JP2008022412A - 電子回路、電気光学装置およびこれを備える電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ポリシリコン薄膜トランジスターにふさわしいＡ／Ｄ変換回路を提供する。
【解決手段】基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えたＡ／Ｄ変換回路において、測定量を電流量に変換するセンサー１と、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力するコンパレーター回路３とを備え、前記電流電圧変換回路が、前記センサー１の出力端（Ｎｏｄｏ−Ａ）に接続されたトランジスター２１と、前記トランジスター２１とベース電極同士が接続されたトランジスター２２と、前記第２のスイッチ素子に直列に接続されたコンデンサー２０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電子回路、電気光学装置、およびこれを備える電子機器に関し、特に、薄膜ポリシリコン形成技術を用いて基板上に形成される回路や該回路を用いた液晶表示装置、該液晶表示装置を備えた電子機器に関する。

近年、低温ポリシリコン形成技術を用いてガラス基板上に各種薄膜トランジスター回路を形成する、いわゆるSystem On Glass（ＳＯＧ）技術がさかんに開発されている。例えば液晶ディスプレイのガラス基板上にドライバー回路を内蔵するモノシリックドライバーなどである。

System On Glass（ＳＯＧ）技術の応用の一つとしてセンサーとそのセンシング回路をガラス基板上に形成することが考えられる。例えば液晶ディスプレイを構成する透明基板上に光センサーとセンシング回路とを内蔵し、外光の状態を検出してその結果によってバックライトの照度をコントロールするように構成すれば環境にかかわらず、液晶の視認状態を最良に保つことができる。その他、温度センサー、ジャイロセンサー、傾きセンサーなど、ガラス基板上に形成することでメリットのあるセンサーは数多い。一般的にこれらのセンサーの出力はアナログ信号であって、これをガラス基板上に形成したデジタルロジック回路で処理し、適切な制御に用いるためにはＡ／Ｄ変換回路で信号をデジタル変換することが必要となる。

図１１は従来の電流デバイスのＡ／Ｄ変換回路の例である。

電流デバイスのセンサー（Sensor）１は、一端を電源電位ＶＤに、もう一端（このノードをＮｏｄｅ−Ａとし、その電位をＶＡとする）をトランジスター２のドレイン電極及びゲート電極に接続されてなる。トランジスター２のソース電極は電源電位ＶＳの電源電位に接続される。また、Ｎｏｄｅ−Ａはコンパレーター回路（Comparator）３に接続されている。

電流デバイス１はセンサーであって、センスする対象の物理量及び電源電位ＶＤ〜Ｎｏｄｅ−Ａ間にかかる電圧（ＶＤ−ＶＡ）によって電源電位ＶＤ〜Ｎｏｄｅ−Ａ間に流れる電流（電流量Ｉｓｅｎｓｅ）が変化する。

トランジスター２のゲート・ソース間電位Ｖｇｓ＝ＶＡ−ＶＳであって、ドレイン・ソース間電位Ｖｄｓ＝ＶＡ−ＶＳであるのでＶｄｓ＝Ｖｇｓ、ゆえにトランジスター２の閾値電位Ｖｔｈ＞０であればＶｄｓ＞Ｖｇｓ−Ｖｔｈとなり、このトランジスター２はＶｔｈ＜ＶＡ−ＶＳであれば常にトランジスター２は飽和領域で動作する。飽和領域での一般的なＭＯＳトランジスター特性の次の（式１）で示される。

ここで、Ｗはトランジスターのチャネル幅、Ｌはチャネル長、μは移動度、Ｃ０はゲート容量をそれぞれ表す。キルヒホッフの法則から電流量Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉｄｓは明らかであるので、次の（式２）が成り立つ。

（式２）を変形して（式３）を得る。

ＶＡ＝Ｖｇｓ＋ＶＳであるから、（式４）が導かれる。

ここで電流量Ｉｓｅｎｓｅが電位ＶＡによらないと仮定すれば、容易に電位ＶＡから電流量Ｉｓｅｎｓｅを得ることができる。

このような仮定が成り立つセンサーデバイスとして、例えばＰＮ接合ダイオードあるいはＰＩＮ接合ダイオードを用いた光センサーデバイスがあげられる。このようなデバイスに逆バイアスを印加すると、電流量Ｉｓｅｎｓｅは一定の範囲であれば光照度に比例した電流の流れる定電流源となるので、（式５）のようになる。

