JP2007310051A - 電子回路、電気光学装置およびこれを備える電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ポリシリコン薄膜トランジスターにふさわしいＡ／Ｄ変換回路を提供する。
【解決手段】アクティブマトリクス基板１０１上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えた電子回路であって、測定量を電流量に変換するセンサー１と、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路（コンデンサー１２、コンデンサー１４、トランジスター１１、トランジスター１５）と、変換された電圧を検出し、所定の信号を出力する電圧検出回路（コンパレーター回路３）とを備え、前記電流電圧変換回路は、蓄積回路（コンデンサー１２，１４）と、該蓄積回路の容量値を切り替えることで、該電流電圧変換回路の電流電圧変換レンジを切り替えるレンジ切替回路（トランジスター１１，１５）とを具備した。
【選択図】図７

Description

本発明は、電子回路、電気光学装置、およびこれを備える電子機器に関し、特に、薄膜ポリシリコン形成技術を用いて基板上に形成される回路や該回路を用いた液晶表示装置、該液晶表示装置を備えた電子機器に関する。

近年、低温ポリシリコン形成技術を用いてガラス基板上に各種薄膜トランジスター回路を形成する、いわゆるSystem On Glass（ＳＯＧ）技術がさかんに開発されている。例えば液晶ディスプレイのガラス基板上にドライバー回路を内蔵するモノシリックドライバーなどである。

System On Glass（ＳＯＧ）技術の応用の一つとしてセンサーとそのセンシング回路をガラス基板上に形成することが考えられる。例えば液晶ディスプレイを構成する透明基板上に光センサーとセンシング回路とを内蔵し、外光の状態を検出してその結果によってバックライトの照度をコントロールするように構成すれば環境にかかわらず、液晶の視認状態を最良に保つことができる。その他、温度センサー、ジャイロセンサー、傾きセンサーなど、ガラス基板上に形成することでメリットのあるセンサーは数多い。一般的にこれらのセンサーの出力はアナログ信号であって、これをガラス基板上に形成したデジタルロジック回路で処理し、適切な制御に用いるためにはＡ／Ｄ変換回路で信号をデジタル変換することが必要となる。

図１２は従来の電流デバイスのＡ／Ｄ変換回路の例である。
電流デバイスのセンサー１は、一端を電源電位ＶＤに、もう一端（このノードをＮｏｄｅ−Ａとし、その電位をＶＡとする）をトランジスター２のドレイン及びゲート電極に接続されてなる。トランジスター２のソース電極は電源電位ＶＳに接続される。また、Ｎｏｄｅ−Ａはコンパレーター回路３に接続されている。

電流デバイスのセンサー１は、センスする対象の物理量及び電源電位ＶＤとＮｏｄｅ−Ａとの間にかかる電圧（ＶＤ−ＶＡ）によって電源電位ＶＤとＮｏｄｅ−Ａとの間に流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅが変化する。

トランジスター２のゲート・ソース間電位Ｖｇｓ＝ＶＡ−ＶＳであって、ドレイン・ソース間電位Ｖｄｓ＝ＶＡ−ＶＳであるのでＶｄｓ＝Ｖｇｓ、ゆえにトランジスター２の閾値電圧Ｖｔｈ＞０であればＶｄｓ＞Ｖｇｓ−Ｖｔｈとなり、このトランジスター２はＶｔｈ＜ＶＡ−ＶＳであれば常にトランジスター２は飽和領域で動作する。飽和領域での一般的なＭＯＳトランジスター特性の次の（式１）で示される。

ここで、Ｗはトランジスターのチャンネル幅、Ｌはチャンネル長、μは移動度、Ｃ０はゲート容量をそれぞれ表す。キルヒホッフの法則からＩｓｅｎｓｅ＝Ｉｄｓは明らかであるので、次の（式２）が成り立つ。

（式２）を変形して（式３）を得る。

ＶＡ＝Ｖｇｓ＋ＶＳであるから、（式４）が導かれる。

ここで電流量Ｉｓｅｎｓｅが電位ＶＡによらないと仮定すれば、容易に電位ＶＡから電流量Ｉｓｅｎｓｅを得ることができる。

このような仮定が成り立つセンサーデバイスとして、例えばＰＮ接合ダイオードあるいはＰＩＮ接合ダイオードを用いた光センサーデバイスがあげられる。このようなデバイスに逆バイアスを印加すると、電流量Ｉｓｅｎｓｅは一定の範囲であれば光照度に比例した電流の流れる定電流源となるので、（式５）のようになる。

すなわち、次の（式６）で電位ＶＡから電流量Ｉｓｅｎｓｅが求まる。

ここでＮｏｄｅ−Ａの電位ＶＡはコンパレーター回路３に入力される。図１３はコンパレーター回路３の回路構成であって、入力電位Ｖｉｎと基準電位Ｖｒｅｆとを比較してＶｉｎ（＝ＶＡ）＞ＶｒｅｆならＨｉｇｈ電位（≒ＶＤ）、Ｖｉｎ（＝ＶＡ）＜ＶｒｅｆならＬｏｗ電位（≒ＶＳ）をＯｕｔへ出力する回路である。ゆえに、コンパレーター回路３に基準電位Ｖｒｅｆを与え、出力信号ＯＵＴの端子のデジタル出力結果を参照すれば電位ＶＡが基準電位Ｖｒｅｆより上か下かがわかる。この際、２５６階調でデジタル変換したければコンパレーター回路３を２５５個並列配置し、それぞれに異なった基準電位Ｖｒｅｆを与えればよい。あるいは、基準電位Ｖｒｅｆに２５５ＳＴＥＰの階段波を入力し、出力結果をメモリしていけば同様の変換が可能である。どちらを選択するかは回路面積や消費電力、サンプリングレートとの関係で決めればよい。また、両者の折中案を採用することも無論可能である。すなわち、各々レベルの異なる１６個の１５ＳＴＥＰ階段波をそれぞれ１６個のコンパレータ―に入力してやれば２５６階調がデジタル変換することができる。

なお、図１３のトランジスター３ａとトランジスター３ｂ、トランジスター３ｃとトランジスター３ｄは互いに同じサイズの素子であることが望ましい。例えばトランジスター３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ全てチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、チャネル長＝６μｍとすればよい。

