JP4453690B2 - 誘電体フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、例えば携帯電話機等の無線通信機器に使用可能な誘電体フィルタに関する。

従来、誘電体ブロックに貫通孔を形成すると共に、その貫通孔の内壁面に導体膜を形成して貫通導体とし、その貫通導体を共振電極として用いるようにした誘電体フィルタが知られている（各特許文献参照）。また従来、誘電体フィルタの出力段に平衡入力型の増幅器を接続するような場合には、例えば、誘電体フィルタと増幅器との間にバランを挿入することが行われている。バランは、不平衡信号（アンバランス信号）と平衡信号（バランス信号）とを相互変換するものである。なお、不平衡信号を伝送する線路では、ある基準電位（通常、グランド電位）に対する１本の信号線の電位により信号が伝送される。平衡信号を伝送する線路では、一対の信号線間の電位差により信号が伝送される。平衡信号は、一対の信号線間を伝送する各信号の位相が互いに１８０°異なり、かつ振幅がほぼ等しければ、一般にバランス特性に優れた状態といえる。

図２６は、バランの一般的な構造を示している。このバランは、１／２波長（λ／２）共振器２０１と、第１および第２の１／４波長共振器２０２，２０３とを備えている。１／２波長共振器２０１は、両端が開放（オープン）端とされ、一方の開放端に不平衡入力端子２１１が接続されている。第１および第２の１／４波長共振器２０２，２０３のそれぞれの短絡（ショート）端が、１／２波長共振器２０１の各開放端に対向するように１／２波長共振器２０１に対向して配置されている。第１および第２の１／４波長共振器２０２，２０３のそれぞれの開放端には、平衡出力端子２１２，２１３が接続され、一対の平衡出力端子が形成されている。

しかしながら、バランを挿入する方法では、回路全体が大型化してしまうという問題がある。そこで、バランを用いることなく平衡信号の入出力を行えるようにした誘電体フィルタが開発されている。これは、誘電体フィルタ自体に平衡端子を設け、誘電体フィルタ自体にバランの機能を持たせたものである。例えば特許文献１では、貫通導体により形成された両端開放型の１／２波長共振器の両開放端に端子を設けて、平衡端子としている。
特開２０００−３５３９０４号公報 特開２０００−３４９５０５号公報 特開２００１−１３６００３号公報 特開２００１−２７４６０５号公報 特開２００２−０６４３０８号公報 特開２００３−１０１３０８号公報 特開平７−２５４８０７号公報 特開平９−２８４００５号公報 特許第３１１７５９８号公報

近年では、携帯電話機等の無線通信機器は小型化と高性能化が進んでおり、それに搭載されるフィルタにも小型化への要求がある。しかしながら、誘電体フィルタは、その構造上、大幅な小型化が困難である。一方、誘電体内部に共振電極を積層した積層型のフィルタでは、電極パターンをスパイラル状の線路パターンで形成するなどして小型化を図ることができる。これに対し、誘電体フィルタでは、誘電体ブロックに貫通孔を形成する製造上の問題から、積層型のフィルタのような手法で小型化を図ることは困難である。

誘電体フィルタの場合、例えば特許文献５に記載されているように、貫通孔の内径をステップ構造にしたＳＩＲ（Step Inpedance Resonator）の手法により、通常よりも小型化を図ることができる。しかしながら、この手法を用いても大幅な小型化は困難である。特に、誘電体フィルタ自体にバランの機能を持たせて平衡信号の入出力を行うような構造の場合、従来では１／２波長共振器を用いているので、全体の大きさが１／２波長共振器の大きさ（動作周波数の１／２波長の大きさ）によって制限されてしまい、小型化が困難である。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、従来に比べて大幅な小型化を実現できるようにした誘電体フィルタを提供することにある。

本発明による誘電体フィルタは、誘電体ブロックと、誘電体ブロックに形成され、隣接するもの同士が互いに電磁結合された少なくとも２つ以上の共振部とを備え、各共振部はそれぞれ、誘電体ブロックを貫通し１／４波長共振器として機能する貫通導体を複数有し、各共振部において、隣接する貫通導体同士が、互いにインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器として構成されているものである。そして、一対の１／４波長共振器が、インターディジタル結合していないときの１／４波長共振器の単体での共振周波数をｆ₀としたとき、単体での共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと単体での共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとを有するように、互いに隣接して配置され、かつ、隣接する共振部同士が第２の共振周波数ｆ₂で電磁結合されることにより、フィルタとしての通過周波数が第２の共振周波数ｆ ₂ に設定されているものである。本発明による誘電体フィルタはさらに、一対の平衡端子を備え、一対の平衡端子の一方の端子が一の共振部における一の貫通導体に接続され、他方の端子が一の貫通導体とインターディジタル結合した他の貫通導体に接続されているいるものである。
なお、本発明による誘電体フィルタにおいて、「インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器」とは、一方の１／４波長共振器の開放端と他方の１／４波長共振器の短絡端とが対向すると共に、一方の１／４波長共振器の短絡端と他方の１／４波長共振器の開放端とが対向するように配置されることで、互いに電磁結合された共振器のことをいう。

本発明による誘電体フィルタでは、各共振部において、隣接する貫通導体同士が、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成とされることで、小型化が容易となる。ここで、一対の１／４波長共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数ｆ₀（インターディジタル結合させていないときの１／４波長共振器単体での共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さに対応する共振周波数ｆ₀よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、フィルタとしての通過周波数（動作周波数）に設定することで、フィルタとしての通過周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも小型化が図られる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。また、周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードは、一対の１／４波長共振器で互いに逆相となる励振モードなので、バランス特性に優れたものとなる。また、周波数の低い第２の共振モードでは、各共振器に同方向に電流ｉが流れ、擬似的に導体厚みが増えることで、導体損失が少なくなる。

