ひいては低コスト化が困難）であるという問題がある。
以下では、図２４に示す容量型検出回路１１００を用いて（１）素子の寄生容量の影響について説明する。
容量型検出回路１１００は特許文献１および特許文献２に記載の容量型検出回路に相当し、主として検出部１１１０、キャリア信号発生部１１２０、アンプ１１３０、キャパシタ１１４０を具備する。
容量型検出回路１１００は特許文献１および特許文献２に記載の容量型検出回路に相当し、主として検出部１１１０、キャリア信号発生部１１２０、アンプ１１３０、キャパシタ１１４０を具備する。
検出部１１１０は物理量（例えば、圧力や加速度）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２を具備する。
可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の一端同士を接続する部分は共通端子１１１０ａを成す。可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の他端はそれぞれキャリア信号発生部１１２０に接続される。
可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の一端同士を接続する部分は共通端子１１１０ａを成す。可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の他端はそれぞれキャリア信号発生部１１２０に接続される。
図２５に示す如く、本実施例の可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術を応用してシリコンからなる基板の表面に作製される。共通端子１１１０ａは検出部１１１０における可動部に相当する。
共通端子１１１０ａはバネ１１１３ａ・１１１３ｂ・１１１３ｃ・１１１３ｄを介してシリコンからなる基板の固定部１１１４ａ・１１１４ｂ・１１１４ｃ・１１１４ｄに支持される。
共通端子１１１０ａはバネ１１１３ａ・１１１３ｂ・１１１３ｃ・１１１３ｄを介してシリコンからなる基板の固定部１１１４ａ・１１１４ｂ・１１１４ｃ・１１１４ｄに支持される。
共通端子１１１０ａに圧力や加速度等の物理量が作用しない状態では、共通端子１１１０ａはバネ１１１３ａ・１１１３ｂ・１１１３ｃ・１１１３ｄの付勢力により所定の位置に保持される。
共通端子１１１０ａに圧力や加速度等の物理量が作用すると、共通端子１１１０ａはバネ１１１３ａ・１１１３ｂ・１１１３ｃ・１１１３ｄの付勢力に抗して移動する。その結果、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の電極間距離が変化し、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の容量が変化する。
図２４に示す如く、キャリア信号発生部１１２０はキャリア信号を発生し、これを検出部１１１０に入力するものである。
本実施例のキャリア信号発生部１１２０は、位相が逆となる二つのキャリア信号を発生し、当該二つのキャリア信号の一方を可変容量型キャパシタ１１１１に入力するとともに他方を可変容量型キャパシタ１１１２に入力する。
本実施例のキャリア信号発生部１１２０は、位相が逆となる二つのキャリア信号を発生し、当該二つのキャリア信号の一方を可変容量型キャパシタ１１１１に入力するとともに他方を可変容量型キャパシタ１１１２に入力する。
アンプ１１３０は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の二つの入力端子、および出力端子を有し、反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）にそれぞれ入力される入力信号の差分に応じた出力信号を出力端子から出力する。
アンプ１１３０の反転入力端子（ＩＮ−）は共通端子１１１０ａに接続される。また、アンプ１１３０の非反転入力端子（ＩＮ＋）は電源１１３１に接続され、当該非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位は所定の値に保持される。
アンプ１１３０の反転入力端子（ＩＮ−）は共通端子１１１０ａに接続される。また、アンプ１１３０の非反転入力端子（ＩＮ＋）は電源１１３１に接続され、当該非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位は所定の値に保持される。
キャパシタ１１４０はアンプ１１３０の反転入力端子と出力端子とを接続する。キャパシタ１１４０は共通端子１１１０ａから移動してきた電荷を蓄える。また、キャパシタ１１４０の容量はアンプ１１３０の増幅度（ひいてはゲイン）を設定する。
検出部１１１０を構成する可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の容量が変化すると、検出部１１１０の共通端子１１１０ａからキャパシタ１１４０に移動する電荷の量が変化する。その結果、アンプ１１３０の出力端子から出力される出力信号の振幅も変化する。
このように、容量型検出回路１１００は検出部１１１０（より厳密には共通端子１１１０ａ）に作用する物理量の大きさの変化に応じてアンプ１１３０から出力される出力信号の振幅の大きさを変化させることにより、共通端子１１１０ａに作用する物理量の大きさを検出する。
このように、容量型検出回路１１００は検出部１１１０（より厳密には共通端子１１１０ａ）に作用する物理量の大きさの変化に応じてアンプ１１３０から出力される出力信号の振幅の大きさを変化させることにより、共通端子１１１０ａに作用する物理量の大きさを検出する。
容量型検出回路１１００が検出部１１１０に作用する物理量の大きさを確実に検出するためには、共通端子１１１０ａが一定の質量を有している必要がある。
そのため、ＭＥＭＳ技術を応用してシリコンからなる基板の表面に可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２を作製した場合、図２５に示す如く、共通端子１１１０ａを所定の面積を有する板状の部材としなければならない。
そのため、ＭＥＭＳ技術を応用してシリコンからなる基板の表面に可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２を作製した場合、図２５に示す如く、共通端子１１１０ａを所定の面積を有する板状の部材としなければならない。
しかし、共通端子１１１０ａの面積が大きくなると、共通端子１１１０ａとシリコンからなる基板との間に生じる寄生キャパシタ１１８０の容量が大きくなる。
ここで、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の容量をＣｓ、共通端子１１１０ａが移動することによる可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の容量の変化分をそれぞれ＋ΔＣｓ・−ΔＣｓ、キャパシタ１１４０の容量をＣｆ、寄生キャパシタ１１８０の容量をＣｐ、キャリア信号発生部１１２０により発生するキャリア信号の振幅（電圧）をＶｍ、アンプ１１３０の反転入力端子への入力ノイズ（電圧）をＶｎとすると、アンプ１１３０の出力端子から出力される出力信号の振幅（電圧）Ｖｏｕｔは以下の数１で表される。
寄生キャパシタ１１８０の容量が相対的に大きくなると、数１の右辺第一項に示す出力信号のセンサ信号成分に対して数１の右辺第二項に示すノイズ成分が大きくなり、容量型検出回路１１００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
以下では、図２４に示す容量型検出回路１１００を用いて（２）キャリア信号発生回路ノイズの影響について説明する。
キャリア信号発生部１１２０により発生するキャリア信号の周波数と略同じ周波数のノイズが当該キャリア信号に重畳すると、アンプ１１３０の出力端子から出力される出力信号の振幅（電圧）Ｖｏｕｔに占めるノイズ成分が大きくなり、容量型検出回路１１００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
キャリア信号発生部１１２０により発生するキャリア信号の周波数と略同じ周波数のノイズが当該キャリア信号に重畳すると、アンプ１１３０の出力端子から出力される出力信号の振幅（電圧）Ｖｏｕｔに占めるノイズ成分が大きくなり、容量型検出回路１１００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２に入力されるキャリア信号に重畳するノイズの振幅（電圧）をそれぞれΔＶｍ１・ΔＶｍ２とすると、アンプ１１３０の出力端子から出力される出力信号の振幅（電圧）Ｖｏｕｔは以下の数２で表される。なお、数２においては説明の便宜上、寄生容量の影響を無視している（Ｃｐ＝０）。
キャリア信号発生部１１２０により発生するキャリア信号にノイズが重畳すると、数２の右辺第二項および右辺第三項に示すノイズ成分が大きくなる。
特に、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の容量Ｃｓは通常、物理量の作用時における容量の半価分ΔＣｓに比べて十分大きいことから（Ｃｓ≫ΔＣｓ）、数２の右辺第二項および右辺第三項に示すノイズ成分のうち、右辺第二項に示すノイズ成分は右辺第三項に示すノイズ成分よりも大きいものとなる。
特に、可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２の容量Ｃｓは通常、物理量の作用時における容量の半価分ΔＣｓに比べて十分大きいことから（Ｃｓ≫ΔＣｓ）、数２の右辺第二項および右辺第三項に示すノイズ成分のうち、右辺第二項に示すノイズ成分は右辺第三項に示すノイズ成分よりも大きいものとなる。
以下では、図２７に示す容量型検出回路１２００を用いて（３）他の電極の影響について説明する。
容量型検出回路１２００は角速度センサとして用いられるものであり、先に説明した容量型検出回路１１００と同じく、特許文献１および特許文献２に記載の容量型検出回路に相当する。容量型検出回路１２００は主として検出部１２１０、キャリア信号発生部１２２０、アンプ１２３０、キャパシタ１２４０、駆動回路１２５０、励振モニタ回路１２６０を具備する。
容量型検出回路１２００は角速度センサとして用いられるものであり、先に説明した容量型検出回路１１００と同じく、特許文献１および特許文献２に記載の容量型検出回路に相当する。容量型検出回路１２００は主として検出部１２１０、キャリア信号発生部１２２０、アンプ１２３０、キャパシタ１２４０、駆動回路１２５０、励振モニタ回路１２６０を具備する。
検出部１２１０は角速度の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２、可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６、駆動キャパシタ１２１７・１２１８を具備する。
可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の一端同士を接続する部分は共通端子１２１０ａを成す。
可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の一端同士、および駆動キャパシタ１２１７・１２１８の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の一端同士および駆動キャパシタ１２１７・１２１８の一端同士を接続する部分は共通端子１２１０ｂを成す。
可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の他端はそれぞれキャリア信号発生部１２２０に接続される。可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の他端はそれぞれ励振モニタ回路１２５０に接続される。駆動キャパシタ１２１７・１２１８の他端はそれぞれ駆動回路１２６０に接続される。
可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の一端同士を接続する部分は共通端子１２１０ａを成す。
可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の一端同士、および駆動キャパシタ１２１７・１２１８の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の一端同士および駆動キャパシタ１２１７・１２１８の一端同士を接続する部分は共通端子１２１０ｂを成す。
可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の他端はそれぞれキャリア信号発生部１２２０に接続される。可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の他端はそれぞれ励振モニタ回路１２５０に接続される。駆動キャパシタ１２１７・１２１８の他端はそれぞれ駆動回路１２６０に接続される。
図２８に示す如く、本実施例の可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２、可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６および駆動キャパシタ１２１７・１２１８は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術を応用してシリコンからなる基板の表面に作製される。共通端子１２１０ａは検出部１２１０における第一可動部に相当し、共通端子１２１０ｂは検出部１２１０における第二可動部に相当する。
共通端子１２１０ａはバネ１２１３ａ・１２１３ｂ・１２１３ｃ・１２１３ｄを介して共通端子１２１０ｂに接続される。共通端子１２１０ｂはバネ１２１９ａ・１２１９ｂ・１２１９ｃ・１２１９ｄを介してシリコンからなる基板の固定部１２１４ａ・１２１４ｂ・１２１４ｃ・１２１４ｄに支持される。
共通端子１２１０ａはバネ１２１３ａ・１２１３ｂ・１２１３ｃ・１２１３ｄを介して共通端子１２１０ｂに接続される。共通端子１２１０ｂはバネ１２１９ａ・１２１９ｂ・１２１９ｃ・１２１９ｄを介してシリコンからなる基板の固定部１２１４ａ・１２１４ｂ・１２１４ｃ・１２１４ｄに支持される。
図２７に示す如く、キャリア信号発生部１２２０はキャリア信号を発生し、これを検出部１２１０に入力するものである。
本実施例のキャリア信号発生部１２２０は、位相が逆となる二つのキャリア信号を発生し、当該二つのキャリア信号の一方を可変容量型キャパシタ１２１１に入力するとともに他方を可変容量型キャパシタ１２１２に入力する。
本実施例のキャリア信号発生部１２２０は、位相が逆となる二つのキャリア信号を発生し、当該二つのキャリア信号の一方を可変容量型キャパシタ１２１１に入力するとともに他方を可変容量型キャパシタ１２１２に入力する。
アンプ１２３０およびキャパシタ１２４０については、先に説明した容量型検出回路１１００におけるアンプ１１３０およびキャパシタ１１４０と略同じ構成であるため、説明を省略する。
駆動回路１２５０は駆動キャパシタ１２１７・１２１８に接続され、駆動キャパシタ１２１７・１２１８に交互に通電することにより駆動キャパシタ１２１７・１２１８の電極間に引力を発生させ、第二可動部たる共通端子１２１０ｂを所定の周期で振動させるものである。
励振モニタ回路１２６０は可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６に接続され、可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６の容量の変化を検出することにより第二可動部たる共通端子１２１０ｂの振動による変位量を検出するものである。
駆動回路１２５０により共通端子１２１０ｂを振動した状態で共通端子１２１０ａに紙面に垂直な方向の加速度が作用すると、共通端子１２１０ａにはコリオリの力が作用する。そして、共通端子１２１０ａはバネ１２１３ａ・１２１３ｂ・１２１３ｃ・１２１３ｄの付勢力に抗して、共通端子１２１０ｂに対して相対的に移動する。
その結果、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の電極間距離が変化し、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の容量が変化する。
その結果、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の電極間距離が変化し、可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の容量が変化する。
検出部１２１０を構成する可変容量型キャパシタ１２１１・１２１２の容量が変化すると、検出部１２１０の共通端子１２１０ａからキャパシタ１２４０に移動する電荷の量が変化する。その結果、アンプ１２３０の出力端子から出力される出力信号の振幅も変化する。
このように、容量型検出回路１２００は検出部１２１０（より厳密には共通端子１２１０ａ）に作用する加速度（角速度）の大きさの変化に応じてアンプ１２３０から出力される出力信号の振幅の大きさを変化させることにより、共通端子１２１０ａに作用する加速度（角速度）の大きさを検出する。
このように、容量型検出回路１２００は検出部１２１０（より厳密には共通端子１２１０ａ）に作用する加速度（角速度）の大きさの変化に応じてアンプ１２３０から出力される出力信号の振幅の大きさを変化させることにより、共通端子１２１０ａに作用する加速度（角速度）の大きさを検出する。
容量型検出回路１２００が検出部１２１０に作用する加速度（角速度）の大きさを検出するためには、共通端子１２１０ａを振動させる機構、すなわち可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６、駆動キャパシタ１２１７・１２１８および共通端子１２１０ｂを必要とする。
可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６や駆動キャパシタ１２１７・１２１８は、アンプ１２３０から見れば先に説明した容量型検出回路１１００における寄生キャパシタ１１８０と同様の挙動を示すため、容量型検出回路１２００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
また、駆動回路１２５０や励振モニタ回路１２６０からのノイズが共通端子１２１０ｂ、共通端子１２１０ａを経てアンプ１２３０に入力されるため、容量型検出回路１２００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
可変容量型キャパシタ１２１５・１２１６や駆動キャパシタ１２１７・１２１８は、アンプ１２３０から見れば先に説明した容量型検出回路１１００における寄生キャパシタ１１８０と同様の挙動を示すため、容量型検出回路１２００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
また、駆動回路１２５０や励振モニタ回路１２６０からのノイズが共通端子１２１０ｂ、共通端子１２１０ａを経てアンプ１２３０に入力されるため、容量型検出回路１２００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
以下では、図２４に示す容量型検出回路１１００を用いて（４）スイッチングに起因するサンプリングノイズの影響について説明する。
容量型検出回路１１００はアンプ１１３０の直流動作点を定めるために、所定の周期で（より厳密には、キャリア信号発生部１１２０により発生するキャリア信号のうち、可変容量型キャパシタ１１１１に入力されるキャリア信号の立ち上がりエッジタイミング毎に）スイッチ１１５０をオンにしてキャパシタ１１４０の両端を短絡させ、キャパシタ１１４０に蓄えられる電荷をリセットする。
しかし、スイッチ１１５０をオフにする際にキャパシタ１１４０にサンプリングノイズが重畳するため、容量型検出回路１１００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
なお、図２６の（Ａ）に示すサンプリングノイズを別のサンプルホールド回路を用いてサンプリングし、図２６の（Ａ）および（Ｂ）の電位差を求めることによりアンプ１２３０のスイッチングによるサンプリングノイズの影響を解消する方法もあるが、当該別のサンプルホールド回路のサンプルホールド時のノイズがキャパシタ１１４０に重畳するため、結局はスイッチングによるサンプリングノイズの影響を解消することが困難である。
容量型検出回路１１００はアンプ１１３０の直流動作点を定めるために、所定の周期で（より厳密には、キャリア信号発生部１１２０により発生するキャリア信号のうち、可変容量型キャパシタ１１１１に入力されるキャリア信号の立ち上がりエッジタイミング毎に）スイッチ１１５０をオンにしてキャパシタ１１４０の両端を短絡させ、キャパシタ１１４０に蓄えられる電荷をリセットする。
しかし、スイッチ１１５０をオフにする際にキャパシタ１１４０にサンプリングノイズが重畳するため、容量型検出回路１１００の検出精度が低下する（容量型検出回路１１００の出力信号のＳ／Ｎ比が低下する）。
なお、図２６の（Ａ）に示すサンプリングノイズを別のサンプルホールド回路を用いてサンプリングし、図２６の（Ａ）および（Ｂ）の電位差を求めることによりアンプ１２３０のスイッチングによるサンプリングノイズの影響を解消する方法もあるが、当該別のサンプルホールド回路のサンプルホールド時のノイズがキャパシタ１１４０に重畳するため、結局はスイッチングによるサンプリングノイズの影響を解消することが困難である。
また、非特許文献１に記載の容量型検出回路は、検出部を構成する可変容量型キャパシタの容量変化の直流成分（直流成分の加速度）を検出することができないという問題がある。
以下では、図２９に示す容量型検出回路１３００を用いて上記問題点について説明する。
容量型検出回路１３００は非特許文献１に記載の容量型検出回路に相当し、主として検出部１３１０、全差動アンプ１３３０、キャパシタ１３４１・１３４２、帰還抵抗１３４３・１３４４を具備する。
容量型検出回路１３００は非特許文献１に記載の容量型検出回路に相当し、主として検出部１３１０、全差動アンプ１３３０、キャパシタ１３４１・１３４２、帰還抵抗１３４３・１３４４を具備する。
