JP2008092113A - 積層型フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】小型化を図りつつ、広い帯域において外部回路との間で十分なインピーダンスマッチングを行うことができ、広い帯域において良好なフィルタ特性を得ることができるようにした積層型フィルタを提供する。
【解決手段】隣接するもの同士が互いに電磁結合された複数の共振部１１，１２，…１ｎと、一方の端部側の共振部１１に電磁結合された第１の共振器４１と、他方の端部側の共振部１ｎに電磁結合された第２の共振器５１とを備える。各共振部１１，１２，…１ｎはそれぞれ、互いにインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器を有し、フィルタとしての通過周波数が、１／４波長共振器単体の物理的な長さλ₀／４で定まる周波数ｆ₀よりも低い値ｆ₂に設定されている。通過周波数ｆ₂に対応する波長をλ₂としたとき、第１および第２の共振器４１，５１の物理的な長さをλ₂／４とする。
【選択図】図５

Description

本発明は、例えば携帯電話機等の無線通信機器に使用可能な小型の積層型フィルタに関する。

従来より、ストリップ導体を用いて共振器を形成し、これを複数結合させてフィルタを構成することが知られている。例えば特許文献１には、ストリップ導体からなる共振器を平面方向に配置して互いにインターディジタル結合させたストリップラインフィルタが開示されている。一方、近年では、携帯電話機等の無線通信機器の小型化と高性能化が進んでおり、それに搭載されるフィルタにも小型化への要求がある。上記したストリップラインフィルタは共振器が平面的に構成されているため、小型化が困難である。小型化に有利なフィルタとして、例えば特許文献２に開示されているように、誘電体基板の内部に共振用の導体を積層した積層型フィルタがある。

特開平６−２１６６０５号公報 特許第３０６７６１２号公報

積層型フィルタにおいて、小型化を図るためにはインターディジタル型の共振器を用いることが有利である。例えば、共振器用の導体を積層基板内で積層方向に配置して積層方向で互いに強くインターディジタル結合させることにより２つの動作モードを発生させ、そのうちの周波数の低い動作モードで動作させることにより、動作周波数に対して共振器の物理的長さを小さくしてフィルタを小型化する手法が考えられる。このような構造のフィルタを外部回路と接続する場合、接続される共振器のインピーダンスは、共振器の物理的長さが大きいほど高くなる。また、積層基板内の誘電率が小さく、共振器の容量結合の度合いが小さいほど、インピーダンスが高くなる。逆に、積層型フィルタを小型化するためには共振器の物理的長さが小さく、共振器の容量結合の度合が大きい方が有利である。このため、積層型フィルタを小型化しようとすると、共振器のインピーダンスが低くなり、フィルタの通過帯域において、外部回路との間でインピーダンスマッチングが取れず、十分なフィルタ特性が得られないという問題が生じる。特に、広帯域化を図ろうとした場合には大きな問題となる。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、小型化を図りつつ、広い帯域において外部回路との間で十分なインピーダンスマッチングを行うことができ、広い帯域において良好なフィルタ特性を得ることができるようにした積層型フィルタを提供することにある。

本発明による積層型フィルタは、積層面内方向に並列配置され、隣接するもの同士が互いに電磁結合された少なくとも２つ以上の共振部と、２つ以上の共振部のうち一方の端部側の共振部に電磁結合された第１の共振器と、他方の端部側の共振部に電磁結合された第２の共振器とを備えたものである。そして、各共振部がそれぞれ、積層方向に対向配置された１／４波長共振器を複数有すると共に、対向する１／４波長共振器同士が互いにインターディジタル結合されることにより、フィルタとしての通過周波数が、１／４波長共振器単体の物理的な長さλ₀／４で定まる周波数ｆ₀よりも低い値ｆ₂に設定され、かつ、通過周波数ｆ₂に対応する波長をλ₂としたとき、第１および第２の共振器の物理的な長さがλ₂／４となっているものである。
なお、本発明による積層型フィルタにおいて、「インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器」とは、一方の１／４波長共振器の開放端と他方の１／４波長共振器の短絡端とが対向すると共に、一方の１／４波長共振器の短絡端と他方の１／４波長共振器の開放端とが対向するように配置されることで、互いに電磁結合された共振器のことをいう。

