WO2015098891A1 - 静電容量検出回路及び角速度センサ - Google Patents

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WO2015098891A1
WO2015098891A1 PCT/JP2014/084000 JP2014084000W WO2015098891A1 WO 2015098891 A1 WO2015098891 A1 WO 2015098891A1 JP 2014084000 W JP2014084000 W JP 2014084000W WO 2015098891 A1 WO2015098891 A1 WO 2015098891A1
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reference voltage
input terminal
vibrator
circuit
output
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PCT/JP2014/084000
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English (en)
French (fr)
Inventor
信昭 ▲辻▼
秀和 小野
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5719—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using planar vibrating masses driven in a translation vibration along an axis
    • G01C19/5726—Signal processing

Definitions

  • the present invention relates to a capacitance detection circuit and an angular velocity sensor.
  • Patent Documents 1 and 2 by vibrating the vibrator in a predetermined vibration direction, when an angular velocity is applied from the outside, a Coriolis force is generated in a direction orthogonal to the vibration direction of the vibrator, and the vibrator vibrates.
  • an angular velocity sensor configured to measure an angular velocity by detecting a displacement amount displaced in a detection direction orthogonal to the direction.
  • FIG. 4 shows an angular velocity sensor according to the related art of the present invention. That is, the angular velocity sensor 100 in FIG. 4 includes a vibrator 101, a pair of driving capacitors 102 and 103, a pair of detection capacitors 104 and 105, a driving circuit 110, a carrier signal generation circuit 120, and an input common mode.
  • the feedback circuit 140 and the CV conversion circuit 130 are included.
  • the driving capacitors 102 and 103 are each composed of a movable electrode provided on the vibrator 101 and a fixed electrode facing the movable electrode, and are connected in series via the vibrator 101.
  • the drive circuit 110 applies drive signals Vdp and Vdn whose polarities are inverted to each other to the fixed electrodes of the pair of drive capacitors 102 and 103, thereby causing the drive capacitors 102 and 103 to have different sizes of static electricity.
  • a force is generated to vibrate the vibrator 101 in a predetermined vibration direction (X direction).
  • the drive signals Vdp and Vdn are generated as sine wave signals having a frequency that matches the resonance frequency (about 5 kHz) of the vibrator 101.
  • the detection capacitors 104 and 105 are capacitors that detect displacement of the vibrator 101 in the detection direction (Y direction) due to Coriolis force, and each includes a movable electrode provided on the vibrator 101 and a fixed electrode facing the movable electrode. And connected in series via the vibrator 101.
  • the CV conversion circuit 130 includes a fully differential amplifier 131 connected to the fixed electrodes of the detection capacitors 104 and 105, and a feedback capacitor having the same capacitance provided in each of the two feedback paths of the fully differential amplifier 131. 133 and 134, and switches 135 and 136 for resetting the electric charge stored in the feedback capacitors 133 and 134.
  • a predetermined reference voltage Vref is connected to the output common mode terminal 132 that determines the output reference voltage of the fully-differential amplifier 131.
  • the fully-differential amplifier 131 receives each feedback capacitor from each of the non-inverting output terminal and the inverting output terminal.
  • Output signals Vop and Von having the reference voltage Vref as the center voltage are output in accordance with the charges accumulated in 133 and 134.
  • the reference voltage Vref is set to the center voltage (Vdd / 2) of the power supply voltage Vdd of the angular velocity sensor 100, for example.
  • the input common mode feedback circuit 140 is provided on the input side of the CV conversion circuit 130, and includes an amplifier 141, monitoring capacitors 142 and 143, and buffer capacitors 144 and 145.
  • the input common mode feedback circuit 140 is a circuit that controls the average value of the input voltages of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the fully-differential amplifier 131 provided in the CV conversion circuit 130 to be the reference voltage Vref. .
  • the input common mode feedback circuit 140 includes the inverting input terminal of the fully differential amplifier 131 and Control is performed so that each of the non-inverting input terminals becomes the reference voltage Vref. Therefore, the fixed electrodes of the detection capacitors 104 and 105 are always held at the reference voltage Vref.
  • the capacitances of the detection capacitors 104 and 105 change. That is, when the capacitance of one detection capacitor 104 increases, the capacitance of the other detection capacitor 105 decreases. Along with this change in capacitance, charges are transferred from the detection capacitors 104 and 105 to the CV conversion circuit 130. At this time, some charges transferred from the detection capacitors 104 and 105 are absorbed by the input common mode feedback circuit 140, and the feedback capacitors 133 and 134 of the CV conversion circuit 130 correspond to the change in capacitance. Charge is accumulated.
  • one feedback capacitor 133 stores a charge corresponding to the capacitance change of the detection capacitor 104
  • the other feedback capacitor 134 stores a charge corresponding to the capacitance change of the detection capacitor 105. Is done. Therefore, the CV conversion circuit 130 outputs the output signals Vop and Von having the reference voltage Vref as the center voltage based on the charges accumulated in the hoodback capacitors 133 and 134.
  • the angular velocity sensor 100 causes the carrier signal generation circuit 120 to vibrate so that Tr noise generated by the fully differential amplifier 131 of the CV conversion circuit 130, kT / C noise, and the like can be removed by a low-pass filter on the rear stage side.
  • a carrier signal SIG having a higher frequency (for example, about 200 kHz) than the vibration frequency (resonance frequency) of the vibrator 101 is applied to the child 101.
  • the charge signals output from the detection capacitors 104 and 105 are modulated by the carrier signal SIG, so that the output signals Vop and Von of the CV conversion circuit 130 also become high-frequency signals. Therefore, the noise generated in the CV conversion circuit 130 is included in the high frequency components of the output signals Vop and Von, and the noise can be satisfactorily removed by a low-pass filter or the like at the subsequent stage.
  • FIG. 5A and FIG. 5B are diagrams showing the carrier signal SIG and the drive signals Vdp and Vdn.
  • the carrier signal generation circuit 120 applies a carrier signal SIG having an amplitude matching the power supply voltage Vdd to the vibrator 101 as shown in FIG.
  • This carrier signal SIG is a rectangular wave signal having a frequency (for example, 200 kHz) sufficiently higher than the resonance frequency (for example, 5 kHz) of the vibrator 101. Even when such a high-frequency carrier signal SIG is applied, the vibrator 101 does not vibrate in the vibration direction (X direction) following the carrier signal SIG.
  • the drive circuit 110 generates an electrostatic force in the drive capacitors 102 and 103 in a state where the average voltage (Vdd / 2) of the carrier signal SIG is applied to the vibrator 101.
  • Drive signals Vdp and Vdn are generated. That is, the drive circuit 110 generates drive signals Vdp and Vdn having an oscillation amplitude of the average voltage (Vdd / 2) of the carrier signal SIG and applies the drive signals to the fixed electrodes of the drive capacitors 102 and 103, respectively.
  • the electrostatic force generated in the driving capacitor 103 is larger than the electrostatic force generated in the driving capacitor 102, and the vibrator 101 is attracted to the fixed electrode side of the driving capacitor 103.
  • the electrostatic force generated in the driving capacitor 102 is larger than the electrostatic force generated in the driving capacitor 103, and the vibrator 101 is attracted to the fixed electrode side of the driving capacitor 102. In this way, the vibrator 101 vibrates in the vibration direction.
  • the electrostatic force generated in each of the driving capacitors 102 and 103 is proportional to the square of the potential difference between the movable electrode and the fixed electrode, it is maximum when the drive signals Vdp and Vdn as shown in FIG. 5B are applied. However, only an electrostatic force corresponding to the square of the half of the potential difference of the power supply voltage Vdd can be generated between the movable electrode and the fixed electrode. Therefore, the angular velocity sensor 100 has a small electrostatic force generated to vibrate the vibrator 101 and cannot increase the vibration amplitude of the vibrator 101.
  • the present invention provides a capacitance detection circuit and an angular velocity sensor that can increase the vibration amplitude of the vibrator by applying a higher voltage to the vibrator than before.
  • two detection capacitors with variable capacitance are connected in series via a vibrator, and the capacitances of the two detection capacitors according to the displacement of the vibrator.
  • the capacitance detection circuit that detects the capacitance based on the charge signal output from each of the two detection capacitors has a fully differential amplifier, and the inversion of the fully differential amplifier
  • a feedback capacitor is connected between the input terminal and the non-inverting output terminal, and between the non-inverting input terminal and the inverting output terminal, and is output from one of the two detection capacitors.
  • the charge according to the charge signal is stored in the feedback capacitor connected to the inverting input terminal, and the charge according to the charge signal output from the other detection capacitor is stored at the non-inverting input terminal.
  • a CV conversion circuit that outputs a pair of output signals corresponding to the capacitances of the two detection capacitors by storing in a feedback capacitor connected to the reference capacitor, a reference voltage input terminal, and the fully differential amplifier
  • An input common mode feedback circuit that controls the average voltage of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal to a voltage input to the reference voltage input terminal, and a reference voltage signal that changes at a frequency higher than the resonance frequency of the vibrator.
  • a reference voltage generation circuit that outputs the reference voltage signal to the reference voltage input terminal.
  • the angular velocity sensor is configured to vibrate, and a vibrator that is maintained at a predetermined voltage, and a pair of driving capacitors that vibrate the vibrator in a predetermined vibration direction.