検出部１３１０は物理量（例えば、圧力や加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２を具備する。
可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の一端同士を接続する部分は共通端子１３１０ａを成す。可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の共通端子１３１０ａは電源１３０５に接続され、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の他端（非共通端子）はそれぞれ全差動アンプ１３３０の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続される。
全差動アンプ１３３０は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の二つの入力端子、並びに反転出力端子（ＯＵＴ−）および非反転出力端子（ＯＵＴ＋）の二つの出力端子を有する。全差動アンプ１３３０は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）にそれぞれ入力される入力信号の差分（電荷の移動量）に応じた電位差を有する一対の出力信号を反転出力端子（ＯＵＴ−）および非反転出力端子（ＯＵＴ＋）の二つの出力端子から出力する。
全差動アンプ１３３０は、反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）が同電位となるように可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２とキャパシタ１３４１・１３４２との間で電荷を移動させ、全差動アンプ１３３０は当該移動した電荷の量（キャパシタ１３４１およびキャパシタ１３４２に蓄えられた電荷の量）に略比例する出力電圧を出力する。全差動アンプ１３３０の出力電圧は反転出力端子（ＯＵＴ−）および非反転出力端子（ＯＵＴ＋）の二つの出力端子から出力される出力信号の電位差の形で表される。
全差動アンプ１３３０は、反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）が同電位となるように可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２とキャパシタ１３４１・１３４２との間で電荷を移動させ、全差動アンプ１３３０は当該移動した電荷の量（キャパシタ１３４１およびキャパシタ１３４２に蓄えられた電荷の量）に略比例する出力電圧を出力する。全差動アンプ１３３０の出力電圧は反転出力端子（ＯＵＴ−）および非反転出力端子（ＯＵＴ＋）の二つの出力端子から出力される出力信号の電位差の形で表される。
キャパシタ１３４１は全差動アンプ１３３０の反転入力端子（ＩＮ−）と非反転出力端子（ＯＵＴ＋）とを接続する。キャパシタ１３４１は可変容量型キャパシタ１３１１から移動してきた電荷を蓄える。
キャパシタ１３４２は全差動アンプ１３３０の非反転入力端子（ＩＮ＋）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続する。キャパシタ１３４２は可変容量型キャパシタ１３１２から移動してきた電荷を蓄える。
キャパシタ１３４２は全差動アンプ１３３０の非反転入力端子（ＩＮ＋）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続する。キャパシタ１３４２は可変容量型キャパシタ１３１２から移動してきた電荷を蓄える。
帰還抵抗１３４３・１３４４はそれぞれキャパシタ１３４１・１３４２の両端を接続する抵抗である。
容量型検出回路１３００は、図２４に示す容量型検出回路１１００のスイッチ１１５０に代えて帰還抵抗１３４３・１３４４を設けることにより（４）スイッチングに起因するサンプリングノイズの影響を解消している。また、帰還抵抗１３４３・１３４４およびキャパシタ１３４１・１３４２の時定数を十分大きくし、かつ、キャパシタ１３４１・１３４２の容量を極力小さくしてアンプ１３３０の増幅度（ひいてはゲイン）を大きくする観点から、帰還抵抗１３４３・１３４４を効率良く大きくする方法が非特許文献１において開示されている。
しかし、容量型検出回路１３００は、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の容量が変化することにより可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２からキャパシタ１３４１・１３４２に移動した電荷は一時的にはキャパシタ１３４１・１３４２に蓄えられるものの、当該電荷はキャパシタ１３４１・１３４２に並列的に接続されている帰還抵抗１３４３・１３４４を通過してリセットされてしまう。
そのため、容量型検出回路１３００の出力電圧は可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の容量が変化した状態が保持されていても、所定時間経過後にはゼロに収束することとなり、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の容量変化の直流成分（直流成分の加速度）を検出することができない。
特開平８−１４５７１７号公報
特開２００１−２４９０２８号公報
ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ，Ｖｏｌ．３７，Ｎｏ．１２ ｐ．１８６０〜ｐ．１８６６ "Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃｈｉｐ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｍｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｅｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ Ｗｉｔｈ ５０°／ｈ Ａｌｌａｎ Ｄｅｖｉａｔｉｏｎ"
しかし、容量型検出回路１３００は、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の容量が変化することにより可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２からキャパシタ１３４１・１３４２に移動した電荷は一時的にはキャパシタ１３４１・１３４２に蓄えられるものの、当該電荷はキャパシタ１３４１・１３４２に並列的に接続されている帰還抵抗１３４３・１３４４を通過してリセットされてしまう。
そのため、容量型検出回路１３００の出力電圧は可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の容量が変化した状態が保持されていても、所定時間経過後にはゼロに収束することとなり、可変容量型キャパシタ１３１１・１３１２の容量変化の直流成分（直流成分の加速度）を検出することができない。
本発明は以上の如き状況に鑑み、検出精度が高い容量型検出回路を提供するものである。
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段を説明する。
即ち、請求項１においては、
少なくとも一方の容量が可変である二つのキャパシタを有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子とするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部と、
キャリア信号を発生して前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号発生部と、
前記検出部が有する二つのキャパシタの非共通端子がそれぞれ反転入力端子および非反転入力端子に接続され、当該二つのキャパシタの非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差となる出力信号を反転出力端子および非反転出力端子から出力する全差動アンプを有するＣ−Ｖ変換部と、
を具備するものである。
少なくとも一方の容量が可変である二つのキャパシタを有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子とするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部と、
キャリア信号を発生して前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号発生部と、
前記検出部が有する二つのキャパシタの非共通端子がそれぞれ反転入力端子および非反転入力端子に接続され、当該二つのキャパシタの非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差となる出力信号を反転出力端子および非反転出力端子から出力する全差動アンプを有するＣ−Ｖ変換部と、
を具備するものである。
請求項２においては、
前記全差動アンプの出力信号の中点電圧を所定電圧とするものである。
前記全差動アンプの出力信号の中点電圧を所定電圧とするものである。
請求項３においては、
前記検出部の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれ前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプに入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部を具備するものである。
前記検出部の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれ前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプに入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部を具備するものである。
請求項４においては、
前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプとして、Ｔｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いるものである。
前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプとして、Ｔｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いるものである。
請求項５においては、
前記Ｃ−Ｖ変換部は、
前記全差動アンプの反転入力端子と反転出力端子とを接続する第一平衡キャパシタと、
前記全差動アンプの非反転入力端子と非反転出力端子とを接続する第二平衡キャパシタと、
を有するものである。
前記Ｃ−Ｖ変換部は、
前記全差動アンプの反転入力端子と反転出力端子とを接続する第一平衡キャパシタと、
前記全差動アンプの非反転入力端子と非反転出力端子とを接続する第二平衡キャパシタと、
を有するものである。
請求項６においては、
前記キャリア信号発生部は、
前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号と逆位相となるキャリア信号を第一逆相入力キャパシタの一端および第二逆相入力キャパシタの一端に入力し、
前記第一逆相入力キャパシタの他端を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの一方とＣ−Ｖ変換部の全差動アンプの反転入力端子とを接続する配線の中途部に接続するとともに、
前記第二逆相入力キャパシタの他端を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの他方とＣ−Ｖ変換部の全差動アンプの非反転入力端子とを接続する配線の中途部に接続するものである。
前記キャリア信号発生部は、
前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号と逆位相となるキャリア信号を第一逆相入力キャパシタの一端および第二逆相入力キャパシタの一端に入力し、
前記第一逆相入力キャパシタの他端を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの一方とＣ−Ｖ変換部の全差動アンプの反転入力端子とを接続する配線の中途部に接続するとともに、
前記第二逆相入力キャパシタの他端を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの他方とＣ−Ｖ変換部の全差動アンプの非反転入力端子とを接続する配線の中途部に接続するものである。
請求項７においては、
前記第一逆相入力キャパシタおよび第二逆相入力キャパシタの容量を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの容量と略同じとするものである。
前記第一逆相入力キャパシタおよび第二逆相入力キャパシタの容量を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの容量と略同じとするものである。
請求項８においては、
前記Ｃ−Ｖ変換部から出力される出力信号を前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調する復調部を具備し、
前記キャリア信号発生部は、
前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号の変化率を前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプの応答速度以下に設定するものである。
前記Ｃ−Ｖ変換部から出力される出力信号を前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調する復調部を具備し、
前記キャリア信号発生部は、
前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号の変化率を前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプの応答速度以下に設定するものである。
請求項９においては、
前記Ｃ−Ｖ変換部から出力される出力信号を前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調する復調部を具備し、
前記Ｃ−Ｖ変換部が有する全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子とを接続する第一帰還キャパシタに並列的に接続される第一帰還スイッチ、および前記全差動アンプの非反転入力端子と反転出力端子とを接続する第二帰還キャパシタに並列的に接続される第二帰還スイッチがそれぞれオンになる周期を、前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号の周期よりも長くするものである。
前記Ｃ−Ｖ変換部から出力される出力信号を前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調する復調部を具備し、
前記Ｃ−Ｖ変換部が有する全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子とを接続する第一帰還キャパシタに並列的に接続される第一帰還スイッチ、および前記全差動アンプの非反転入力端子と反転出力端子とを接続する第二帰還キャパシタに並列的に接続される第二帰還スイッチがそれぞれオンになる周期を、前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号の周期よりも長くするものである。
本発明の効果としては、物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
以下では、図１および図２を用いて、本発明に係る容量型検出回路の第一実施例である容量型検出回路１００について説明する。
図１に示す如く、容量型検出回路１００は主として検出部１１０、キャリア信号発生部１２０、Ｃ−Ｖ変換部１３０を具備する。
図１に示す如く、容量型検出回路１００は主として検出部１１０、キャリア信号発生部１２０、Ｃ−Ｖ変換部１３０を具備する。
検出部１１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ１１１・１１２を具備する。
可変容量型キャパシタ１１１・１１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１１１・１１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の一端同士を接続する部分は共通端子１１０ａを成す。また、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の他端はそれぞれ非共通端子を成す。
本実施例の場合、検出部１１０に物理量（圧力、加速度、角速度等）が作用していない状態における可変容量型キャパシタ１１１・１１２の容量はいずれもＣｓである。
可変容量型キャパシタ１１１・１１２は、いずれも一対の電極の間隔が変化することによりその容量が変化するキャパシタである。可変容量型キャパシタ１１１・１１２の一端同士は接続され、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の一端同士を接続する部分は共通端子１１０ａを成す。また、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の他端はそれぞれ非共通端子を成す。
本実施例の場合、検出部１１０に物理量（圧力、加速度、角速度等）が作用していない状態における可変容量型キャパシタ１１１・１１２の容量はいずれもＣｓである。
キャリア信号発生部１２０はキャリア信号を発生し、これを検出部１１０に入力するものである。
本実施例のキャリア信号発生部１２０は、先に説明した容量型検出回路１１１０のキャリア信号発生部１１２０とは異なり、一つの（一種類の）キャリア信号を発生する。キャリア信号発生部１２０により発生するキャリア信号はＨｉ信号とＬｏ信号とが交互に現れる矩形波であり、Ｈｉ信号の電圧はＶｍ、Ｌｏ信号の電圧は０Ｖである。
キャリア信号発生部１２０にて発生したキャリア信号は可変容量型キャパシタ１１１・１１２の共通端子１１０ａに入力される。
本実施例のキャリア信号発生部１２０は、先に説明した容量型検出回路１１１０のキャリア信号発生部１１２０とは異なり、一つの（一種類の）キャリア信号を発生する。キャリア信号発生部１２０により発生するキャリア信号はＨｉ信号とＬｏ信号とが交互に現れる矩形波であり、Ｈｉ信号の電圧はＶｍ、Ｌｏ信号の電圧は０Ｖである。
キャリア信号発生部１２０にて発生したキャリア信号は可変容量型キャパシタ１１１・１１２の共通端子１１０ａに入力される。
Ｃ−Ｖ変換部１３０は検出部１１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部１３０は主として全差動アンプ１３１、帰還キャパシタ１３２・１３３、帰還抵抗１３４・１３５等を有する。
全差動アンプ１３１は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の二つの入力端子、並びに反転出力端子（ＯＵＴ−）および非反転出力端子（ＯＵＴ＋）の二つの出力端子を有する。
全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）は検出部１１０の可変容量型キャパシタ１１１の非共通端子に接続される。全差動アンプ１３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）は検出部１１０の可変容量型キャパシタ１１２の非共通端子に接続される。
全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）は検出部１１０の可変容量型キャパシタ１１１の非共通端子に接続される。全差動アンプ１３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）は検出部１１０の可変容量型キャパシタ１１２の非共通端子に接続される。
帰還キャパシタ１３２は全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）と非反転出力端子（ＯＵＴ＋）とを接続するキャパシタであり、帰還キャパシタ１３３は全差動アンプ１３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続するキャパシタである。本実施例の場合、帰還キャパシタ１３２・１３３の容量はいずれもＣｆである。
帰還抵抗１３４は全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）と非反転出力端子（ＯＵＴ＋）とを接続する抵抗であり、帰還抵抗１３５は全差動アンプ１３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続する抵抗である。
従って、帰還抵抗１３４・１３５はそれぞれ帰還キャパシタ１３２・１３３に対して並列的に接続される。
帰還抵抗１３４は全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）と非反転出力端子（ＯＵＴ＋）とを接続する抵抗であり、帰還抵抗１３５は全差動アンプ１３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続する抵抗である。
従って、帰還抵抗１３４・１３５はそれぞれ帰還キャパシタ１３２・１３３に対して並列的に接続される。
以下では、物理量の検出時における容量型検出回路１１０の動作について説明する。
検出部１１０に物理量（圧力、加速度、角速度等）が作用していないとき、検出部１１０を構成する可変容量型キャパシタ１１１・１１２の容量はいずれもＣｓである。また、キャリア信号生成部１２０は可変容量型キャパシタ１１１・１１２の共通端子１１０ａに同一のキャリア信号を入力するため、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の共通端子１１０ａ側の電極電位は略同じである。