本発明による積層型フィルタでは、各共振部において、隣接する１／４波長共振器同士が、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成とされることで、小型化が容易となる。ここで、一対の１／４波長共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、物理的な１／４波長の長さλ₀／４で決まる共振周波数ｆ₀（インターディジタル結合させていないときの１／４波長共振器単体での共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さλ₀／４に対応する共振周波数ｆ₀よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、フィルタとしての通過周波数（動作周波数）に設定することで、フィルタとしての通過周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも小型化が図られる。また、周波数の低い第２の共振モードでは、各共振器に同方向に電流ｉが流れ、擬似的に導体厚みが増えることで、導体損失が少なくなる。
本発明による積層型フィルタでは、このようなインターディジタル結合の構造を有する２つ以上の共振部のうち、両端部の共振部に、物理的な長さがλ₂／４の第１および第２の共振器が電磁結合される。ここで、λ₂は通過周波数ｆ₂に対応する波長であるから、第１および第２の共振器の物理的な長さλ₂／４は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の物理的な長さλ₀／４よりも長い。このため、インターディジタル結合の構造を有する共振部に比べて、第１および第２の共振器ではインピーダンスが高くなり、広い帯域において外部回路との間でインピーダンスマッチングを取りやすくなる。これにより、フィルタ全体として小型化を図りつつ、広い帯域において良好なフィルタ特性が得られる。

本発明による積層型フィルタにおいて、第１および第２の共振器がそれぞれ、積層方向に配置された複数の線路導体と、複数の線路導体間を導通する接続導体とを有する構造であっても良い。そして、複数の線路導体と接続導体とで全体としてλ₂／４の長さを有する構造であっても良い。
これにより、第１および第２の共振器を構成する線路導体が積層方向に分割して形成されるので、各積層面内での線路導体の長さが短くなり、小型化に有利となる。

また、本発明による積層型フィルタにおいて、第１および第２の共振器を外部端子電極に導通させるための引出導体をさらに備えていても良い。

また、本発明による積層型フィルタにおいて、第１および第２の共振器はそれぞれ、一端が開放端、他端が短絡端とされ、第１の共振器の開放端と第２の共振器の開放端とが互いに逆方向を向くように構成されていることが好ましい。
第１の共振器の開放端と第２の共振器の開放端とが同一方向を向いていた場合、第１および第２の共振器に信号を入出力させると、第１の共振器と第２の共振器との間の開放端側で信号の余計なパスが生じるおそれがある。第１の共振器の開放端と第２の共振器の開放端とを互いに逆向きにすることで、余計なパスが生じにくくなり、より良好なフィルタ特性が得られる。特に、通過周波数帯域外で減衰極を生じさせることが可能となり、減衰特性の改善に有利となる。

本発明の積層型フィルタによれば、各共振部を、積層配置され、かつインターディジタル結合された複数の１／４波長共振器で構成するようにしたので、小型化が容易となる。また、両端部の共振部に、第１および第２の共振器を配置し、その物理的な長さを、インターディジタル結合された複数の１／４波長共振器よりも長く構成するようにしたので、インターディジタル結合の構造を有する共振部に比べて、第１および第２の共振器のインピーダンスを高くすることができ、広い帯域において外部回路との間でインピーダンスマッチングを取りやすくなる。これらにより、小型化を図りつつ、広い帯域において外部回路との間で十分なインピーダンスマッチングを行うことができ、広い帯域において良好なフィルタ特性を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの一構成例を示している。図２は、この積層型フィルタを図１におけるＢ−Ｂ線を含むＹＺ平面で切ってＸ１方向から見た断面の構成を示している。図３は、この積層型フィルタを図１におけるＡ−Ａ線を含むＹＸ平面で切った断面の構成を示している。図４（Ａ）〜図４（Ｆ）は、この積層型フィルタの各層ごとの積層面内の構成を示している。なお、図４（Ａ）を最上面として、図４（Ｂ）〜図４（Ｆ）は順次下層側の構成を示し、図４（Ｆ）が最も底面の構成を示している。

まず、図５を参照して、この積層型フィルタの基本的な共振構造を説明する。なお、本実施の形態では、入出力端側に不平衡端子を備えた不平衡入力−不平衡出力型のフィルタを例に説明する。この積層型フィルタは、隣接するもの同士が互いに電磁結合されたｎ個（ｎ＝２以上）の共振部１１，１２，…１ｎと、共振部１１，１２，…１ｎのうち、一方の端部側の共振部１１に電磁結合された第１の共振器４１と、他方の端部側の共振部１ｎに電磁結合された第２の共振器５１とを備えている。第１の共振器４１には、一方の不平衡端子となる第１の信号用外部端子電極１が接続されている。第２の共振器５１には、他方の不平衡端子となる第２の信号用外部端子電極２が接続されている。第１の信号用外部端子電極１または第２の信号用外部端子電極２には、図示しないＩＣ等の外部回路が接続される。このフィルタは、例えば第１の信号用外部端子電極１を入力端子とし第２の信号用外部端子電極２を出力端子とすることで、全体として不平衡入力−不平衡出力型のフィルタが構成される。