本発明による誘電体フィルタにおいて、各共振部は、偶数個の貫通導体を有し、かつ偶数個の貫通導体が全体として略環状に配列されていることが好ましい。
これにより、複数の貫通導体が全体として略環状に配列されることで、全体として擬似的にひとつの円形状の導体に近くなり、導体損失が少なくなる。また、偶数個の貫通導体で構成されていることで、隣接する貫通導体同士が、すべて互いにインターディジタル結合され、無駄が無くなる。

また、本発明による誘電体フィルタにおいて、貫通導体の断面形状は、例えば円形で構成されていても良い。この場合、貫通導体の断面内で電荷が平均的に分布するので、導体損失が少なくなる。

また、各共振部において、隣接する貫通導体同士の対向面が平面形状とされ、かつ、各貫通導体が、隣接する対向面同士が略平行となるように配列されていても良い。この場合、対向面が平面形状で、かつ略平行に配列されていることで、隣接する貫通導体同士で対向面積が大きくなり、強い容量結合が得られるので、より小型化しやすい。

また、本発明による誘電体フィルタにおいて、一の共振部における複数の貫通導体は、全体として回転対称軸を有する回転対称な構造とされていることが好ましい。そして、一対の平衡端子の一方の端子と他方の端子とが、回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置において、一の貫通導体と他の貫通導体とに接続されていることが好ましい。このような構成とすることで、平衡信号がバランス特性に優れた状態で伝送される。

本発明の誘電体フィルタによれば、各共振部において、隣接する貫通導体同士をインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成として、周波数が高い第１の共振モードと周波数の低い第２の共振モードとの２つの共振モードを有する構成とし、かつ、隣接する共振部同士を周波数の低い第２の共振モードで電磁結合するようにしたので、従来に比べて大幅な小型化を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの一構成例を示している。図２は、この誘電体フィルタを図１におけるＸ１方向から見た側面の構成を示している。図３は、この誘電体フィルタを図２におけるＡ−Ａ線を含むＸＺ平面で切った断面の構成を示している。図４は、この誘電体フィルタを図２におけるＢ−Ｂ線を含むＸＺ平面で切った断面の構成を示している。図５は、この誘電体フィルタを図１におけるＺ１方向から見た側面の構成を示している。また図７は、この誘電体フィルタの等価回路を示している。

まず、図７を参照して、この誘電体フィルタの基本的な共振構造を説明する。なお、本実施の形態では、入力端側に不平衡端子を備えると共に、出力端側に平衡端子を備えた不平衡入力−平衡出力型のフィルタを例に説明する。この誘電体フィルタは、第１の共振部１０と、第２の共振部２０を備えている。第１の共振部１０に接続された不平衡端子２と、第２の共振部２０に接続された一対の平衡端子３，４とを備えている。一対の平衡端子３，４には、図示しないＩＣ等の外部の回路が接続される。このフィルタは、不平衡端子２を入力端子とし一対の平衡端子３，４を出力端子とすることで、全体として不平衡入力−平衡出力型のフィルタが構成される。

第１の共振部１０は、４つの１／４波長共振器１１，１２，１３，１４を有している。第１の共振部１０において、例えば第１の１／４波長共振器１１に不平衡端子２が接続されている。第２の共振部２０も同様に、４つの１／４波長共振器２１，２２，２３，２４を有している。第２の共振部２０において、例えば第１の１／４波長共振器２１に一方の平衡端子３が接続され、第２の１／４波長共振器２２に他方の平衡端子４が接続されている。第１の共振部１０および第２の共振部２０における各１／４波長共振器は、隣接するもの同士が互いにインターディジタル結合されている。

ここで、第２の共振部２０における第１および第２の１／４波長共振器２１，２２を一対の１／４波長共振器とした場合を例に、インターディジタル結合の概念について説明する。インターディジタル結合とは、例えば図８に示したように、一対の１／４波長共振器２１，２２の一端を開放端、他端を短絡端とし、一方の１／４波長共振器２１の開放端と他方の１／４波長共振器２２の短絡端とが対向すると共に、一方の１／４波長共振器２１の短絡端と他方の１／４波長共振器２の開放端とが対向するように配置して一対の１／４波長共振器２１，２２を電磁結合させることをいう。

本実施の形態において、一対の１／４波長共振器２１，２２は、後述するように、共振時に強いインターディジタル結合がなされていることで、第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと第１の共振周波数ｆ₁よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとを有している。より詳しくは、インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器２１，２２の単体での共振周波数をｆ₀としたとき、単体での共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと単体での共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとを有している。そして、動作周波数が第２の共振周波数ｆ₂となるように構成されている。

このようにインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，２２に一対の平衡端子３，４を接続する場合、一対の１／４波長共振器２１，２２が、回転対称軸５を有し、全体的に回転対称な構造とされていることが好ましい。そして、一対の平衡端子３，４は、回転対称軸５に対して互いに回転対称となる位置において、一対の１／４波長共振器２１，２２に接続されていることが好ましい。これにより、バランス特性に優れた状態にすることができる。なお、本実施の形態では、後述するように第２の共振部２０が全体的に回転対称な構造とされ、一対の平衡端子３，４が、回転対称軸５に対して互いに回転対称となる位置に接続されている。

第１の共振部１０および第２の共振部２０における他の１／４波長共振器についても、同様にして隣接するもの同士が互いにインターディジタル結合されている。そして、この誘電体フィルタは、第１の共振部１０と第２の共振部２０とが、周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂で共振し、電磁結合するように構成されている。これにより、第２の共振周波数ｆ₂を通過帯域とした、不平衡入力−平衡出力型のバンドパスフィルタが構成されている。