すなわち、次の（式６）で電位ＶＡから電流量Ｉｓｅｎｓｅが求まる。

ここでＮｏｄｅ−Ａの電位ＶＡはコンパレーター回路３に入力される。図１２はコンパレーター回路３の回路構成であって、入力電位Ｖｉｎと比較基準電位Ｖｒｅｆとを比較してＶｉｎ（＝ＶＡ）＞ＶｒｅｆならＨｉｇｈ電位（≒ＶＤ）、Ｖｉｎ（＝ＶＡ）＜ＶｒｅｆならＬｏｗ電位（≒ＶＳ）を出力端子ＯＵＴへ出力する回路である。ゆえに、コンパレーター回路３に比較基準電位Ｖｒｅｆを与え、出力端子ＯＵＴのデジタル出力結果を参照すれば電位ＶＡの電位が比較基準電位Ｖｒｅｆより上か下かがわかる。この際、２５６階調でデジタル変換したければコンパレーター回路３を２５５個並列配置し、それぞれに異なった比較基準電位Ｖｒｅｆを与えればよい。あるいは、比較基準電位Ｖｒｅｆに２５５ＳＴＥＰの階段波を入力し、出力結果をメモリしていけば同様の変換が可能である。どちらを選択するかは回路面積や消費電力、サンプリングレートとの関係で決めればよい。また、両者の折中案を採用することも無論可能である。すなわち、各々レベルの異なる１６個の段階段波をそれぞれ１６個のコンパレーター回路に入力してやれば２５６階調がデジタル変換することができる。

なお、図１２のトランジスター３ａと３ｂ、３ｃと３ｄは互いに同じサイズの素子であることが望ましい。例えばトランジスター３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ全てチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、チャネル長＝６μｍとすればよい。

このようにして電位ＶＡが一定範囲で求まるので、そこから（式６）を使えば電流量Ｉｓｅｎｓｅがわかり、したがって求める物理量、例えば照度がわかる。すなわち、センスした結果をＡ／Ｄ変換できるのである。

また、センサー１の電流量Ｉｓｅｎｓｅが一定ではなく、（ＶＤ−ＶＡ）の関数となるセンサーであっても同じ電子回路でＡ／Ｄ変換可能である。例えば測定量によって決まる一定のインピーダンスＲｓｅｎｓｅを持つようなセンサーデバイスであれば以下の（式７）で電流量Ｉｓｅｎｓｅは表される。

このようなデバイスの例として抵抗を用いた温度センサー、可変抵抗を用いたジャイロセンサーなどがあげられる。例えば、インピーダンスＲｓｅｎｓｅが温度によって以下のような変化をするセンサーを考える。

ここでＴは絶対温度（Ｋ）、Ｒ０とＢは温度センサー固有の定数である。

（式４）、（式７）より以下の方程式を得る。

これを解くと、

となり、電位ＶＡからインピーダンスＲｓｅｎｓｅが求まる。これを（式８）に戻すことで温度Ｔが求まる。

しかしながら、一般にポリシリコン薄膜トランジスターは単結晶シリコン基板上に形成されたＭＯＳトランジスターに比べて閾値電位Ｖｔｈの製品ばらつきが大きい。（式６）、（式１０）から容易に知れるように、閾値電位Ｖｔｈがばらつくと電流量Ｉｓｅｎｓｅ，インピーダンスＲｓｅｎｓｅの誤差が大きくなり、実用に耐えない。この傾向は電流量Ｉｓｅｎｓｅが小さい（あるいはインピーダンスＲｓｅｎｓｅが大きい）と顕著である。また、低電流を測定する場合はトランジスター２のチャネル幅Ｗを小さくすればよいが、一般的にポリシリコン薄膜トランジスターをガラス基板上に形成する場合のデザインルールは１〜４μｍ程度と単結晶シリコンデバイス上のＭＯＳトランジスターのデザインルール０．１〜０．５μｍに比べて一桁大きく、測定レンジを十分低電流側に設定できない場合が生じる。

そこでポリシリコン薄膜トランジスターを用いる場合には図１３のような回路を使用することもある。この回路ではまず適当なタイミングで初期電位書き込み信号Ｖｒｅｓｅｔを電源電位ＶＤにし、トランジスター５５でＮｏｄｏ−Ａに電源電位ＶＳを書込む。その後、初期電位書き込み信号ＶｒｅｓｅｔをＶＳ電位にするとセンサー１を流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅはコンデンサー５４（コンデンサー容量Ｃ１）に蓄積され、Ｎｏｄｏ−Ａの電位ＶＡは上昇する。これをコンパレーター回路３に入力して比較基準電位Ｖｒｅｆと比較し、電位ＶＡが比較基準電位Ｖｒｅｆを超える時間を測定する。この方法であれば、測定時間が十分長く設定でき、コンデンサー容量Ｃ１が十分小さければいかなる微小電流でも理論上は測定できる。しかし、回路配線の付加容量もあるのでコンデンサー容量Ｃ１はある程度以下には出来ない。測定時間も長くなるとセンサーのセンス時間が長くなり、応答速度が低下する。従って、この方式でも必ずしも十分に低電流の測定が出来ない場合が生じる。