このようにして電位ＶＡが一定範囲で求まるので、そこから（式６）を使えば電流量Ｉｓｅｎｓｅがわかり、したがって求める物理量、例えば照度がわかる。すなわち、センスした結果をＡ／Ｄ変換できるのである。

また、センサー１の電流量Ｉｓｅｎｓｅが一定ではなく、電圧（ＶＤ−ＶＡ）の関数となるセンサーであっても同じ電子回路でＡ／Ｄ変換が可能である。例えば測定量によって決まる一定のインピーダンスＲｓｅｎｓｅを持つようなセンサーデバイスであれば以下の式で電流量Ｉｓｅｎｓｅは表される。

このようなデバイスの例として抵抗を用いた温度センサー、可変抵抗を用いたジャイロセンサーなどがあげられる。例えば、インピーダンスＲｓｅｎｓｅが温度によって以下のような変化をするセンサーを考える。

ここでＴは絶対温度（Ｋ）、Ｒ０とＢは温度センサー固有の定数である。

（式４）、（式７）より以下の方程式を得る。

これを解くと、以下の通りになる。

となり、電位ＶＡからインピーダンスＲｓｅｎｓｅが求まる。これを（式８）に戻すことで温度Ｔが求まる。
しかしながら、一般にポリシリコン薄膜トランジスターは単結晶シリコン基板上に形成されたＭＯＳトランジスターに比べて特性が悪く、特に飽和特性が悪い。このため、Ａ／Ｄ変換が可能なダイナミックレンジが著しく狭くなるという問題点を有する。

図１４はトランジスターの出力特性を示す図であり、グラフ（Ａ）は単結晶シリコンデバイス上に形成されたＭＯＳデバイスの出力特性グラフ、グラフ（Ｂ）はポリシリコン薄膜トランジスタデバイスの出力特性グラフである。
グラフ（Ａ）、グラフ（Ｂ）上でほぼ水平となっている部分が（式１）に従う飽和領域であって、Ｖｇｓ＞ＶｔｈかつＶｇｓ−Ｖｔｈ＜Ｖｄｓ＜Ｖｋｉｎｋの範囲である。ここでＶｋｉｎｋはキンク（ｋｉｎｋ）現象が起こり始める電圧である。Ｖｄｓ＞Ｖｋｉｎｋの領域では（式１）に従わなくなる。単結晶シリコンデバイス上に形成されたＭＯＳデバイスではＶｋｉｎｋが高く、（式１）は比較的広範囲で成り立つ。（グラフ上、水平になっている部分が広い）。このため、（式６）で導出できる電流量Ｉｓｅｎｓｅのレンジも相対的に大きくなる。

例えばＶｋｉｎｋ＝１０ＶのデバイスであればＶｄｓ＝ＶＡ−ＶＳ＜１０Ｖである必要があり、仮にＷ＝１０μｍ、Ｌ＝６μｍ、移動度１３００ｃｍ²／Ｖ／Ｓ、ゲート酸化膜厚＝１００ｎｍとすると、（式４）からＩｓｅｎｓｅ＜３ｍＡ程度である。ここで下限は理論的にはＶｇｓ→Ｖｔｈ（Ｖａ→Ｖｔｈ−Ｖｓ）でＩｄｓ→０であるが、実際には微小リーク電流Ｉｌｅａｋが常に流れているため、Ｖｇｓ→ＶｔｈでもＩｄｓ→Ｉｌｅａｋとなって、ある程度以下の領域では変化が見られなくなる。また、現実的には閾値電圧Ｖｔｈの製造ばらつき最大範囲をΔＶｔｈとすると、ＶＡ＝ΔＶｔｈ−ＶＳ程度以上である必要がある。これらを勘案すると、現実的なＩｓｅｎｓｅ＞１ｎＡ程度であり、単結晶シリコンデバイス上に形成されたＭＯＳデバイスであれば図１２の構成でＩｓｅｎｓｅ＝１ｎＡ〜３ｍＡの範囲のＡ／Ｄ変換が可能である。すなわち、測定ダイナミックレンジは３，０００，０００倍程度である。なお、レンジを低電流側にシフトさせるにはトランジスター２のチャネル幅Ｗを小さくし（あるいはチャネル長Ｌを大きくし）、高電流側にシフトさせるにはトランジスター２のチャネル幅Ｗを大きくすれば良い（あるいはチャネル長Ｌを小さくする）。この場合もダイナミックレンジは変化しない。

しかしながら、ポリシリコン薄膜トランジスター、特に６００℃以下の低温プロセスで形成されたいわゆるＬＴＰＳ（Low Temprature Poly Silicon）薄膜トランジスターにおいては、移動度が１００ｃｍ²／Ｖ／Ｓ前後であり、Ｋｉｎｋ電圧が低く、Ｖｋｉｎｋ＝６Ｖ程度でＫｉｎｋ現象が生じはじめる。また、オフリークが高く、Ｖｄｓ＝Ｖｇｓ＝ＶｔｈでのＩｌｅａｋはＷ＝１０μｍ、Ｌ＝６μｍで１０ｎＡ程度になる。また前述のΔＶｔｈも数１０ｍＶ〜２００ｍＶ程度と大きくなり、先ほどと同様の計算を行うと、測定可能な電流範囲はＩｓｅｎｓｅ＝１０ｎＡ〜８０μＡであって、ダイナミックレンジは８，０００倍程度とＭＯＳトランジスターに比べ非常に狭くなる。

以上のように、ポリシリコン薄膜トランジスターを用いたＡ／Ｄ変換回路は単結晶シリコンデバイス上のＭＯＳトランジスターを用いる場合に比べ、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジがとれないという問題点を有する。

特開平６−２４５１５２号公報

本発明で提案する回路は上記の問題点に鑑み、ポリシリコン薄膜トランジスターを用いたＡ／Ｄ変換回路であって、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジをとることを可能とし、更には、ポリシリコン薄膜トランジスターに相応しいＡ／Ｄ変換回路を提案するものである。

本発明は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えた電子回路であって、測定量を電流量に変換するセンサーと、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し所定の信号を出力する電圧検出回路とを備え、前記電流電圧変換回路は、蓄積回路と、該蓄積回路の容量値を切り替えることで該電流電圧変換回路の電流電圧変換レンジを切り替えるレンジ切替回路と、を具備したことを特徴とする電子回路を提案する。