なお、図７の等価回路では、１／４波長共振器を並列的に配置して図示しているが、後述するように、実際には、この誘電体フィルタでは１／４波長共振器を構成する貫通導体が全体として略環状に配列されている。これにより、図７では両端に位置しているが、第１の共振部１０において第１の１／４波長共振器１１と第４の１／４波長共振器１４も隣接することとなり、互いにインターディジタル結合している。同様に、第２の共振部２０において第１の１／４波長共振器２１と第４の１／４波長共振器２４も隣接することとなり、互いにインターディジタル結合している。このようにして、第１の共振部１０および第２の共振部２０において、隣接するもの同士が循環的にインターディジタル結合されている。

次に、この誘電体フィルタの具体的な構造を説明する。この誘電体フィルタは、図１に示したように全体として略直方体形状の誘電体ブロック１を備えている。誘電体ブロック１の上面および底面には、全体的に導体が積層され、図２に示したようにグランド電極３１，３２が形成されている。なお、図１では、グランド電極３１，３２の図示を省略している。誘電体ブロック１には、隣接して２つの共振部１０，２０が形成されている。

第１の共振部１０には、誘電体ブロック１における対向する第１および第２の側面を貫通する４つの貫通孔１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａが設けられている。貫通孔１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａは、断面が円形状となっている。貫通孔１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａの内壁面は、図３および図４に示したように導体膜１１Ｂ，１２Ｂ，１３Ｂ，１４Ｂで覆われている。これら導体膜１１Ｂ，１２Ｂ，１３Ｂ，１４Ｂにより、図７の４つの１／４波長共振器１１，１２，１３，１４として機能する断面が円形状の４つの貫通導体が形成されている。また、貫通孔１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａは、図１および図２から分かるように、第１の側面方向および第２の側面方向から見たときに、全体として略環状に配列されている。これにより、第１の共振部１０における４つの貫通導体が略環状に配列されている。
なお、ここでいう、貫通孔および貫通導体が「略環状に配列されている」とは、一側面から見たときに、各貫通孔および各貫通導体が略円周上に分布していることを意味する。

第２の共振部２０にも同様に、対向する第１および第２の側面を貫通する断面が円形状の４つの貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａが設けられている。第２の共振部２０の貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａも同様に、内壁面が導体膜２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂ，２４Ｂで覆われている。これら導体膜２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂ，２４Ｂにより、図７の４つの１／４波長共振器２１，２２，２３，２４として機能する断面が円形状の４つの貫通導体が形成されている。また第１の共振部１０と同様に、貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａは、図１および図２から分かるように、第１の側面方向および第２の側面方向から見たときに、全体として略環状に配列されている。これにより、第２の共振部２０における４つの貫通導体が略環状に配列されている。

誘電体ブロック１にはまた、貫通孔１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａおよび貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａが形成された位置に対応する第１および第２の側面に、接続用電極３３，３４，３５および接続用電極３６，３７，３８が形成されている。第１および第２の側面において、接続用電極３３，３４，３５および接続用電極３６，３７，３８が形成されていない部分は、絶縁領域となっている。接続用電極３３，３５および接続用電極３７は、誘電体ブロック１の上面に形成されたグランド電極３１に導通されている。接続用電極３４および接続用電極３６，３８は、底面のグランド電極３２に導通されている。

第１の共振部１０における各貫通導体の一端は、誘電体ブロック１の第１および第２の側面における絶縁領域に接続され、開放端とされている。また、第１の共振部１０において、第１の貫通孔１１Ａに形成された第１の貫通導体の他端は、第１の側面に形成された接続用電極３３に導通され、上面のグランド電極３１に導通されて短絡端とされている。また、第２の貫通孔１２Ａに形成された第２の貫通導体の他端は、第２の側面に形成された接続用電極３６に導通され、底面のグランド電極３２に導通されて短絡端とされている。また、第３の貫通孔１３Ａに形成された第３の貫通導体の他端は、第１の側面に形成された接続用電極３４に導通され、底面のグランド電極３２に導通されて短絡端とされている。また、第４の貫通孔１４Ａに形成された第４の貫通導体の他端は、第２の側面に形成された接続用電極３７に導通され、上面のグランド電極３１に導通されて短絡端とされている。

第２の共振部２０における各貫通導体の一端も同様に、誘電体ブロック１の第１および第２の側面における絶縁領域に接続され、開放端とされている。また、第２の共振部２０において、第１の貫通孔２１Ａに形成された第１の貫通導体の他端は、第１の側面に形成された接続用電極３５に導通され、上面のグランド電極３１に導通されて短絡端とされている。また、第２の貫通孔２２Ａに形成された第２の貫通導体の他端は、第２の側面に形成された接続用電極３８に導通され、底面のグランド電極３２に導通されて短絡端とされている。また、第３の貫通孔２３Ａに形成された第３の貫通導体の他端は、第１の側面に形成された接続用電極３４に導通され、底面のグランド電極３２に導通されて短絡端とされている。また、第４の貫通孔２４Ａに形成された第４の貫通導体の他端は、第２の側面に形成された接続用電極３７に導通され、上面のグランド電極３１に導通されて短絡端とされている。

誘電体ブロック１にはまた、端子用貫通孔２Ａ，３Ａ，４Ａが形成されている。誘電体ブロック１にはまた、端子用貫通孔２Ａ，３Ａ，４Ａが形成された位置に対応する第３および第４の側面に、外部端子電極４１，４２，４３が形成されている。

端子用貫通孔２Ａは、第１および第２の側面に直交する第３の側面を貫通し、第１の共振部１０における第１の貫通孔１１Ａに接続されている。端子用貫通孔２Ａの内壁面は、図３に示したように導体膜２Ｂで覆われている。この導体膜２Ｂにより、図７の不平衡端子２として機能する貫通導体が形成されている。貫通導体としての導体膜２Ｂは、第３の側面に形成された外部端子電極４１に導通されている。