  • a drive circuit that applies a drive signal whose polarities are reversed to each of the pair of drive capacitors, and generates an electrostatic force to cause the vibrator to vibrate in the vibration direction in the pair of drive capacitors; , Having a pair of detection capacitors that change capacitance according to displacement of the vibrator in a detection direction orthogonal to the vibration direction, and a fully differential amplifier, and an inverting input terminal of the fully differential amplifier And a non-inverting output terminal, and between the non-inverting input terminal and the inverting output terminal, respectively, a feedback capacitor is connected to detect one of the pair of detection capacitors.
  • a CV conversion circuit that outputs a pair of output signals corresponding to the capacitance of the pair of detection capacitors by storing in the feedback capacitor, and a reference voltage input terminal, and an inverting input of the fully differential amplifier
  • An input common mode feedback circuit that controls an average voltage of the terminal and the non-inverting input terminal to a voltage input to the reference voltage input terminal, and a reference voltage signal that changes at a frequency higher than a resonance frequency of the vibrator
  • a reference voltage generation circuit that outputs a reference voltage signal to the reference voltage input terminal, and maintains the voltage of the vibrator at the predetermined voltage. Comprising a voltage holding circuit for the.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an angular velocity sensor according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a drive signal generated by the drive circuit.
  • FIG. 3A to FIG. 3D are timing charts showing an operation example of each part in the capacitance detection circuit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a related art angular velocity sensor.
  • FIG. 5A and FIG. 5B are diagrams showing carrier signals and driving signals in the related art.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an angular velocity sensor 1 according to the present invention.
  • the angular velocity sensor 1 includes a sensor unit 2 formed by a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) structure and a signal processing unit 3 formed as an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • the sensor unit 2 and the signal processing unit 3 is a configuration formed and packaged on one substrate such as a silicon substrate.
  • the sensor unit 2 includes a vibrator 4 that is supported on a substrate by a spring structure or the like and is capable of vibration displacement in the X direction (vibration direction) and the Y direction (detection direction) orthogonal to each other.
  • the sensor unit 2 also includes a pair of driving capacitors C1 and C2 for vibrating the vibrator 4 in the X direction and a pair of amplitude detecting capacitors C3 and C4 for detecting the vibration amplitude of the vibrator 4 in the X direction. And a pair of detection capacitors C5 and C6 for detecting the displacement of the vibrator 4 in the Y direction.
  • Each of the driving capacitors C1 and C2 includes a movable electrode provided on the vibrator 4 and a fixed electrode provided on the substrate so as to face the movable electrode, and is connected in series with the vibrator 4 interposed therebetween.
  • the amplitude detection capacitors C3 and C4 are each composed of a movable electrode provided on the vibrator 4 and a fixed electrode provided on the substrate so as to face the movable electrode. It is a connected configuration.
  • Each of the detection capacitors C5 and C6 includes a movable electrode provided on the vibrator 4 and a fixed electrode provided on the substrate so as to face the movable electrode. It is a connected configuration.
  • the signal processing unit 3 includes a drive circuit 5 that vibrates the vibrator 4 in the X direction, a voltage holding circuit 6 that holds the voltage of the vibrator 4 at a predetermined voltage, and a detection that detects displacement of the vibrator 4 in the Y direction. And a capacitance detection circuit 7 connected to the fixed electrodes of the capacitors C5 and C6, for detecting the capacitance of the detection capacitors C5 and C6 and outputting a signal corresponding to the displacement of the vibrator 4 in the Y direction.
  • the voltage holding circuit 6 holds the vibrator 4 in a constant state at the power supply voltage Vdd by applying the power supply voltage Vdd of the angular velocity sensor 1 to the vibrator 4, for example.
  • the drive circuit 5 applies drive signals Vdp and Vdn whose polarities are inverted to the fixed electrodes of the pair of drive capacitors C1 and C2, respectively, and vibrates the vibrator 4 in the X direction.
  • the capacitances of the amplitude detection capacitors C3 and C4 change. For example, when the capacitance of one amplitude detection capacitor C3 increases, the capacitance of the other amplitude detection capacitor C4 decreases.
  • the drive circuit 5 generates the drive signals Vdp and Vdn while detecting the vibration amplitude in the X direction of the vibrator 4 based on the capacitance change of the vibration detection capacitors C3 and C4.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of drive signals Vdp and Vdn applied to the drive capacitors C1 and C2 by the drive circuit 5.
  • the drive signals Vdp and Vdn are, for example, sine wave signals having a frequency that matches the resonance frequency (for example, 5 kHz) of the vibrator 4 and are signals whose polarities are inverted.
  • These drive signals Vdp and Vdn are periodically switched in magnitude relation, for example, with the voltage (power supply voltage Vdd) of the vibrator 4 held by the voltage holding circuit 6 as the vibration amplitude.
  • the drive circuit 5 applies the drive signal Vdp to the fixed electrode of one drive capacitor C1, and applies the drive signal Vdn to the fixed electrode of the other drive capacitor C2.
  • the electrostatic force acting between the movable electrode and the fixed electrode of the driving capacitor C1 is the electrostatic force acting between the movable electrode and the fixed electrode of the driving capacitor C2.
  • the vibrator 4 is attracted to the fixed electrode of the driving capacitor C2 and displaced.
  • the electrostatic force acting between the movable electrode and the fixed electrode of the driving capacitor C1 becomes larger than the electrostatic force acting between the movable electrode and the fixed electrode of the driving capacitor C2.
  • the vibrator 4 is attracted to the fixed electrode of the driving capacitor C1 and displaced. Accordingly, the vibrator 4 vibrates in the X direction at the resonance frequency.
  • the angular velocity sensor 1 of the present embodiment can increase the vibration amplitude of the vibrator 4 as compared with the conventional one, the Coriolis force displacement of the vibrator 4 becomes larger than before, and the sensitivity when detecting the angular velocity. Will improve.
  • Detecting capacitors C5 and C6 are capacitors that detect displacement of the vibrator 4 in the Y direction due to Coriolis force, and are capacitors having the same capacitance when no Coriolis force is applied.
  • the distance between the movable electrode and the fixed electrode in each of the detection capacitors C5 and C6 changes, and thereby the capacitance changes. For example, when the capacitance of one detection capacitor C5 increases, the capacitance of the other detection capacitor C6 decreases. Conversely, when the capacitance of one detection capacitor C5 decreases, the capacitance of the other detection capacitor C6 increases.
  • the detection capacitors C5 and C6 detect the amount of displacement of the vibrator 4 in the Y direction by such a change in capacitance.
  • the detection capacitors C5 and C6 output charge signals corresponding to the respective capacitances.
  • the capacitance detection circuit 7 includes a CV conversion circuit 8 connected to the fixed electrodes of the detection capacitors C5 and C6, and an input common mode feedback provided between the detection capacitors C5 and C6 and the CV conversion circuit 8.
  • a circuit 9 and a reference voltage generation circuit 10 are provided.
  • the CV conversion circuit 8 includes a fully differential amplifier 11 connected to the fixed electrodes of the detection capacitors C5 and C6, and a feedback capacitor having the same capacitance provided in each of the two feedback paths of the fully differential amplifier 11.
  • Cf1 and Cf2 and switches SW1 and SW2 connected in parallel with the feedback capacitors Cf1 and Cf2 in order to reset the charges accumulated in the feedback capacitors Cf1 and Cf2, respectively.
  • the inverting input terminal of the fully differential amplifier 11 is connected to the fixed electrode of the detection capacitor C5, and the non-inverting input terminal is connected to the fixed electrode of the detection capacitor C6.
  • a feedback capacitor Cf1 and a switch SW1 are connected in parallel between the inverting input terminal and the non-inverting output terminal, and a feedback capacitor Cf2 and a switch SW2 are connected in parallel between the non-inverting input terminal and the inverting output terminal.
  • the reference voltage Vc generated by the reference voltage generation circuit 10 is input to an output common mode terminal (output reference voltage terminal) 12 that determines the output reference voltage of the fully differential amplifier 11.
  • Output signals Vop and Von having the reference voltage Vc as the center voltage are output from the non-inverting output terminal and the inverting output terminal, respectively, according to the charges accumulated in the feedback capacitors Cf1 and Cf2.
  • the CV conversion circuit 8 temporarily turns on the switches SW1 and SW2 to reset the accumulated charges of the feedback capacitors Cf1 and Cf2, and then turns off the switches SW1 and SW2 to be output from the detection capacitors C5 and C6, respectively.
  • Charges corresponding to the charge signals are accumulated in the feedback capacitors Cf1 and Cf2, and output signals Vop and Von corresponding to these charges are output.
  • the output signals Vop and Von correspond to the displacement of the vibrator 4 in the Y direction.
  • are output as a pair of differential signals. Therefore, if a differential signal Vout ( Vop ⁇ Von) between the output signals Vop and Von is calculated in a subsequent circuit (not shown), common mode noise included in the output signals Vop and Von can be removed.
  • the input common mode feedback circuit 9 includes an amplifier 13, monitoring capacitors Ca and Cb, and buffer capacitors Cc and Cd.
  • the non-inverting input terminal (reference voltage input terminal) 14 of the amplifier 13 includes a reference voltage generation circuit 10.