共振部１１は、２つの１／４波長共振器２１および３１を有している。他の共振部１２，…１ｎも同様に、２つの１／４波長共振器２２，…２ｎおよび３２，…３ｎを有している。共振部１１，１２，…１ｎにおける２つの１／４波長共振器２１，２２，…２ｎおよび３１，３２，…３ｎは、互いにインターディジタル結合されている。

ここで、一方の端部側の共振部１１を例に、インターディジタル結合の概念について説明する。インターディジタル結合とは、一対の１／４波長共振器２１，３１の一端を開放端、他端を短絡端とし、一方の１／４波長共振器２１の開放端と他方の１／４波長共振器３１の短絡端とが対向すると共に、一方の１／４波長共振器２１の短絡端と他方の１／４波長共振器３１の開放端とが対向するように配置して一対の１／４波長共振器２１，３１を電磁結合させることをいう。

本実施の形態において、一対の１／４波長共振器２１，３１は、後述するように、共振時に強いインターディジタル結合がなされていることで、第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと第１の共振周波数ｆ₁よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとを有している。より詳しくは、インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器２１，３１の単体での共振周波数をｆ₀としたとき、単体での共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと単体での共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとを有している。そして、動作周波数が第２の共振周波数ｆ₂となるように構成されている。

他の共振部１２，…１ｎについても同様のインターディジタル結合構造とされている。そして、この積層型フィルタは、隣接する共振部同士が、周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂で共振し、電磁結合するように構成されている。これにより、全体として第２の共振周波数ｆ₂を通過帯域としたバンドパスフィルタが構成されている。すなわち、フィルタとしての通過周波数が、各共振部における１／４波長共振器単体の物理的な長さλ₀／４で定まる周波数ｆ₀よりも低い値ｆ₂に設定されている。

第１の共振器４１は、上記した通過周波数ｆ₂に対応する波長をλ₂としたとき、その物理的な長さがλ₂／４となっている。第２の共振器５１も同様に、その物理的な長さがλ₂／４となっている。すなわち、第１および第２の共振器４１，５１は、共振部１１，１２，…１ｎにおける１／４波長共振器の長さ（λ₀／４）よりも長い長さ（λ₂／４）の１／４波長共振器とされている。

次に、図１〜図３および図４（Ａ）〜図４（Ｆ）を参照して、この積層型フィルタの具体的な構造を説明する。なお、図１〜図３および図４（Ａ）〜図４（Ｆ）において、図５の基本構成に対応する部分には同一の符号を付している。なお、この具体例では、４つの共振部１１，１２，１３，１４を備えた（ｎ＝４とした）構成例を示している。

この積層型フィルタは、図１に示したように全体として略直方体形状の誘電体ブロック１０を備えている。誘電体ブロック１０の対向する両側面には、信号用外部端子電極１，２が形成されている。信号用外部端子電極１，２は、上面および底面にまで延在して形成されている。また、誘電体ブロック１０の対向する他の両側面には、接地用外部端子電極３，４が形成されている。接地用外部端子電極３，４は、上面および底面にまで延在して形成されている。

また、誘電体ブロック１０の内部には、図４（Ｂ）〜図４（Ｅ）に示したような導体パターンが内部層として形成されている。各内部層は、図２および図３に示したような構造で積層されている。このような構造は、例えば、表面に所定の導体パターンが形成されたシート状の誘電体基板を順次重ね合わせて積層構造にすることで実現できる。この積層型フィルタは、内部層として、シールド電極５，６が形成されたシールド電極層（図４（Ｂ），図４（Ｅ））と、各共振部１１，１２，１３，１４、ならびに第１および第２の共振器４１，５１を構成する線路導体が形成された線路導体層（図４（Ｃ），図４（Ｄ））とを有している。

シールド電極５，６は、線路導体層を挟んで上下方向に積層されている。上側のシールド電極５において、最上面の信号用外部端子電極１，２に対応する部分５Ａは、凹形状とされている（図４（Ａ），（Ｂ）参照）。また、下側のシールド電極６において、底面の信号用外部端子電極１，２に対応する部分６Ａは、凹形状とされている（図４（Ｅ），（Ｆ）参照）。これらの凹形状の部分５Ａ，６Ａは、積層方向でシールド電極５，６と信号用外部端子電極１，２とで不要な容量成分が発生するのを防止するために設けられている。