端子用貫通孔３Ａは、第３の側面に対向する第４の側面を貫通し、第２の共振部２０における第１の貫通孔２１Ａに接続されている。端子用貫通孔３Ａの内壁面は、図３に示したように導体膜３Ｂで覆われている。この導体膜３Ｂにより、図７の一方の平衡端子３として機能する貫通導体が形成されている。貫通導体としての導体膜３Ｂは、第４の側面に形成された外部端子電極４２に導通されている。

また、端子用貫通孔４Ａは、第３の側面に対向する第４の側面を貫通し、第２の共振部２０における第２の貫通孔２２Ａに接続されている。端子用貫通孔４Ａの内壁面は、図４に示したように導体膜４Ｂで覆われている。この導体膜４Ｂにより、図７の他方の平衡端子４として機能する貫通導体が形成されている。貫通導体としての導体膜４Ｂは、第４の側面に形成された外部端子電極４３に導通されている。

なお、この誘電体フィルタにおける各貫通導体は、ＴＥＭ（Transverse Electro Magnetic）線路として機能する。ＴＥＭ線路とは、電界および磁界が共に電磁波の進行方向に垂直な断面内にのみ存在する電磁波（ＴＥＭ波）を伝送する伝送線路である。

第２の共振部２０は、図５に示したように、誘電体ブロック１の第４の側面方向から見たときに、第４の側面に直交する回転対称軸５を有し、全体的に回転対称な構造とされている。一対の平衡端子３，４を形成するための端子用貫通孔３Ａ，４Ａは、回転対称軸５に対して互いに回転対称となる位置において、第１の貫通孔２１Ａと第２の貫通孔２２Ａとに接続されている。

図６は、この誘電体フィルタにおける貫通導体の結合の関係を示している。以上で説明した構造を有することにより、この誘電体フィルタでは、第１の共振部１０において、貫通孔１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａによって形成される各貫通導体が、全体として略環状に配列されると共に、端部が交互に短絡端と開放端となるように配列される。これにより、第１の共振部１０において、隣接する貫通導体同士が循環的にインターディジタル結合されている。第２の共振部２０においても同様に、貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａによって形成される各貫通導体が、全体として略環状に配列されると共に、端部が交互に短絡端と開放端となるように配列される。これにより、第２の共振部２０において、隣接する貫通導体同士が循環的にインターディジタル結合されている。

なお、図６における“＋”，“−”の符号は、貫通導体を伝搬する電磁波の位相の関係を示す。後述の図１０に示すように、この誘電体フィルタでは、第２の共振モードにおいて、一対の１／４波長共振器を構成する、隣接する貫通導体間で位相が１８０°異なる（逆相となる）。

次に、本実施の形態に係る共振器の作用を説明する。
このフィルタでは、図７の等価回路に示したように、不平衡端子２から入力された不平衡信号が、第１の共振部１０および第２の共振部２０の共振器としての作用により、第２の共振周波数ｆ₂を通過帯域としてフィルタリングされ、平衡信号として一対の平衡端子３，４から出力される。

この誘電体フィルタでは、第１の共振部１０および第２の共振部２０において、各貫通孔に形成された各貫通導体が１／４波長共振器として機能する。そして、各共振部１０，２０において、隣接する貫通導体同士が、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成とされ、そのインターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を通過帯域としていることで、従来の誘電体フィルタに比べて小型化が容易となり、平衡信号をバランス特性に優れた状態で伝送することができる。

ここで、一対の１／４波長共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、インターディジタル結合させていないときの各共振器単体での共振周波数ｆ₀（例えば物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さに対応する共振周波数ｆ₀よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、共振器としての動作周波数に設定することで、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも小型化が図られる。

次に、このインターディジタル結合することにより得られる作用、効果についてより詳しく説明する。ＴＥＭ線路からなる２つの共振器を結合させる手法として、一般にコムライン結合とインターディジタル結合との２種類を挙げることができる。このうち、インターディジタル結合は、非常に強い結合が得られることが知られている。

以下、図８に示したように第２の共振部２０における第１および第２の１／４波長共振器２１，２２を一対の１／４波長共振器とした場合を例に説明する。インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器２１，２２では、共振状態を２つの固有な共振モードに分けることができる。図９は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器２１，２２における第１の共振モードを示し、図１０は、その第２の共振モードを示している。なお、図９および図１０において、破線で示した曲線は、各共振器における電界Ｅの分布を示している。また、図９および図１０では、一対の１／４波長共振器２１，２２の共振時の状態を示しており、他端をグランドの状態としている。これは交流的なゼロ電位であることを意味している。

第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器２１，２２のそれぞれにおいて開放端側から短絡端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが逆方向となる。この第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器２１，２２で電磁波が同相に励振されている。

一方、第２の共振モードでは、一方の１／４波長共振器１０では開放端側から短絡端側に電流ｉが流れると共に、他方の１／４波長共振器２０では短絡端側から開放端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが同方向となる。すなわち、この第２の共振モードでは、電界Ｅの分布を見ても分かるように、一対の１／４波長共振器２１，２２で電磁波が逆相に励振されている。この第２の共振モードでは、一対の１／４波長共振器全体の物理的な回転対称軸に対して互いに回転対称な位置で、電界Ｅの位相が１８０°異なる。

ここで、回転対称構造の場合、第１の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ａ）のｆ₁で表され、第２の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ｂ）のｆ₂で表される。式（１Ａ），（１Ｂ）において、ｃは光速、ε_rは実効比誘電率、ｌは共振器の長さを表す。