  • the generated reference voltage Vc is input.
  • the input common mode feedback circuit 9 detects the average values of the input voltages Vip and Vin of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the fully differential amplifier 11 by the monitoring capacitors Ca and Cb, and the average value is the reference voltage. It is a circuit that controls to be Vc.
  • the input common mode feedback circuit 9 outputs the input voltages Vip and Vin from the reference voltage generation circuit 10. It operates so as to match the reference voltage Vc.
  • the reference voltage generation circuit 10 is a circuit that generates a reference voltage Vc to be output to the CV conversion circuit 8 and the input common mode feedback circuit 9.
  • the reference voltage generation circuit 10 modulates the reference voltage Vc at a frequency (for example, 200 kHz) higher than the resonance frequency of the vibrator 4, and the modulated signal (reference voltage signal) is converted into the CV conversion circuit 8 and the input common mode feedback circuit. Output to 9.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating an example of the reference voltage Vc generated by the reference voltage generation circuit 10.
  • the reference voltage generation circuit 10 sets the reference voltage Vc to a first voltage (Vdd / 2) and a second voltage (3 * Vdd / 4) higher than the first voltage.
  • a third voltage (Vdd / 4) that is lower than the first voltage.
  • the reference voltage Vc is Vdd / 2 in the period from the timing T10 to T11
  • the reference voltage Vc is 3 * Vdd / 4 in the period from the timing T11 to T12
  • the reference voltage Vc is Vdd / 4 in the period from the timing T12 to T13. It becomes. After timing T13, the reference voltage Vc becomes Vdd / 2 again, and the same change is repeated.
  • the reference voltage Vc thus modulated is input to the amplifier 13 of the input common mode feedback circuit 9
  • the input voltages Vip and Vin of the CV conversion circuit 8 change following the reference voltage Vc.
  • the output signals Vop and Von output from the CV conversion circuit 8 are also modulated by the reference signal Vc.
  • the capacitance of the detection capacitor C5 is (C + ⁇ C)
  • ⁇ C is a change in capacitance due to the displacement of the vibrator 4 in the Y direction by the Coriolis force.
  • the capacitance of the detection capacitor C6 is (C ⁇ C)
  • the monitoring capacitors Ca and Cb monitor the input voltages Vip and Vin.
  • the input voltages Vip and Vin are used as reference voltages.
  • Vc 3 * Vdd / 4
  • the output signals Vop and Von of the CV conversion circuit 8 are signals obtained by adding a signal component corresponding to the displacement in the Y direction of the vibrator 4 to the reference voltage Vc modulated by the reference voltage generation circuit 10. Since the output signals Vop and Von are high-frequency signals sufficiently higher than the resonance frequency of the vibrator 4, Tr noise and kT / C noise generated in the fully differential amplifier 11 of the CV conversion circuit 8 are also output signal Vop. , Von are included in the high-frequency component, and if a low-pass filter or the like is provided in a subsequent circuit (not shown), such a noise component can be satisfactorily removed.
  • the reference voltage generation circuit 10 sets the reference voltage Vc to the first voltage (Vdd / 2), the second voltage (3 * Vdd / 4) higher than the first voltage, Although the case of changing to the three values of the third voltage (Vdd / 4) lower than the voltage of 1 has been exemplified, the present invention is not limited to this.
  • the reference voltage generation circuit 10 changes the reference voltage Vc into a binary value of a first voltage (for example, 3 * Vdd / 4) and a second voltage (for example, Vdd / 4) lower than the first voltage.
  • a high-frequency reference voltage signal may be generated.
  • the reference voltage Vc output from the reference voltage generation circuit 10 is not only input to the reference voltage input terminal 14 of the input common mode feedback circuit 9, but also the output of the fully differential amplifier 11 in the CV conversion circuit 8. Although the case where it inputs also to the common mode terminal 12 was illustrated, it is not restricted to this.
  • the reference voltage Vc output from the reference voltage generation circuit 10 is input only to the reference voltage input terminal 14 of the input common mode feedback circuit 9 and is applied to the output common mode terminal 12 of the fully differential amplifier 11 in the CV conversion circuit 8. May be configured to receive a constant reference voltage Vref (for example, Vdd / 2) as in the prior art.
  • the voltage holding circuit 6 holds the vibrator 4 at a constant voltage
  • the drive circuit 5 controls the vibrator 4 with respect to the pair of driving capacitors C1 and C2.
  • drive signals Vdp and Vdn that are sine wave signals that coincide with the resonance frequency and have opposite polarities
  • a difference in electrostatic force is caused between the pair of drive capacitors C1 and C2
  • the vibrator 4 is Vibrate in the X direction.
  • the drive circuit 5 generates drive signals Vdp and Vdn whose amplitude is the voltage applied to the vibrator 4 and applies it to the drive capacitors C1 and C2.
  • the driving circuit 5 is connected to the movable electrodes of the driving capacitors C1 and C2. Since the maximum power supply voltage Vdd of the angular velocity sensor 1 can be applied between the fixed electrodes, the electrostatic force generated in each of the driving capacitors C1 and C2 can be made larger than before, and the vibration amplitude of the vibrator 4 can be increased. Can be made larger than before. As a result, the vibration speed when the vibrator 4 vibrates in the X direction increases, and the Coriolis force generated according to the angular speed also increases. Therefore, the amount of displacement of the vibrator 4 in the Y direction can be increased, and the angular speed Measurement sensitivity is improved.
  • the angular velocity sensor 1 of the present embodiment employs the above-described configuration, and a pair of detection capacitors C5 and C6 that change the capacitance as the vibrator 4 is displaced in the Y direction orthogonal to the X direction.
  • a CV conversion circuit 8 that outputs a pair of output signals Vop and Von corresponding to the amount of displacement of the vibrator 4 in the Y direction by detecting the capacitance of the pair of detection capacitors C5 and C6, and a reference voltage
  • An input common mode feedback circuit having an input terminal 14 and controlling the average voltage of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the fully-differential amplifier 11 provided in the CV conversion circuit 8 to a voltage input to the reference voltage input terminal 14 9 and a reference voltage signal that changes at a frequency higher than the resonance frequency of the vibrator 4, and the reference voltage signal is input to the reference voltage input terminal of the input common mode feedback circuit 9.
  • a configuration including a reference voltage generating circuit 10 for outputting to 14.
  • the output signals Vop and Von of the CV conversion circuit 8 are used. Can be output as a high-frequency signal higher than the resonance frequency of the vibrator 4. Therefore, it is possible to satisfactorily remove Tr noise, kT / C noise, and the like generated in the fully differential amplifier 11 of the CV conversion circuit 8 using a low-pass filter on the rear stage side.
  • the angular velocity sensor 1 of the present embodiment modulates the low frequency signal output from the sensor unit 2 into a high frequency signal in the capacitance detection circuit 7, so that the sensor unit 2 needs to apply the high frequency signal to the vibrator 4. There is no.
  • the drive circuit 5 and the voltage holding circuit 6 can apply a high voltage to vibrate the vibrator 4 in the X direction, and the vibration amplitude of the vibrator 4 can be increased. Therefore, the angular velocity sensor 1 of the present embodiment has a configuration in which a large vibration amplitude can be ensured by applying a higher voltage to the vibrator 4 than in the past while adopting a configuration that can satisfactorily reduce noise. Yes.
  • the voltage holding circuit 6 holds the voltage of the vibrator 4 at the power supply voltage Vdd of the angular velocity sensor 1
  • the present invention is not limited to this.
  • the voltage holding circuit 6 includes boosting means such as a charge pump that boosts the power supply voltage Vdd of the angular velocity sensor 1 and applies a voltage higher than the power supply voltage Vdd boosted by the boosting means to the vibrator 4. good.
  • the voltage applied to the vibrator 4 may be a DC voltage
  • the load current is small, and a voltage higher than the power supply voltage Vdd can be obtained relatively easily by using a boosting means such as a charge pump.
  • the drive circuit 5 can further increase the vibration amplitude of the vibrator 4 by generating the drive signals Vdp and Vdn having the voltages boosted by the boosting means and applying them to the drive capacitors C1 and C2.
  • the capacitance detection circuit 7 in the above embodiment can be applied not only to the angular velocity sensor 1 but also to a capacitance type sensor that detects a physical quantity other than the angular velocity, such as an acceleration sensor. That is, the above-described capacitance detection circuit 7 is configured to generate a high-frequency signal that can satisfactorily remove noise with a low-pass filter or the like, and therefore, even when applied to a capacitance-type sensor other than an angular velocity sensor. The suppression effect is exhibited well.
  • two detection capacitors with variable capacitance are connected in series via a vibrator, and the capacitances of the two detection capacitors according to the displacement of the vibrator.
  • the capacitance detection circuit that detects the capacitance based on the charge signal output from each of the two detection capacitors has a fully differential amplifier, and the inverting input of the fully differential amplifier
  • a feedback capacitor is connected between the terminal and the non-inverting output terminal and between the non-inverting input terminal and the inverting output terminal, and is output from one of the two detection capacitors.
  • the charge corresponding to the charge signal is accumulated in the feedback capacitor connected to the inverting input terminal, and the charge corresponding to the charge signal output from the other detection capacitor is non-inverting input terminal.