各共振部１１，１２，１３，１４を構成する１／４波長共振器２１，２２，２３，２４および３１，３２，３３，３４は、導体の線路パターン（ストリップライン）として形成されている。これらの線路パターンの長さは、上述したλ₀／４となっている。一方の１／４波長共振器２１，２２，２３，２４はすべて、１つの積層面１０２（図４（Ｄ））に形成されると共に、それぞれ一方の端部が図３に示したように接地用外部端子電極４に接続されて短絡端とされ、他端は開放端とされている。他方の１／４波長共振器３１，３２，３３，３４は、他の１つの積層面１０１（図４（Ｃ））に形成されると共に、それぞれ一方の端部が図３に示したように接地用外部端子電極３に接続されて短絡端とされ、他端は開放端とされている。積層面１０１，１０２は、隣接して対向配置されており、これにより、一方の１／４波長共振器２１，２２，２３，２４と他方の１／４波長共振器３１，３２，３３，３４とが、積層方向で互いにインターディジタル結合されている。またこれにより、図２に示したように、各共振部１１，１２，１３，１４が、積層面内方向に並列配置された構造とされている。

第１の共振器４１は、積層面１０２に形成された線路導体４１Ａ（図４（Ｄ））と、積層面１０１に形成された他の線路導体４１Ｂ（図４（Ｃ））と、それら線路導体４１Ａ，４１Ｂ間を導通する接続導体としての貫通導体７（図２）とで構成されている。第１の共振器４１は、これら線路導体４１Ａ，４１Ｂと貫通導体７とで全体としてλ₂／４の長さを有している。線路導体４１Ａは、積層面１０２において一方の端部側の共振部１１を構成する一方の１／４波長共振器２１に隣接して形成されている。他の線路導体４１Ｂは、積層面１０１において他方の１／４波長共振器３１に隣接して形成されている。線路導体４１Ａは、一方の端部が接地用外部端子電極４に接続されて短絡端とされ、他端が貫通導体７に接続されている。他の線路導体４１Ｂは、一方の端部が貫通導体７に接続され、他端が開放端とされている。これにより、線路導体４１Ａ，４１Ｂと貫通導体７とが全体として、一端が短絡され、他端が開放端とされたλ₂／４の長さを有する１／４波長共振器の構成とされている。

第２の共振器５１も同様に、積層面１０１に形成された線路導体５１Ａ（図４（Ｃ））と、積層面１０２に形成された他の線路導体５１Ｂ（図４（Ｄ））と、それら線路導体５１Ａ，５１Ｂ間を導通する接続導体としての貫通導体８（図２）とで構成されている。第２の共振器５１は、これら線路導体５１Ａ，５１Ｂと貫通導体８とで全体としてλ₂／４の長さを有している。線路導体５１Ａは、積層面１０１において他方の端部側の共振部１４を構成する他方の１／４波長共振器３４に隣接して形成されている。他の線路導体５１Ｂは、積層面１０２において一方の１／４波長共振器２４に隣接して形成されている。線路導体５１Ａは、一方の端部が接地用外部端子電極３に接続されて短絡端とされ、他端が貫通導体８に接続されている。他の線路導体５１Ｂは、一方の端部が貫通導体８に接続され、他端が開放端とされている。これにより、線路導体５１Ａ，５１Ｂと貫通導体８とが全体として、一端が短絡され、他端が開放端とされたλ₂／４の長さを有する１／４波長共振器の構成とされている。

また、第１の共振器４１の開放端側を構成する他の線路導体４１Ｂは、積層面１０１に形成された引出導体４１Ｃの一端に導通されている。引出導体４１Ｃの他端は、側面方向の第１の信号用外部端子電極１に導通されている。これにより、第１の共振器４１は、引出導体４１Ｃを介して積層面１０１側から第１の信号用外部端子電極１に導通されている。また、第２の共振器５１の開放端側を構成する他の線路導体５１Ｂは、積層面１０２に形成された他方の引出導体５１Ｃの一端に導通されている。他方の引出導体５１Ｃの他端は、側面方向の第２の信号用外部端子電極２に導通されている。これにより、第２の共振器５１は、引出導体５１Ｃを介して積層面１０２側から第２の信号用外部端子電極２に導通されている。このように、この積層型フィルタでは、第１の共振器４１と第２の共振器５１とが、異なる内部層側から信号用外部端子電極１，２に接続されている。

また、この積層型フィルタにおいて、第１の共振器４１の開放端と第２の共振器５１の開放端とが互いに逆方向を向くように構成されている。具体的には、第１の共振器４１の開放端である他の線路導体４１Ｂの他端が、図４（Ｃ）に示したようにＸ２方向を向くように構成され、第２の共振器５１の開放端である他の線路導体５１Ｂの他端が、図４（Ｄ）に示したようにＸ２方向とは逆方向のＸ１方向を向くように構成されている。