検出部１１０に物理量（圧力、加速度、角速度等）が作用していないときには可変容量型キャパシタ１１１・１１２の容量が同一であり、全差動アンプ１３１は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位を同電位に保持するために可変容量型キャパシタ１１１と帰還キャパシタ１３２との間、および可変容量型キャパシタ１１２と帰還キャパシタ１３３との間の電荷の移動量は等しくなる。
従って、全差動アンプ１３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２は同電位となり（Ｖｏｕｔ１＝Ｖｏｕｔ２）、全差動アンプ１３１の出力信号の平均値すなわち全差動アンプ１３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には全差動アンプ１３１の出力電圧Ｖｏｕｔは０Ｖとなる（Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ２＝０Ｖ）。
従って、全差動アンプ１３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２は同電位となり（Ｖｏｕｔ１＝Ｖｏｕｔ２）、全差動アンプ１３１の出力信号の平均値すなわち全差動アンプ１３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には全差動アンプ１３１の出力電圧Ｖｏｕｔは０Ｖとなる（Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ２＝０Ｖ）。
検出部１１０に物理量（圧力、加速度、角速度等）が作用して検出部１１０を構成する可変容量型キャパシタ１１１の容量がＣｓ＋ΔＣｓ、可変容量型キャパシタ１１２の容量がＣｓ−ΔＣｓにそれぞれ変化すると、反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位を同電位（Ｖｉ）に保持するために可変容量型キャパシタ１１１・１１２に蓄えられる電荷の量に差が生じる。
全差動アンプ１３１は、可変容量型キャパシタ１１１・１１２に蓄えられる電荷の量の差分を補うように、可変容量型キャパシタ１１１と帰還キャパシタ１３２との間で電荷を移動させるとともに、可変容量型キャパシタ１１２と帰還キャパシタ１３３との間で電荷を移動させる。
可変容量型キャパシタ１１１および帰還キャパシタ１３２についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数３で表され、可変容量型キャパシタ１１２および帰還キャパシタ１３３についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数４で表される。
また、本実施例では全差動アンプ１３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ１３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数５で表される。
また、本実施例では全差動アンプ１３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ１３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数５で表される。
数３および数４の左辺の和と右辺の和より、以下の数６が導かれる。
数６の右辺に数５を代入することにより、Ｖｉは以下の数７で表される。
数３および数４の左辺の差と右辺の差より、以下の数８が導かれる。
数８の右辺に数７を代入することにより、Ｖｏｕｔ１とＶｏｕｔ２との差分、すなわち全差動アンプ１３１の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の数９で表される。
キャリア信号発生回路１２０により発生するキャリア信号にノイズΔＶｍが重畳した場合における容量型検出回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔは、数９を用いて以下の数１０で表される。
図２に容量型検出回路１００におけるＶｍ、Ｖｉ、Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２のタイミングチャート図を示す。
なお、図２におけるＶｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２はΔＣｓ＞０の場合を表している。
なお、図２におけるＶｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２はΔＣｓ＞０の場合を表している。
数９におけるＶｍ、ＣｆおよびＣｓは既知の値であることから、容量型検出回路１００の全差動アンプ１３０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてΔＣｓを算出することが可能である。また、算出されたΔＣｓと予め実験等により求められた検出部１１０に作用する物理量の大きさとΔＣｓとの関係とを比較することにより、検出部１１０に作用する物理量の大きさを求めることが可能である。
以上の如く、容量型検出回路１００は、
二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２を有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子１１０ａとするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部１１０と、
キャリア信号を発生して検出部１１０の共通端子１１０ａに入力するキャリア信号発生部１２０と、
検出部１１０が有する二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子がそれぞれ反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続され、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）となる出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）をそれぞれ非反転出力端子（ＯＵＴ＋）および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力する全差動アンプ１３１を有するＣ−Ｖ変換部１３０と、
を具備するものである。
二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２を有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子１１０ａとするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部１１０と、
キャリア信号を発生して検出部１１０の共通端子１１０ａに入力するキャリア信号発生部１２０と、
検出部１１０が有する二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子がそれぞれ反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続され、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）となる出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）をそれぞれ非反転出力端子（ＯＵＴ＋）および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力する全差動アンプ１３１を有するＣ−Ｖ変換部１３０と、
を具備するものである。
このように構成することにより、以下の効果を奏する。
第一に、容量型検出回路１００は、キャリア信号を検出部１１０の共通端子１１０ａに入力するため、容量型検出回路１００における寄生キャパシタ１８１・１８２（図１参照）は可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子と周囲の基板等との間で生じることとなるが、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の非共通端子は検出部１１０に物理量が作用したときに可動する部分ではない。そのため、図２４に示す従来の容量型検出回路１１００の共通端子１１１０ａの如く所定の面積（質量）を確保する必要は無い。
従って、寄生キャパシタ１８１の容量および寄生キャパシタ１８２の容量は、図２４に示す容量型検出回路１１００の寄生キャパシタ１１８０の容量よりも相対的に小さくすることが可能である。
結果として、容量型検出回路１００は従来の容量型検出回路１１００に比べて（１）寄生容量（寄生キャパシタ）による検出精度への影響を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
従って、寄生キャパシタ１８１の容量および寄生キャパシタ１８２の容量は、図２４に示す容量型検出回路１１００の寄生キャパシタ１１８０の容量よりも相対的に小さくすることが可能である。
結果として、容量型検出回路１００は従来の容量型検出回路１１００に比べて（１）寄生容量（寄生キャパシタ）による検出精度への影響を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
第二に、容量型検出回路１００は、図２４に示す従来の容量型検出回路１１００の如く検出部１１１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ１１１１・１１１２にそれぞれ逆位相の二種類のキャリア信号を入力するものではなく、検出部１１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ１１１・１１２に同一のキャリア信号を入力するものであるため、容量型キャパシタ１１１・１１２に入力される入力信号のノイズの大きさが同じである。
従って、数１０に示す如く、容量型検出回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔには容量型キャパシタ１１１・１１２に入力される入力信号のノイズの大きさが異なることに起因するノイズ成分（数２における右辺第二項に相当）は含まれない。
結果として、容量型検出回路１００は従来の容量型検出回路１１００に比べてキャリア信号発生回路ノイズによる検出精度への影響を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
また、容量型検出回路１００のキャリア信号発生部１２０は一つ（一種類）のキャリア信号を発生するものであるため、図２４に示す従来の容量型検出回路１１００のキャリア信号発生部１１２０の如く二つ（二種類）のキャリア信号を発生するものに比べて（回路）規模を小さくすることが可能であり、容量型検出回路１００の小型化および製造コストの削減に寄与する。
従って、数１０に示す如く、容量型検出回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔには容量型キャパシタ１１１・１１２に入力される入力信号のノイズの大きさが異なることに起因するノイズ成分（数２における右辺第二項に相当）は含まれない。
結果として、容量型検出回路１００は従来の容量型検出回路１１００に比べてキャリア信号発生回路ノイズによる検出精度への影響を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
また、容量型検出回路１００のキャリア信号発生部１２０は一つ（一種類）のキャリア信号を発生するものであるため、図２４に示す従来の容量型検出回路１１００のキャリア信号発生部１１２０の如く二つ（二種類）のキャリア信号を発生するものに比べて（回路）規模を小さくすることが可能であり、容量型検出回路１００の小型化および製造コストの削減に寄与する。
第三に、容量型検出回路１００を角速度センサとして用いる場合、検出部１１０を振動させるための駆動キャパシタおよび振動量（移動量）を検出するための可変容量型キャパシタの一方の電極がアンプの入力端子に接続されることがないため、（３）他の電極による検出精度への影響（より厳密には、他の電極が寄生容量（寄生キャパシタ）として振る舞うことによる検出精度への影響）を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
第四に、容量型検出回路１００は全差動アンプ１３１の二つの帰還キャパシタ１３４・１３５にそれぞれ帰還キャパシタ１３２・１３３を並列的に接続するため、（４）スイッチングに起因するサンプリングノイズによる検出精度への影響を排除することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
第五に、容量型検出回路１００はキャリア信号発生部１２０により発生するキャリア信号を検出部１１０に入力するため、全差動アンプ１３１から出力される二つの出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）をＡＭ復調することにより可変容量型キャパシタ１１１・１１２の容量変化の直流成分（直流成分の加速度）を検出することが可能である。
なお、本実施例の容量型検出回路１１００は、検出部１１０を構成する二つのキャパシタがいずれも可変容量型キャパシタであるが、本発明に係る容量検出型回路はこれに限定されず、検出部を構成する二つのキャパシタの少なくとも一方が可変容量型キャパシタであれば同様の効果を奏する。
以下では、図３乃至図６を用いて、本発明に係る容量型検出回路の第二実施例である容量型検出回路２００について説明する。
図３に示す如く、容量型検出回路２００は主として検出部２１０、キャリア信号発生部２２０、Ｃ−Ｖ変換部２３０、入力コモンモードフィードバック部２４０を具備する。
図３に示す如く、容量型検出回路２００は主として検出部２１０、キャリア信号発生部２２０、Ｃ−Ｖ変換部２３０、入力コモンモードフィードバック部２４０を具備する。
検出部２１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ２１１・２１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子２１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部２１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部２１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部２２０はキャリア信号を発生し、これを検出部２１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部２２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部２２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部２３０は検出部２１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部２３０は主として全差動アンプ２３１、帰還キャパシタ２３２・２３３、帰還抵抗２３４・２３５等を有する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部２３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部２３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
入力コモンモードフィードバック部２４０は検出部２１０の二つの可変容量型キャパシタ２１１・２１２の非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部２３０の全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するものである。
図３に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部２４０は、主としてアンプ２４１、電源２４２、帰還抵抗２４３、モニタリングキャパシタ２４４・２４５、緩衝キャパシタ２４６・２４７等を具備する。
図３に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部２４０は、主としてアンプ２４１、電源２４２、帰還抵抗２４３、モニタリングキャパシタ２４４・２４５、緩衝キャパシタ２４６・２４７等を具備する。
アンプ２４１は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の二つの入力端子、および出力端子を有し、反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）にそれぞれ入力される入力信号の差分に応じた出力信号を出力端子から出力する。
電源２４２は所定の電圧を発生するものであり、アンプ２４１の非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続される。従って、アンプ２４１の非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位は所定の値に保持される。
帰還抵抗２４３はアンプ２４１の反転入力端子（ＩＮ−）と出力端子とを接続する抵抗である。従って、アンプ２４１の反転入力端子（ＩＮ−）および出力端子の電位はアンプ２４１の非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位と同電位に保持される。
モニタリングキャパシタ２４４・２４５は全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位の平均値、すなわち検出部２１０を構成する可変容量型キャパシタ２１１・２１２からそれぞれ全差動アンプ２３１に入力される入力信号の中点電圧をモニタリングするためのキャパシタである。
モニタリングキャパシタ２４４の一端はアンプ２４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ２４４の他端は可変容量型キャパシタ２１１の非共通端子と全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
モニタリングキャパシタ２４５の一端はアンプ２４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ２４５の他端は可変容量型キャパシタ２１２の非共通端子と全差動アンプ２３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
モニタリングキャパシタ２４４の一端はアンプ２４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ２４４の他端は可変容量型キャパシタ２１１の非共通端子と全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
モニタリングキャパシタ２４５の一端はアンプ２４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ２４５の他端は可変容量型キャパシタ２１２の非共通端子と全差動アンプ２３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
緩衝キャパシタ２４６・２４７はそれぞれ可変容量型キャパシタ２１１・２１２との間で電荷の受け渡しを行うキャパシタである。
緩衝キャパシタ２４６の一端はアンプ２４１の出力端子に接続され、緩衝キャパシタ２４６の他端は可変容量型キャパシタ２１１の非共通端子と全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
緩衝キャパシタ２４７の一端はアンプ２４１の出力端子に接続され、緩衝キャパシタ２４７の他端は可変容量型キャパシタ２１２の非共通端子と全差動アンプ２３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
緩衝キャパシタ２４６の一端はアンプ２４１の出力端子に接続され、緩衝キャパシタ２４６の他端は可変容量型キャパシタ２１１の非共通端子と全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
緩衝キャパシタ２４７の一端はアンプ２４１の出力端子に接続され、緩衝キャパシタ２４７の他端は可変容量型キャパシタ２１２の非共通端子と全差動アンプ２３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
可変容量型キャパシタ２１１の非共通端子と全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線、および可変容量型キャパシタ２１２の非共通端子と全差動アンプ２３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線は、モニタリングキャパシタ２４４・２４５を介してアンプ２４１のフィードバック回路（アンプ２４１の出力端子と反転入力端子（ＩＮ−）とを抵抗２４３を介して接続する配線）に接続される。
よって、アンプ２４１のフィードバック回路の電位、すなわちアンプ２４１の出力端子および反転入力端子（ＩＮ−）の電位は全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧となり、当該入力信号の中点電圧は所定電圧（本実施例の場合、電源２４２の発生電圧）に保持される。
よって、アンプ２４１のフィードバック回路の電位、すなわちアンプ２４１の出力端子および反転入力端子（ＩＮ−）の電位は全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧となり、当該入力信号の中点電圧は所定電圧（本実施例の場合、電源２４２の発生電圧）に保持される。