  • a CV conversion circuit that outputs a pair of output signals corresponding to the capacitances of the two detection capacitors by storing in a connected feedback capacitor, and a reference voltage input terminal, An input common mode feedback circuit that controls the average voltage of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal to a voltage input to the reference voltage input terminal, and a reference voltage signal that changes at a frequency higher than the resonance frequency of the vibrator. And a reference voltage generation circuit for outputting the reference voltage signal to the reference voltage input terminal.
  • the fully differential amplifier has an output reference voltage terminal that determines a center voltage of the output signal, and the reference voltage generation circuit converts the reference voltage signal to the output reference voltage.
  • the angular velocity sensor is configured to vibrate, and a vibrator that is maintained at a predetermined voltage, and a pair of driving capacitors that vibrate the vibrator in a predetermined vibration direction.
  • a drive circuit that applies a drive signal whose polarities are reversed to each of the pair of drive capacitors, and generates an electrostatic force to cause the vibrator to vibrate in the vibration direction in the pair of drive capacitors; , Having a pair of detection capacitors that change capacitance according to displacement of the vibrator in a detection direction orthogonal to the vibration direction, and a fully differential amplifier, and an inverting input terminal of the fully differential amplifier And a non-inverting output terminal, and between the non-inverting input terminal and the inverting output terminal, respectively, a feedback capacitor is connected to detect one of the pair of detection capacitors.
  • a CV conversion circuit that outputs a pair of output signals corresponding to the capacitance of the pair of detection capacitors by storing in the feedback capacitor, and a reference voltage input terminal, and an inverting input of the fully differential amplifier
  • An input common mode feedback circuit that controls an average voltage of the terminal and the non-inverting input terminal to a voltage input to the reference voltage input terminal, and a reference voltage signal that changes at a frequency higher than a resonance frequency of the vibrator
  • a reference voltage generation circuit that outputs a reference voltage signal to the reference voltage input terminal, and maintains the voltage of the vibrator at the predetermined voltage. Comprising a voltage holding circuit for the.
  • the fully-differential amplifier has an output reference voltage terminal that determines a center voltage of the output signal, and the reference voltage generation circuit sends the reference voltage signal to the output reference voltage terminal. Further, a configuration for outputting may be adopted.
  • the vibration amplitude of the drive signal is the predetermined voltage held by the voltage holding circuit.
  • the present invention it is possible to apply a higher voltage to the vibrator than before without lowering the noise reduction effect, so that the vibration amplitude of the vibrator can be increased.

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Abstract

　静電容量検出回路(７)は、全差動アンプ(１１)とフィードバックコンデンサ(Ｃｆ１，Ｃｆ２)とによって構成されるＣＶ変換回路(８)と、基準電圧入力端子(１４)を有し、全差動アンプ(１１)の反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を基準電圧入力端子(１４)に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路(９)と、振動子(４)の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を基準電圧入力端子(１４)へ出力する基準電圧生成回路(１０)とを備える。

Description

静電容量検出回路及び角速度センサ
　本発明は、静電容量検出回路及び角速度センサに関する。
　特許文献１，２は、振動子を所定の振動方向に振動させておくことにより、外部から角速度が作用した場合に振動子の振動方向と直交する方向にコリオリ力を生じさせ、振動子が振動方向と直交する検出方向へ変位する変位量を検出して角速度を測定するようにした角速度センサを開示する。
　図４は、本発明の関連技術に係る角速度センサを示す。すなわち、図４の角速度センサ１００は、振動子１０１と、一対の駆動用コンデンサ１０２，１０３と、一対の検出用コンデンサ１０４，１０５と、駆動回路１１０と、キャリア信号発生回路１２０と、入力コモンモードフィードバック回路１４０と、ＣＶ変換回路１３０とにより構成される。
　駆動用コンデンサ１０２，１０３は、それぞれ振動子１０１に設けられる可動電極とその可動電極に対向する固定電極とによって構成され、振動子１０１を介して直列に接続される。駆動回路１１０は、それら一対の駆動用コンデンサ１０２，１０３の固定電極に対して互いに極性が反転する駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを印加することにより、駆動用コンデンサ１０２，１０３のそれぞれに異なる大きさの静電気力を発生させ、振動子１０１を所定の振動方向（Ｘ方向）へ振動させる。例えば、駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎは、振動子１０１の共振周波数（５ｋＨｚ程度）に一致する周波数の正弦波信号として生成される。
　検出用コンデンサ１０４，１０５は、コリオリ力による振動子１０１の検出方向（Ｙ方向）への変位を検出するコンデンサであり、それぞれ振動子１０１に設けられる可動電極とその可動電極に対向する固定電極とによって構成され、振動子１０１を介して直列に接続される。ＣＶ変換回路１３０は、各検出用コンデンサ１０４，１０５の固定電極に接続される全差動アンプ１３１と、その全差動アンプ１３１の２つの帰還パスのそれぞれに設けられる静電容量同一のフィードバックコンデンサ１３３，１３４と、フィードバックコンデンサ１３３，１３４の蓄積電荷をリセットするためのスイッチ１３５，１３６とを備える。全差動アンプ１３１の出力基準電圧を定める出力コモンモード端子１３２には所定の基準電圧Ｖｒｅｆが接続されており、全差動アンプ１３１は、非反転出力端子及び反転出力端子のそれぞれから各フィードバックコンデンサ１３３，１３４に蓄積される電荷に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを中心電圧とする出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎを出力する。尚、基準電圧Ｖｒｅｆは、例えば角速度センサ１００の電源電圧Ｖｄｄの中心電圧（Ｖｄｄ／２）に設定される。
　入力コモンモードフィードバック回路１４０は、ＣＶ変換回路１３０の入力側に設けられ、アンプ１４１と、モニタリングコンデンサ１４２，１４３と、緩衝コンデンサ１４４，１４５とを備える。この入力コモンモードフィードバック回路１４０は、ＣＶ変換回路１３０に設けられた全差動アンプ１３１の反転入力端子及び非反転入力端子の入力電圧の平均値が基準電圧Ｖｒｅｆとなるように制御する回路である。ただし、ＣＶ変換回路１３０の全差動アンプ１３１は仮想短絡によって非反転入力端子と反転入力端子とが同一電圧となるため、入力コモンモードフィードバック回路１４０は、全差動アンプ１３１の反転入力端子及び非反転入力端子のそれぞれが基準電圧Ｖｒｅｆとなるように制御する。そのため、検出用コンデンサ１０４，１０５の固定電極は常に基準電圧Ｖｒｅｆに保持される。