次に、本実施の形態に係る積層型フィルタの作用を説明する。
このフィルタでは、第１の信号用外部端子電極１から入力された不平衡信号が、主に共振部１１，１２，１３，１４の共振器としての作用により、第２の共振周波数ｆ₂を通過帯域としてフィルタリングされ、第２の信号用外部端子電極２から出力される。

この積層型フィルタでは、各共振部１１，１２，１３，１４がそれぞれ、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成とされ、そのインターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を通過帯域としていることで、小型化されている。一対の１／４波長共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、後述の図１０に示すように、インターディジタル結合させていないときの各共振器単体での共振周波数ｆ₀（物理的な１／４波長の長さλ₀／４で決まる共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さ（λ₀／４）に対応する共振周波数ｆ₀よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、共振器としての動作周波数に設定することで、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも小型化が図られる。

本実施の形態では、このようなインターディジタル結合の構造を有する複数の共振部１１，１２，１３，１４のうち、両端部の共振部１１，１４に、物理的な長さがλ₂／４の第１および第２の共振器４１，５１が電磁結合される。ここで、λ₂は通過周波数ｆ₂に対応する波長であるから、第１および第２の共振器４１，５１の物理的な長さλ₂／４は、複数の共振部１１，１２，１３，１４におけるインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の物理的な長さλ₀／４よりも長い。このため、インターディジタル結合の構造を有する共振部１１，１２，１３，１４に比べて、第１および第２の共振器４１，５１ではインピーダンスが高くなり、広い帯域において外部回路との間でインピーダンスマッチングを取りやすくなる。これにより、フィルタ全体として小型化を図りつつ、広い帯域において良好なフィルタ特性が得られる。

また、本実施の形態では、第１および第２の共振器４１，５１を構成する線路導体が積層方向に分割して形成されているので、各積層面内での線路導体の長さが短くなり、小型化に有利となる。

また、本実施の形態では、第１および第２の共振器４１，５１の開放端を互いに異なる層に形成し、かつ互いに逆向きにしたことで、開放端を同一方向を向けた場合に比べて、良好なフィルタ特性が得られる。第１の共振器４１の開放端と第２の共振器５１の開放端とが同一方向を向いていた場合、第１および第２の共振器４１，５１に信号を入出力させると、第１の共振器４１と第２の共振器５１との間の開放端側で信号の余計なパスが生じるおそれがある。第１の共振器４１の開放端と第２の共振器５１の開放端とを互いに逆向きにすることで、余計なパスが生じにくくなり、より良好なフィルタ特性が得られる。特に、通過周波数帯域外で減衰極を生じさせることが可能となり、減衰特性の改善に有利となる。

図１２は、この積層型フィルタの減衰特性および損失特性を示している。図１２の横軸は周波数、縦軸は減衰量を示す。図１２において、符号Ｓ２１を付した曲線は、この積層型フィルタにおける信号の通過損失特性を示す。符号Ｓ１１を付した曲線は、入力端子（信号用外部端子電極１）側から見た反射損失特性を示す。図１２から分かるように、広い帯域において、良好な減衰特性および損失特性が得られている。また、通過周波数帯域外において減衰極２０１，２０２が生じている。

一方、図１３に、本実施の形態に対する比較例の構造での減衰特性および損失特性を示す。この比較例に係る積層型フィルタの内部構造を、図１６（Ａ）〜図１６（Ｆ）に示す。図１６（Ａ）〜図１６（Ｆ）において、図４（Ａ）〜図４（Ｆ）に示した本実施の形態に係る積層型フィルタと同一の構造を有する部分には、同一の符号を付している。この比較例に係る積層型フィルタは、６つの共振部１１，１２，１３，１４，１５，１６を構成する１／４波長共振器２１，２２，２３，２４，２５，２６および３１，３２，３３，３４，３５，３６を有している。この比較例に係る積層型フィルタでは、本実施の形態における第１および第２の共振器４１，５１は設けられておらず、両端の共振部１１，１６を構成する１／４波長共振器３１，３６に直接、引出導体４１Ｃ，５１Ｃが接続されている。また、この比較例の構造では、引出導体４１Ｃ，５１Ｃが接続された１／４波長共振器３１，３６の開放端が同一方向を向いている。

図１３の特性から分かるように、この比較例の構造では、第１および第２の共振器４１，５１が設けられていないので本実施の形態の構造に比べて、特に通過周波数帯域内での反射損失特性が悪化している。また、通過周波数帯域外の特性についても、本実施の形態で見られるような減衰極２０１，２０２が形成されておらず、本実施の形態に比べて通過損失特性が悪化している。