図４に容量型検出回路２００におけるＶｍ、Ｖｉ、Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２のタイミングチャート図を示す。
なお、図４におけるＶｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２はΔＣｓ＞０の場合を表している。
なお、図４におけるＶｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２はΔＣｓ＞０の場合を表している。
以上の如く、容量型検出回路２００は、
検出部２１０の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部２３０の全差動アンプ２３１に入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部２４０を具備するものである。
検出部２１０の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部２３０の全差動アンプ２３１に入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部２４０を具備するものである。
このように構成することは、以下の効果を奏する。
先に説明した数３乃至数１０では、説明の便宜上、図１に示す容量型検出回路１００の寄生キャパシタ１８１・１８２に蓄えられる電荷を考慮せずに（すなわち、Ｃｐ＝０であると仮定して）出力電圧Ｖｏｕｔの算出を行ったが、容量型検出回路１００における寄生キャパシタ１８１・１８２の容量は図２４に示す従来の容量型検出回路１１００の寄生キャパシタ１１８０に比べて小さいものの実際にはゼロではない（Ｃｐ≠０）。
先に説明した数３乃至数１０では、説明の便宜上、図１に示す容量型検出回路１００の寄生キャパシタ１８１・１８２に蓄えられる電荷を考慮せずに（すなわち、Ｃｐ＝０であると仮定して）出力電圧Ｖｏｕｔの算出を行ったが、容量型検出回路１００における寄生キャパシタ１８１・１８２の容量は図２４に示す従来の容量型検出回路１１００の寄生キャパシタ１１８０に比べて小さいものの実際にはゼロではない（Ｃｐ≠０）。
以下、図１に示す容量型検出回路１００について寄生キャパシタ１８１・１８２の容量がいずれもＣｐ（Ｃｐ≠０）であると仮定して出力電圧Ｖｏｕｔの算出を行う。
可変容量型キャパシタ１１１および帰還キャパシタ１３２についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数１１で表され、可変容量型キャパシタ１１２および帰還キャパシタ１３３についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数１２で表される。
また、本実施例では全差動アンプ１３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ１３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数１３で表される。
また、本実施例では全差動アンプ１３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ１３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数１３で表される。
数１１および数１２の左辺の和と右辺の和より、以下の数１４が導かれる。
数１４の右辺に数１３を代入することにより、Ｖｉは以下の数１５で表される。
数１１および数１２の左辺の差と右辺の差より、以下の数１６が導かれる。
数１６の右辺に数１５を代入することにより、Ｖｏｕｔ１とＶｏｕｔ２との差分、すなわち全差動アンプ１３１の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の数１７で表される。
キャリア信号発生回路１２０により発生するキャリア信号にノイズΔＶｍが重畳した場合における容量型検出回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔは、数１７を用いて以下の数１８で表される。
数１７および数１８に示す如く、容量型検出回路１００においては、寄生キャパシタ１８１・１８２の容量を従来の容量型検出回路１１００の容量に比べて小さくすることが可能であるが、ゼロとすることはできないため、やはり検出精度の低下の原因となる。
これに対して、図３に示す容量型検出回路２００は、入力コモンモードフィードバック部２４０により検出部２１０の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部２３０の全差動アンプ２３１に入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持し、かつ全差動アンプ２３１が反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位を同電位とすべく動作することにより、全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位は一定電位に保持されることとなる。
従って、図４に示す如く、容量型検出回路２００における全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位Ｖｉは、キャリア信号の変動に関わらず所定の値に保持される。
従って、図４に示す如く、容量型検出回路２００における全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位Ｖｉは、キャリア信号の変動に関わらず所定の値に保持される。
全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位Ｖｉが一定に保持されると、容量型検出回路２００の寄生キャパシタ２８１・２８２の両端電圧が一定に保持されるため、寄生キャパシタ２８１・２８２は可変容量型キャパシタ２１１・２１２および帰還キャパシタ２３２・２３３との間で電荷の受け渡しを行わないこととなる。
従って、容量型検出回路２００は寄生キャパシタ２８１・２８２の容量の大きさに関わらず寄生キャパシタ２８１・２８２が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を排除することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
従って、容量型検出回路２００は寄生キャパシタ２８１・２８２の容量の大きさに関わらず寄生キャパシタ２８１・２８２が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を排除することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
また、容量型検出回路２００は、入力コモンモードフィードバック部２４０により検出部２１０の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部２３０の全差動アンプ２３１に入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するため、全差動アンプ２３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位Ｖｉの変動範囲を小さくすることが可能であることから、全差動アンプ２３１として図６に示す折り返しカスコード型の全差動アンプだけでなく、図５に示すＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いることが可能である。
図５に示すＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプは、図６に示す折り返しカスコード型の全差動アンプと比較して、二つの入力端子（ＩＮ−およびＩＮ＋）の入力範囲が狭い（入力信号の電圧の許容範囲が狭い）という問題があるが、全差動アンプのノイズに寄与する素子の数が少ないため動作ノイズが相対的に少ないという利点を有する。
なお、便宜上、図５および図６において出力コモンモードフィードバック回路を省略している。
なお、便宜上、図５および図６において出力コモンモードフィードバック回路を省略している。
全差動アンプ２３１として図５に示すＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いることにより、容量型検出回路２００の全差動アンプ２３１を発生源とするノイズを低減し、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を更に向上することが可能である。
以下では、図７乃至図９を用いて、本発明に係る容量型検出回路の第三実施例である容量型検出回路３００について説明する。
図７に示す如く、容量型検出回路３００は主として検出部３１０、キャリア信号発生部３２０、Ｃ−Ｖ変換部３３０、入力コモンモードフィードバック部３４０を具備する。
図７に示す如く、容量型検出回路３００は主として検出部３１０、キャリア信号発生部３２０、Ｃ−Ｖ変換部３３０、入力コモンモードフィードバック部３４０を具備する。
検出部３１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ３１１・３１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子３１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部３１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部３１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部３２０はキャリア信号を発生し、これを検出部３１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部３２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部３２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部３３０は検出部３１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部３３０は主として全差動アンプ３３１、帰還キャパシタ３３２・３３３、帰還抵抗３３４・３３５等を有する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部３３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部３３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
入力コモンモードフィードバック部３４０は検出部３１０の二つの可変容量型キャパシタ３１１・３１２の非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部３３０の全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するものである。
図７に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部３４０は、主としてアンプ３４１、電源３４２、モニタリングキャパシタ３４３・３４４、抵抗３４５・３４６等を具備する。
図７に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部３４０は、主としてアンプ３４１、電源３４２、モニタリングキャパシタ３４３・３４４、抵抗３４５・３４６等を具備する。
アンプ３４１は反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の二つの入力端子、および出力端子を有し、反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）にそれぞれ入力される入力信号の差分に応じた出力信号を出力端子から出力する。
アンプ３４１の出力端子は全差動アンプ３３１の出力コモンモード電圧の入力端子に接続される。
アンプ３４１の出力端子は全差動アンプ３３１の出力コモンモード電圧の入力端子に接続される。
電源３４２は所定の電圧を発生するものであり、アンプ３４１の非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続される。従って、アンプ３４１の非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位は所定の値に保持される。
モニタリングキャパシタ３４３・３４４は全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位の平均値、すなわち検出部３１０を構成する可変容量型キャパシタ３１１・３１２からそれぞれ全差動アンプ３３１に入力される入力信号の中点電圧をモニタリングするためのキャパシタである。
モニタリングキャパシタ３２３の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ３４３の他端は可変容量型キャパシタ３１１の非共通端子と全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
モニタリングキャパシタ３４４の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ３４４の他端は可変容量型キャパシタ３１２の非共通端子と全差動アンプ３３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
モニタリングキャパシタ３２３の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ３４３の他端は可変容量型キャパシタ３１１の非共通端子と全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
モニタリングキャパシタ３４４の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、モニタリングキャパシタ３４４の他端は可変容量型キャパシタ３１２の非共通端子と全差動アンプ３３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
抵抗３４５の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、抵抗３４５の他端は可変容量型キャパシタ３１１の非共通端子と全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。すなわち、抵抗３４５はモニタリングキャパシタ３４３に対して並列的に接続される抵抗である。
抵抗３４６の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、抵抗３４６の他端は可変容量型キャパシタ３１２の非共通端子と全差動アンプ３３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。すなわち、抵抗３４６はモニタリングキャパシタ３４４に対して並列的に接続される抵抗である。
抵抗３４６の一端はアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、抵抗３４６の他端は可変容量型キャパシタ３１２の非共通端子と全差動アンプ３３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。すなわち、抵抗３４６はモニタリングキャパシタ３４４に対して並列的に接続される抵抗である。
可変容量型キャパシタ３１１の非共通端子と全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線、および可変容量型キャパシタ３１２の非共通端子と全差動アンプ３３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線は、モニタリングキャパシタ３４３・３４４を介してアンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）に接続される。
よって、アンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）の電位は全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧となり、当該入力信号の中点電圧は所定電圧（本実施例の場合、電源３４２の発生電圧）に保持される。
よって、アンプ３４１の反転入力端子（ＩＮ−）の電位は全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧となり、当該入力信号の中点電圧は所定電圧（本実施例の場合、電源３４２の発生電圧）に保持される。
図８に容量型検出回路３００におけるＶｍ、Ｖｉ、Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２のタイミングチャート図を示す。
なお、図８におけるＶｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２はΔＣｓ＞０の場合を表している。
なお、図８におけるＶｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２はΔＣｓ＞０の場合を表している。
以上の如く、図７に示す容量型検出回路３００は、
検出部３１０の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部３３０の全差動アンプ３３１に入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部３４０を具備するものである。
検出部３１０の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部３３０の全差動アンプ３３１に入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部３４０を具備するものである。
このように構成することにより、容量型検出回路３００は図３に示す容量型検出回路２００と同様の効果を奏する。
すなわち、寄生キャパシタ３８１・３８２の容量の大きさに関わらず寄生キャパシタ３８１・３８２が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を排除することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
また、全差動アンプ３３１としてＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いることにより、容量型検出回路３００の全差動アンプ３３１を発生源とするノイズを低減し、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を更に向上することが可能である。
すなわち、寄生キャパシタ３８１・３８２の容量の大きさに関わらず寄生キャパシタ３８１・３８２が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を排除することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
また、全差動アンプ３３１としてＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いることにより、容量型検出回路３００の全差動アンプ３３１を発生源とするノイズを低減し、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を更に向上することが可能である。
図７に示す容量型検出回路３００の入力コモンモードフィードバック部３４０の詳細な構成が図３に示す容量型検出回路２００の入力コモンモードフィードバック部２４０と異なることにより、容量型検出回路３００は以下の効果を奏する。
図３に示す容量型検出回路２００の入力コモンモードフィードバック部２４０はモニタリングキャパシタ２４４・２４５および緩衝キャパシタ２４６・２４７の計四つのキャパシタを有する。
これらのキャパシタは全差動アンプ２３１から見れば寄生キャパシタと等価なものであり、容量型検出回路２００による物理量の検出精度の低下の原因となるものである。
特に、モニタリングキャパシタ２４４・２４５は全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位をモニタリングするものであるためその容量を小さくすることが可能であるが、緩衝キャパシタ２４６・２４７は可変容量型キャパシタ２１１・２１２との間で電荷の受け渡しをするものであるため、その容量は少なくとも可変容量型キャパシタ２１１・２１２と同等以上である必要がある。従って、モニタリングキャパシタ２４４・２４５に比べて緩衝キャパシタ２４６・２４７の方が容量型検出回路２００による物理量の検出精度の低下への寄与が大きい。
これらのキャパシタは全差動アンプ２３１から見れば寄生キャパシタと等価なものであり、容量型検出回路２００による物理量の検出精度の低下の原因となるものである。
特に、モニタリングキャパシタ２４４・２４５は全差動アンプ３３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位をモニタリングするものであるためその容量を小さくすることが可能であるが、緩衝キャパシタ２４６・２４７は可変容量型キャパシタ２１１・２１２との間で電荷の受け渡しをするものであるため、その容量は少なくとも可変容量型キャパシタ２１１・２１２と同等以上である必要がある。従って、モニタリングキャパシタ２４４・２４５に比べて緩衝キャパシタ２４６・２４７の方が容量型検出回路２００による物理量の検出精度の低下への寄与が大きい。