　上記構成の角速度センサ１００において、振動子１０１がコリオリ力によってＹ方向へ変位すると、検出用コンデンサ１０４，１０５の静電容量が増減変化する。すなわち、一方の検出用コンデンサ１０４の静電容量が増加すると、他方の検出用コンデンサ１０５の静電容量が減少する。この静電容量変化に伴い、検出用コンデンサ１０４，１０５からＣＶ変換回路１３０に対して電荷が転送される。このとき、各検出用コンデンサ１０４，１０５から転送される一部の電荷が入力コモンモードフィードバック回路１４０に吸収され、ＣＶ変換回路１３０のフィードバックコンデンサ１３３，１３４には静電容量の変化分に相当する電荷が蓄積される。すなわち、一方のフィードバックコンデンサ１３３には検出用コンデンサ１０４の静電容量変化分に相当する電荷が蓄積され、他方のフィードバックコンデンサ１３４には検出用コンデンサ１０５の静電容量変化分に相当する電荷が蓄積される。そのため、ＣＶ変換回路１３０は、それらフードバックコンデンサ１３３，１３４に蓄積された電荷に基づいて基準電圧Ｖｒｅｆを中心電圧とする出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎを出力する。
　そして角速度センサ１００は、ＣＶ変換回路１３０の全差動アンプ１３１で発生するＴｒノイズや、ｋＴ／Ｃノイズなどを後段側のローパスフィルタで除去できるようにするために、キャリア信号発生回路１２０が振動子１０１に対して振動子１０１の振動周波数（共振周波数）よりも高周波（例えば２００ｋＨｚ程度）のキャリア信号ＳＩＧを印加する。これにより、各検出用コンデンサ１０４，１０５から出力される電荷信号がキャリア信号ＳＩＧによって変調されるため、ＣＶ変換回路１３０の出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎも高周波信号となる。それ故、ＣＶ変換回路１３０で発生するノイズは出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎの高周波成分に含まれるようになり、後段のローパスフィルタなどでノイズを良好に除去できる構成となっている。
日本国特開２０１１－１３７７７７号公報 日本国特開２００８－１０２０９１号公報
　しかしながら、図４の角速度センサでは、振動子１０１に高周波のキャリア信号を印加すると、駆動回路１１０が振動子１０１を振動方向（Ｘ方向）へ駆動するときの振動振幅がそのキャリア信号によって制限されるため、振動子１０１の振動振幅を大きくすることができないという問題がある。
　図５（ａ）および図５（ｂ）は、キャリア信号ＳＩＧと駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを示す図である。例えばキャリア信号発生回路１２０は、図５（ａ）に示すように電源電圧Ｖｄｄに一致する振幅のキャリア信号ＳＩＧを振動子１０１に印加する。このキャリア信号ＳＩＧは、振動子１０１の共振周波数（例えば５ｋＨｚ）よりも十分に大きな周波数（例えば２００ｋＨｚ）の矩形波信号である。そのような高周波数のキャリア信号ＳＩＧが印加された場合であっても、振動子１０１は、キャリア信号ＳＩＧに追従して振動方向（Ｘ方向）に振動することはない。なぜなら、駆動回路１１０からみれば、振動子１０１にはキャリア信号ＳＩＧの平均値が印加されていることと等価、つまり、キャリア信号ＳＩＧのデューティが５０％とすると、その振動振幅（Ｖｄｄ）の半分の電圧（Ｖｄｄ／２）の直流が印加されているのと等価になるためである。
　駆動回路１１０は、キャリア信号ＳＩＧの平均電圧（Ｖｄｄ／２）が振動子１０１に印加されている状態で、駆動用コンデンサ１０２，１０３に静電気力を発生させるべく、図５（ｂ）に示すような駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを生成する。すなわち、駆動回路１１０は、キャリア信号ＳＩＧの平均電圧（Ｖｄｄ／２）を振動振幅とする駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを生成し、駆動用コンデンサ１０２，１０３のそれぞれの固定電極に印加する。その結果、期間ＴＡでは、駆動用コンデンサ１０３において発生する静電気力が駆動用コンデンサ１０２において発生する静電気力よりも大きくなり、振動子１０１は駆動用コンデンサ１０３の固定電極側に引き寄せられる。また期間ＴＢでは、駆動用コンデンサ１０２において発生する静電気力が駆動用コンデンサ１０３において発生する静電気力よりも大きくなり、振動子１０１は駆動用コンデンサ１０２の固定電極側に引き寄せられる。このようにして振動子１０１が振動方向へ振動するようになる。
　各駆動用コンデンサ１０２，１０３で発生する静電気力は可動電極と固定電極の間の電位差の二乗に比例するため、図５（ｂ）に示すような駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを印加する場合には最大でも可動電極と固定電極の間に電源電圧Ｖｄｄの半分の電位差の二乗に相当する静電気力しか生じさせることができない。それ故、角速度センサ１００は、振動子１０１を振動させるために発生する静電気力が小さく、振動子１０１の振動振幅を大きくすることができない。
　そこで本発明は、振動子に対して従来よりも高電圧を印加できるようにして振動子の振動振幅を大きくできるようにした静電容量検出回路及び角速度センサを提供する。
　本発明の一実施形態によれば、振動子を介して静電容量が可変の２つの検出用コンデンサが直列に接続され、前記振動子の変位に応じて前記２つの検出用コンデンサの静電容量が変化し、前記２つの検出用コンデンサのそれぞれから出力される電荷信号に基づいて静電容量を検出する静電容量検出回路は、、全差動アンプを有し、該全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子との間、及び、非反転入力端子と反転出力端子との間のそれぞれにフィードバックコンデンサが接続され、前記２つの検出用コンデンサのうちの一方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積すると共に、他方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を非反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積することにより、前記２つの検出用コンデンサの静電容量に応じた一対の出力信号を出力するＣＶ変換回路と、基準電圧入力端子を有し、前記全差動アンプの反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を前記基準電圧入力端子に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路と、前記振動子の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、該基準電圧信号を前記基準電圧入力端子へ出力する基準電圧生成回路と、を備える。
　また本発明の一実施形態によれば、角速度センサは、振動可能なように構成され、所定電圧に保持される振動子と、前記振動子を所定の振動方向へ振動させる一対の駆動用コンデンサと、前記一対の駆動用コンデンサのそれぞれに対して互いに極性が反転する駆動信号を印加し、前記一対の駆動用コンデンサに前記振動子を前記振動方向へ振動させるための静電気力を生じさせる駆動回路と、前記振動子が前記振動方向と直交する検出方向へ変位することに伴って静電容量を変化させる一対の検出用コンデンサと、全差動アンプを有し、該全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子との間、及び、非反転入力端子と反転出力端子との間のそれぞれにフィードバックコンデンサが接続され、前記一対の検出用コンデンサのうちの一方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積すると共に、他方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を非反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積することにより、前記一対の検出用コンデンサの静電容量に応じた一対の出力信号を出力するＣＶ変換回路と、基準電圧入力端子を有し、前記全差動アンプの反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を前記基準電圧入力端子に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路と、前記振動子の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、該基準電圧信号を前記基準電圧入力端子へ出力する基準電圧生成回路と、前記振動子の電圧を前記所定電圧に保持する電圧保持回路と、を備える。
図１は、本発明に係る角速度センサの一構成例を示す回路図である。 図２は、駆動回路によって生成される駆動信号の一例を示す図である。 図３（ａ）から図３（ｄ）は、静電容量検出回路における各部の動作例を示すタイミングチャートである。 図４は、関連技術の角速度センサの構成例を示す図である。 図５（ａ）および図５（ｂ）は、関連技術のキャリア信号と駆動信号を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する各実施形態において互いに共通する部材には同一符号を付しており、それらについての重複する説明は省略する。
　図１は、本発明における角速度センサ１の一構成例を示す回路図である。この角速度センサ１は、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）構造によって形成されるセンサ部２と、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）として形成される信号処理部３とを有し、センサ部２と信号処理部３とが例えばシリコン基板などの１つの基板上に形成されてパッケージングされた構成である。
　センサ部２は、バネ構造などによって基板上に支持され、Ｘ方向（振動方向）及びＹ方向（検出方向）の互いに直交する方向に振動変位可能な振動子４を備えている。またセンサ部２は、振動子４をＸ方向に振動させるための一対の駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２と、振動子４のＸ方向の振動振幅を検知するための一対の振幅検知用コンデンサＣ３，Ｃ４と、振動子４のＹ方向の変位を検出するための一対の検出用コンデンサＣ５，Ｃ６とを備えている。駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２はそれぞれ振動子４に設けられる可動電極とその可動電極に対向して基板上に設けられる固定電極とによって構成され、振動子４を挟んで直列に接続された構成である。また振幅検知用コンデンサＣ３，Ｃ４も同様に、それぞれが振動子４に設けられる可動電極とその可動電極に対向して基板上に設けられる固定電極とによって構成され、振動子４を挟んで直列に接続された構成である。さらに検出用コンデンサＣ５，Ｃ６も同様であり、それぞれが振動子４に設けられる可動電極とその可動電極に対向して基板上に設けられる固定電極とによって構成され、振動子４を挟んで直列に接続された構成である。
　信号処理部３は、振動子４をＸ方向に振動させる駆動回路５と、振動子４の電圧を所定電圧に保持する電圧保持回路６と、振動子４のＹ方向の変位を検出する検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の固定電極に接続され、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の静電容量を検出して振動子４のＹ方向の変位に応じた信号を出力する静電容量検出回路７とを備える。
　電圧保持回路６は、例えば角速度センサ１の電源電圧Ｖｄｄを振動子４に印加することにより、振動子４を電源電圧Ｖｄｄで一定の状態に保持する。駆動回路５は、一対の駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２の固定電極に対してそれぞれ極性が反転する駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを印加し、振動子４をＸ方向へ振動させる。振動子４がＸ方向へ振動すると、振幅検知用コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量が変化する。例えば、一方の振幅検知用コンデンサＣ３の静電容量が増加すると、他方の振幅検知用コンデンサＣ４の静電容量が減少する。駆動回路５は、そのような振動検知用コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量変化に基づいて振動子４のＸ方向への振動振幅を検知しつつ、駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを生成する。