以上のように、ポリシリコン薄膜トランジスターを用いたＡ／Ｄ変換回路は単結晶シリコンデバイス上のＭＯＳトランジスターを用いる場合に比べ、十分な電流レンジがとれない、特に低電流側の精度良い変換が難しいという問題点を有する。

特開平６−２４５１５２号公報

本発明で提案する回路は上記の問題点に鑑み、ポリシリコン薄膜トランジスターに相応しいＡ／Ｄ変換回路であって、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジをとることを可能とし、更には、低電流側の精度が良好で、ポリシリコン薄膜トランジスターに適したＡ／Ｄ変換回路を提案するものである。

本発明の第１の発明の電子回路は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたスイッチ素子（トランジスター）を備えた電子回路（１００ａ）であって、測定量を電流量に変換するセンサー（センサー１）と、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力する電圧検出回路（コンパレーター回路３）とを備え、前記電流電圧変換回路は、前記センサーの出力端（Ｎｏｄｏ−Ａ）に接続された第１のスイッチ素子（トランジスター２１）と、前記第１のスイッチ素子と制御端（ベース電極）同士が接続された第２のスイッチ素子（トランジスター２２）と、前記第２のスイッチ素子に直列に接続された第１の容量素子（コンデンサー２０）とを備えたことを特徴とする。

このような構成によれば、ポリシリコン薄膜トランジスターを備えた電子回路としてのＡ／Ｄ変換回路において、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジをとることを可能とし、更には、第１のスイッチ素子（トランジスター２１）と第２のスイッチ素子（トランジスター２２）のチャネル幅比によって前記電圧検出回路（コンパレーター回路３）の入力端子電位（Ｎｏｄｅ−Ｂ）の変動速度を容易に調整可能であるので、センサー（センサー１）の電流量にあわせた設計が容易である低電流側の精度を良好にすることができる。また、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子によりカレントミラー回路を構成しているため、センサーから出力される電流を該カレントミラー回路を用いて電流増幅を行い、増幅した電流を第１の容量素子に蓄積することで電流の大小に関わらず、規定の時間内でＡ／Ｄ変換をすることが可能な優れた電子回路を実現することができる。

さらに、第２の発明の電子回路は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたスイッチ素子（トランジスター）を備えた電子回路（１００ｂ）であって、測定量を電流量に変換するセンサー（センサー１）と、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力する第１および第２の電圧検出回路（コンパレーター回路３１，３２）とを備え、前記電流電圧変換回路は、前記センサーの出力端（Ｎｏｄｏ−Ａ）に接続された第１のスイッチ素子（トランジスター２１）と、前記第１のスイッチ素子と制御端（ゲート電極）同士が接続された第２および第３のスイッチ素子（トランジスター２２，２３）と、前記第２のスイッチ素子（トランジスター２２）と直列に接続された第１の容量素子（コンデンサー２０）と、前記第３のスイッチ素子（トランジスター２３）と直列に接続された第２の容量素子（コンデンサー４０）とを備え、前記第２のスイッチ素子と第１の容量素子の接続端（Ｎｏｄｏ−Ｂ）に接続された前記第１の電圧検出回路（コンパレーター回路３１）と、前記第３のスイッチ素子と第２の容量素子の接続端（Ｎｏｄｏ−Ｃ）に接続された前記第２の電圧検出回路（コンパレーター回路３２）とを備えたことを特徴とする。

このような構成によれば、コンデンサーとコンパレーター回路を複数の構成としているので、第１の発明の構成に対して、より測定レンジを拡大することができる。

さらに、第３の発明の電子回路は、前記第２の発明の電子回路において、第２のスイッチ素子のチャネル幅÷チャネル長の値と前記第３のスイッチ素子のチャネル幅÷チャネル長の値が異なっていることを特徴とする。

このような構成によれば、測定レンジの異なる複数の出力を得ることが出来でき、全体の測定レンジを向上することができる。

さらに、第４の発明の電子回路は、前記第２の発明の電子回路において、前記第１の容量素子（コンデンサー２０）の容量と前記第２の容量素子（コンデンサー４０）の容量が異なっていることを特徴とする。

このような構成によれば、測定レンジの異なる複数の出力を得ることが出来でき、全体の測定レンジを向上することができる。

さらに、第５の発明の電子回路は、前記第１乃至第４の発明の電子回路において、前記第２のスイッチ素子（トランジスター２２）と並列に接続された第４のスイッチ素子（トランジスター２４）と、前記第４のスイッチ素子に直列に接続され、前記第２のスイッチ素子との接続／切り離しを制御する第５のスイッチ素子（トランジスター２７）とを備えたことを特徴とする。