これに対して図７に示す容量型検出回路３００の入力コモンモードフィードバック部３４０は、図３に示す容量型検出回路２００における緩衝キャパシタ２４６・２４７に相当するキャパシタを有していないことから、その分だけ容量型検出回路３００による物理量の検出精度が向上する。
なお、容量型検出回路３００の場合、アンプ３４１の出力電圧と全差動アンプ３３１の出力コモンモード電圧とが略同じとなることから、全差動アンプ３３１の出力コモンモード電圧はキャリア信号生成部３２０により発生するキャリア信号の周波数で変動し、その振幅が（Ｃｓ／Ｃｆ）×Ｖｍとなる。そのため、容量型検出回路３００の全差動アンプ３３１の出力電圧のダイナミックレンジは、図３に示す容量型検出回路２００の全差動アンプ２３１の出力電圧のダイナミックレンジに比べて相対的に狭くなるという問題がある。
従って、図３に示す容量型検出回路２００および図７に示す容量型検出回路３００のいずれを用いるかは用途に応じて適宜選択することが望ましい。
従って、図３に示す容量型検出回路２００および図７に示す容量型検出回路３００のいずれを用いるかは用途に応じて適宜選択することが望ましい。
また、容量型検出回路３００の全差動アンプ３３１として例えばＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いる場合、図９に示す如く、入力コモンモードフィードバック部３４０に代えて入力コモンモードフィードバック部３４０ａとすることが可能である。
入力コモンモードフィードバック部３４０ａは一つの素子（本実施例の場合、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ）からなるものであり、容量型検出回路３００を小型化し、ひいては製造コストを削減することが可能である。
入力コモンモードフィードバック部３４０ａは一つの素子（本実施例の場合、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ）からなるものであり、容量型検出回路３００を小型化し、ひいては製造コストを削減することが可能である。
以下では、図１０を用いて、本発明に係る容量型検出回路の第四実施例である容量型検出回路４００について説明する。
図１０に示す如く、容量型検出回路４００は主として検出部４１０、キャリア信号発生部４２０、Ｃ−Ｖ変換部４３０を具備する。
図１０に示す如く、容量型検出回路４００は主として検出部４１０、キャリア信号発生部４２０、Ｃ−Ｖ変換部４３０を具備する。
検出部４１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ４１１・４１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子４１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部４１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部４１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部４２０はキャリア信号を発生し、これを検出部４１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部４２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部４２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部４３０は検出部４１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部４３０は主として全差動アンプ４３１、帰還キャパシタ４３２・４３３、帰還抵抗４３４・４３５、第一平衡キャパシタ４３６、第二平衡キャパシタ４３７等を有する。
なお、全差動アンプ４３１、帰還キャパシタ４３２・４３３、帰還抵抗４３４・４３５の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０における全差動アンプ１３１、帰還キャパシタ１３２・１３３、帰還抵抗１３４・１３５と略同じであることから詳細な説明は省略する。
なお、全差動アンプ４３１、帰還キャパシタ４３２・４３３、帰還抵抗４３４・４３５の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０における全差動アンプ１３１、帰還キャパシタ１３２・１３３、帰還抵抗１３４・１３５と略同じであることから詳細な説明は省略する。
第一平衡キャパシタ４３６は全差動アンプ４３１の反転入力端子（ＩＮ−）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続するキャパシタである。
第二平衡キャパシタ４３７は全差動アンプ４３１の非反転入力端子（ＩＮ−）と非反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続するキャパシタである。
第二平衡キャパシタ４３７は全差動アンプ４３１の非反転入力端子（ＩＮ−）と非反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続するキャパシタである。
第一平衡キャパシタ４３６および第二平衡キャパシタ４３７の容量をＣａ（Ｃａ＞０）とすると、可変容量型キャパシタ４１１、帰還キャパシタ４３２および第一平衡キャパシタ４３６についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数１９で表され、可変容量型キャパシタ４１２、帰還キャパシタ４３３および第二平衡キャパシタ４３７についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数２０で表される。
また、本実施例では全差動アンプ４３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ４３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数２１で表される。
また、本実施例では全差動アンプ４３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ４３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数２１で表される。
数１９および数２０の左辺の和と右辺の和より、以下の数２２が導かれる。
数２２の右辺に数２１を代入することにより、Ｖｉは以下の数２３で表される。
数１９および数２０の左辺の差と右辺の差より、以下の数２４が導かれる。
数２４の右辺に数２３を代入することにより、Ｖｏｕｔ１とＶｏｕｔ２との差分、すなわち全差動アンプ４３１の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の数２５で表される。
キャリア信号発生回路４２０により発生するキャリア信号にノイズΔＶｍが重畳した場合における容量型検出回路４００の出力電圧Ｖｏｕｔは、数２５を用いて以下の数２６で表される。
以上の如く、容量型検出回路４００のＣ−Ｖ変換部４３０は、
全差動アンプ４３１の反転入力端子（ＩＮ−）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続する第一平衡キャパシタ４３６と、
全差動アンプ４３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）と非反転出力端子（ＯＵＴ＋）とを接続する第二平衡キャパシタ４３７と、
を有するものである。
全差動アンプ４３１の反転入力端子（ＩＮ−）と反転出力端子（ＯＵＴ−）とを接続する第一平衡キャパシタ４３６と、
全差動アンプ４３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）と非反転出力端子（ＯＵＴ＋）とを接続する第二平衡キャパシタ４３７と、
を有するものである。
このように構成することにより、容量型検出回路４００は図１に示す容量型検出回路１００に比べて全差動アンプ４３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位（Ｖｉ）の変化量を相対的に減少させることが可能であり（数７および数２３参照）、寄生キャパシタ４８１・４８２と可変容量型キャパシタ４１１・４１２および帰還キャパシタ４３２・４３３との間で移動する電荷量を小さくすることが可能である。
従って、容量型検出回路４００は寄生キャパシタ４８１・４８２が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を更に向上することが可能である。
従って、容量型検出回路４００は寄生キャパシタ４８１・４８２が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を低減することが可能であり、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を更に向上することが可能である。
また、全差動アンプ４３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の電位Ｖｉの変動範囲を小さくすることにより、全差動アンプ４３１としてＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いることが可能であり、容量型検出回路４００の全差動アンプ４３１を発生源とするノイズを低減し、物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を更に向上することが可能である。
また、図１に示す容量型検出回路１００の場合、数９に示す如く出力電圧Ｖｏｕｔの分母に（Ｃｆ＋Ｃｓ）の項を有するため、全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位（Ｖｉ）を小さくするために帰還キャパシタ１３２・１３３の容量Ｃｆを大きくすると全差動アンプ１３１の出力電圧Ｖｏｕｔが小さくなる（出力ゲインが小さくなる）という問題があった。
これに対して、容量型検出回路４００の場合は、数２５に示す如く出力電圧Ｖｏｕｔの分母に（Ｃｆ＋Ｃｓ＋Ｃａ）×（Ｃｆ−Ｃａ）の項を有する。そのため、帰還キャパシタ４３２・４３３の容量Ｃｆ、可変容量型キャパシタ４１１・４１２の容量Ｃｓ、第一平衡キャパシタ４３６および第二平衡キャパシタ４３７の容量Ｃａの間でＣｆ≫ＣｓかつＣａ≫Ｃｓを満たしつつ（Ｃｆ−Ｃａ）を小さくすることにより、容量型検出回路４００の出力電圧Ｖｏｕｔの大きさ（出力ゲイン）を大きくすることが可能である。換言すれば、（Ｃｆ−Ｃａ）の大きさを調整することにより、容易に所望の出力ゲインを得ることが可能である。
これに対して、容量型検出回路４００の場合は、数２５に示す如く出力電圧Ｖｏｕｔの分母に（Ｃｆ＋Ｃｓ＋Ｃａ）×（Ｃｆ−Ｃａ）の項を有する。そのため、帰還キャパシタ４３２・４３３の容量Ｃｆ、可変容量型キャパシタ４１１・４１２の容量Ｃｓ、第一平衡キャパシタ４３６および第二平衡キャパシタ４３７の容量Ｃａの間でＣｆ≫ＣｓかつＣａ≫Ｃｓを満たしつつ（Ｃｆ−Ｃａ）を小さくすることにより、容量型検出回路４００の出力電圧Ｖｏｕｔの大きさ（出力ゲイン）を大きくすることが可能である。換言すれば、（Ｃｆ−Ｃａ）の大きさを調整することにより、容易に所望の出力ゲインを得ることが可能である。
また、容量型検出回路４００は、図３に示す容量型検出回路２００および図７に示す容量型検出回路３００と比較すると、全差動アンプ４３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）の変動をゼロにすることはできないため寄生キャパシタ４８１・４８２の電荷の移動が起こり、その分だけ容量型検出回路４００による物理量の検出精度が低下する。
しかし、容量型検出回路４００は図３に示す容量型検出回路２００の入力コモンモードフィードバック部３４０が有するモニタリングキャパシタ２４４・２４５、緩衝キャパシタ２４６・２４７、あるいは図７に示す容量型検出回路３００の入力コモンモードフィードバック部３４０が有するモニタリングキャパシタ３４３・３４４のように寄生キャパシタと同様に振る舞うキャパシタを有さないことから、これらのモニタリングキャパシタや緩衝キャパシタ等の容量の大きさによっては容量型検出回路４００の方が物理量の検出精度が高くなる。
しかし、容量型検出回路４００は図３に示す容量型検出回路２００の入力コモンモードフィードバック部３４０が有するモニタリングキャパシタ２４４・２４５、緩衝キャパシタ２４６・２４７、あるいは図７に示す容量型検出回路３００の入力コモンモードフィードバック部３４０が有するモニタリングキャパシタ３４３・３４４のように寄生キャパシタと同様に振る舞うキャパシタを有さないことから、これらのモニタリングキャパシタや緩衝キャパシタ等の容量の大きさによっては容量型検出回路４００の方が物理量の検出精度が高くなる。
以下では、図１１を用いて、本発明に係る容量型検出回路の第五実施例である容量型検出回路５００について説明する。
図１１に示す如く、容量型検出回路５００は主として検出部５１０、キャリア信号発生部５２０、Ｃ−Ｖ変換部５３０を具備する。
図１１に示す如く、容量型検出回路５００は主として検出部５１０、キャリア信号発生部５２０、Ｃ−Ｖ変換部５３０を具備する。
検出部５１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ５１１・５１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子５１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部５１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部５１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部５２０はキャリア信号を発生し、これを検出部５１０に入力するものである。
キャリア信号発生部５２０は、図１に示す容量型検出回路１００のキャリア信号発生部１２０とは異なり、二つの（二種類の）キャリア信号を発生する。キャリア信号発生部１２０により発生する二つのキャリア信号は、いずれもＨｉ信号とＬｏ信号とが交互に現れる矩形波であり、Ｈｉ信号の電圧はＶｍ、Ｌｏ信号の電圧は０Ｖである。
また、キャリア信号発生部１２０により発生する二つのキャリア信号は互いに逆位相となる。すなわち、一方のキャリア信号がＨｉ信号のときには他方のキャリア信号がＬｏ信号となり、一方のキャリア信号がＬｏ信号のときには他方のキャリア信号がＨｉ信号となる。
また、キャリア信号発生部１２０により発生する二つのキャリア信号は互いに逆位相となる。すなわち、一方のキャリア信号がＨｉ信号のときには他方のキャリア信号がＬｏ信号となり、一方のキャリア信号がＬｏ信号のときには他方のキャリア信号がＨｉ信号となる。
キャリア信号発生部１２０にて発生した一方のキャリア信号は、可変容量型キャパシタ１１１・１１２の共通端子１１０ａに入力される。
また、キャリア信号発生部１２０は第一逆相キャパシタ５２１および第二逆相キャパシタ５２２の一端に接続され、キャリア信号発生部１２０にて発生した他方のキャリア信号は、それぞれ第一逆相キャパシタ５２１および第二逆相キャパシタ５２２の一端に入力される。
第一逆相キャパシタ５２１の他端は可変容量型キャパシタ５１１と全差動アンプ５３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
第二逆相キャパシタ５２２の他端は可変容量型キャパシタ５１２と全差動アンプ５３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
また、キャリア信号発生部１２０は第一逆相キャパシタ５２１および第二逆相キャパシタ５２２の一端に接続され、キャリア信号発生部１２０にて発生した他方のキャリア信号は、それぞれ第一逆相キャパシタ５２１および第二逆相キャパシタ５２２の一端に入力される。
第一逆相キャパシタ５２１の他端は可変容量型キャパシタ５１１と全差動アンプ５３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続される。
第二逆相キャパシタ５２２の他端は可変容量型キャパシタ５１２と全差動アンプ５３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続される。
Ｃ−Ｖ変換部５３０は検出部５１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部５３０は主として全差動アンプ５３１、帰還キャパシタ５３２・５３３、帰還抵抗５３４・５３５等を有する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部５３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部５３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
可変容量型キャパシタ５１１、帰還キャパシタ５３２、第一逆相入力キャパシタ５２１および寄生キャパシタ５８１についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数２７で表され、可変容量型キャパシタ５１２、帰還キャパシタ５３３、第二逆相入力キャパシタ５２２および寄生キャパシタ５８２についての電荷と電極間電圧との関係は以下の数２８で表される。
また、本実施例では全差動アンプ５３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ５３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数２９で表される。
また、本実施例では全差動アンプ５３１の出力信号の平均値、すなわち全差動アンプ５３１の出力信号の中点電圧が０Ｖである場合には、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ１および反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力される出力信号の電位Ｖｏｕｔ２との関係は以下の数２９で表される。
数２７および数２８の左辺の和と右辺の和より、以下の数３０が導かれる。
数３０の右辺に数２９を代入することにより、Ｖｉは以下の数７で表される。
数２７および数２８の左辺の差と右辺の差より、以下の数３２が導かれる。
数３２の右辺に数３１を代入することにより、Ｖｏｕｔ１とＶｏｕｔ２との差分、すなわち全差動アンプ５３１の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の数３３で表される。
ここで、検出部５１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の容量（より厳密には、物理量が作用していないときの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の容量）Ｃｓと第一逆相入力キャパシタ５２１・第二逆相入力キャパシタ５２２の容量Ｃｈとが略同じとなるように設定する（Ｃｓ≒Ｃｈ）と、全差動アンプ５３１の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の数３４で表される。
キャリア信号発生回路５２０により発生するキャリア信号にノイズΔＶｍが重畳した場合における容量型検出回路５００の出力電圧Ｖｏｕｔは、数３４を用いて以下の数３５で表される。
数３４および数３５に示す如く、Ｃｓ≒Ｃｈとなるように第一逆相入力キャパシタ５２１・第二逆相入力キャパシタ５２２の容量を調整することにより、寄生キャパシタ５８１・５８２の容量Ｃｐが容量型検出回路５００の出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響を排除することが可能である。
以上の如く、容量型検出回路５００のキャリア信号発生部５２０は、
検出部５１０の共通端子５１０ａに入力するキャリア信号と逆位相となるキャリア信号を第一逆相入力キャパシタ５２１の一端および第二逆相入力キャパシタ５２２の一端に入力し、
第一逆相入力キャパシタ５２１の他端を、検出部５１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の一方（可変容量型キャパシタ５１１）とＣ−Ｖ変換部５３０の全差動アンプ５３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続するとともに、
第二逆相入力キャパシタ５２２の他端を、検出部５１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の他方（可変容量型キャパシタ５１２）とＣ−Ｖ変換部５３０の全差動アンプ５３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続するものである。
検出部５１０の共通端子５１０ａに入力するキャリア信号と逆位相となるキャリア信号を第一逆相入力キャパシタ５２１の一端および第二逆相入力キャパシタ５２２の一端に入力し、
第一逆相入力キャパシタ５２１の他端を、検出部５１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の一方（可変容量型キャパシタ５１１）とＣ−Ｖ変換部５３０の全差動アンプ５３１の反転入力端子（ＩＮ−）とを接続する配線の中途部に接続するとともに、
第二逆相入力キャパシタ５２２の他端を、検出部５１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の他方（可変容量型キャパシタ５１２）とＣ−Ｖ変換部５３０の全差動アンプ５３１の非反転入力端子（ＩＮ＋）とを接続する配線の中途部に接続するものである。
このように構成することは、以下の効果を奏する。