このような構成を用いれば、レンジ切り替え回路によって測定レンジを切り替えられるため、薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターを用いた回路であっても十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジを確保することができる。

さらに本発明では、前記蓄積回路は第１の容量素子及び第２の容量素子により構成されてなり、レンジ切り替え信号に応じて、前記第１の容量素子と前記第２の容量素子のいずれか一方、あるいは両方が前記センサーと電気的に接続されるように構成されてなること、あるいは前記蓄積回路は前記第１の容量素子及び前記第２の容量素子と第１のスイッチ素子により構成されてなり、前記第１のスイッチ素子は適切なタイミングで前記第１の容量素子にリセット電位を書き込むように構成されてなり、前記レンジ切り替え信号に応じて前記リセット電位が変化するように構成されてなること、あるいは前記蓄積回路は薄膜ポリシリコンを能動層に用いた容量用トランジスターを有してなり、前記レンジ切り替え信号は前記容量用トランジスターのソース電極及びドレイン電極に接続されてなり、前記センサーの他の一端は容量用トランジスターのゲート電極に接続されてなること、のいずれかの構成を提案する。このような構成によって簡易な回路構成でレンジの切り替えを実現することができる。

さらに本発明では、前記センサーは前記容量用トランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを能動層としたＰＩＮ接合ダイオード又はＰＮ接合ダイオードであり、前記測定量は光照度であることを特徴とする。このような構成によってコストを上昇させること無く基板に照射されている光の照度を測定でき、例えば表示装置に応用した時に外光に応じて表示品位を最適に保つことができる。

さらに本発明では前記センサーは前記容量用トランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを用いた抵抗体であり、前記測定量は温度であることを特徴とする。このような構成によってコストを上昇させること無く基板の温度を測定でき、例えば表示装置に応用した時に温度に応じて表示品位を最適に保つように階調を最適に制御することができる。

さらに本発明では前記電圧検出回路は互いに同じ回路構成を有した複数のコンパレーター回路であり、異なる比較基準電位を与えられていること、もしくは前記電圧検出回路はＣＭＯＳインバーターであり、互いにＮチャネル型トランジスターのチャネル幅とＰチャネル型トランジスターのチャネル幅の比が異なっていることを提案する。このような構成によってＡ／Ｄ変換できるダイナミックレンジをさらに広げることができる。

さらに本発明ではこれらの電子回路を用いた電気光学装置とそれを用いた電子機器を提案する。これによれば、Ａ／Ｄ変換回路をガラス基板上にアクティブマトリクスと同一製造工程で製造することができるために、安価にセンサー内蔵の電気光学装置を製造できる。これを電子機器に組み込むことで表示品位に優れて多機能な電子機器をより抵コストで製造することができる。また、センサーの配置自由度が高まるため、外形を小さくでき、デザイン性に優れた電子機器を製造できるというメリットも有する。

以下に添付図面を参照して、本発明の好適な実施例を詳細に説明する。

図１は本発明の電子回路を実現する実施例１の電子回路としてのセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの構成例であり、図１２の従来の構成と同じ箇所には、同じ符号を付して、説明を省略する。
この回路では電流量Ｉｓｅｎｓｅと電位ＶＡとの変換にトランジスターを用いず、第１の容量素子としてのコンデンサー１２及び第２の容量素子としてのコンデンサー１４を配置している。レンジ切替回路としてのトランジスター１５、第１のスイッチ素子としてのトランジスター１１および電圧検出回路としてのコンパレータ−回路３を構成する各トランジスターは基板としてのガラス基板上に形成された薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターにより構成される。

コンデンサー１２、コンデンサー１４、トランジスター１５およびトランジスター１１は、センサー１からの出力を電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路を構成し、トランジスター１５は、該電流電圧変換回路の測定レンジとしての電流電圧変換範囲の範囲を切り替えるレンジ切り替え回路を構成する。

図１に示したようにコンデンサー１２と、トランジスター１５に直列に接続されたコンデンサー１４が、Ｎｏｄｅ−Ａと電源電位ＶＳとの間に並列に接続される。トランジスター１５のゲート電極には、電流電圧変換レンジの範囲を切り替えるためのレンジ切り替え信号Ｖ１が接続されている。

ここではコンデンサー１２の容量Ｃ１２＝１００ｆＦ、コンデンサー１４の容量Ｃ１４＝９．９ｐＦとする。ＶＤ、ＶＳは外部から与えられる電源電位であって、例えばＶＤ＝８Ｖ、ＶＳ＝０Ｖとする。トランジスター１１、トランジスター１５は薄膜ポリシリコンを能動層としてもつＮチャネル型電界効果型トランジスターであって、それぞれチャネル幅Ｗ＝２０μｍ、チャネル長Ｌ＝６μｍとする。

レンジ切り替え信号Ｖ１は、電源電位ＶＤ又は電源電位ＶＳをとる。Ｖ１＝ＶＤのとき、トランジスター１５はＯＮし、Ｎｏｄｅ−Ａに繋がっている容量はＣ１２＋Ｃ１４＝１０ｐＦとなる。Ｖ１＝ＶＳのとき、トランジスター１５はＯＦＦし、Ｎｏｄｅ−Ａに繋がっている容量はＣ１２＝１００ｆＦとなる。

Ｖｒｅｓｅｔは初期電位書き込み信号であって、測定前に初期電位書き込み信号Ｖｒｅｓｅｔは電源電位ＶＤとなり、トランジスター１１がＯＮしてＮｏｄｅ−Ａの電位ＶＡは初期電位Ｖｐが書き込まれる。初期電位Ｖｐは、基準電位Ｖｒｅｆよりも小さい値である。ここでは例えばＶｒｅｆ＝４Ｖ、Ｖｐ＝３Ｖとする。

時間ｔ０で初期電位書き込み信号Ｖｒｅｓｅｔが電源電位ＶＳとなるとトランジスター１１はＯＦＦする。この後、時間ｔ＞ｔ０でセンサー１にはその測定量に応じて電流量Ｉｓｅｎｓｅが流れ、電位ＶＡは電源電位ＶＤに近づいていく。従って電位ＶＡは時間ｔの関数となって以下の（式１１）で表すことが出来る。