　図２は、駆動回路５によって駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２に印加される駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎの一例を示す図である。駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎは、例えば振動子４の共振周波数（例えば５ｋＨｚ）に一致する周波数の正弦波信号であり、互いに極性が反転する信号である。これら駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎは、例えば電圧保持回路６によって保持される振動子４の電圧（電源電圧Ｖｄｄ）を振動振幅として周期的に大小関係が入れ替わる。そして駆動回路５は、駆動信号Ｖｄｐを一方の駆動用コンデンサＣ１の固定電極に印加し、駆動信号Ｖｄｎを他方の駆動用コンデンサＣ２の固定電極に印加する。したがって、図２に示すタイミングＴ０～Ｔ１の期間では駆動用コンデンサＣ１の可動電極と固定電極との間に作用する静電気力が駆動用コンデンサＣ２の可動電極と固定電極との間に作用する静電気力よりも小さくなり、振動子４は駆動用コンデンサＣ２の固定電極に引き寄せられて変位する。またタイミングＴ１～Ｔ２の期間では駆動用コンデンサＣ１の可動電極と固定電極との間に作用する静電気力が駆動用コンデンサＣ２の可動電極と固定電極との間に作用する静電気力よりも大きくなり、振動子４が駆動用コンデンサＣ１の固定電極に引き寄せられて変位する。したがって、振動子４は、共振周波数でＸ方向に振動するようになる。このとき、各駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２において最大で電源電圧Ｖｄｄの二乗に比例する静電気力が発生するため、従来よりも大きな静電気力で振動子４をＸ方向に振動させることができ、振動子４の振動振幅を大きくすることができる。
　振動子４がＸ方向に振動しているとき、角速度センサ１に角速度が作用すると、その角速度の大きさに応じて振動子４をＹ方向に変位させるコリオリ力が作用する。このコリオリ力は振動子４のＸ方向の速度に比例する。振動子４の振動周波数が同じであれば、振動子４の振動振幅が大きくなるほど、振動子４がＸ方向へ移動するときの速度が大きくなるため、振動子４に作用するコリオリ力が大きくなり、角速度が作用したときに振動子４がＹ方向に変位する変位量を大きくすることができる。それ故、本実施形態の角速度センサ１は、振動子４の振動振幅を従来よりも大きくすることができるため、振動子４のコリオリ力変位が従来よりも大きくなり、角速度を検出する際の感度が向上する。
　検出用コンデンサＣ５，Ｃ６は、コリオリ力による振動子４のＹ方向への変位を検出するコンデンサであり、コリオリ力が作用していない状態では互いに静電容量が等しいコンデンサである。振動子４がコリオリ力によってＹ方向に変位すると、各検出用コンデンサＣ５，Ｃ６における可動電極と固定電極との間隔が変化し、それによって静電容量が変化する。例えば、一方の検出用コンデンサＣ５の静電容量が増加すると、他方の検出用コンデンサＣ６の静電容量が減少する。反対に、一方の検出用コンデンサＣ５の静電容量が減少すると、他方の検出用コンデンサＣ６の静電容量が増加する。検出用コンデンサＣ５，Ｃ６は、そのような静電容量の変化によって振動子４のＹ方向への変位量を検出する。そして検出用コンデンサＣ５，Ｃ６はそれぞれの静電容量に応じた電荷信号を出力する。
　静電容量検出回路７は、各検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の固定電極に接続されるＣＶ変換回路８と、各検出用コンデンサＣ５，Ｃ６とＣＶ変換回路８との間に設けられる入力コモンモードフィードバック回路９と、基準電圧生成回路１０とを備える。
　ＣＶ変換回路８は、各検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の固定電極に接続される全差動アンプ１１と、その全差動アンプ１１の２つの帰還パスのそれぞれに設けられる静電容量同一のフィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２と、フィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２のそれぞれに蓄積された電荷をリセットするためにフィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２と並列に接続されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２とを備える。全差動アンプ１１の反転入力端子は検出用コンデンサＣ５の固定電極に接続され、非反転入力端子は検出用コンデンサＣ６の固定電極に接続される。そして反転入力端子と非反転出力端子との間にフィードバックコンデンサＣｆ１とスイッチＳＷ１とが並列に接続され、非反転入力端子と反転出力端子との間にフィードバックコンデンサＣｆ２とスイッチＳＷ２とが並列に接続される。また全差動アンプ１１の出力基準電圧を定める出力コモンモード端子（出力基準電圧端子）１２には基準電圧生成回路１０で生成される基準電圧Ｖｃが入力されており、全差動アンプ１１は、非反転出力端子及び反転出力端子のそれぞれから各フィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２のそれぞれに蓄積される電荷に応じて基準電圧Ｖｃを中心電圧とする出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎを出力する。このようなＣＶ変換回路８は、全差動アンプ１１の反転入力端子と非反転入力端子とが仮想短絡されるため、反転入力端子の入力電圧Ｖｉｐと非反転入力端子の入力電圧Ｖｉｎとが互いに同一電圧となるように動作する。
　ＣＶ変換回路８は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を一時的にオンにして各フィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２の蓄積電荷をリセットした後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフにし、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６のそれぞれから出力される電荷信号に応じた電荷をフィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２に蓄積し、それらの電荷に応じた出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎを出力する。このとき、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の一方の静電容量が増加していれば他方の静電容量が減少しているため、出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎは、振動子４のＹ方向の変位に応じた一対の差動信号として出力される。そのため、図示を省略する後段回路において出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎの差分信号Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｐ－Ｖｏｎ）を算出すれば、それら出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎに含まれるコモンモードノイズを除去することができる。
　入力コモンモードフィードバック回路９は、アンプ１３と、モニタリングコンデンサＣａ，Ｃｂと、緩衝コンデンサＣｃ，Ｃｄとを備え、アンプ１３の非反転入力端子（基準電圧入力端子）１４には基準電圧生成回路１０で生成される基準電圧Ｖｃが入力する。この入力コモンモードフィードバック回路９は、モニタリングコンデンサＣａ，Ｃｂによって全差動アンプ１１の反転入力端子及び非反転入力端子のそれぞれの入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎの平均値を検出し、その平均値が基準電圧Ｖｃとなるように制御する回路である。ただし、上述したように全差動アンプ１１の仮想短絡により入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎは互いに同一電圧となるため、入力コモンモードフィードバック回路９は、入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎを基準電圧生成回路１０から出力される基準電圧Ｖｃに一致させるように動作する。
　基準電圧生成回路１０は、ＣＶ変換回路８及び入力コモンモードフィードバック回路９に出力する基準電圧Ｖｃを生成する回路である。この基準電圧生成回路１０は、振動子４の共振周波数よりも高い周波数（例えば２００ｋＨｚ）で基準電圧Ｖｃを変調し、その変調した信号（基準電圧信号）をＣＶ変換回路８及び入力コモンモードフィードバック回路９に出力する。
　図３（ａ）～図３（ｂ）は、静電容量検出回路７における各部の動作例を示すタイミングチャートである。図３（ａ）は基準電圧生成回路１０で生成される基準電圧Ｖｃの一例を示す図である。基準電圧生成回路１０は、図３（ａ）に示すように基準電圧Ｖｃを、第１の電圧（Ｖｄｄ／２）と、その第１の電圧よりも高い第２の電圧（３＊Ｖｄｄ／４）と、第１の電圧よりも低い第３の電圧（Ｖｄｄ／４）の３値に変化させる。すなわち、タイミングＴ１０～Ｔ１１の期間では基準電圧ＶｃがＶｄｄ／２となり、タイミングＴ１１～Ｔ１２の期間では基準電圧Ｖｃが３＊Ｖｄｄ／４となり、タイミングＴ１２～Ｔ１３の期間では基準電圧ＶｃがＶｄｄ／４となる。タイミングＴ１３以降は再び基準電圧ＶｃがＶｄｄ／２となり、同様の変化が繰り返される。このように変調された基準電圧Ｖｃが入力コモンモードフィードバック回路９のアンプ１３に入力すると、ＣＶ変換回路８の入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎが基準電圧Ｖｃに追従して変化する。また、このような基準電圧Ｖｃが全差動アンプ１１の出力コモンモード端子１２に入力すると、ＣＶ変換回路８から出力される出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎも基準信号Ｖｃによって変調される。
　以下、静電容量検出回路７における各部の動作について説明する。尚、期間Ｔ１０～Ｔ１３においては一定のコリオリ力が振動子４に作用していると仮定する。ＣＶ変換回路８のスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、図３（ｂ）に示すように基準電圧Ｖｃが第１の電圧（Ｖｄｄ／２）であるとき、一時的にオン状態となり、フィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２に蓄積された電荷をリセットする。このとき、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の可動電極と固定電極の間にはＶｄｄ／２の電圧が印加されるため、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６にはその印加電圧（Ｖｄｄ／２）に対応する電荷が蓄積される。例えば、検出用コンデンサＣ５の静電容量が（Ｃ＋ΔＣ）であるとすると、検出用コンデンサＣ５に蓄積される電荷Ｑ１１は、Ｑ１１＝（Ｃ＋ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／２）となる。ここで、ΔＣは、コリオリ力によって振動子４がＹ方向へ変位したことに伴う静電容量の変化分である。このとき、検出用コンデンサＣ６の静電容量は（Ｃ－ΔＣ）となるため、検出用コンデンサＣ６に蓄積される電荷Ｑ２１は、Ｑ２１＝（Ｃ－ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／２）となる。