また、Ｚ_eは偶モードの特性インピーダンス、Ｚ_Oは奇モードの特性インピーダンスを表す。左右対称型のカップリング伝送線路において、その伝送線路に伝搬する伝送モードは、偶モードと奇モードとの２種類の独立なモード（互いに干渉しない）に分解される。

図１１（Ａ）は、そのカップリング伝送線路の奇モードでの電界Ｅの分布を示し、図１１（Ｂ）は偶モードでの電界Ｅの分布を示している。なお、図１１（Ａ），図１１（Ｂ）において、外周部分はグランド層５０、内部には左右対称の導体線路５１，５２が形成されている。図１１（Ａ），図１１（Ｂ）では、カップリング伝送線路の伝送方向に直交する断面内での電界分布を示しており、信号の伝送方向は紙面に対して直交する方向である。

図１１（Ａ）に示したように、奇モードでは、導体線路５１，５２の対称面に対して電界が垂直に交わり、対称面が仮想的な電気壁５３Ｅとなる。図１２（Ａ）は、図１１（Ａ）と等価な伝送線路を示している。図１２（Ａ）に示したように、対称面を実際の電気壁５３Ｅ（ゼロ電位の壁、グランド）に置き換えることで、１つの導体線路５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図１２（Ａ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での奇モードの特性インピーダンスＺ_Oとなる。

一方、偶モードでは、図１１（Ｂ）に示したように導体線路５１，５２の対称面に対して電界が平衡になり、磁界が対称面に対して垂直に交わる。偶モードでは、対称面が仮想的な磁気壁５３Ｈとなる。図１２（Ｂ）は、図１１（Ｂ）と等価な伝送線路を示している。図１２（Ｂ）に示したように、対称面を実際の磁気壁５３Ｈ（インピーダンス無限大の壁）に置き換えることで、１つの導体線路５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図１２（Ｂ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での偶モードの特性インピーダンスＺ_eとなる。

ここで、一般的に伝送線路の特性インピーダンスＺは、信号ラインの単位長さ当たりのグランドに対する容量Ｃと、信号ラインの単位長さ当たりのインダクタンス成分Ｌとの比で表現される。すなわち、
Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ） ……（２）
なお、√は、（Ｌ／Ｃ）全体の平方根を取ることを示す。

奇モードでの特性インピーダンスＺ_Oは、図１２（Ａ）の線路構造から、対称面がグランド（電気壁５３Ｅ）となりグランドに対する容量Ｃが大きくなるので、（２）式から、Ｚ_Oの値が小さくなる。一方、偶モードでの特性インピーダンスＺ_eは、図１２（Ｂ）の線路構造から、対称面が磁気壁５３Ｈとなるので容量Ｃが小さくなり、（２）式から、Ｚ_eの値が大きくなる。

このことを踏まえてインターディジタル結合した一対の１／４波長共振器２１，２２の共振モードの共振周波数である式（１Ａ），（１Ｂ）を検討する。アークタンジェントの関数は単調増加の関数であるので、式（１Ａ），（１Ｂ）においてｔａｎ^-1に係る部分が大きくなればなるほど共振周波数は大きくなるし、小さくなればなるほど共振周波数は小さくなる。すなわち、奇モードでの特性インピーダンスＺ_Oの値が小さくなり、偶モードでの特性インピーダンスＺ_eの値が大きくなって、それらの差が大きくなればなるほど、式（１Ａ）から第１の共振モードの共振周波数ｆ₁は大きくなり、式（１Ｂ）から第２の共振モードの共振周波数ｆ₂は小さくなる。

従って、結合する伝送路の対称面の比率を大きくしてやれば、第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂は、図１３に示したように互いに離れていくことになる。なお、図１３は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，２２における共振周波数の分布状態を示している。第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂の中間の共振周波数ｆ₀は、線路の物理的な長さによって決まる１／４波長で共振した場合の周波数（インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器単体での共振周波数）となる。ここで、伝送路の対称面の比率を大きくするということは、（２）式から奇モードでの容量Ｃを大きくすることに対応する。容量Ｃを大きくすることは、線路の結合の度合いを強くすることに対応する。従って、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，２２において、共振器間の結合を強くすればするほど、第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂とが大きく分離していくことになる。

一対の１／４波長共振器２１，２２をインターディジタル型で、かつ強く結合させることにより、以下の利点がある。強く結合させることで、物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数ｆ₀が２つに分離する。すなわち、共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れる。
この場合において、周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、動作周波数（フィルタとして構成した場合には通過周波数）に設定することで、第１の利点としてまず、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも共振器全体を小型化することができる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。

また、第２の利点として、平衡端子を結合させた場合に優れたバランス特性が得られる。図９および図１０を参照して説明したように、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，２２では、第１の共振モードでは同相に励振され、第２の共振モードでは逆相に励振されている。従って、一対の１／４波長共振器２１，２２をインターディジタル型に強く結合させて第１の共振周波数ｆ₁を十分に高く設定し、第２の共振周波数ｆ₂とは十分に分離させることで、フィルタ通過周波数（＝第２の共振周波数ｆ₂）に対しては同相成分を励振させずに逆相成分だけにすることができる。これによりバランス特性を良好なものとすることができる。この観点から、第１の共振周波数ｆ₁は、入力信号の周波数帯域よりも十分に高いことが好ましい。例えば、第１の共振周波数ｆ₁が第２の共振周波数ｆ₂に対し３倍を超える程度であることが好ましい。すなわち、
ｆ₁＞３ｆ₂
の条件を満たすことが好ましい。
周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂をフィルタとしての通過周波数に設定する場合、入力信号の周波数帯域が第１の共振周波数ｆ₁に重なると周波数特性が悪化する。第１の共振周波数ｆ₁を入力信号の周波数帯域よりも高く設定することで、これが防止される。