このような構成によれば、第５のスイッチ素子により、第４のスイッチ素子の接続を制御して、実効的なチャネル幅を可変とすることで測定レンジを拡大することができる。

さらに、第６の発明の電子回路は、前記第１乃至第５の発明の電子回路において、前記センサー（センサー１）は、前記薄膜スイッチ素子の能動層と同一膜厚である薄膜ポリシリコンを能動層としたＰＩＮ接合ダイオード又はＰＮ接合ダイオードからなり、前記測定量は、光照度であることを特徴とする。

このような構成によれば、コストを上昇させること無く（例えば、液晶表示装置の基板に）照射されている光の照度を測定でき、例えば、液晶表示装置に応用した時に外光に応じて表示品位を最適に保つことができる。

さらに、第７の発明の電子回路は、前記第１乃至第５の発明の電子回路において、前記センサーは、前記薄膜スイッチ素子の能動層と同一膜厚である薄膜ポリシリコンを用いた抵抗体からなり、前記測定量は、温度であることを特徴とする。

このような構成によれば、コストを上昇させること無く（例えば、液晶表示装置の基板の）温度を測定でき、例えば、液晶表示装置に応用した時に温度に応じて表示品位を最適に保つように階調を最適に制御できる。

さらに、第８の発明の電子回路は、前記第１乃至第５の発明の電子回路において、前記電圧検出回路は、コンパレーター回路（コンパレータ回路３，３１，３２）からなり、比較基準電位を与えることを特徴とする。

このような構成によれば、第１のコンデンサーの電圧変化を精度良く検出することができ、更には、回路面積を小さくすることができる。

さらに、第９の発明の電子回路は、前記第１乃至第５の発明の電子回路において、電圧検出回路は、ＣＭＯＳインバーター又はＣＭＯＳクロックド・インバーター（インバーター回路３０）であることを特徴とする。

このような構成によれば、第１のコンデンサーの電圧変化を精度良く検出することができ、更には、回路面積を小さくすることができる。

さらに、第１０の発明の電気光学装置は、前記第１乃至第９の発明のいずれかに記載の電子回路を備えたことを特徴する。

このような構成によれば、電子回路としてのセンサーを備えたＡ／Ｄ変換回路をガラス基板上にアクティブマトリクス基板と同一製造工程で製造できるために安価にセンサー内蔵の電気光学装置を製造できる。

さらに、第１１の発明の電子機器は、すくなくとも前記第１０の発明の電気光学装置と、該電気光学装置に表示する表示情報を処理する表示情報処理回路とを備えたことを特徴する。

このような構成によれば、上記電気光学装置を電子機器に組み込むことで表示品位に優れて多機能な電子機器をより低コストで製造できる。更には、センサーの配置自由度が高まるため、外形を小さくでき、デザイン性に優れた電子機器を製造できるというメリットも有する。

以下、本発明に係る液晶表示装置の実施例について図面を参照して説明する。

図１は本発明の電子回路を実現する実施例１のセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ａの構成例であり、図１１の従来の構成と同じ箇所には、同じ符号を付して、説明を省略する。

図１において、トランジスター２５はｐチャネル型トランジスター、トランジスター２２とトランジスター２１はｎチャネル型トランジスター、コンパレーター回路３を構成するトランジスターは、ガラス基板上（基板）に形成された薄膜ポリシリコンを能動層とする電解効果型トランジスターである。

センサー１は、一端を電源電位ＶＤに、もう一端（Ｎｏｄｏ−Ａ（電位ＶＡ））をトランジスター２１のドレイン電極及びゲート電極並びトランジスター２２のゲート電極に接続されている。トランジスター２１のソース電極とトランジスター２２のソース電極は、電源電位ＶＳに接続されている。また、トランジスター２２のドレイン電極側（Ｎｏｄｏ−Ｂ（電位ＶＢ））には、コンデンサー２０とトランジスター２５とコンパレーター回路３が接続されている。

トランジスター２５は初期電位書き込み信号ＶｒｅｓｅｔがＬｏｗ電位のＶＳ電位の間ＯＮし、Ｎｏｄｏ−Ｂに電源電位ＶＤを書き込む（ＶＢ＝ＶＤ）。時間ｔ０で初期電位書き込み信号ＶｒｅｓｅｔがＨｉｇｈ電位の電源電位ＶＤになると、トランジスター２５はＯＦＦする。この後、時間ｔ＞ｔ０でセンサー１にその測定量に応じて電流量Ｉｓｅｎｃｅが流れ、トランジスター２２に流れる電流Ｉ２によってＮｏｄｏ−Ｂの電位ＶＢは、電源電位ＶＳに近づいていく。一方、トランジスター２１には電流Ｉ１が流れるが、キルヒホッフの法則から明らかにセンサー１に流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉ１である。