　その後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフとなり、タイミングＴ１１で基準電圧Ｖｃが第２の電圧（３＊Ｖｄｄ／４）に上がると、各検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の両端の電位差がＶｄｄ／４に変化する。このとき検出用コンデンサＣ５に蓄積される電荷Ｑ１２は、Ｑ１２＝（Ｃ＋ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／４）となり、検出用コンデンサＣ５から静電容量検出回路７に転送される電荷量（Ｑ１２－Ｑ１１）は、（Ｑ１２－Ｑ１１）＝－（Ｃ＋ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／４）となる。一方、検出用コンデンサＣ６に蓄積される電荷Ｑ２２は、Ｑ２２＝（Ｃ－ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／４）となり、検出用コンデンサＣ６から静電容量検出回路７に転送される電荷量（Ｑ２２－Ｑ２１）は、（Ｑ２２－Ｑ２１）＝－（Ｃ－ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／４）となる。
　入力コモンモードフィードバック回路９は、モニタリングコンデンサＣａ，Ｃｂが入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎを監視しており、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６のそれぞれから電荷が転送されると、それら入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎを基準電圧Ｖｃ（＝３＊Ｖｄｄ／４）に保持すべく、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６のそれぞれから転送される電荷の一部を緩衝コンデンサＣｃ，Ｃｄで吸収する。すなわち、緩衝コンデンサＣｃは、検出用コンデンサＣ５から転送される電荷量（Ｑ１２－Ｑ１１）＝－（Ｃ＋ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／４）のうちの一部の電荷（－Ｃ＊Ｖｄｄ／４）を吸収する。また緩衝コンデンサＣｄは、検出用コンデンサＣ６から転送される電荷量（Ｑ２２－Ｑ２１）＝－（Ｃ－ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／４）のうちの一部の電荷（－Ｃ＊Ｖｄｄ／４）を吸収する。そしてＣＶ変換回路８のフィードバックコンデンサＣｆ１にはＱ３＝－ΔＣ＊（Ｖｄｄ／４）の電荷が転送されて蓄積され、フィードバックコンデンサＣｆ２にはＱ４＝ΔＣ＊（Ｖｄｄ／４）の電荷が転送されて蓄積される。その結果、基準電圧Ｖｃが第２の電圧（３＊Ｖｄｄ／４）となるタイミングＴ１１～Ｔ１２の期間において、ＣＶ変換回路８から出力される出力信号Ｖｏｐは、図３（ｃ）に示すように基準電圧Ｖｃ（＝３＊Ｖｄｄ／４）よりも高くなり、出力信号Ｖｏｎは、基準電圧Ｖｃよりも低くなる。
　次にタイミングＴ１２で基準電圧Ｖｃが第３の電圧（Ｖｄｄ／４）に低下すると、各検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の両端の電位差が３＊Ｖｄｄ／４に変化する。このとき検出用コンデンサＣ５に蓄積される電荷Ｑ１３は、Ｑ１３＝（Ｃ＋ΔＣ）＊（３＊Ｖｄｄ／４）となり、検出用コンデンサＣ５から静電容量検出回路７に転送される電荷量（Ｑ１３－Ｑ１２）は、（Ｑ１３－Ｑ１２）＝（Ｃ＋ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／２）となる。一方、検出用コンデンサＣ６に蓄積される電荷Ｑ２３は、Ｑ２３＝（Ｃ－ΔＣ）＊（３＊Ｖｄｄ／４）となり、検出用コンデンサＣ６から静電容量検出回路７に転送される電荷量（Ｑ２３－Ｑ２２）は、（Ｑ２３－Ｑ２２）＝（Ｃ－ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／２）となる。
　そして入力コモンモードフィードバック回路９は、上記と同様、モニタリングコンデンサＣａ，Ｃｂが入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎを監視しており、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６のそれぞれから電荷が転送されると、それら入力電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎを基準電圧Ｖｃ（＝Ｖｄｄ／４）に保持すべく、検出用コンデンサＣ５，Ｃ６のそれぞれから転送される電荷の一部を緩衝コンデンサＣｃ，Ｃｄで吸収する。このとき、緩衝コンデンサＣｃは、検出用コンデンサＣ５から転送される電荷量（Ｑ１３－Ｑ１２）＝（Ｃ＋ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／２）のうちの一部の電荷（Ｃ＊Ｖｄｄ／２）を吸収する。また緩衝コンデンサＣｄは、検出用コンデンサＣ６から転送される電荷量（Ｑ２３－Ｑ２２）＝（Ｃ－ΔＣ）＊（Ｖｄｄ／２）のうちの一部の電荷（Ｃ＊Ｖｄｄ／２）を吸収する。そしてＣＶ変換回路８のフィードバックコンデンサＣｆ１にはＱ５＝ΔＣ＊（Ｖｄｄ／２）の電荷が転送されるので、フィードバックコンデンサＣｆ１の蓄積電荷（Ｑ３＋Ｑ５）は、（Ｑ３＋Ｑ５）＝ΔＣ＊（Ｖｄｄ／４）となる。またフィードバックコンデンサＣｆ２にはＱ６＝－ΔＣ＊（Ｖｄｄ／２）の電荷が転送されるので、フィードバックコンデンサＣｆ２の蓄積電荷（Ｑ４＋Ｑ６）は、（Ｑ４＋Ｑ６）＝－ΔＣ＊（Ｖｄｄ／４）となる。その結果、基準電圧Ｖｃが第３の電圧（Ｖｄｄ／４）となるタイミングＴ１２～Ｔ１３の期間において、ＣＶ変換回路８から出力される出力信号Ｖｏｐは、図３（ｃ）に示すように基準電圧Ｖｃ（＝Ｖｄｄ／４）よりも低くなり、出力信号Ｖｏｎは、基準電圧Ｖｃよりも高くなる。
　したがって、ＣＶ変換回路８の出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎは、基準電圧生成回路１０によって変調される基準電圧Ｖｃに対して振動子４のＹ方向の変位に応じた信号成分が加算された信号となる。そして出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎは、振動子４の共振周波数よりも十分に高い高周波信号となるため、ＣＶ変換回路８の全差動アンプ１１で発生するＴｒノイズやｋＴ／Ｃノイズなども出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎの高周波成分に含まれるようになり、図示を省略する後段回路にローパスフィルタなどを設ければ、そのようなノイズ成分を良好に除去することができるようになる。
　また上述したように後段回路において出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎの差分信号Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｐ－Ｖｏｎ）を算出すると、図３（ｄ）に示すようにタイミングＴ１１～Ｔ１２の期間とタイミングＴ１２～Ｔ１３の期間とで、差分信号Ｖｏｕｔの極性が入れ替わるため、これを復調することにより、振動子４のＹ方向の変位に基づく信号を得ることができる。
　尚、上記においては、基準電圧生成回路１０が基準電圧Ｖｃを、第１の電圧（Ｖｄｄ／２）と、その第１の電圧よりも高い第２の電圧（３＊Ｖｄｄ／４）と、第１の電圧よりも低い第３の電圧（Ｖｄｄ／４）の３値に変化させる場合を例示したが、これに限られるものではない。例えば、基準電圧生成回路１０は、基準電圧Ｖｃを、第１の電圧（例えば３＊Ｖｄｄ／４）と、第１の電圧よりも低い第２の電圧（例えばＶｄｄ／４）の２値に変化させる矩形波信号として高周波の基準電圧信号を生成するものであっても構わない。
　また上記においては、基準電圧生成回路１０から出力される基準電圧Ｖｃを、入力コモンモードフィードバック回路９の基準電圧入力端子１４に入力するだけでなく、ＣＶ変換回路８における全差動アンプ１１の出力コモンモード端子１２にも入力する場合を例示したが、これに限られるものでもない。例えば、基準電圧生成回路１０から出力される基準電圧Ｖｃを、入力コモンモードフィードバック回路９の基準電圧入力端子１４のみに入力し、ＣＶ変換回路８における全差動アンプ１１の出力コモンモード端子１２には従来と同様の一定の基準電圧Ｖｒｅｆ（例えばＶｄｄ／２）が入力する構成であっても構わない。
　ただし、出力コモンモード端子１２が常に一定の基準電圧Ｖｒｅｆで保持される場合には、全差動アンプ１１の入力側と出力側とで電位差が生じるため、その電位差に応じた電荷がフィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２に蓄積される。このとき、それらフィードバックコンデンサＣｆ１，Ｃｆ２の静電容量が製造ばらつき等の要因で同一でないときには蓄積電荷にばらつきが生じるため、静電容量不一致による誤差が出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎに含まれることになる。そのような誤差を低減するためには、上述した構成のように、基準電圧生成回路１０から出力される高周波の基準電圧信号を、入力コモンモードフィードバック回路９の基準電圧入力端子１４と、ＣＶ変換回路８における全差動アンプ１１の出力コモンモード端子１２との双方に入力させる構成を採用することが好ましい。
　以上のように本実施形態の角速度センサ１は、電圧保持回路６が振動子４を一定の電圧に保持しており、駆動回路５が一対の駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２に対して振動子４の共振周波数に一致する正弦波信号であって、互いに極性が反転する駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを印加することにより、それら一対の駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２に静電気力の差を生じさせて振動子４をＸ方向へ振動させる。このとき、駆動回路５は振動子４に印加された電圧を振幅とする駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを生成して駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２に印加する。そのため、上述したように例えば電圧保持回路６が振動子４の電圧を角速度センサ１の電源電圧Ｖｄｄで一定に保持するようにすれば、駆動回路５は各駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２の可動電極と固定電極の間に最大で角速度センサ１の電源電圧Ｖｄｄを印加することができるため、各駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２において生じる静電気力を従来よりも大きくすることが可能となり、振動子４の振動振幅を従来よりも大きくすることができる。その結果、振動子４がＸ方向に振動するときの振動速度が大きくなり、角速度に応じて発生するコリオリ力も大きくなるので、振動子４のＹ方向の変位量を大きくすることができ、角速度の測定感度が向上する。