さらに、第３の利点として、導体損失を少なくすることができる。図１４（Ａ），図１４（Ｂ）は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器２１，２２における磁界Ｈの分布を模式的に示している。なお、図１４（Ａ），図１４（Ｂ）では、図１０に示した一対の１／４波長共振器２１，２２における第２の共振モードでの電流ｉの流れる方向に直交する断面内での磁界分布を示している。電流ｉの流れる方向は紙面に対して直交する方向である。第２の共振モードでは、図１４（Ａ）に示したように、一対の１／４波長共振器２１，２２において、断面内で同一方向に（例えば反時計回りに）、磁界Ｈが分布する。この場合、強くインターディジタル結合させると（一対の１／４波長共振器２１，２２同士を近づけると）、図１４（Ｂ）に示したように、一対の１／４波長共振器２１，２２を仮想的に１つの導体とみなした状態と同等の磁界分布となる。すなわち、仮想的に導体厚が厚くなるので、導体損失が少なくなる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、隣接する貫通導体同士をインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成として、周波数が高い第１の共振モードと周波数の低い第２の共振モードとの２つの共振モードを有する構成とし、かつ、隣接する共振部同士を周波数の低い第２の共振モードで電磁結合するようにしたので、従来の誘電体フィルタに比べて大幅な小型化を実現できる。

また、第２の共振部２０における複数の貫通導体を、全体として回転対称軸５を有する回転対称な構造とし、一対の平衡端子３，４を回転対称軸５に対して互いに回転対称となる位置において、一の貫通導体と他の貫通導体とに接続するようにしたので、平衡信号をバランス特性に優れた状態で伝送することができる。

また、本実施の形態によれば、各共振部において、複数の貫通導体を全体として略環状に配列するようにしたので、各共振部において、複数の貫通導体が全体として擬似的にひとつの円形状の導体に近くなり、導体損失が少なくなる。また、偶数個の貫通導体で構成されていることで、隣接する貫通導体同士が、すべて互いにインターディジタル結合され、無駄が無くなる。さらに、貫通導体の断面形状を円形にしたことで、貫通導体の断面内で電荷が平均的に分布するので、導体損失が少なくなる。

図２４は、この誘電体フィルタの損失特性を示している。図２４の横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸は損失（ｄＢ）を示す。また、図２５は、この誘電体フィルタの位相特性を示している。図２５の横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸は位相差（ｄｅｇｒｅｅ）を示す。これらの特性は、図１の構成における各貫通孔の直径を５０μｍ、誘電体ブロック１を構成する誘電体の比誘電率εｒを９１、第１の共振部１０および第２の共振部２０における各貫通孔の長さを１．６ｍｍ、各貫通孔に形成された一対の１／４波長共振器同士の間隔を１５０μｍとして計算されている。

図２４において、符号Ｓ２１を付した曲線は一方の端子用貫通孔３Ａに形成された一方の平衡端子３から出力される信号の通過損失特性を示す。符号Ｓ３１を付した曲線は他方の端子用貫通孔４Ａに形成された他方の平衡端子４から出力される信号の通過損失特性を示す。符号Ｓ１１を付した曲線は端子用貫通孔２Ａに形成された不平衡端子２から見た反射損失特性を示す。図２４から分かるように、この誘電体フィルタでは、１．９ＧＨｚ前後を通過帯域とした良好なバンドパスフィルタが実現できている。特に、一対の平衡端子３，４の減衰損失特性が互いにほぼ等しく、振幅バランスに優れたバンドパスフィルタが実現できている。また、この誘電体フィルタでは、図２５から分かるように、一対の平衡端子３，４から出力される信号の位相差が通過帯域においてほぼ１８０°となっており、位相バランスにも優れている。
［変形例］

以下、本実施の形態に係る誘電体フィルタの変形例を説明する。以下の変形例において、図１ないし図７に示した基本構成に対応する部分には同一の符号を付す。
＜第１の変形例＞

図１５および図１６は、この誘電体フィルタの第１の変形例を示している。図１６は、この誘電体フィルタを上面方向から見た構成を示している。なお、図１５では、グランド電極３１，３２の図示を省略している。図１の構成例では、誘電体ブロック１の側面に外部端子電極４１，４２，４３を形成すると共に、不平衡端子２を形成するための端子用貫通孔２Ａと、一対の平衡端子３，４を形成するための端子用貫通孔３Ａ，４Ａとを側面方向に貫通させ、側面方向から信号を取り出す構成となっている。これに対し、図１５および図１６の変形例では、誘電体ブロック１の上面に外部端子電極４１，４２，４３を形成すると共に、端子用貫通孔２Ａと端子用貫通孔３Ａ，４Ａとを上面方向に貫通させ、上面方向から信号を取り出す構成となっている。また、上面のグランド電極３１と導通しないように、外部端子電極４１，４２，４３の周囲には絶縁領域４１Ａ，４２Ａ，４３Ａが設けられている。

また、この誘電体フィルタにおいて、第２の共振部２０は、図１６に示したように、誘電体ブロック１の上面方向から見たときに、上面に直交する回転対称軸６を有し、全体的に回転対称な構造とされている。一対の平衡端子３，４を形成するための端子用貫通孔３Ａ，４Ａは、回転対称軸６に対して互いに回転対称となる位置において、第１の貫通孔２１Ａと第４の貫通孔２４Ａとに接続されている。

なお、誘電体ブロック１の底面に外部端子電極４１，４２，４３を形成すると共に、端子用貫通孔２Ａと端子用貫通孔３Ａ，４Ａとを底面方向に貫通させ、底面方向から信号を取り出す構成としても良い。
＜第２〜第４の変形例＞