ここでＣ１はＮｏｄｅ−Ａに接続される容量であって、前述の通りＶ１＝ＶＤのときＣ１＝Ｃ１２＋Ｃ１４＝１０ｐＦであり、Ｖ１＝ＶＳのときＣ１＝Ｃ１２＝１００ｆＦである。

本発明においてセンサー１はトランジスター１１，１５と同じ工程で製造された薄膜ポリシリコン膜を能動層として用いたラテラル型ＰＩＮ接合ダイオードを用いた光センサーデバイスである。ここではカソード電極を電源電位ＶＤに接続し、アノード電極をＮｏｄｅ−Ａに接続し、常時逆バイス状態で使用する。この時、センサー１には電圧（ＶＤ−ＶＡ）が一定の条件下では照度にのみ依存する定常電流源となるので以下の（式１２）が成立する。

但し電源電位ＶＤと電位ＶＡがあまり近くなると定電流源との仮定は正しくなくなる。Ｖｐ＜ＶＡ（ｔ）＜Ｖｒｅｆで使用するので、基準電位Ｖｒｅｆをあまり大きくしないことが必要となる。
ここでＮｏｄｅ−Ａはコンパレータ−回路３に接続されており、電位ＶＡ（ｔ）と基準電位Ｖｒｅｆが比較され、Ｖｒｅｆ＞ＶＡ（ｔ）の時はＬｏｗ電位（≒ＶＳ）が、Ｖｒｅｆ＜ＶＡ（ｔ）の時はＨｉｇｈ電位（≒ＶＤ）が出力される。なお、コンパレーター回路３は図１３の従来例と同じ構成であっても良いし、図２、図３に示すような構成であってもよい。

図２の構成は図１３に対してＴＦＴのＮｃｈとＰｃｈが逆になった構成である。基準電位Ｖｒｅｆが電源電位ＶＳにより近い場合は図１３の構成が、基準電位Ｖｒｅｆが電源電位ＶＤにより近い場合は図２の構成が適している。一方、図３の構成は素子数が大きく回路面積が大きくなるが図１３あるいは図２の構成より動作する基準電位Ｖｒｅｆの範囲が広い。また、これらの他に図１３や図２の構成に定電流源（バイアス電圧をゲートに印加したトランジスターなどが用いられる）を電源電位ＶＤ又は電源電位ＶＳの電源に直列に繋ぐことで動作マージンの拡大を図った構成なども考えられる。以上のうち、いずれのコンパレータ−を用いるかは面積、動作マージンなどのトレードオフで最も適したものを選択すればよい。

従って、（式１２）でＶＡ（ｔ）＝Ｖｒｅｆ電位となる反転時間ｔ’で出力信号ＯＵＴは反転する。従って、出力信号ＯＵＴの電位が反転した反転時間ｔ’がわかれば（式１４）から電流量Ｉｓｅｎｓｅを知ることができる。

ここで、ｔ’−ｔ０は無限に大きく出来るわけではない。というのも、ｔ’−ｔ０が長くなるとセンサー１の１センス期間が長くなるからであり、要求に応じて一定の期間以下としなくてはならない。本実施例は液晶表示装置に搭載する照度センサー回路であり、外光の照度が変化した時にすみやかにフィードバックをする必要があるため、ｔ’−ｔ０＜１／１０秒という制約があるとする。

また、ｔ’−ｔ０は無限に小さくはできない。というのもコンパレーター回路３はその動作速度が有限であり、コンパレーター回路３からの出力を処理する回路も一定の処理時間を要するからで、本実施例ではｔ’−ｔ０＞１０μ秒という制約があるとする。
また、ＶＤ＞＞Ｖｒｅｆ＞Ｖｐ＞ＶＳという制約があるので、Ｖｒｅｆ−Ｖｐもあまり大きく変える事はできない。

以上の制約から、本実施例の各値を入れると、Ｖ１＝ＶＳの時は測定できる電流量Ｉｓｅｎｓｅの範囲は、１ｐＡ〜１０ｎＡとなって測定ダイナミックレンジは１０，０００倍であって従来例の薄膜トランジスターでの結果と大きな差異は無い。
しかしながら、Ｖ１＝ＶＤに切り替えることによって、電流量Ｉｓｅｎｓｅは１００ｐＡ〜１０μＡの範囲で測定可能であって、両モードでのレンジをあわせるとＩｓｅｎｓｅ＝１ｐＡ〜１０μＡとが測定可能な電流領域であって測定ダイナミックレンジを１０，０００，０００倍に広げることが可能である。

図４は本実施例のアクティブマトリクス基板１０１である。図４（ａ）は本発明の液晶表示装置を実現する実施例１での透過型ＶＧＡ解像度液晶表示装置のためのアクティブマトリクス基板１０１の構成図である。アクティブマトリクス基板１０１上には、４８０本の走査線Ａ１〜Ａ４８０と１９２０本のデータ線Ｂ１〜Ｂ１９２０が直交して形成されており、４８０本の容量線Ｄ１〜Ｄ４８０は走査線Ａ１〜Ａ４８０と並行かつ交互に配置されている。容量線Ｄ１〜Ｄ４８０は相互に短絡されてコモン電位入力端子６０２に接続される。対向導通部３０４もまた、コモン電位入力端子６０２に接続される。また、図１で示すセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａもやはりアクティブマトリクス基板１０１上に形成され、その出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８は出力端子６０３に繋がっており、外光の照度に応じた出力がなされる。

図４（ｂ）は図４（ａ）の点線３１０部の拡大図である。走査線Ａｎ（ｎは、１≦ｎ≦４８０の整数）とデータ線Ｂｍ（ｍは、１≦ｍ≦１９２０の整数）の各交点にはＮチャネル型電界効果ポリシリコン薄膜トランジスターよりなる画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）が形成されており、そのゲート電極は走査線Ａｎに、ソース・ドレイン電極はそれぞれデータ線Ｂｍと画素電極４０２（Ａｎ，Ｂｍ）に接続されている。画素電極４０２（Ａｎ，Ｂｍ）は容量線Ｄｎ（ｎは、１≦ｎ≦４８０の整数）と補助容量コンデンサーを形成し、また液晶表示装置として組み立てられた際には液晶素子をはさんでコモン電極としての対抗基板電極とやはりコンデンサーを形成する。ここでトランジスター１１、トランジスター１５、コンパレータ−回路３を構成する各トランジスターと画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）は同一工程で製造されている。