ここでトランジスター２１のゲート・ソース電位Ｖｇｓ＝ドレイン・ソース電位Ｖｄｓ＝ＶＡ−ＶＳであるから、トランジスター２１は飽和領域で動作する。一方、トランジスター２２もゲート・ソース電位Ｖｇｓ＝ＶＡ−ＶＳ、ドレイン・ソース電位Ｖｄｓ＝ＶＢ−ＶＳであって、ＶＢ＞ＶＡ−Ｖｔｈの条件で飽和領域動作をすることになる。ゆえに、（式１）から以下の（式１２）が導き出される。

ここでＬ２１はトランジスター２１のチャネル長であり、Ｌ２２はトランジスター２２のチャネル長であり、Ｗ２１はトランジスター２１のチャネル幅であり、Ｗ２２はトランジスター２２のチャネル幅である。この式からわかるように、Ｉ２は電流量ＩｓｅｎｓｅのＷ２２÷Ｗ２１×Ｌ２１÷Ｌ２２倍となっている（以下、Ｗｒ＝Ｗ２２÷Ｗ２１×Ｌ２１÷Ｌ２２とする）。

閾値電位Ｖｔｈはトランジスター２１及びトランジスター２２の閾値電圧であって、μは移動度、Ｃ０はゲート容量である。トランジスター２１及びトランジスター２２は同一製造工程で同じ製品内に作られた素子であるから、これらのパラメーターは同じ値を示すものとして扱う。

すなわち、ＶＢ＞ＶＡ−Ｖｔｈである限り、Ｉ２＝Ｉ１×Ｗｒであって、これはいわゆるカレントミラー回路を用いた電流増幅回路となっている。ここでＶＢは時間ｔの関数であって以下の（式１２）で表される。

本実施例において、センサー１は外光の状態を測定するフォトダイオードセンサーである。このフォトセンサーは、トランジスター２１，２５の能動層を構成する薄膜ポリシリコンと同じ製造工程によって構成されたラテラル型ＰＩＮフォトダイオードであって、ここではカソード電極を電源電位ＶＤに接続し、アノード電極をＮｏｄｅ−Ａに接続し、常時逆バイス状態で使用する。適切なバイアス電圧範囲では電流量Ｉｓｅｎｓｅは外光の照度に比例し、印加バイアス電圧（ＶＤ−ＶＡ）には依存しなくなる。ゆえに以下の（式１３）が成立する。

Ｎｏｄｏ−Ｂはコンパレーター回路３に接続されており、ＶＢ（ｔ）は比較基準電位Ｖｒｅｆと比較され、ＶＢ（ｔ）＞ＶｒｅｆではＨＩＧＨ（≒ＶＤ）電位が、ＶＢ（ｔ）＜ＶｒｅｆではＬｏｗ（≒ＶＳ）電位がそれぞれ出力端子ＯＵＴに出力される。

コンパレーター回路３は図１２の従来例と同じ構成であっても良いし、図２、図３に示すような構成であってもよい。

図２の構成は図１２に対してＴＦＴのＮｃｈとＰｃｈが逆になった構成である。比較基準電位ＶｒｅｆがＶＳにより近い場合は図１２の構成が、比較基準電位Ｖｒｅｆが電源電位ＶＤにより近い場合は図２の構成が適している。一方、図３の構成は素子数が大きく回路面積が大きくなるが図９あるいは図２の構成より動作する比較基準電位Ｖｒｅｆの範囲が広い。また、これらの他に図９や図２の構成に定電流源（バイアス電圧をゲート電極に印加したトランジスターが用いられる）を電源電位ＶＤ又はＶＳ電源に直列に繋ぐことで動作マージンの拡大を図った構成なども考えられる。以上のうち、いずれのコンパレーター回路を用いるかは面積、動作マージンなどのトレードオフで最も適したものを選択すればよい。

出力端子ＯＵＴの端子電位が反転した時間がｔ'であれば、電流量Ｉｓｅｎｓｅは（式１４）で求められ、ここから容易に照度に換算が可能である。

（式１３）から明らかなように、電流量Ｉｓｅｎｓｅ及びコンデンサー容量Ｃ１が一定の時、ＶＢ（ｔ）の電位変化傾きはＷｒに比例する。すなわち、トランジスター２２とトランジスター２１のチャネル幅の比もしくはチャネル長の比の逆数に比例する。そこで、コンデンサー２０のコンデンサー容量Ｃ１が精度の問題等であまり小さく出来ず、反転までの時間ｔ'を一定以下にする必要がある場合でもトランジスター２２とトランジスター２１のチャネル幅の比を大きく取れば（もしくはチャネル長の比を小さく取れば）、電流量Ｉｓｅｎｓｅが小さくても容易に検出可能にすることが出来る。