次に、共振部１１，１２，１３，１４をインターディジタル結合構造にしたことにより得られる作用、効果についてより詳しく説明する。ＴＥＭ（Transverse Electro Magnetic）線路からなる２つの共振器を結合させる手法として、一般にコムライン結合とインターディジタル結合との２種類を挙げることができる。このうち、インターディジタル結合は、非常に強い結合が得られることが知られている。

インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器２１，３１では、共振状態を２つの固有な共振モードに分けることができる。図６は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器２１，３１における第１の共振モードを示し、図７は、その第２の共振モードを示している。なお、図６および図７において、破線で示した曲線は、各共振器における電界Ｅの分布を示している。また、図６および図７では、一対の１／４波長共振器２１，３１の共振時の状態を示しており、他端をグランドの状態としている。これは交流的なゼロ電位であることを意味している。

第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器２１，３１のそれぞれにおいて開放端側から短絡端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが逆方向となる。この第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器２１，３１で電磁波が同相に励振されている。

一方、第２の共振モードでは、一方の１／４波長共振器１０では開放端側から短絡端側に電流ｉが流れると共に、他方の１／４波長共振器２０では短絡端側から開放端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが同方向となる。すなわち、この第２の共振モードでは、電界Ｅの分布を見ても分かるように、一対の１／４波長共振器２１，３１で電磁波が逆相に励振されている。この第２の共振モードでは、一対の１／４波長共振器全体の物理的な回転対称軸に対して互いに回転対称な位置で、電界Ｅの位相が１８０°異なる。

ここで、回転対称構造の場合、第１の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ａ）のｆ₁で表され、第２の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ｂ）のｆ₂で表される。式（１Ａ），（１Ｂ）において、ｃは光速、ε_rは実効比誘電率、ｌは共振器の長さを表す。

また、Ｚ_eは偶モードの特性インピーダンス、Ｚ_Oは奇モードの特性インピーダンスを表す。左右対称型のカップリング伝送線路において、その伝送線路に伝搬する伝送モードは、偶モードと奇モードとの２種類の独立なモード（互いに干渉しない）に分解される。

図８（Ａ）は、そのカップリング伝送線路の奇モードでの電界Ｅの分布を示し、図８（Ｂ）は偶モードでの電界Ｅの分布を示している。なお、図８（Ａ），図８（Ｂ）において、外周部分はグランド層１５０、内部には左右対称の導体線路１５１，１５２が形成されている。図８（Ａ），図８（Ｂ）では、カップリング伝送線路の伝送方向に直交する断面内での電界分布を示しており、信号の伝送方向は紙面に対して直交する方向である。

図８（Ａ）に示したように、奇モードでは、導体線路１５１，１５２の対称面に対して電界が垂直に交わり、対称面が仮想的な電気壁１５３Ｅとなる。図９（Ａ）は、図８（Ａ）と等価な伝送線路を示している。図９（Ａ）に示したように、対称面を実際の電気壁１５３Ｅ（ゼロ電位の壁、グランド）に置き換えることで、１つの導体線路１５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図９（Ａ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での奇モードの特性インピーダンスＺ_Oとなる。

一方、偶モードでは、図８（Ｂ）に示したように導体線路１５１，１５２の対称面に対して電界が平衡になり、磁界が対称面に対して垂直に交わる。偶モードでは、対称面が仮想的な磁気壁１５３Ｈとなる。図９（Ｂ）は、図８（Ｂ）と等価な伝送線路を示している。図９（Ｂ）に示したように、対称面を実際の磁気壁１５３Ｈ（インピーダンス無限大の壁）に置き換えることで、１つの導体線路１５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図９（Ｂ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での偶モードの特性インピーダンスＺ_eとなる。

ここで、一般的に伝送線路の特性インピーダンスＺは、信号ラインの単位長さ当たりのグランドに対する容量Ｃと、信号ラインの単位長さ当たりのインダクタンス成分Ｌとの比で表現される。すなわち、
Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ） ……（２）
なお、√は、（Ｌ／Ｃ）全体の平方根を取ることを示す。

奇モードでの特性インピーダンスＺ_Oは、図９（Ａ）の線路構造から、対称面がグランド（電気壁１５３Ｅ）となりグランドに対する容量Ｃが大きくなるので、（２）式から、Ｚ_Oの値が小さくなる。一方、偶モードでの特性インピーダンスＺ_eは、図９（Ｂ）の線路構造から、対称面が磁気壁１５３Ｈとなるので容量Ｃが小さくなり、（２）式から、Ｚ_eの値が大きくなる。