走査線Ａ１〜Ａ４８０は走査線駆動回路３０１に接続されて駆動信号を与えられる。また、データ線Ｂ１〜Ｂ１９２０はデータ線駆動回路３０２およびデータ線プレチャージ回路３０３に接続されて映像信号及びプレチャージ電位を与えられる。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２およびデータ線プレチャージ回路３０３は信号入力端子６０１に接続され、必要な各種信号および電源電位を与えられる。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２、データ線プレチャージ回路３０３はアクティブマトリクス基板上にポリシリコン薄膜トランジスターを集積することで形成されており、画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）と同一工程で製造される、いわゆる駆動回路内蔵型の液晶表示装置となっている。

図５は図４のアクティブマトリクス基板を用いた実施例１における透過型ＶＧＡ解像度液晶装置の斜視構成図（一部断面図）である。液晶表示装置９１０は、第１の基板としてのアクティブマトリクス基板１０１と第２の基板としての対向基板９１２とでネマティック相をなす液晶材料９２２を挟持し、シール材９２３でアクティブマトリクス基板１０１と対向基板９１２とを貼り合わせ、液晶材料９２２を封入している。アクティブマトリクス基板１０１の画素電極上には、図示しないがポリイミドなどからなる配向材料が塗布されラビング処理された配向膜が形成されている。また、対向基板９１２は、図示しないが画素に対応したカラーフィルタと、光抜けを防止し、コントラストを向上させるためのブラックマトリクスと、コモン電位が供給されるＩＴＯ膜でなる対向電極が形成され、液晶材料９２２と接触する面にはポリイミドなどからなる配向材料が塗布され、アクティブマトリクス基板１０１の配向膜のラビング処理の方向とは直交する方向にラビング処理されている。

さらに対向基板９１２の外側には、上偏光板９２４を、アクティブマトリクス基板１０１の外側には、下偏光板９２５を各々配置し、互いの偏光方向が直交するよう（クロスニコル状）に配置する。さらに下偏光板９２５下には、面光源を成すバックライトユニット９２６が配置される。バックライトユニット９２６は、冷陰極管やＬＥＤに導光板や散乱板をとりつけたものでも良いし、ＥＬ素子によって全面発光するユニットでもよい。バックライトユニット９２６は、コネクタ９２６ａを通じて電子機器本体と接続され、電源を供給される。図示しないが、さらに必要に応じて、周囲を外殻で覆っても良いし、あるいは上偏光板９２４のさらに上に保護用のガラスやアクリル板を取り付けても良いし、視野角改善のため光学補償フィルムを貼っても良い。

また、アクティブマトリクス基板１０１は、対向基板９１２から突出している張り出し部９２７が設けられ、その張り出し部９２７にある信号入力端子６０１、コモン電位入力端子６０２、出力端子６０３（図４参照）には、可撓性基板としてのＦＰＣ９２８ａ及び外部駆動ＩＣ９２９が実装され、アクティブマトリクス基板１０１上の複数の信号入力端子が電気的に接続されている。図１では、外部駆動ＩＣ９２９は２個のＩＣで構成されているが、１個もしくは３個以上でもよい。ＦＰＣ９２８ａは、電源ＩＣ、信号制御ＩＣ、コンデンサー、抵抗、ＲＯＭ、バックライト制御ユニット９３０などを有する制御基板９２１に接続され、基準電位、制御信号、映像データをアクティブマトリクス基板１０１へ供給する。また、制御基板９２１はコネクタ９２８ｃを通じてバックライトユニット９２６にも接続され、制御基板９２１上のバックライト制御ユニット９３０によってバックライトユニット９２６はそのＯＮ・ＯＦＦ、輝度調整が可能なようになっている。

制御基板９２１はＦＰＣ９２８ａを通じて出力端子６０３から出力されたセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの出力信号ＯＵＴが入力される。また、同様に制御基板９２１はＦＰＣ９２８ａを通じてセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａに対してレンジ切り替え信号Ｖ１を出力することで、センサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの測定レンジを切り替えることができる。出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８は外部の照度に応じて変化するので、この信号をもとに制御基板９２１上のバックライト制御ユニット９３０はバックライトユニット９２６の輝度を調整、あるいはＯＮ／ＯＦＦを行うことで外光に応じて最も視認性の良い状態にバックライトユニット９２６を保つことができるのである。

具体的なバックライト制御ユニット９３０によるバックライト制御アルゴリズムを図６に示す。ここでバックライト制御ユニット９３０からバックライトユニット９２６に送られる輝度制御信号は０〜２５５の１Ｂｙｔｅデータであり、制御信号が２５５のとき輝度ＭＡＸであり、制御信号が０のときバックライトＯＦＦであるとする。バックライト制御ユニット９３０はまずＶ１＝ＶＳとして出力信号ＯＵＴのデータを読み込む。このとき、出力信号ＯＵＴが全てＨｉｇｈ（ＶＤ）であればＶ１＝ＶＤに切り替え、再度読み込みを行う。切り替え後、出力信号ＯＵＴが全てＬｏｗ（ＶＳ）であれば再度Ｖ１＝ＶＳに切り替える。このようにしてレンジを切り替えながら出力信号ＯＵＴを読み込み、図７のようなルックアップテーブルを参照して出力信号ＯＵＴおよびレンジ切り替え信号Ｖ１の状態から設定値を読み込み、バックライト照度を読み込んだ設定値に設定する。このような動作を０．１秒おきに繰り返すアルゴリズムとなっている。図７のルックアップテーブルは照度がセンサー限界検出感度程度の非常に暗い時にはまぶしくないようにある程度の照度でバックライトをつけ、明るくなるにつれて照度を増して外光によってみにくくなることを防止している。Ｖ１＝ＶＤの時のレンジの下限とＶ１＝ＶＤの時のレンジの上限はオーバーラップしているから、設定値もオーバーラップしている。本実施例では透過型液晶表示装置であるので、外光に対してバックライト照度が単調に増加する設定にしているが、半透過型液晶表示装置の場合はある程度外光が明るくなり、反射モードのみで十分視認性が良いくらいの外光照度になればバックライトをＯＦＦ（設定＝０）にすればよい。