すなわち、数３１に示す容量型検出回路５００における全差動アンプ５３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位Ｖｉは、第一逆相入力キャパシタ５２１および第二逆相入力キャパシタ５２２の容量Ｃｈ＞０より、容量型検出回路１００における全差動アンプ１３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位Ｖｉに比べて小さくなる（数７および数１５参照）。
よって、容量型検出回路１００に比べて寄生キャパシタ５８１・５８２による物理量の検出精度低下への影響を低減することが可能であり、容量型検出回路５００による物理量の検出精度が向上する。
よって、容量型検出回路１００に比べて寄生キャパシタ５８１・５８２による物理量の検出精度低下への影響を低減することが可能であり、容量型検出回路５００による物理量の検出精度が向上する。
また、第一逆相入力キャパシタ５２１および第二逆相入力キャパシタ５２２の容量Ｃｈを、検出部５１０を構成する二つの可変容量型キャパシタ５１１・５１２の容量Ｃｓと略同じとする（Ｃｈ≒Ｃｓ）ことにより、寄生キャパシタ５８１・５８２による物理量の検出精度低下への影響を排除することが可能であり、容量型検出回路５００による物理量の検出精度が更に向上する。
以下では、図１２乃至図１７を用いて、本発明に係る容量型検出回路の第六実施例である容量型検出回路６００について説明する。
図１２に示す如く、容量型検出回路６００は主として検出部６１０、キャリア信号発生部６２０、Ｃ−Ｖ変換部６３０、復調部６５０を具備する。
図１２に示す如く、容量型検出回路６００は主として検出部６１０、キャリア信号発生部６２０、Ｃ−Ｖ変換部６３０、復調部６５０を具備する。
検出部６１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ６１１・６１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子６１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部６１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部６１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部６２０はキャリア信号を発生し、これを検出部６１０に入力するものである。
本実施例のキャリア信号発生部６２０は、一つの（一種類の）キャリア信号を発生する。
キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号はＨｉ信号とＬｏ信号とが交互に現れ、Ｈｉ信号の電圧はＶｃ、Ｌｏ信号の電圧は０Ｖである。また、Ｈｉ信号とＬｏ信号との間で移行するときに所定の変化率（単位時間当たりの電圧の変化量）となるように制御される。従って、キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号の形状は図１４の（ｂ）に示す如く、台形状となる。キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号の所定の変化率は、Ｃ−Ｖ変換部６３０の全差動アンプ６３１の応答速度以下に設定される。
ここで、「全差動アンプの応答速度」とは、「全差動アンプの反転出力端子および非反転出力端子から出力する出力信号が検出部からの電荷の移動量に応じた（略比例する）電位差となる状態」を満たすキャリア信号の変化率（単位時間当たりの電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔ））の上限値を指す。
キャリア信号発生部６２０にて発生したキャリア信号は可変容量型キャパシタ６１１・６１２の共通端子６１０ａに入力される。キャリア信号発生部６２０の詳細については後述する。
本実施例のキャリア信号発生部６２０は、一つの（一種類の）キャリア信号を発生する。
キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号はＨｉ信号とＬｏ信号とが交互に現れ、Ｈｉ信号の電圧はＶｃ、Ｌｏ信号の電圧は０Ｖである。また、Ｈｉ信号とＬｏ信号との間で移行するときに所定の変化率（単位時間当たりの電圧の変化量）となるように制御される。従って、キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号の形状は図１４の（ｂ）に示す如く、台形状となる。キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号の所定の変化率は、Ｃ−Ｖ変換部６３０の全差動アンプ６３１の応答速度以下に設定される。
ここで、「全差動アンプの応答速度」とは、「全差動アンプの反転出力端子および非反転出力端子から出力する出力信号が検出部からの電荷の移動量に応じた（略比例する）電位差となる状態」を満たすキャリア信号の変化率（単位時間当たりの電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔ））の上限値を指す。
キャリア信号発生部６２０にて発生したキャリア信号は可変容量型キャパシタ６１１・６１２の共通端子６１０ａに入力される。キャリア信号発生部６２０の詳細については後述する。
Ｃ−Ｖ変換部６３０は検出部６１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部６３０は主として全差動アンプ６３１、帰還キャパシタ６３２・６３３、帰還抵抗６３４・６３５等を有する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部６３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部６３０の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
復調部６５０はＣ−Ｖ変換部６３０から出力される出力信号をキャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調するものである。
復調部６５０はキャリア信号発生部６２０に接続され、キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号を取得する。
復調部６５０は取得したキャリア信号に基づいて、全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ１）および全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ２）を反転同期検波し、ＡＭ復調して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を出力する。
ここで、「キャリア信号に基づいて同期検波する」とは、キャリア信号のレベルがＨｉとＬｏとの間で切り替わるタイミングに合わせて（同期して）、二つの出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）の差の正負を切り替えたものを出力電圧（Ｖｏｕｔ）とすることを指す。
なお、本実施例ではキャリア信号が非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号（Ｖｏｕｔ１）に対して逆位相であるため、復調部６５０はキャリア信号の位相を反転させた上で同期検波（反転同期検波）している。
復調部６５０の詳細については後述する。
復調部６５０はキャリア信号発生部６２０に接続され、キャリア信号発生部６２０により発生するキャリア信号を取得する。
復調部６５０は取得したキャリア信号に基づいて、全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ１）および全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ２）を反転同期検波し、ＡＭ復調して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を出力する。
ここで、「キャリア信号に基づいて同期検波する」とは、キャリア信号のレベルがＨｉとＬｏとの間で切り替わるタイミングに合わせて（同期して）、二つの出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）の差の正負を切り替えたものを出力電圧（Ｖｏｕｔ）とすることを指す。
なお、本実施例ではキャリア信号が非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力される出力信号（Ｖｏｕｔ１）に対して逆位相であるため、復調部６５０はキャリア信号の位相を反転させた上で同期検波（反転同期検波）している。
復調部６５０の詳細については後述する。
以下では図１３乃至図１６を用いてキャリア信号発生部６２０の詳細について説明する。
図１３に示す如く、キャリア信号発生部６２０は、母線６２０ａ、母線６２０ｂ、キャリアクロック入力端子６２０ｃ、キャリア信号出力端子６２０ｄ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２２、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２３、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２４、一対のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂからなるカレントミラー回路６２５、電流源６２６、一対のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂからなるカレントミラー回路６２７、電流源６２８、キャパシタ６２９を具備する。
図１３に示す如く、キャリア信号発生部６２０は、母線６２０ａ、母線６２０ｂ、キャリアクロック入力端子６２０ｃ、キャリア信号出力端子６２０ｄ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２２、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２３、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ６２４、一対のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂからなるカレントミラー回路６２５、電流源６２６、一対のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂからなるカレントミラー回路６２７、電流源６２８、キャパシタ６２９を具備する。
母線６２０ａの電位はＶｃ、母線６２０ｂの電位は０Ｖに保持される。キャリアクロック入力端子６２０ｃにはキャリア信号発生部６２０に所定の周波数のクロック信号（キャリアクロック信号）が入力される。
キャリアクロック入力端子６２０ｃはスイッチ６２１のゲートおよびスイッチ６２２のゲートに接続される。スイッチ６２１のソースは母線６２０ａに接続される。スイッチ６２２のソースは母線６２０ｂに接続される。スイッチ６２１のドレイン、スイッチ６２２のドレイン、スイッチ６２３のゲートおよびスイッチ６２４のゲートは相互に接続される。スイッチ６２３のソースは母線６２０ａに接続される。スイッチ６２３のドレインは電流源６２６の一端に接続される。電流源６２６の他端は母線６２０ｂに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのソースおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのソースは母線６２０ａに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのドレイン、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのゲートおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのゲートは電流源６２６の一端に接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのドレインはキャリア信号出力端子６２０ｄに接続される。電流源６２８の一端は母線６２０ａに接続される。電流源６２８の他端はスイッチ６２４のドレイン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのドレイン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのゲートおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのゲートに接続される。スイッチ６２４のソース、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのソースおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのソースは母線６２０ｂに接続される。キャパシタ６２９の一端はキャリア信号出力端子６２０ｄに接続され、キャパシタ６２９の他端は母線６２０ｂに接続される。
キャリアクロック入力端子６２０ｃはスイッチ６２１のゲートおよびスイッチ６２２のゲートに接続される。スイッチ６２１のソースは母線６２０ａに接続される。スイッチ６２２のソースは母線６２０ｂに接続される。スイッチ６２１のドレイン、スイッチ６２２のドレイン、スイッチ６２３のゲートおよびスイッチ６２４のゲートは相互に接続される。スイッチ６２３のソースは母線６２０ａに接続される。スイッチ６２３のドレインは電流源６２６の一端に接続される。電流源６２６の他端は母線６２０ｂに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのソースおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのソースは母線６２０ａに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのドレイン、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのゲートおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのゲートは電流源６２６の一端に接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのドレインはキャリア信号出力端子６２０ｄに接続される。電流源６２８の一端は母線６２０ａに接続される。電流源６２８の他端はスイッチ６２４のドレイン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのドレイン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのゲートおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのゲートに接続される。スイッチ６２４のソース、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのソースおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのソースは母線６２０ｂに接続される。キャパシタ６２９の一端はキャリア信号出力端子６２０ｄに接続され、キャパシタ６２９の他端は母線６２０ｂに接続される。
キャリア信号発生部６２０のキャリアクロック入力端子６２０ｃに入力されるクロック信号のレベルがＬｏになると、スイッチ６２１およびスイッチ６２２のゲート電圧が下降し、スイッチ６２１はオン、スイッチ６２２はオフになる。
スイッチ６２１がオンになり、かつスイッチ６２２がオフになると、スイッチ６２３およびスイッチ６２４のゲート電圧がＶｃまで上昇し、スイッチ６２３はオフ、スイッチ６２４はオンになる。
スイッチ６２３がオフになると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂのゲート電圧が電流源６２６により所定の値に保持される。その結果、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂはオンになり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのソース−ドレイン間の電流値およびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのソース−ドレイン間の電流値は略一定に保持される。
スイッチ６２４がオンになると、カレントミラー回路６２７を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂのゲート電圧が０Ｖに保持され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂはオフになる。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂがオンになり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂがオフになることにより、母線６２０ａからＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂを経てキャパシタ６２９に電流が流入し、キャパシタ６２９の両端電圧は最終的にはＶｃまで上昇する。このとき、母線６２０ａからキャパシタ６２９に流入する電流はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのソース−ドレイン間を通過するため、その電流値は略一定に保持される。
その結果、キャパシタ６２９の両端電圧の上昇速度（ｄＶ／ｄｔ）は略一定となる。
スイッチ６２１がオンになり、かつスイッチ６２２がオフになると、スイッチ６２３およびスイッチ６２４のゲート電圧がＶｃまで上昇し、スイッチ６２３はオフ、スイッチ６２４はオンになる。
スイッチ６２３がオフになると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂのゲート電圧が電流源６２６により所定の値に保持される。その結果、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂはオンになり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａのソース−ドレイン間の電流値およびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのソース−ドレイン間の電流値は略一定に保持される。
スイッチ６２４がオンになると、カレントミラー回路６２７を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂのゲート電圧が０Ｖに保持され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂはオフになる。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂがオンになり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂがオフになることにより、母線６２０ａからＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂを経てキャパシタ６２９に電流が流入し、キャパシタ６２９の両端電圧は最終的にはＶｃまで上昇する。このとき、母線６２０ａからキャパシタ６２９に流入する電流はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂのソース−ドレイン間を通過するため、その電流値は略一定に保持される。
その結果、キャパシタ６２９の両端電圧の上昇速度（ｄＶ／ｄｔ）は略一定となる。
キャリア信号発生部６２０のキャリアクロック入力端子６２０ｃに入力されるクロック信号のレベルがＨｉになると、スイッチ６２１およびスイッチ６２２のゲート電圧が上昇し、スイッチ６２１はオフ、スイッチ６２２はオンになる。
スイッチ６２１がオフになり、かつスイッチ６２２がオンになると、スイッチ６２３およびスイッチ６２４のゲート電圧が０Ｖに下降し、スイッチ６２３はオン、スイッチ６２４はオフになる。
スイッチ６２３がオンになると、カレントミラー回路６２５を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂのゲート電圧がＶｃに保持され、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂはオフになる。
スイッチ６２４がオフになると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂのゲート電圧が電流源６２８により所定の値に保持される。その結果、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂはオンになり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのソース−ドレイン間の電流値およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのソース−ドレイン間の電流値は略一定に保持される。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂがオフになり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂがオンになることにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂを通じてキャパシタ６２９の両端が短絡され、キャパシタ６２９の両端電圧は最終的には０Ｖまで下降する。このとき、キャパシタ６２９の一方の電極からＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂを経てキャパシタ６２９の他方の電極に流れる電流はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのソース−ドレイン間を通過するため、その電流値は略一定に保持される。