このことを踏まえてインターディジタル結合した一対の１／４波長共振器２１，３１の共振モードの共振周波数である式（１Ａ），（１Ｂ）を検討する。アークタンジェントの関数は単調増加の関数であるので、式（１Ａ），（１Ｂ）においてｔａｎ^-1に係る部分が大きくなればなるほど共振周波数は大きくなるし、小さくなればなるほど共振周波数は小さくなる。すなわち、奇モードでの特性インピーダンスＺ_Oの値が小さくなり、偶モードでの特性インピーダンスＺ_eの値が大きくなって、それらの差が大きくなればなるほど、式（１Ａ）から第１の共振モードの共振周波数ｆ₁は大きくなり、式（１Ｂ）から第２の共振モードの共振周波数ｆ₂は小さくなる。

従って、結合する伝送路の対称面の比率を大きくしてやれば、第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂は、図１０に示したように互いに離れていくことになる。なお、図１０は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，３１における共振周波数の分布状態を示している。第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂の中間の共振周波数ｆ₀は、線路の物理的な長さによって決まる１／４波長で共振した場合の周波数（インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器単体での共振周波数）となる。ここで、伝送路の対称面の比率を大きくするということは、（２）式から奇モードでの容量Ｃを大きくすることに対応する。容量Ｃを大きくすることは、線路の結合の度合いを強くすることに対応する。従って、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，３１において、共振器間の結合を強くすればするほど、第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂とが大きく分離していくことになる。

一対の１／４波長共振器２１，３１をインターディジタル型で、かつ強く結合させることにより、以下の利点がある。強く結合させることで、物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数ｆ₀が２つに分離する。すなわち、共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れる。
この場合において、周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、動作周波数（フィルタとして構成した場合には通過周波数）に設定することで、第１の利点としてまず、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも共振器全体を小型化することができる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。

さらに、別の利点として、導体損失を少なくすることができる。図１１（Ａ），図１１（Ｂ）は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，３１における磁界Ｈの分布を模式的に示している。なお、図１１（Ａ），図１１（Ｂ）では、図７に示した一対の１／４波長共振器２１，３１における第２の共振モードでの電流ｉの流れる方向に直交する断面内での磁界分布を示している。電流ｉの流れる方向は紙面に対して直交する方向である。第２の共振モードでは、図１１（Ａ）に示したように、一対の１／４波長共振器２１，３１において、断面内で同一方向に（例えば反時計回りに）、磁界Ｈが分布する。この場合、強くインターディジタル結合させると（一対の１／４波長共振器２１，３１同士を近づけると）、図１１（Ｂ）に示したように、一対の１／４波長共振器２１，３１を仮想的に１つの導体とみなした状態と同等の磁界分布となる。すなわち、仮想的に導体厚が厚くなるので、導体損失が少なくなる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、各共振部１１，１２，１３，１４を、積層配置され、かつインターディジタル結合された複数の１／４波長共振器で構成するようにしたので、小型化が容易となる。また、両端部の共振部１１，１４に、第１および第２の共振器４１，５１を配置し、その物理的な長さを、インターディジタル結合された複数の１／４波長共振器よりも長く構成するようにしたので、インターディジタル結合の構造を有する共振部に比べて、第１および第２の共振器４１，５１のインピーダンスを高くすることができ、広い帯域において外部回路との間でインピーダンスマッチングを取りやすくなる。これらにより、小型化を図りつつ、広い帯域において外部回路との間で十分なインピーダンスマッチングを行うことができ、広い帯域において良好なフィルタ特性を得ることができる。
［変形例］

以下、本実施の形態に係る積層型フィルタの変形例を説明する。以下の変形例において、図１〜図３、図４（Ａ）〜図４（Ｆ）、および図５に示した構成に対応する部分には同一の符号を付す。
＜第１の変形例＞

図１４（Ａ），図１４（Ｂ）は、この積層型フィルタの第１の変形例を示している。この第１の変形例は、上述の図４（Ｃ），図４（Ｄ）の線路導体層をそれぞれ、図１４（Ａ），図１４（Ｂ）に示した構造にしたものである。図４（Ｃ），図４（Ｄ）の構造では、第１および第２の共振器４１，５１を、２つの積層面１０１，１０２に分割して形成するようにしたが、この第１の変形例では、第１および第２の共振器４１，５１をそれぞれ、１つの積層面１０１内に、１つの連続した線路導体として形成している。すなわち、第１の共振器４１を、積層面１０１において一方の端部側の共振部１１を構成する他方の１／４波長共振器３１に隣接して形成している。また、同一の積層面１０１において、第２の共振器５１を、他方の端部側の共振部１４を構成する他方の１／４波長共振器３４に隣接して形成している。
＜第２の変形例＞