図１７〜図１９は、この誘電体フィルタの第２〜第４の変形例を示している。なお、図１７〜図１９では、第２の共振部２０における貫通孔の配列を示しているが、第１の共振部１０における貫通孔の配列についても同様である。また、図１７〜図１９では、図２に対応する第１の側面方向から見た貫通孔の配列を示すが、貫通孔以外の構成要素の図示は省略している。また、図１７〜図１９における“＋”，“−”の符号は、図６と同様、貫通孔に形成される貫通導体を伝搬する電磁波の第２の共振モードでの位相の関係を示す。

図１の構成例では、第２の共振部２０に４つの貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａを設け、４つの貫通導体を形成して４つの１／４波長共振器２１，２２，２３，２４を形成するようにしたが、形成する貫通導体の数はこれに限られない。図１７の第２の変形例は、第２の共振部２０に２つの貫通孔２１Ａ，２２Ａを設け、２つの貫通導体を形成して２つの１／４波長共振器を形成するようにした構成例である。また、図１８の第３の変形例は、第２の共振部２０に６つの貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａ，２５Ａ，２６Ａを略環状に設け、６つの貫通導体を形成して６つの１／４波長共振器を略環状に形成するようにした構成例である。なお、貫通導体を略環状に多数設ける場合、その数は偶数個であることが好ましい。これにより、多数の貫通導体が全体として略環状に配列されることで、全体として擬似的にひとつの円形状の導体に近くなり、導体損失が少なくなる。また、偶数個の貫通導体で構成されていることで、隣接する貫通導体同士が、すべて互いにインターディジタル結合され、無駄が無くなる。

図１９の第４の変形例は、第２の共振部２０に４つの貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａを環状ではなく直列状に設け、４つの貫通導体を形成して４つの１／４波長共振器を直列状に形成するようにした構成例である。直列状に形成した場合、両端部に形成される貫通導体同士はインターディジタル結合されなくなる。

なお、図１７〜図１９の各変形例において、第２の共振部２０は、回転対称軸５を有し、全体的に回転対称な構造とされている。一対の平衡端子３，４は回転対称軸５に対して互いに回転対称となる位置において、２つの貫通孔に形成された貫通導体に接続される。
＜第５の変形例＞

図２０は、この誘電体フィルタの第５の変形例を示している。なお、図２０では、第２の共振部２０における貫通孔の配列を示しているが、第１の共振部１０における貫通孔の配列についても同様である。また、図２０では、図２に対応する第１の側面方向から見た貫通孔の配列を示すが、貫通孔以外の構成要素の図示は省略している。また、図２０における“＋”，“−”の符号は、図６と同様、貫通孔に形成される貫通導体を伝搬する電磁波の第２の共振モードでの位相の関係を示す。

図１の構成例では、第２の共振部２０の各貫通孔の断面を円形状とし、断面が円形状の貫通導体が形成するようにしたが、各貫通孔の断面形状は円形状に限られない。図２０の第５の変形例は、第２の共振部２０に断面が扇形状の６つの貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａ，２５Ａ，２６Ａを設け、断面が扇形状の６つの貫通導体を形成して６つの１／４波長共振器を形成するようにした構成例である。６つの貫通孔２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａ，２５Ａ，２６Ａは全体としては略環状に配列されている。この変形例では、全体としてひとつの大きな円形状の貫通孔を、６つに等分割したような形状とされている。この構成の場合、隣接する貫通導体同士の対向面が平面形状とされる。また、この構成の場合、各貫通導体が、隣接する対向面同士が略平行となるように配列されていることが好ましい。対向面が平面形状で、かつ略平行に配列されていることで、隣接する貫通導体同士で対向面積が大きくなり、強い容量結合が得られるので、より小型化しやすくなる。

図２１〜図２３に、共振部の具体的な設計例を示す。なお、図２１〜図２３では主要な構成要素のみを簡略化して図示している。図２１は、円形状の貫通導体を１つのみ形成し、それを１／４波長共振器とした場合の設計例である。図示したように、誘電体ブロックの長さ方向の大きさは２ｍｍ、幅方向の大きさは１．２ｍｍ、高さ方向の大きさは０．８ｍｍである。また、貫通導体の直径は０．４ｍｍとなっている。この設計例における共振周波数の値は、約３．９ＧＨｚとなっている。なお、ここでの共振周波数は、１／４波長共振器の単体での共振周波数であり、図１３に示した中間の共振周波数ｆ₀に相当する。

図２２は、図２１の設計例に対し、断面が扇形状の４つの貫通導体を全体として環状に配列した場合の設計例である。隣接する貫通導体は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振として機能している。図示したように、誘電体ブロックの長さ方向の大きさは１ｍｍ、幅方向の大きさは１ｍｍ、高さ方向の大きさは１ｍｍである。各貫通導体の外周は中心部から０．２ｍｍの位置にあり、各貫通導体は、０．１ｍｍの間隔を空けて対向配置されている。この設計例における共振周波数の値は、約３．５ＧＨｚとなっている。なお、ここでの共振周波数は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂である（図１３に示した第２の共振周波数ｆ₂）。同帯域の共振周波数であるにもかかわらず、図２１に比べて図２２の構成の方が大幅に小型化されている。

図２３も、図２２の設計例と同様に、断面が扇形状の４つの貫通導体を全体として環状に配列した場合の設計例である。図示したように、誘電体ブロックの長さ方向の大きさは０．６ｍｍ、幅方向の大きさは１．２ｍｍ、高さ方向の大きさは０．８ｍｍである。各貫通導体の外周は中心部から０．２ｍｍの位置にあり、各貫通導体は、０．０５ｍｍの間隔を空けて対向配置されている。この設計例における共振周波数の値は、約４．２ＧＨｚとなっている。なお、ここでの共振周波数は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂である（図１３に示した第２の共振周波数ｆ₂）。図２３の設計例では、隣接する貫通導体間の間隔が、図２２の設計例に比べて小さくなっていることにより、強い結合が得られ、より小型化されている。
［その他の変形例］