なお、本実施例ではセンサー１によって外光照度を計測し、バックライト輝度を自動調整する構成を例としてあげたが、温度センサーを内蔵して液晶やバックライトの温度依存性を調整して常に最適な表示特性を得る構成など、様々なセンサー１を基板上に内蔵する際にも応用可能である。例えば（式８）のようにインピーダンスが温度によって変化する温度センサーを内蔵するのであれば、（式１２）にかわって次の（式１４）を用いる。

ここでインピーダンスＲｓｅｎｓｅはセンサー１の測定量（温度）によって決まる抵抗である。この積分方程式を解いて反転時間ｔ’でＶＡ（ｔ’）＝Ｖｒｅｆとなる条件から次の（式１５）を得る。

従って、反転時間から容易にセンサー１のインピーダンスＲｓｅｎｓｅが求まり、ここから温度を計算することは容易である。

なお、（式１３）、（式１５）を用いる際にＣ１が必要であるが、Ｃ１が製造工程上でばらつく場合は事前に較正を行って（式１３）、（式１５）に基づくＩｓｅｎｓｅ−ｔ’あるいはＲｓｅｎｓｅ−ｔ’変換テーブルをモジュール内にＥＰＲＯＭ等で個別に書き込んでおき、変換する際はそのテーブルを参照すると良い。

図８は、本発明に係る電子機器の一実施例を示している。ここに示す電子機器は、電気光学装置としての液晶表示装置９１０と、これを制御する表示情報処理回路７８０、中央演算回路７８１、外部Ｉ／Ｆ回路７８２、入出力機器７８３、電源回路７８４よりなる。表示情報処理回路７８０は、中央演算回路７８１からのコマンドに基づき、ＲＡＭ（Random Access Memory）に格納した映像データを適宜書き換え、タイミング信号とともに液晶表示装置９１０へ映像信号を供給する。中央演算回路７８１は、外部Ｉ／Ｆ回路７８２からの入力に基づいて様々な演算を行い、その結果をもとに表示情報処理回路７８０および外部Ｉ／Ｆ回路７８２へコマンドを出力する。外部Ｉ／Ｆ回路７８２は、入出力機器７８３からの情報を中央演算回路７８１へ送るとともに、中央演算回路７８１からのコマンドに基づいて入出力機器７８３を制御する。入出力機器７８３とは、スイッチ、キーボード、ハードディスク、フラッシュメモリユニットなどである。また、電源回路７８４は、上記の各構成要素に所定の電源電圧を供給する。
ここで電子機器とは、具体的にはモニター、ＴＶ、ノートパソコン、ＰＤＡ、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話、フォトビューワー、ビデオプレイヤー、ＤＶＤプレイヤー、オーディオプレイヤーなどである。

以上のように、図１のような構成のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａをアクティブマトリクス基板１０１上に形成し、これを用いて電気光学装置を構成することで、センサー１を内蔵した高付加価値のパネルを作成でき、またそのパネルを電子機器に応用することで高品質な表示品位を有する電子機器を実現できるのである。

図９は図１に示したセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの実施例２を示すセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｂの回路構成図である。
第１のスイッチ素子としてのトランジスター１１、第１の容量素子としてのコンデンサー１２、第２の容量素子としてのコンデンサー１４、レンジ切替回路としてのトランジスター１５については実施例１の同じ番号の説明と全く構成・動作であって、Ｎｏｄｅ−Ａの総容量Ｃ１がＶ１＝ＶＳの時は１００ｆＦ、Ｖ１＝ＶＤの時は１０ｐＦになるのも同様である。トランジスター３６及びトランジスター３７のチャネル長・チャネル幅はトランジスター１５と同じである。

トランジスター３６とトランジスター３７は、それぞれ一端がトランジスター１１を介してＮｏｄｅ−Ａに接続され、他端がそれぞれ電位Ｖｐ１および電位Ｖｐ２に接続されており、レンジ切り替え信号Ｖ１に応じて、リセット電位を切り替えるリセット電位切替回路を構成する。信号ＸＶ１はレンジ切り替え信号Ｖ１の逆極性信号であって、Ｖ１＝ＶＤのときＸＶ１＝ＶＳ、Ｖ１＝ＶＳのときＸＶ１＝ＶＤである。Ｖ１＝ＶＳ（ＸＶ１＝ＶＤ）の時は実施例１と同様に電位Ｖｐ１がＶｒｅｓｅｔ＝ＶＤタイミングにおいて書き込まれる。一方、Ｖ１＝ＶＤ（ＸＶ１＝ＶＳ）の時は電位Ｖｐ２がＶｒｅｓｅｔ＝ＶＤタイミングにおいて書き込まれる。

すなわち、実施例１での（式１３）は本実施例では以下の（式１６）に置き換わる。

ここでＶＤ＝８Ｖ、Ｖｒｅｆ＝４Ｖ、Ｖｐ１＝３Ｖ、Ｖｐ２＝０Ｖという設定であって、その他の特に記載しない値や制約条件は全て実施例１と同様とすると、Ｖ１＝ＶＳの時は測定できる電流量Ｉｓｅｎｓｅの範囲は、１ｐＡ〜１０ｎＡとなり、Ｖ１＝ＶＤの時は電流量Ｉｓｅｎｓｅは４００ｐＡ〜４０μＡの範囲で測定可能である。両モードでのレンジをあわせるとＩｓｅｎｓｅ＝１ｐＡ〜４０μＡと４０，０００，０００倍となって測定ダイナミックレンジを実施例１よりさらに広げることが可能である。
本回路の液晶表示装置への応用などは実施例１と同様であるので省略する。