　また本実施形態の角速度センサ１は、上記構成を採用すると共に、振動子４がＸ方向と直交するＹ方向へ変位することに伴って静電容量を変化させる一対の検出用コンデンサＣ５，Ｃ６と、それら一対の検出用コンデンサＣ５，Ｃ６の静電容量を検出することにより振動子４のＹ方向への変位量に応じた一対の出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎを出力するＣＶ変換回路８と、基準電圧入力端子１４を有し、ＣＶ変換回路８に設けられた全差動アンプ１１の反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を基準電圧入力端子１４に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路９と、振動子４の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、その基準電圧信号を入力コモンモードフィードバック回路９の基準電圧入力端子１４へ出力する基準電圧生成回路１０とを備える構成である。このような構成によれば、ＣＶ変換回路８に設けられた全差動アンプ１１の反転入力端子及び非反転入力端子が基準電圧信号によって変調されるため、ＣＶ変換回路８の出力信号Ｖｏｐ，Ｖｏｎを振動子４の共振周波数よりも高い高周波信号として出力することができる。そのため、ＣＶ変換回路８の全差動アンプ１１で発生するＴｒノイズや、ｋＴ／Ｃノイズなどを後段側のローパスフィルタで良好に除去することが可能である。
　つまり、本実施形態の角速度センサ１は、センサ部２から出力される低周波信号を静電容量検出回路７において高周波信号に変調するため、センサ部２において振動子４に高周波信号を印加する必要がない。その結果、駆動回路５及び電圧保持回路６は振動子４をＸ方向へ振動させるために高電圧を印加することが可能となり、振動子４の振動振幅を大きくすることができるのである。したがって、本実施形態の角速度センサ１は、ノイズを良好に低減できる構成を採用しつつ、振動子４に従来よりも高電圧を印加することによって大きな振動振幅を確保することができる構成となっている。
　以上、本発明に関する一実施形態について説明したが、本発明は上述した内容に限定されるものではなく、種々の変形例が適用可能である。例えば、上記実施形態では、電圧保持回路６が振動子４の電圧を角速度センサ１の電源電圧Ｖｄｄで保持する場合を例示したが、これに限られるものではない。例えば電圧保持回路６は、角速度センサ１の電源電圧Ｖｄｄを昇圧するチャージポンプなどの昇圧手段を備え、その昇圧手段によって昇圧した電源電圧Ｖｄｄよりも高い電圧を振動子４に印加するようにしても良い。振動子４に印加する電圧は直流電圧で良いため、負荷電流が少なく、チャージポンプなどの昇圧手段を用いれば比較的簡単に電源電圧Ｖｄｄよりも高い電圧を得ることができる。そして駆動回路５は、昇圧手段によって昇圧された電圧を振幅とする駆動信号Ｖｄｐ，Ｖｄｎを生成して駆動用コンデンサＣ１，Ｃ２に印加することにより、振動子４の振動振幅をより一層大きくできるという利点がある。
　また上記実施形態における静電容量検出回路７は、角速度センサ１に限らず、加速度センサなどの角速度以外の物理量を検出する静電容量型センサにも適用することが可能である。すなわち、上述した静電容量検出回路７は、ローパスフィルタなどでノイズを良好に除去できる高周波信号を生成する構成であるため、角速度センサ以外の静電容量型センサに適用した場合であってもノイズ抑制効果を良好に発揮するものである。
　本発明の一実施形態によれば、振動子を介して静電容量が可変の２つの検出用コンデンサが直列に接続され、前記振動子の変位に応じて前記２つの検出用コンデンサの静電容量が変化し、前記２つの検出用コンデンサのそれぞれから出力される電荷信号に基づいて静電容量を検出する静電容量検出回路は、全差動アンプを有し、該全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子との間、及び、非反転入力端子と反転出力端子との間のそれぞれにフィードバックコンデンサが接続され、前記２つの検出用コンデンサのうちの一方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積すると共に、他方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を非反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積することにより、前記２つの検出用コンデンサの静電容量に応じた一対の出力信号を出力するＣＶ変換回路と、基準電圧入力端子を有し、前記全差動アンプの反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を前記基準電圧入力端子に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路と、前記振動子の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、該基準電圧信号を前記基準電圧入力端子へ出力する基準電圧生成回路と、を備える。
　上記静電容量検出回路の構成においては、前記全差動アンプが、前記出力信号の中心電圧を定める出力基準電圧端子を有し、前記基準電圧生成回路が、前記基準電圧信号を前記出力基準電圧端子へ更に出力する構成を採用してもよい。
　また本発明の一実施形態によれば、角速度センサは、振動可能なように構成され、所定電圧に保持される振動子と、前記振動子を所定の振動方向へ振動させる一対の駆動用コンデンサと、前記一対の駆動用コンデンサのそれぞれに対して互いに極性が反転する駆動信号を印加し、前記一対の駆動用コンデンサに前記振動子を前記振動方向へ振動させるための静電気力を生じさせる駆動回路と、前記振動子が前記振動方向と直交する検出方向へ変位することに伴って静電容量を変化させる一対の検出用コンデンサと、全差動アンプを有し、該全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子との間、及び、非反転入力端子と反転出力端子との間のそれぞれにフィードバックコンデンサが接続され、前記一対の検出用コンデンサのうちの一方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積すると共に、他方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を非反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積することにより、前記一対の検出用コンデンサの静電容量に応じた一対の出力信号を出力するＣＶ変換回路と、基準電圧入力端子を有し、前記全差動アンプの反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を前記基準電圧入力端子に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路と、前記振動子の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、該基準電圧信号を前記基準電圧入力端子へ出力する基準電圧生成回路と、前記振動子の電圧を前記所定電圧に保持する電圧保持回路と、を備える。
　また上記角速度センサの構成においては、前記全差動アンプが、前記出力信号の中心電圧を定める出力基準電圧端子を有し、前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧信号を前記出力基準電圧端子へ更に出力する構成を採用してもよい。
　さらに上記角速度センサの構成においては、前記駆動信号の振動振幅が、前記電圧保持回路によって保持される前記所定電圧である構成を採用してもよい。
　本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
　本出願は、2013年12月26日出願の日本特許出願（特願2013－269284）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本発明によれば、ノイズ低減作用を低下させることなく、振動子に対して従来よりも高電圧を印加することができるため、振動子の振動振幅を大きくすることができる。
　１…角速度センサ、４…振動子、５…駆動回路、６…電圧保持回路、７…静電容量検出回路、８…ＣＶ変換回路、９…入力コモンモードフィードバック回路、１０…基準電圧生成回路、１１…全差動アンプ、１２…出力コモンモード端子（出力基準電圧端子）、１４…基準電圧入力端子、Ｃ１，Ｃ２…駆動用コンデンサ、Ｃ５，Ｃ６…検出用コンデンサ、Ｃｆ１，Ｃｆ２…フィードバックコンデンサ

Claims (5)

  1. 　振動子を介して静電容量が可変の２つの検出用コンデンサが直列に接続され、前記振動子の変位に応じて前記２つの検出用コンデンサの静電容量が変化し、前記２つの検出用コンデンサのそれぞれから出力される電荷信号に基づいて静電容量を検出する静電容量検出回路であって、
    　全差動アンプを有し、該全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子との間、及び、非反転入力端子と反転出力端子との間のそれぞれにフィードバックコンデンサが接続され、前記２つの検出用コンデンサのうちの一方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積すると共に、他方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を非反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積することにより、前記２つの検出用コンデンサの静電容量に応じた一対の出力信号を出力するＣＶ変換回路と、
    　基準電圧入力端子を有し、前記全差動アンプの反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を前記基準電圧入力端子に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路と、
    　前記振動子の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、該基準電圧信号を前記基準電圧入力端子へ出力する基準電圧生成回路と、
    　を備える、静電容量検出回路。
  2. 　前記全差動アンプは、前記出力信号の中心電圧を定める出力基準電圧端子を有し、
    　前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧信号を前記出力基準電圧端子へ出力する、
    　請求項１に記載の静電容量検出回路。
  3. 　振動可能に構成され、所定電圧に保持される振動子と、
    　前記振動子を所定の振動方向へ振動させる一対の駆動用コンデンサと、
    　前記一対の駆動用コンデンサのそれぞれに対して互いに極性が反転する駆動信号を印加し、前記一対の駆動用コンデンサに前記振動子を前記振動方向へ振動させるための静電気力を生じさせる駆動回路と、
    　前記振動子が前記振動方向と直交する検出方向へ変位することに伴って静電容量を変化させる一対の検出用コンデンサと、
    　全差動アンプを有し、該全差動アンプの反転入力端子と非反転出力端子との間、及び、非反転入力端子と反転出力端子との間のそれぞれにフィードバックコンデンサが接続され、前記一対の検出用コンデンサのうちの一方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積すると共に、他方の検出用コンデンサから出力される電荷信号に応じた電荷を非反転入力端子に接続されたフィードバックコンデンサに蓄積することにより、前記一対の検出用コンデンサの静電容量に応じた一対の出力信号を出力するＣＶ変換回路と、
    　基準電圧入力端子を有し、前記全差動アンプの反転入力端子及び非反転入力端子の平均電圧を前記基準電圧入力端子に入力する電圧に制御する入力コモンモードフィードバック回路と、
    　前記振動子の共振周波数よりも高い周波数で変化する基準電圧信号を生成し、該基準電圧信号を前記基準電圧入力端子へ出力する基準電圧生成回路と、
    　前記振動子の電圧を前記所定電圧に保持する電圧保持回路と、
    　を備える、角速度センサ。
  4. 　前記全差動アンプは、前記出力信号の中心電圧を定める出力基準電圧端子を有し、
    　前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧信号を前記出力基準電圧端子へ出力する、
    　請求項３に記載の角速度センサ。
  5. 　前記駆動信号の振動振幅は、前記電圧保持回路によって保持される前記所定電圧である
    　請求項３又は４に記載の角速度センサ。
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