具体的に数字を挙げて検証する。例えば、液晶表示装置に搭載する照度センサー回路の場合は、外光の照度が変化した時にすみやかにフィードバックをする必要があるため、ｔ'−ｔ０＜１／１０秒という制約があるとする。コンデンサー容量Ｃ１は配線容量のばらつき等を考慮すると、０．１ｐＦ以下には出来ない。一方、照度は最低１００ルクスから感知できるようにする必要があって、その時センサー１に流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅは０．１ｐＡである。ＶＤ＝８Ｖ，ＶＳ＝０Ｖであって、前述の通り、ＶＢ＞ＶＡ−Ｖｔｈの飽和領域で使用することが好ましいから、Ｖｒｅｆ＝７Ｖとする。すると、Ｗｒ＝１０の時、ｔ'＝０．１秒となってこの条件を満たすことになる。そこで、例えばトランジスター２１及びトランジスター２５のチャネル幅をＷ＝１０μｍ、トランジスター２２のチャネル幅をＷ＝１００μｍ、トランジスター２１，２２，２５のチャネル長をＬ＝６μｍなどと設計すればよい。

以上のように、各種制約条件にあわせてトランジスター２２とトランジスター２１のチャネル幅の比もしくはチャネル長の比を適切に設定すればよいのである。

図４は本実施例のアクティブマトリクス基板１０１である。図４（ａ）は本発明の液晶表示装置を実現する実施例１での透過型ＶＧＡ解像度液晶表示装置のためのアクティブマトリクス基板１０１の構成図である。アクティブマトリクス基板１０１上には、４８０本の走査線Ａ１〜Ａ４８０と、１９２０本のデータ線Ｂ１〜Ｂ１９２０が直交して形成されており、４８０本の容量線Ｄ１〜Ｄ４８０は走査線Ａ１〜Ａ４８０と並行かつ交互に配置されている。容量線Ｄ１〜Ｄ４８０は相互に短絡されてコモン電位入力端子６０２に接続される。対向導通部３０４もまた、コモン電位入力端子６０２に接続される。また、図１で示すセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ａもやはりアクティブマトリクス基板１０１上に形成され、その出力信号ＯＵＴ１〜８は出力端子６０３に繋がっており、外光の照度に応じた出力がなされる。

図４（ｂ）は図４（ａ）の点線３１０部の拡大図である。走査線Ａｎ（ｎは、１≦ｎ≦４８０の整数）とデータ線Ｂｍ（（ｍは、１≦ｍ≦１９８０の整数）の各交点にはＮチャネル型電界効果ポリシリコン薄膜トランジスターよりなる画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）が形成されており、そのゲート電極は走査線Ａｎに、ソース・ドレイン電極はそれぞれデータ線Ｂｍと画素電極４０２（Ａｎ，Ｂｍ）に接続されている。画素電極４０２（Ａｎ，Ｂｍ）は容量線Ｄｎ（ｎは、１≦ｎ≦４８０の整数）と補助容量コンデンサーを形成し、また液晶表示装置として組み立てられた際には液晶素子をはさんでコモン電極としての対向基板電極（コモン電極）とやはりコンデンサーを形成する。ここでトランジスター２１、トランジスター２２、トランジスター２５、コンパレーター回路３を構成する各トランジスターと画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）は同一工程で製造されている。

走査線Ａ１〜Ａ４８０は走査線駆動回路３０１に接続されて駆動信号を与えられる。また、データ線Ｂ１〜Ｂ１９２０はデータ線駆動回路３０２およびデータ線プレチャージ回路３０３に接続されて映像信号及びプレチャージ電位を与えられる。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２およびデータ線プレチャージ回路３０３は信号入力端子６０１に接続され、必要な各種信号および電源電位を与えられる。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２、データ線プレチャージ回路３０３はアクティブマトリクス基板１０１上にポリシリコン薄膜トランジスターを集積することで形成されており、画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）と同一工程で製造される、いわゆる駆動回路内蔵型の液晶表示装置となっている。

図５は図４のアクティブマトリクス基板１０１を用いた実施例１における透過型ＶＧＡ解像度液晶装置の斜視構成図（一部断面図）である。液晶表示装置９１０は、第１の基板としてのアクティブマトリクス基板１０１と第２の基板としての対向基板９１２とでネマティック相液晶材料９２２を挟持し、シール材９２３でアクティブマトリクス基板１０１と対向基板９１２とを貼り合わせ液晶材料９２２を封入している。アクティブマトリクス基板１０１の画素電極上には、図示しないがポリイミドなどからなる配向材料が塗布されラビング処理された配向膜が形成されている。また、対向基板９１２は、図示しないが画素に対応したカラーフィルタと、光抜けを防止し、コントラストを向上させるためのブラックマトリクスと、コモン電位が供給されるＩＴＯ膜でなる対向電極９３０が形成され、液晶材料９２２と接触する面にはポリイミドなどからなる配向材料が塗布され、アクティブマトリクス基板１０１の配向膜のラビング処理の方向とは直交する方向にラビング処理されている。