図１０は図１に示したセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの実施例３を示すセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｃの回路構成図である。
Ｎｏｄｅ−Ａのレンジ切替回路としての容量切り替えの手段として、実施例１や実施例２で示したようなコンデンサーとスイッチを用いる構成の代わりに電界効果型のトランジスター２３のソース・ドレイン電極を短絡した電界効果コンデンサーを用いている。電界効果型のトランジスター２３のソース・ドレイン電極はレンジ切り替え信号Ｖ１に接続されている。Ｎｏｄｅ−Ａの電位ＶＡは初期電位Ｖｐと基準電位Ｖｒｅｆとの間であって、ＶＳ＋Ｖｔｈ＜Ｖｐ＜ＶＤ−Ｖｔｈとする。ここで閾値電圧Ｖｔｈはトランジスター２３の閾値電圧である。トランジスター２１のチャネル幅Ｗ＝２０μｍ、チャネル長Ｌ＝６μｍ、トランジスター２３のチャネル幅Ｗ＝２７７０μｍ、チャネル長Ｌ＝１０μｍとする。また、コンデンサー２２の容量は１００ｆＦとする。

ここでＶ１＝ＶＳであれば、トランジスター２３のゲート・ソース電圧Ｖｇｓ＝Ｖｐ−ＶＳ＞Ｖｔｈであって、トランジスター２３はＯＮし、ゲート電極とオーバーラップした薄膜ポリシリコン領域にはチャネルが形成される。この時、トランジスター２３のゲート絶縁膜膜厚＝１００ｎｍ、比誘電率＝４．０とすると、トランジスター２３のゲートとソース・ドレインとの間、すなわちＮｏｄｅ−ＡとＶ１との間の容量は９．９ｐＦである。すなわち、この時のＮｏｄｅ−ＡとＶ１との間の総容量はコンデンサー２２の容量を足して１０ｐＦとなる。

一方、Ｖ１＝ＶＤであれば、トランジスター２３のゲート・ソース電圧Ｖｇｓ＝Ｖｐ−ＶＤ＜０であって、トランジスター２３はＯＦＦし、ゲート電極とオーバーラップした薄膜ポリシリコン領域は高抵抗となる。この時、トランジスター２３のゲートとソース・ドレインとの間、すなわちＮｏｄｅ−ＡとＶ１との間の容量はほぼ０となって、この時のＮｏｄｅ−ＡとＶ１との間の総容量はコンデンサー２２の容量のみで１００ｆＦとなる。

さらに本実施例では実施例１・実施例２のコンパレータ−回路３に変わって、電圧検出回路としての電圧検出手段としてクロックド・インバーター３７０、クロックド・インバーター３８０を用いる。信号ＸＶ１はレンジ切り替え信号Ｖ１の逆極性信号であって、Ｖ１＝ＶＤのときＸＶ１＝ＶＳ、Ｖ１＝ＶＳのときＸＶ１＝ＶＤである。すなわち、Ｖ１＝ＶＳの時はクロックド・インバーター３８０が動作し、Ｖ１＝ＶＤの時はクロックド・インバーター３７０が動作する。ここでクロックド・インバーター３７０の動作点Ｖ３７とクロックド・インバーター３８０の動作点Ｖ３８はＶ３８＞Ｖ３７＞Ｖｐとなるようにクロックド・インバーター３７０、クロックド・インバーター３８０を構成するトランジスターのサイズを設定する。ここで動作点とは、クロックド・インバーターがクロック・オン時に入力電位と出力電位が等しくなる時の入力電位として定義され、動作点を境にクロックド・インバーターの出力はＨｉｇｈ・Ｌｏｗが逆転することになる。

例えばクロックド・インバーター３７０を構成するＮチャネル型トランジスターのチャネル幅を５０μｍ、ｐチャネル型トランジスターのチャネル幅を１０μｍ、クロックド・インバーター３８０を構成するＮチャネル型トランジスターのチャネル幅を３０μｍ、ｐチャネル型トランジスターのチャネル幅を３０μｍと構成して、チャネル幅の比を異ならせて、Ｖ３７＝２．５Ｖ、Ｖ３８＝４Ｖと設定した。また、トランジスター２３の閾値電圧Ｖｔｈは１Ｖ程度であって、ＶＤ＝８Ｖ、ＶＳ＝０Ｖ、Ｖｐ＝２Ｖとする。

この時、Ｎｏｄｅ−Ａの電位ＶＡ（ｔ）の変化は実施例１と同様であり、（式１１）で表される。Ｖ１＝ＶＤの時、クロックド・インバーター３７０はＶＡ（ｔ）＝Ｖ３７＝２．５Ｖで出力信号ＯＵＴが反転するから、この時のタイミングを反転時間ｔ’とすると、電流量Ｉｓｅｎｓｅは（式１７）で表される（Ｃ１＝１００ｆＦ）。

Ｖ１＝ＶＤの場合は同様に（式１８）で表される（Ｃ１’＝１０ｐＦ）。

実施例１と同様の制約により、１０μ秒＜ｔ’−ｔ０＜０．１秒とすると、Ｖ１＝ＶＤとＶ１＝ＶＳの時のレンジをあわせ、Ｉｓｅｎｓｅ＝０．５ｐＡ〜２μＡが測定可能な領域となって、４，０００，０００倍の測定ダイナミックレンジを有することになる。
以下、電気光学装置への応用などは実施例１と同様であるので省略する。

また、別の実施例としてセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｄとして図１１の構成を使用しても良い。この構成はクロックド・インバーター３７０，３８０の変わりに２つのコンパレータ−回路３１，３２を与えた回路構成で、基準電位としてＶ３７（＝２．５Ｖ）とＶ３８（＝４．０Ｖ）を与えることで、本実施例と全く同様の動作を実現している。コンパレータ−回路３１，３２の具体的な構成としては図２、図３、図１３のいずれかの回路を使用すればよい。図１１の構成はコンパレータ−回路を使用しているため、トランジスターの閾値電圧Ｖｔｈが変動しても図１０の構成に比べ精度が低下しにくい。しかしながら、素子数が多くなるため、回路面積が増大するというデメリットも有するので、バランスを考慮してどちらを使用するかを決めればよい。

本発明は実施例の形態に限定されるものではなく、光センサーや温度センサーのみならず、測定量を電流量に変換するセンサーであればいかなるセンサーにも応用可能である。また、電気光学装置として液晶表示装置だけでなく、有機ＥＬディスプレイ等に応用しても一向に差し支えない。基板としてガラス基板ではなく石英基板やプラスチック基板上を用いてもよい。

また、各実施例の構成要素を組み合わせても差し支えないことはもちろんである。例えば、実施例１でコンパレータ−３の代わりに実施例３でのクロックド・インバーター３７０，３８０のような構成を組み合わせても良いし、実施例２でも同様である。