その結果、キャパシタ６２９の両端電圧の下降速度（ｄＶ／ｄｔ）は略一定となる。
スイッチ６２１がオフになり、かつスイッチ６２２がオンになると、スイッチ６２３およびスイッチ６２４のゲート電圧が０Ｖに下降し、スイッチ６２３はオン、スイッチ６２４はオフになる。
スイッチ６２３がオンになると、カレントミラー回路６２５を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂのゲート電圧がＶｃに保持され、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ａ・６２５ｂはオフになる。
スイッチ６２４がオフになると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂのゲート電圧が電流源６２８により所定の値に保持される。その結果、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａ・６２７ｂはオンになり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ａのソース−ドレイン間の電流値およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのソース−ドレイン間の電流値は略一定に保持される。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６２５ｂがオフになり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂがオンになることにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂを通じてキャパシタ６２９の両端が短絡され、キャパシタ６２９の両端電圧は最終的には０Ｖまで下降する。このとき、キャパシタ６２９の一方の電極からＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂを経てキャパシタ６２９の他方の電極に流れる電流はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６２７ｂのソース−ドレイン間を通過するため、その電流値は略一定に保持される。
その結果、キャパシタ６２９の両端電圧の下降速度（ｄＶ／ｄｔ）は略一定となる。
従って、図１４の（ａ）に示す如く、キャリア信号発生部６２０の一実施例のキャリアクロック入力端子６２０ｃに所定の周波数でレベルがＨｉとＬｏとの間で切り替わる信号（キャリアクロック信号）が入力されると、図１４の（ｂ）に示す如く、キャリア信号出力端子６２０ｄから台形状のキャリア信号が出力され、検出部６１０の共通端子６１０ａに入力される。
キャパシタ６２９の容量を調整することにより、キャリア信号のレベルがＨｉとＬｏとの間で切り替わるときの電位の傾き、すなわちキャリア信号の変化率（ｄＶ／ｄｔ）を所望の値とすることが可能である。
キャパシタ６２９の容量を調整してキャリア信号の変化率（ｄＶ／ｄｔ）を全差動アンプ６３１の応答速度以下に設定することにより、図１５の（ａ）および（ｂ）に示す如く、全差動アンプ６３１の出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）、ひいては全差動アンプ６３１の出力電圧（Ｖｏｕｔ）はキャリア信号の変化に追従することが可能である。
その結果、図１５の（ｃ）に示す如く、全差動アンプ６３１の出力電圧にはスパイク状の誤差成分が現れる。
キャパシタ６２９の容量を調整してキャリア信号の変化率（ｄＶ／ｄｔ）を全差動アンプ６３１の応答速度以下に設定することにより、図１５の（ａ）および（ｂ）に示す如く、全差動アンプ６３１の出力信号（Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２）、ひいては全差動アンプ６３１の出力電圧（Ｖｏｕｔ）はキャリア信号の変化に追従することが可能である。
その結果、図１５の（ｃ）に示す如く、全差動アンプ６３１の出力電圧にはスパイク状の誤差成分が現れる。
なお、反転同期検波を行う場合には図１６の（ｃ）に示す如く、矩形状のキャリア信号を検出部に入力した場合にも全差動アンプの出力電圧にはスパイク状の誤差成分が現れる。すなわち、反転同期検波を行う場合にはキャリア信号が矩形波であるか台形波であるかに関わらず全差動アンプの出力電圧にはスパイク状の誤差成分が現れることとなる。
しかし、図１６の（ｃ）に示す誤差成分の傾き（ｄＶ／ｄｔ）は、全差動アンプの正常な動作に基づくものではないため定量的に把握することが困難であるのに対し、図１５の（ｃ）に示す誤差成分の傾き（ｄＶ／ｄｔ）は全差動アンプ６３１の正常な動作に基づくものであることから定量的に把握することが容易である。
従って、容量型検出回路６００は当該誤差成分自体を出力電圧（Ｖｏｕｔ）から完全に排除することはできないものの、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の検出を安定的に行うことが可能である。
しかし、図１６の（ｃ）に示す誤差成分の傾き（ｄＶ／ｄｔ）は、全差動アンプの正常な動作に基づくものではないため定量的に把握することが困難であるのに対し、図１５の（ｃ）に示す誤差成分の傾き（ｄＶ／ｄｔ）は全差動アンプ６３１の正常な動作に基づくものであることから定量的に把握することが容易である。
従って、容量型検出回路６００は当該誤差成分自体を出力電圧（Ｖｏｕｔ）から完全に排除することはできないものの、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の検出を安定的に行うことが可能である。
なお、本実施例のキャリア信号発生部６２０は母線６２０ａ、母線６２０ｂ、キャリアクロック入力端子６２０ｃ、キャリア信号出力端子６２０ｄ、スイッチ６２１、スイッチ６２２、スイッチ６２３、スイッチ６２４、カレントミラー回路６２５、電流源６２６、カレントミラー回路６２７、電流源６２８、キャパシタ６２９を具備する構成としたが、本発明に係るキャリア信号発生部はこれに限定されず、同様の効果を奏するものであれば他の構成としても良い。
以下では図１７を用いて復調部６５０の詳細について説明する。
図１７に示す如く、復調部６５０は第一入力端子６５０ａ、第二入力端子６５０ｂ、第一出力端子６５０ｃ、第二出力端子６５０ｄ、第一スイッチ６５１、第二スイッチ６５２、第三スイッチ６５３、第四スイッチ６５４を具備する。
図１７に示す如く、復調部６５０は第一入力端子６５０ａ、第二入力端子６５０ｂ、第一出力端子６５０ｃ、第二出力端子６５０ｄ、第一スイッチ６５１、第二スイッチ６５２、第三スイッチ６５３、第四スイッチ６５４を具備する。
第一入力端子６５０ａは全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）に接続され、第二入力端子６５０ｂは全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）に接続される。
第一スイッチ６５１は第一入力端子６５０ａと第一出力端子６５０ｃとの間のオン・オフを行うスイッチである。第二スイッチ６５２は第二入力端子６５０ｂと第一出力端子６５０ｃとの間のオン・オフを行うスイッチである。第三スイッチ６５３は第一入力端子６５０ａと第二出力端子６５０ｄとの間のオン・オフを行うスイッチである。第四スイッチ６５４は第二入力端子６５０ｂと第二出力端子６５０ｄとの間のオン・オフを行うスイッチである。
第一スイッチ６５１は第一入力端子６５０ａと第一出力端子６５０ｃとの間のオン・オフを行うスイッチである。第二スイッチ６５２は第二入力端子６５０ｂと第一出力端子６５０ｃとの間のオン・オフを行うスイッチである。第三スイッチ６５３は第一入力端子６５０ａと第二出力端子６５０ｄとの間のオン・オフを行うスイッチである。第四スイッチ６５４は第二入力端子６５０ｂと第二出力端子６５０ｄとの間のオン・オフを行うスイッチである。
第一スイッチ６５１、第二スイッチ６５２、第三スイッチ６５３、第四スイッチ６５４は、キャリア信号発生部６２０から取得したキャリア信号に基づいてスイッチング動作を行う。
第一スイッチ６５１、第四スイッチ６５４はキャリア信号がＬｏのときにオン、Ｈｉのときにオフとし、第二スイッチ６５２、第三スイッチ６５３はキャリア信号がＨｉのときにオン、Ｌｏのときにオフとする構成とする。
この場合、キャリア信号がＬｏレベルのときには第一スイッチ６５１および第四スイッチ６５４がオンになるとともに第二スイッチ６５２および第三スイッチ６５３がオフとなり、全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ１）は第一出力端子６５０ｃから出力されるとともに全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ２）は第二出力端子６５０ｄから出力される。また、キャリア信号がＨｉレベルのときには第一スイッチ６５１および第四スイッチ６５４がオフになるとともに第二スイッチ６５２および第三スイッチ６５３がオンとなり、全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ１）は第二出力端子６５０ｄから出力されるとともに全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ２）は第一出力端子６５０ｃから出力される。
このように構成することにより、図１５の（ｃ）および図１６の（ｃ）に示す誤差成分を除いて、第一出力端子６５０ｃから出力される出力信号の電位は第二出力端子６５０ｄから出力される出力信号の電位よりも高くなる。すなわち、出力信号がＡＭ復調される。
この場合、キャリア信号がＬｏレベルのときには第一スイッチ６５１および第四スイッチ６５４がオンになるとともに第二スイッチ６５２および第三スイッチ６５３がオフとなり、全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ１）は第一出力端子６５０ｃから出力されるとともに全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ２）は第二出力端子６５０ｄから出力される。また、キャリア信号がＨｉレベルのときには第一スイッチ６５１および第四スイッチ６５４がオフになるとともに第二スイッチ６５２および第三スイッチ６５３がオンとなり、全差動アンプ６３１の非反転出力端子（ＯＵＴ＋）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ１）は第二出力端子６５０ｄから出力されるとともに全差動アンプ６３１の反転出力端子（ＯＵＴ−）から出力された出力信号（Ｖｏｕｔ２）は第一出力端子６５０ｃから出力される。
このように構成することにより、図１５の（ｃ）および図１６の（ｃ）に示す誤差成分を除いて、第一出力端子６５０ｃから出力される出力信号の電位は第二出力端子６５０ｄから出力される出力信号の電位よりも高くなる。すなわち、出力信号がＡＭ復調される。
なお、本実施例の復調部６５０は第一スイッチ６５１乃至第四スイッチ６５４からなる四つのスイッチにて構成したが、本発明に係る復調部と同様の効果を奏するものであれば、他の構成でも良い。
以下では図１８および図１９を用いて本発明に係る容量型検出回路の第七実施例である容量型検出回路７００について説明する。
図１８に示す如く、容量型検出回路７００は主として検出部７１０、キャリア信号発生部７２０、Ｃ−Ｖ変換部７３０、入力コモンモードフィードバック部７４０、復調部７５０を具備する。
図１８に示す如く、容量型検出回路７００は主として検出部７１０、キャリア信号発生部７２０、Ｃ−Ｖ変換部７３０、入力コモンモードフィードバック部７４０、復調部７５０を具備する。
検出部７１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ７１１・７１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子７１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部７１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部７１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部７２０はキャリア信号を発生し、これを検出部７１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部７２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部７２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部７３０は検出部７１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部７３０は主として全差動アンプ７３１、帰還キャパシタ７３２・７３３、帰還スイッチ７３４・７３５等を有する。
本実施例のＣ−Ｖ変換部７３０における全差動アンプ７３１および帰還キャパシタ７３２・７３３の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０における全差動アンプ１３１および帰還キャパシタ１３２・１３３と略同じであるが、帰還抵抗１３４・１３５に代えて帰還スイッチ７３４・７３５を有する点が異なる。
本実施例のＣ−Ｖ変換部７３０における全差動アンプ７３１および帰還キャパシタ７３２・７３３の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０における全差動アンプ１３１および帰還キャパシタ１３２・１３３と略同じであるが、帰還抵抗１３４・１３５に代えて帰還スイッチ７３４・７３５を有する点が異なる。
入力コモンモードフィードバック部７４０は検出部７１０の二つの可変容量型キャパシタ７１１・７１２の非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部７３０の全差動アンプ７３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するものである。
図１８に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部７４０は、主としてアンプ７４１、電源７４２、帰還スイッチ７４３、モニタリングキャパシタ７４４・７４５、緩衝キャパシタ７４６・７４７等を具備する。
本実施例の入力コモンモードフィードバック部７４０におけるアンプ７４１、電源７４２、モニタリングキャパシタ７４４・７４５および緩衝キャパシタ７４６・７４７の構成は図３に示す入力コモンモードフィードバック部２４０におけるアンプ２４１、電源２４２、モニタリングキャパシタ２４４・２４５および緩衝キャパシタ２４６・２４７と略同じであるが、帰還抵抗２４３に代えて帰還スイッチ７４３を有する点が異なる。
図１８に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部７４０は、主としてアンプ７４１、電源７４２、帰還スイッチ７４３、モニタリングキャパシタ７４４・７４５、緩衝キャパシタ７４６・７４７等を具備する。
本実施例の入力コモンモードフィードバック部７４０におけるアンプ７４１、電源７４２、モニタリングキャパシタ７４４・７４５および緩衝キャパシタ７４６・７４７の構成は図３に示す入力コモンモードフィードバック部２４０におけるアンプ２４１、電源２４２、モニタリングキャパシタ２４４・２４５および緩衝キャパシタ２４６・２４７と略同じであるが、帰還抵抗２４３に代えて帰還スイッチ７４３を有する点が異なる。
復調部７５０はＣ−Ｖ変換部７３０から出力される出力信号をキャリア信号発生部７２０により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調するものである。
本実施例の復調部７５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
本実施例の復調部７５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
図１９の（ａ）および（ｂ）に示す如く、容量型検出回路７００では、帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３を、キャリア信号の一周期以上の間隔で、キャリア信号がＬｏレベルのときにオンにする。また、容量型検出回路７００では出力信号をＡＭ復調して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を発生する際に反転同期検波を行う。
このように、帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３がオンになる周期をキャリア信号の周期よりも長くすることにより、図１９の（ｃ）に示す如く、帰還キャパシタ７３２・７３３の直流動作点を定めるべく帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３をオンにする際にスイッチングノイズは生じるものの、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の平滑化レベルへの影響を低減することが可能であり、容量型検出回路７００による物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
このように、帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３がオンになる周期をキャリア信号の周期よりも長くすることにより、図１９の（ｃ）に示す如く、帰還キャパシタ７３２・７３３の直流動作点を定めるべく帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３をオンにする際にスイッチングノイズは生じるものの、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の平滑化レベルへの影響を低減することが可能であり、容量型検出回路７００による物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
なお、容量型検出回路７００を角速度センサとして用いる場合、帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３がオンになる周期が角速度センサの駆動周期と異なり、かつ帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３がオンになったときのレベル誤差が残存している場合には出力電圧（Ｖｏｕｔ）にビートが発生する。
よって、この場合には帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３がオンになる周期と角速度センサの駆動周期とを同期させることが望ましい。
よって、この場合には帰還スイッチ７３４・７３５および帰還スイッチ７４３がオンになる周期と角速度センサの駆動周期とを同期させることが望ましい。
以下では、図２０を用いて本発明に係る容量型検出回路の第八実施例である容量型検出回路８００について説明する。
図２０に示す如く、容量型検出回路８００は主として検出部８１０、キャリア信号発生部８２０、Ｃ−Ｖ変換部８３０、入力コモンモードフィードバック部８４０、復調部８５０を具備する。
図２０に示す如く、容量型検出回路８００は主として検出部８１０、キャリア信号発生部８２０、Ｃ−Ｖ変換部８３０、入力コモンモードフィードバック部８４０、復調部８５０を具備する。
検出部８１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ８１１・８１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子８１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部８１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部８１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部８２０はキャリア信号を発生し、これを検出部８１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部８２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部８２０の構成は図１に示すキャリア信号発生部１２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部８３０は検出部８１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部８３０は主として全差動アンプ８３１、帰還キャパシタ８３２・８３３、帰還スイッチ８３４・８３５等を有する。
本実施例のＣ−Ｖ変換部８３０における全差動アンプ８３１および帰還キャパシタ８３２・８３３の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０における全差動アンプ１３１および帰還キャパシタ１３２・１３３と略同じであるが、帰還抵抗１３４・１３５に代えて帰還スイッチ８３４・８３５を有する点が異なる。
本実施例のＣ−Ｖ変換部８３０における全差動アンプ８３１および帰還キャパシタ８３２・８３３の構成は図１に示すＣ−Ｖ変換部１３０における全差動アンプ１３１および帰還キャパシタ１３２・１３３と略同じであるが、帰還抵抗１３４・１３５に代えて帰還スイッチ８３４・８３５を有する点が異なる。
入力コモンモードフィードバック部８４０は検出部８１０の二つの可変容量型キャパシタ８１１・８１２の非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部８３０の全差動アンプ８３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するものである。