図１５（Ａ），図１５（Ｂ）は、この積層型フィルタの第２の変形例を示している。上述の第１の変形例では、第１および第２の共振器４１，５１をそれぞれ、１つの積層面１０１内に、１つの連続した線路導体として形成するようにしたが、この第２の変形例では、第１の共振器４１と第１の共振器５１とを別々の積層面１０１，１０２内において、１つの連続した線路導体として形成している。すなわち、第１の共振器４１を、積層面１０１において一方の端部側の共振部１１を構成する他方の１／４波長共振器３１に隣接して形成している。また、別の積層面１０２において、第２の共振器５１を、他方の端部側の共振部１４を構成する一方の１／４波長共振器２４に隣接して形成している。この第２の変形例の構造では、図４（Ｃ），図４（Ｄ）の構造と同様に、第１の共振器４１と第２の共振器５１とが、異なる内部層側から信号用外部端子電極１，２に接続される。また、図４（Ｃ），図４（Ｄ）の構造と同様に、第１の共振器４１の開放端と第２の共振器５１の開放端とが互いに逆方向を向くように構成される。
［その他の変形例］

本発明は、上記実施の形態および変形例に限定されずさらに他の変形実施が可能である。例えば、上記実施の形態および変形例では、各共振部１１，１２，…１ｎがそれぞれ、２つの１／４波長共振器２ｎ，３ｎを１組としたインターディジタル結合構造となる場合について説明したが、各共振部１１，１２，…１ｎがそれぞれ、３つ以上の１／４波長共振器を有し、２組以上のインターディジタル結合された共振器を有する構造となっていても良い。

本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの全体構成を示す斜視図である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの一断面の構成を示す断面図である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの他の一断面の構成を示す断面図である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの各層の平面構成図である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの基本構成を示す模式図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の第１の共振モードを示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の第２の共振モードを示す説明図である。 左右対称型のカップリング伝送線路の伝送モードについての説明図であり、（Ａ）は奇モードでの電界分布を示し、（Ｂ）は偶モードでの電界分布を示す説明図である。 左右対称型のカップリング伝送線路と等価な伝送線路の構造についての説明図であり、（Ａ）はその等価な伝送線路における奇モードを示し、（Ｂ）は偶モードを示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における共振周波数の分布状態を示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における磁界分布を示す第１の説明図（Ａ）および第２の説明図（Ｂ）である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの伝送特性を示す特性図である。 比較例の積層型フィルタの伝送特性を示す特性図である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの第１の変形例を示す要部構成図である。 本発明の一実施の形態に係る積層型フィルタの第２の変形例を示す要部構成図である。 比較例の積層型フィルタの構成例を示す各層の平面構成図である。

符号の説明

１，２…信号用外部端子電極、３，４…接地用外部端子電極、５，６…シールド電極、７，８…貫通導体（接続導体）、１０…誘電体ブロック、１１，１２，…１ｎ…共振部、２１，２２，…２ｎ，３１，３２，…３ｎ…１／４波長共振器、４１…第１の共振器、５１…第２の共振器、４１Ａ，４１Ｂ，５１Ａ，５１Ｂ…線路導体、４１Ｃ，５１Ｃ…引出導体。

Claims (4)

1. 積層面内方向に並列配置され、隣接するもの同士が互いに電磁結合された少なくとも２つ以上の共振部と、前記２つ以上の共振部のうち一方の端部側の共振部に電磁結合された第１の共振器と、他方の端部側の共振部に電磁結合された第２の共振器とを備え、
   前記各共振部がそれぞれ、積層方向に対向配置された１／４波長共振器を複数有すると共に、対向する前記１／４波長共振器同士が互いにインターディジタル結合されることにより、フィルタとしての通過周波数が、前記１／４波長共振器単体の物理的な長さλ₀／４で定まる周波数ｆ₀よりも低い値ｆ₂に設定され、かつ、
   前記通過周波数ｆ₂に対応する波長をλ₂としたとき、前記第１および第２の共振器の物理的な長さがλ₂／４となっている
   ことを特徴とする積層型フィルタ。
2. 前記第１および第２の共振器はそれぞれ、積層方向に配置された複数の線路導体と、前記複数の線路導体間を導通する接続導体とを有すると共に、前記複数の線路導体と前記接続導体とで全体としてλ₂／４の長さを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の積層型フィルタ。
3. 前記第１および第２の共振器を外部端子電極に導通させるための引出導体をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の積層型フィルタ。
4. 前記第１および前記第２の共振器はそれぞれ、一端が開放端、他端が短絡端とされ、
   前記第１の共振器の開放端と前記第２の共振器の開放端とが互いに逆方向を向くように構成されている
   ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の積層型フィルタ。

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