また、レンジ切り替え信号は１本のみならず、さらに増やしても良いし、コンパレータ−やインバーター、伝送ゲートの数を増やしてより多階調でＡ／Ｄ変換できるようにしてもよい。

本発明の実施例１のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａを示す回路図。 本発明の実施例１のコンパレーター回路３の詳細回路図。 本発明の実施例１のコンパレーター回路３の別の形態を示す詳細回路図。 本発明の実施例による液晶表示装置のアクティブマトリクス基板１０１の構成図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は点線３１０部の拡大図。 本発明の実施例による液晶表示装置の斜視図。 本発明の実施例によるバックライト制御ユニット９３０のバックライト制御アルゴリズムの一例を示すフローチャート図。 本発明の実施例によるルックアップテーブルの一例を示す図。 本発明の実施例による電子機器のブロック図。 本発明の実施例２のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｂを示す回路図。 本発明の実施例３のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｃを示す回路図。 本発明の実施例３のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｄを示す回路図。 従来のセンサー及びＡ／Ｄ変換回路を示す回路図。 従来のコンパレーターの詳細回路図。 従来のトランジスタの出力特性を説明する図。

符号の説明

１…電子回路としてのセンサー、３…電圧検出回路としてのコンパレータ−回路、１１…第１のスイッチ素子としてのトランジスター、１２…第１の容量素子としてのコンデンサー、１４…第２の容量素子としてのコンデンサー、１５…レンジ切替回路としてのトランジスター、２１，２３，３６，３７…トランジスター、２２…コンデンサー、３１，３２…コンパレータ−回路、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ…Ａ／Ｄ変換回路、１０１…第１の基板としてのアクティブマトリクス基板、３０１…走査線駆動回路、３０２…データ線駆動回路、３０３…データ線プレチャージ回路、３０４…対向導通部、３７０，３８０…クロックド・インバーター、４０１（Ａｎ，Ｂｍ）…画素スイッチング素子、４０２（Ａｎ，Ｂｍ）…画素電極、６０１…信号入力端子、６０２…コモン電位入力端子、６０３…出力端子、７８０…表示情報処理回路、７８１…中央演算回路、７８２…外部Ｉ／Ｆ回路、７８３…入出力機器、７８４…電源回路、９１０…電気光学装置としての液晶表示装置、９１２…第２の基板としての対向基板、９２１…制御基板、９２２…液晶材料、９２３…シール材、９２４…上偏光板、９２５…下偏光板、９２６…バックライトユニット、９２６ａ，９２８ｃ…コネクタ、９２７…張り出し部、９２８ａ…可撓性基板としてのＦＰＣ、９２９…外部駆動ＩＣ、９３０…バックライト制御ユニット、Ａｎ，Ａ１〜Ａ４８０…走査線、Ｂｍ，Ｂ１〜Ｂ１９２０…データ線、Ｃ１…総容量、Ｄｎ，Ｄ１〜Ｄ４８０…容量線、Ｉｓｅｎｓｅ…電流量、ＭＡＸ…輝度、ＯＦＦ…バックライト、ＯＵＴ，ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８…出力信号、ＰＩＮ…ラテラル型、Ｒｓｅｎｓｅ…インピーダンス、ｔ，ｔ０…時間、ｔ’…反転時間、Ｖ１…レンジ切り替え信号、Ｖ３７，Ｖ３８…動作点、ＶＡ（ｔ），ＶＡ，Ｖｐ１，Ｖｐ２…電位、ＶＤ，ＶＳ…電源電位、ＶＧＡ…透過型、Ｖｐ…初期電位、Ｖｒｅｆ…基準電位、Ｖｒｅｓｅｔ…初期電位書き込み信号、Ｖｔｈ…閾値電圧、ＸＶ１…信号。

Claims (10)

1. 基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えた電子回路であって、
   測定量を電流量に変換するセンサーと、
   前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し所定の信号を出力する電圧検出回路とを備え、
   前記電流電圧変換回路は、蓄積回路と、該蓄積回路の容量値を切り替えることで該電流電圧変換回路の電流電圧変換レンジを切り替えるレンジ切替回路と、を具備したことを特徴とする電子回路。
2. 前記蓄積回路は、前記センサーに接続される第１の容量素子及び第２の容量素子を備え、
   前記レンジ切替回路は、レンジ切り替え信号に応じて、前記第１の容量素子と前記第２の容量素子のいずれか一方、あるいは両方を前記センサーと電気的に接続することを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
3. 前記蓄積回路に接続され、所定のタイミングで前記第１の容量素子及び前記第２の容量素子にリセット電位を書き込むための第１のスイッチ素子を備え、
   前記第１のスイッチ素子には、前記レンジ切り替え信号に応じて前記リセット電位を切り替えるリセット電位切替回路が接続されることを特徴とする請求項２に記載の電子回路。
4. 前記蓄積回路は薄膜ポリシリコンを能動層に用いた容量用トランジスターを有してなり、前記レンジ切り替え信号は前記容量用トランジスターのソース電極及びドレイン電極に接続されてなり、前記センサーの他の一端は前記容量用トランジスターのゲート電極に接続されてなることを特徴とする請求項２に記載の電子回路。
5. 前記センサーは前記容量用トランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを能動層としたＰＩＮ接合ダイオード又はＰＮ接合ダイオードであり、前記測定量は光照度であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電子回路。
6. 前記センサーは前記容量用トランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを用いた抵抗体であり、前記測定量は温度であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電子回路。
7. 前記電圧検出回路は互いに同じ回路構成を有した複数のコンパレーター回路であり、異なる比較基準電位を与えられていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載の電子回路。
8. 前記電圧検出回路は複数のＣＭＯＳインバーター又はＣＭＯＳクロックド・インバーターで構成され、前記ＣＭＯＳインバーター又は前記ＣＭＯＳクロックド・インバーターを構成するＮチャネル型トランジスターのチャネル幅とＰチャネル型トランジスターのチャネル幅の比が異なることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電子回路。
9. 請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の電子回路を備えたことを特徴とする電気光学装置。
10. 少なくとも、請求項９に記載の前記電気光学装置と、該電気光学装置に表示する表示情報を処理する表示情報処理回路とを備えたことを特徴とする電子機器。
    

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