図２０に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部８４０は、主としてアンプ８４１、電源８４２、モニタリングキャパシタ８４３・８４４、帰還スイッチ８４５等を具備する。
本実施例の入力コモンモードフィードバック部８４０におけるアンプ８４１、電源８４２、モニタリングキャパシタ８４３・８４４の構成は図７に示す入力コモンモードフィードバック部３４０におけるアンプ３４１、電源３４２、モニタリングキャパシタ３４３・３４４と略同じであるが、抵抗３４５・３４６に代えて帰還スイッチ８４５を有する点が異なる。
図２０に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部８４０は、主としてアンプ８４１、電源８４２、モニタリングキャパシタ８４３・８４４、帰還スイッチ８４５等を具備する。
本実施例の入力コモンモードフィードバック部８４０におけるアンプ８４１、電源８４２、モニタリングキャパシタ８４３・８４４の構成は図７に示す入力コモンモードフィードバック部３４０におけるアンプ３４１、電源３４２、モニタリングキャパシタ３４３・３４４と略同じであるが、抵抗３４５・３４６に代えて帰還スイッチ８４５を有する点が異なる。
復調部８５０はＣ−Ｖ変換部８３０から出力される出力信号をキャリア信号発生部８２０により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調するものである。
本実施例の復調部８５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
本実施例の復調部８５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
容量型検出回路８００では、図１８に示す容量型検出回路７００と同様に、帰還スイッチ８３４・８３５および帰還スイッチ８４５を、キャリア信号の一周期以上の間隔で、キャリア信号がＬｏレベルのときにオンにする。また、容量型検出回路８００では出力信号をＡＭ復調して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を発生する際に反転同期検波を行う。
このように、帰還スイッチ８３４・８３５および帰還スイッチ８４５がオンになる周期をキャリア信号の周期よりも長くすることにより、帰還キャパシタ８３２・８３３の直流動作点を定めるべく帰還スイッチ８３４・８３５および帰還スイッチ８４５をオンにする際にスイッチングノイズは生じるものの、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の平滑化レベルへの影響を低減することが可能であり、容量型検出回路８００による物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
このように、帰還スイッチ８３４・８３５および帰還スイッチ８４５がオンになる周期をキャリア信号の周期よりも長くすることにより、帰還キャパシタ８３２・８３３の直流動作点を定めるべく帰還スイッチ８３４・８３５および帰還スイッチ８４５をオンにする際にスイッチングノイズは生じるものの、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の平滑化レベルへの影響を低減することが可能であり、容量型検出回路８００による物理量（圧力、加速度、角速度等）の検出精度を向上することが可能である。
以下では、図２１を用いて本発明に係る容量型検出回路の第九実施例である容量型検出回路９００について説明する。
図２１に示す如く、容量型検出回路９００は主として検出部９１０、キャリア信号発生部９２０、Ｃ−Ｖ変換部９３０、入力コモンモードフィードバック部９４０、復調部９５０を具備する。
図２１に示す如く、容量型検出回路９００は主として検出部９１０、キャリア信号発生部９２０、Ｃ−Ｖ変換部９３０、入力コモンモードフィードバック部９４０、復調部９５０を具備する。
検出部９１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ９１１・９１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子９１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部９１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部９１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部９２０はキャリア信号を発生し、これを検出部９１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部９２０の構成は図１２に示すキャリア信号発生部６２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部９２０の構成は図１２に示すキャリア信号発生部６２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部９３０は検出部９１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部９３０は主として全差動アンプ９３１、帰還キャパシタ９３２・９３３、帰還スイッチ９３４・９３５、第一平衡キャパシタ９３６、第二平衡キャパシタ９３７等を有する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部９３０のうち、帰還スイッチ９３４・９３５を除く部分の構成は図１０に示すＣ−Ｖ変換部４３０のうち、帰還抵抗４３４・４３５を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部９３０のうち、帰還スイッチ９３４・９３５を除く部分の構成は図１０に示すＣ−Ｖ変換部４３０のうち、帰還抵抗４３４・４３５を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
入力コモンモードフィードバック部９４０は検出部９１０の二つの可変容量型キャパシタ９１１・９１２の非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部９３０の全差動アンプ９３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するものである。
図２１に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部９４０は、主としてアンプ９４１、電源９４２、帰還スイッチ９４３、モニタリングキャパシタ９４４・９４５、緩衝キャパシタ９４６・９４７等を具備する。
なお、本実施例の入力コモンモードフィードバック部９４０のうち、帰還スイッチ９４３を除く部分の構成は図３に示す入力コモンモードフィードバック部２４０のうち、抵抗２４３を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
図２１に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部９４０は、主としてアンプ９４１、電源９４２、帰還スイッチ９４３、モニタリングキャパシタ９４４・９４５、緩衝キャパシタ９４６・９４７等を具備する。
なお、本実施例の入力コモンモードフィードバック部９４０のうち、帰還スイッチ９４３を除く部分の構成は図３に示す入力コモンモードフィードバック部２４０のうち、抵抗２４３を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
復調部９５０はＣ−Ｖ変換部９３０から出力される出力信号をキャリア信号発生部９２０により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調するものである。
本実施例の復調部９５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
本実施例の復調部９５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
容量型検出回路９００では、図１８に示す容量型検出回路７００と同様に、帰還スイッチ９３４・９３５および帰還スイッチ９４３を、キャリア信号の一周期以上の間隔で、キャリア信号がＬｏレベルのときにオンにする。また、容量型検出回路９００では出力信号をＡＭ復調して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を発生する際に反転同期検波を行う。
以上の如く、容量型検出回路９００は、図１に示す容量型検出回路１００、図３に示す容量型検出回路２００、図１０に示す容量型検出回路４００、図１２に示す容量型検出回路６００、および図１８に示す容量型検出回路７００を組み合わせたものであり、これらと同様の効果を奏する。
以下では、図２２を用いて本発明に係る容量型検出回路の第十実施例である容量型検出回路１０００について説明する。
図２２に示す如く、容量型検出回路１０００は主として検出部１０１０、キャリア信号発生部１０２０、Ｃ−Ｖ変換部１０３０、入力コモンモードフィードバック部１０４０、復調部１０５０を具備する。
図２２に示す如く、容量型検出回路１０００は主として検出部１０１０、キャリア信号発生部１０２０、Ｃ−Ｖ変換部１０３０、入力コモンモードフィードバック部１０４０、復調部１０５０を具備する。
検出部１０１０は物理量（例えば、圧力、加速度、角速度等）の変化を検出するものであり、可変容量型キャパシタ１０１１・１０１２を具備し、これらの一端同士が接続されて共通端子１０１０ａを成す。
なお、本実施例の検出部１０１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例の検出部１０１０の構成は図１に示す検出部１１０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
キャリア信号発生部１０２０はキャリア信号を発生し、これを検出部１０１０に入力するものである。
なお、本実施例のキャリア信号発生部１０２０の構成は図１２に示すキャリア信号発生部６２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のキャリア信号発生部１０２０の構成は図１２に示すキャリア信号発生部６２０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
Ｃ−Ｖ変換部１０３０は検出部１０１０から移動してきた電荷の量に応じた出力電圧を有する出力信号を出力するものである。Ｃ−Ｖ変換部１０３０は主として全差動アンプ１０３１、帰還キャパシタ１０３２・１０３３、帰還スイッチ１０３４・１０３５、第一平衡キャパシタ１０３６、第二平衡キャパシタ１０３７等を有する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部１０３０のうち、帰還スイッチ１０３４・１０３５を除く部分の構成は図１０に示すＣ−Ｖ変換部４３０のうち、帰還抵抗４３４・４３５を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
なお、本実施例のＣ−Ｖ変換部１０３０のうち、帰還スイッチ１０３４・１０３５を除く部分の構成は図１０に示すＣ−Ｖ変換部４３０のうち、帰還抵抗４３４・４３５を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
入力コモンモードフィードバック部１０４０は検出部１０１０の二つの可変容量型キャパシタ１０１１・１０１２の非共通端子からそれぞれＣ−Ｖ変換部１０３０の全差動アンプ１０３１の反転入力端子（ＩＮ−）および非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力される入力信号の電位の平均値、すなわち入力信号の中点電圧を所定電圧に保持するものである。
図２２に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部１０４０は、主としてアンプ１０４１、電源１０４２、モニタリングキャパシタ１０４３・１０４４、帰還スイッチ１０４５等を具備する。
なお、本実施例の入力コモンモードフィードバック部１０４０のうち、帰還スイッチ９４３を除く部分の構成は図７に示す入力コモンモードフィードバック部３４０のうち、抵抗３４５・３４６を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
図２２に示す如く、本実施例の入力コモンモードフィードバック部１０４０は、主としてアンプ１０４１、電源１０４２、モニタリングキャパシタ１０４３・１０４４、帰還スイッチ１０４５等を具備する。
なお、本実施例の入力コモンモードフィードバック部１０４０のうち、帰還スイッチ９４３を除く部分の構成は図７に示す入力コモンモードフィードバック部３４０のうち、抵抗３４５・３４６を除く部分と略同じであることから詳細な説明を省略する。
復調部１０５０はＣ−Ｖ変換部１０３０から出力される出力信号をキャリア信号発生部１０２０により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調するものである。
本実施例の復調部１０５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
本実施例の復調部１０５０の構成は図１２に示す復調部６５０と略同じであることから詳細な説明を省略する。
容量型検出回路１０００では、図１８に示す容量型検出回路７００と同様に、帰還スイッチ１０３４・１０３５および帰還スイッチ１０４５を、キャリア信号の一周期以上の間隔で、キャリア信号がＬｏレベルのときにオンにする。また、容量型検出回路１０００では出力信号をＡＭ復調して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を発生する際に反転同期検波を行う。
以上の如く、容量型検出回路１０００は、図１に示す容量型検出回路１００、図７に示す容量型検出回路３００、図１０に示す容量型検出回路４００、図１２に示す容量型検出回路６００、および図１８に示す容量型検出回路７００を組み合わせたものであり、これらと同様の効果を奏する。
本発明に係る容量型検出回路の第一実施例（容量型検出回路１００）から第十実施例（容量型検出回路１０００）では、Ｃ−Ｖ変換部が有する全差動アンプとしてＴｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプおよび折り返しカスコード型の全差動アンプを例示したが、これらに限定されず、同様の動作を行う他の回路でも良い。また、全差動アンプに接続される帰還キャパシタに並列的に接続される帰還スイッチの接続位置等は全差動アンプの構成等に応じて適宜変更することが可能である。図１８に示す第七実施例（容量型検出回路１００）では、全差動アンプが折り返しカスコード型の全差動アンプである場合の例を示すものである。
本発明に係る容量型検出回路の第二実施例（容量型検出回路２００）および第三実施例（容量型検出回路３００）では、説明の便宜上、入力コモンモードフィードバック部が有するアンプがシングルエンド出力のオペアンプである場合を例示したが、本発明に係る容量型検出回路の入力コモンモードフィードバック部はこれに限定されず、例えば図２３に示す如き同様の動作を実現できる他の構成を用いても良い。
図３のアンプ２４１、図７のアンプ３４１、図１８のアンプ７４１、図２０のアンプ８４１は、図２３に示す回路９０に置き換えることが可能である。
回路９０はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９１・９２、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９３・９４・９５、スイッチ９６ａ・９６ｂ・９６ｃ・９６ｄ、キャパシタ９７を具備する。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９１・９２およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９３・９４のゲートは所定のバイアス電圧に保持される。スイッチ９６ａ・９６ｂは図１８における帰還スイッチ７４３と同相、スイッチ９６ｃ・９６ｄは図１８における帰還スイッチ７４３と逆相でスイッチング動作を行う。
回路９０はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９１・９２、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９３・９４・９５、スイッチ９６ａ・９６ｂ・９６ｃ・９６ｄ、キャパシタ９７を具備する。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９１・９２およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９３・９４のゲートは所定のバイアス電圧に保持される。スイッチ９６ａ・９６ｂは図１８における帰還スイッチ７４３と同相、スイッチ９６ｃ・９６ｄは図１８における帰還スイッチ７４３と逆相でスイッチング動作を行う。
１００ 容量型検出回路（第一実施例）
１１０ 検出部
１１０ａ 共通端子
１１１・１１２ 可変容量型キャパシタ
１２０ キャリア信号発生部
１３０ Ｃ−Ｖ変換部
１３１ 全差動アンプ
１１０ 検出部
１１０ａ 共通端子
１１１・１１２ 可変容量型キャパシタ
１２０ キャリア信号発生部
１３０ Ｃ−Ｖ変換部
１３１ 全差動アンプ
Claims (9)
- 少なくとも一方の容量が可変である二つのキャパシタを有し、これらのキャパシタの一端同士を接続して当該接続部分を共通端子とするとともにこれらのキャパシタの他端をそれぞれ非共通端子とする検出部と、
キャリア信号を発生して前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号発生部と、
前記検出部が有する二つのキャパシタの非共通端子がそれぞれ反転入力端子および非反転入力端子に接続され、当該二つのキャパシタの非共通端子からの電荷の移動量に応じた電位差となる出力信号を反転出力端子および非反転出力端子から出力する全差動アンプを有するＣ−Ｖ変換部と、
を具備することを特徴とする容量型検出回路。 - 前記全差動アンプの出力信号の中点電圧を所定電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の容量型検出回路。
- 前記検出部の二つのキャパシタの非共通端子からそれぞれ前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプに入力される入力信号の中点電圧を所定電圧に保持する入力コモンモードフィードバック部を具備することを特徴とする請求項１に記載の容量型検出回路。
- 前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプとして、
Ｔｅｌｅｓｃｏｐｉｃ型の全差動アンプを用いることを特徴とする請求項３に記載の容量型検出回路。 - 前記Ｃ−Ｖ変換部は、
前記全差動アンプの反転入力端子と反転出力端子とを接続する第一平衡キャパシタと、
前記全差動アンプの非反転入力端子と非反転出力端子とを接続する第二平衡キャパシタと、
を有することを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載の容量型検出回路。 - 前記キャリア信号発生部は、
前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号と逆位相となるキャリア信号を第一逆相入力キャパシタの一端および第二逆相入力キャパシタの一端に入力し、
前記第一逆相入力キャパシタの他端を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの一方とＣ−Ｖ変換部の全差動アンプの反転入力端子とを接続する配線の中途部に接続するとともに、
前記第二逆相入力キャパシタの他端を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの他方とＣ−Ｖ変換部の全差動アンプの非反転入力端子とを接続する配線の中途部に接続することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載の容量型検出回路。 - 前記第一逆相入力キャパシタおよび第二逆相入力キャパシタの容量を、前記検出部を構成する二つの可変容量型キャパシタの容量と略同じとすることを特徴とする請求項６に記載の容量型検出回路。
- 前記Ｃ−Ｖ変換部から出力される出力信号を前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調する復調部を具備し、
前記キャリア信号発生部は、
前記検出部の共通端子に入力するキャリア信号の変化率を前記Ｃ−Ｖ変換部の全差動アンプの応答速度以下に設定することを特徴とする請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の容量型検出回路。 - 前記Ｃ−Ｖ変換部から出力される出力信号を前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号に基づいて同期検波することによりＡＭ復調する復調部を具備し、
前記Ｃ−Ｖ変換部が有する全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子とを接続する第一帰還キャパシタに並列的に接続される第一帰還スイッチ、および前記全差動アンプの非反転入力端子と反転出力端子とを接続する第二帰還キャパシタに並列的に接続される第二帰還スイッチがそれぞれオンになる周期を、前記キャリア信号発生部により発生するキャリア信号の周期よりも長くすることを特徴とする請求項１から請求項８までのいずれか一項に記載の容量型検出回路。
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