さらに対向基板９１２の外側には、上偏光板９２４を、アクティブマトリクス基板１０１の外側には、下偏光板９２５を各々配置し、互いの偏光方向が直交するよう（クロスニコル状）に配置する。さらに下偏光板９２５下には、面光源を成すバックライトユニット９２６が配置される。バックライトユニット９２６は、冷陰極管やＬＥＤに導光板や散乱板をとりつけたものでも良いし、ＥＬ素子によって全面発光するユニットでもよい。バックライトユニット９２６は、コネクタ９２６ａを通じて電子機器本体と接続され、電源を供給される。図示しないが、さらに必要に応じて、周囲を外殻で覆っても良いし、あるいは上偏光板９２４のさらに上に保護用のガラスやアクリル板を取り付けても良いし、視野角改善のため光学補償フィルムを貼っても良い。

また、アクティブマトリクス基板１０１は、対向基板９１２から突出している張り出し部９２７が設けられ、その張り出し部９２７にある信号入力端子６０１、対極電位端子６０２、出力端子６０３（図４参照）には、可撓性基板としてのＦＰＣ９２８ａ及び外部駆動ＩＣ９２９が実装され、アクティブマトリクス基板１０１上の複数の信号入力端子が電気的に接続されている。図１では、外部駆動ＩＣ９２９は２個のＩＣで構成されているが、１個もしくは３個以上でもよい。ＦＰＣ９２８ａは、電源ＩＣ、信号制御ＩＣ、コンデンサー、抵抗、ＲＯＭ、バックライト制御ユニット９３０などを有する制御基板９２１に接続され、基準電位、制御信号、映像データをアクティブマトリクス基板１０１へ供給する。また、制御基板９２１はコネクタ９２８ｃを通じてバックライトユニット９２６にも接続され、制御基板９２１上のバックライト制御ユニット９３０によってバックライトユニット９２６はそのＯＮ・ＯＦＦ、輝度調整が可能なようになっている。

制御基板９２１はＦＰＣ９２８ａを通じて出力端子６０３から出力されたセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ａの出力信号ＯＵＴが入力される。この出力信号ＯＵＴは外部の照度に応じて変化するので、この信号をもとに制御基板９２１上のバックライト制御ユニット９３０はバックライトユニット９２６の輝度を調整、あるいはＯＮ／ＯＦＦを行うことで外光に応じて最も視認性の良い状態にバックライトユニット９２６を保つことができるのである。

具体的なバックライト制御ユニット９３０によるバックライト制御アルゴリズムを図８に示す。

ここでバックライト制御ユニット９３０からバックライトユニット９２６に送られる輝度制御信号は０〜２５５の１Ｂｙｔｅデータであり、制御信号が２５５のとき輝度ＭＡＸであり、制御信号が０のときバックライトＯＦＦであるとする。バックライト制御ユニット９３０はＶｒｅｓｅｔパルス出力後、ＯＵＴの反転時間を計測する。図９のようなルックアップテーブルを参照してｔから設定値を読み込み、バックライト照度を読み込んだ設定値に設定する。このような動作を０．１秒間隔で繰り返すアルゴリズムとなっている。

図９のルックアップテーブルは照度がセンサー限界検出感度程度の非常に暗い時にはまぶしくないようにある程度の照度でバックライトをつけ、明るくなるにつれて照度を増して外光によってみにくくなることを防止している。本実施例では透過型液晶表示装置であるので、外光に対してバックライト照度が単調に増加する設定にしているが、半透過型液晶表示装置の場合はある程度外光が明るくなり、反射モードのみで十分視認性が良いくらいの外光照度になればバックライトをＯＦＦ（設定＝０）にすればよい。

なお、本実施例ではセンサー１によって外光照度を計測し、バックライト輝度を自動調整する構成を例としてあげたが、温度センサーを内蔵して液晶やバックライトの温度依存性を調整して常に最適な表示特性を得る構成など、様様なセンサー１を基板上に内蔵する際にも応用可能である。例えば（式８）のようにインピーダンスが温度によって変化する温度センサーを内蔵するのであれば、（式１４）から電流量Ｉｓｅｎｓｅを求めた後、次の（式１５）でインピーダンスＲｓｅｎｓｅを求める。インピーダンスＲｓｅｎｓｅはセンサー１のインピーダンスである。

この場合、測定するインピーダンスＲｓｅｎｓｅが小さい場合はＷｒを小さくし、インピーダンスＲｓｅｎｓｅが大きい場合はＷｒを大きくすることで規定の測定時間の範囲でインピーダンスＲｓｅｎｓｅを求めることができるのである。