本発明は、上記実施の形態および変形例に限定されずさらに他の変形実施が可能である。例えば、上記実施の形態では、不平衡入力−平衡出力型のフィルタを例に説明したが、本発明は、入出力端双方を平衡端子にした平衡入力−平衡出力型のフィルタにも適用可能である。この場合、図１の構成において、第１の共振部１０における端子部分の構成を第２の共振部２０と同様に構成すれば良い。また、平衡端子を備えない構成、すなわち不平衡入力−不平衡出力型のフィルタであっても良い。この場合、図１の構成において、第２の共振部２０における端子部分の構成を第１の共振部１０と同様に構成すれば良い。

また、上記実施の形態および変形例では、共振部を全体として２つ備える場合について説明したが、第１の共振部１０と第２の共振部２０との間に１または２以上の他の共振部が配置されていても良い。すなわち、全体として３以上の共振部を結合させた多段のフィルタ構成となっていても良い。この場合、中間段の共振部の構成は、端子部分の構造を除いて、第１の共振部１０および第２の共振部２０と同様である。

また以上では、貫通導体を、貫通孔の内壁面に形成された導体膜であるものとして説明したが、これに限らず、貫通孔の内部全体を埋め尽くすような棒状の導体で形成しても良い。

本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの全体構成を示す斜視図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの一側面の構成を示す側面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの一断面の構成を示す断面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの他の一断面の構成を示す断面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの他の一側面の構成を示す側面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタにおける貫通導体の結合関係を示す説明図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの等価回路を示す回路図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の構成を示す回路図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の第１の共振モードを示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の第２の共振モードを示す説明図である。 左右対称型のカップリング伝送線路の伝送モードについての説明図であり、（Ａ）は奇モードでの電界分布を示し、（Ｂ）は偶モードでの電界分布を示す説明図である。 左右対称型のカップリング伝送線路と等価な伝送線路の構造についての説明図であり、（Ａ）はその等価な伝送線路における奇モードを示し、（Ｂ）は偶モードを示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における共振周波数の分布状態を示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における磁界分布を示す第１の説明図（Ａ）および第２の説明図（Ｂ）である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの第１の変形例を示す斜視図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの第１の変形例を示す上面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの第２の変形例を示す側面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの第３の変形例を示す側面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの第４の変形例を示す側面図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの第５の変形例を示す側面図である。 １／４波長共振器の一例を示す構成図である。 インターディジタル結合された共振器構造の一例を示す構成図である。 インターディジタル結合された共振器構造の他の例を示す構成図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの損失特性を示す特性図である。 本発明の一実施の形態に係る誘電体フィルタの位相特性を示す特性図である。 従来のバランの基本構造を示す構成図である。

符号の説明

１…誘電体ブロック、２…不平衡端子、３，４…平衡端子、５…回転対称軸、２Ａ，３Ａ，３，１１Ａ，１２Ａ，１３Ａ，１４Ａ，２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ，１４Ａ…貫通孔、２Ｂ，３Ｂ，４，１１Ｂ，１２Ｂ，１３Ｂ，１４Ｂ，２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂ，２４Ｂ…導体膜、１０…第１の共振部、１１，１２，１３，１４，２１，２２，２３，２４…１／４波長共振器、２０…第２の共振部、３１，３２…グランド電極、３３，３４，３５，３６，３７，３８…接続用電極、４１，４２，４３…外部端子電極。

Claims (7)

1. 誘電体ブロックと、前記誘電体ブロックに形成され、隣接するもの同士が互いに電磁結合された少なくとも２つ以上の共振部と、一対の平衡端子とを備え、
   前記各共振部はそれぞれ、前記誘電体ブロックを貫通し１／４波長共振器として機能する貫通導体を複数有し、
   前記各共振部において、隣接する前記貫通導体同士が、互いにインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器として構成され、
   前記一対の１／４波長共振器が、インターディジタル結合していないときの前記１／４波長共振器の単体での共振周波数をｆ₀としたとき、前記単体での共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと前記単体での共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとを有するように、互いに隣接して配置され、
   かつ、隣接する前記共振部同士が前記第２の共振周波数ｆ₂で電磁結合されることにより、フィルタとしての通過周波数が前記第２の共振周波数ｆ ₂ に設定されており、
   前記一対の平衡端子の一方の端子が一の前記共振部における一の前記貫通導体に接続され、他方の端子が前記一の貫通導体とインターディジタル結合した他の前記貫通導体に接続されている
   ことを特徴とする誘電体フィルタ。
2. 前記各共振部は、偶数個の前記貫通導体を有し、かつ偶数個の前記貫通導体が、全体として略環状に配列されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の誘電体フィルタ。
3. 前記貫通導体の断面形状が円形である
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の誘電体フィルタ。
4. 前記各共振部において、隣接する前記貫通導体同士の対向面が平面形状とされ、かつ前記各貫通導体が、隣接する対向面同士が略平行となるように配列されている
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の誘電体フィルタ。
5. 前記一の共振部における前記複数の貫通導体は、全体として回転対称軸を有する回転対称な構造とされ、
   前記一対の平衡端子の前記一方の端子と前記他方の端子とが、前記回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置において、前記一の貫通導体と前記他の貫通導体とに接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の誘電体フィルタ。
6. 前記貫通導体は、前記誘電体ブロックを貫通する貫通孔の内壁面に形成された導体膜である
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の誘電体フィルタ。
7. 前記第１の共振周波数ｆ ₁ と前記第２の共振周波数ｆ ₂ とが、
   ｆ ₁ ＞３ｆ ₂
   の条件を満たす
   ことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の誘電体フィルタ。

Images