図１０は、本発明に係る電子機器の一実施形態を示している。ここに示す電子機器は、電気光学装置としての液晶表示装置９１０と、これを制御する表示情報処理回路７８０、中央演算回路７８１、外部Ｉ／Ｆ回路７８２、入出力機器７８３、電源回路７８４よりなる。表示情報処理回路７８０は、中央演算回路７８１からのコマンドに基づき、ＲＡＭ（Random Access Memory）に格納した映像データを適宜書き換え、タイミング信号とともに液晶表示装置９１０へ映像信号を供給する。中央演算回路７８１は、外部Ｉ／Ｆ回路７８２からの入力に基づいて様々な演算を行い、その結果をもとに表示情報処理回路７８０および外部Ｉ／Ｆ回路７８２へコマンドを出力する。外部Ｉ／Ｆ回路７８２は、入出力機器７８３からの情報を中央演算回路７８１へ送るとともに、中央演算回路７８１からのコマンドに基づいて入出力機器７８３を制御する。入出力機器７８３とは、スイッチ、キーボード、ハードディスク、フラッシュメモリユニットなどである。また、電源回路７８４は、上記の各構成要素に所定の電源電圧を供給する。

ここで電子機器とは、具体的にはモニター、ＴＶ、ノートパソコン、ＰＤＡ、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話、フォトビューワー、ビデオプレイヤー、ＤＶＤプレイヤー、オーディオプレイヤーなどである。

以上のように、図１のような構成のセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ａをアクティブマトリクス基板上１０１に形成し、これを用いて電気光学装置を構成することで、センサーを内蔵した高付加価値のパネルを作成でき、またその電気光学装置を電子機器に応用することで高品質な表示品位を有する電子機器を実現できるのである。

図６は実施例１の図１に相当する実施例２を示す回路図である。コンデンサー２０、トランジスター２１，２２，２５の動作は実施例１と同様である。本実施例ではさらにコンデンサー４０、トランジスター２３，２６を配置している。

ここでトランジスター２３はトランジスター２２と、又、トランジスター２６はトランジスター２５と、又、コンデンサー４０はコンデンサー２０と、それぞれ同一の動作をするものであって、コンデンサー２０、トランジスター２２，２５よりなる回路とコンデンサー４０、トランジスター２３，２６よりなる回路は並列に配置されている。

ここで実施例１で述べたトランジスター２２に流れる電流Ｉ２と同様の計算により、トランジスター２３に流れる電流Ｉ３はＩ１＝ＩｓｅｎｓｅのＷ２３÷Ｗ２１×Ｌ２１÷Ｌ２３倍となっている（以下、Ｗｒ'＝Ｗ２３÷Ｗ２１×Ｌ２１÷Ｌ２３とする）。Ｌ２３はトランジスター２３のチャネル長であり、Ｗ２３はトランジスター２３のチャネル幅であり、その他の記号は実施例１と同様である。

すなわち、Ｉ２＝Ｗｒ×Ｉｓｅｎｓｅであって、Ｉ３＝Ｗｒ'×Ｉｓｅｎｓｅである。Ｎｏｄｏ−Ｂの電位ＶＢは（式１３）で示され、コンデンサー４０の容量をＣ２とすると、Ｎｏｄｏ−Ｃの電位ＶＣは以下の（式１６）で示される。

すなわち、Ｗｒ／Ｃ１とＷｒ'／Ｃ２の比を調整することで同じ電流量Ｉｓｅｎｓｅ'が流れる時、出力信号ＯＵＴ１が反転する時間と出力信号ＯＵＴ２が反転する時間を変える事ができる。これを用いて電流量Ｉｓｅｎｓｅのダイナミックレンジが広い場合にもコンパレーター回路３１、３２どちらかの回路からの出力を用いることで対応可能となる。

具体的な数字を挙げて説明する。本実施例では液晶表示装置９１０に搭載する照度センサー回路であり、外光の照度が変化した時にすみやかにフィードバックをする必要があるため、ｔ'−ｔ０＜１／１０秒という制約があるとする。さらに、コンパレーター回路３１，３２の動作速度、出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の端子出力の取り込み，処理速度からｔ'−ｔ０＞１００μ秒という制約があったとする。コンデンサー容量は配線容量のばらつき等を考慮すると、０．１ｐＦ以下には出来ず、回路面積の制約から０．５ｐＦ以上にできない。一方、照度は最低５０ルクスから最高２０万ルクスまで感知できるようにする必要があって、その時センサー１に流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅは０．５ｐＡ〜２ｎＡである。

ＶＤ＝８Ｖ，ＶＳ＝０Ｖであって、トランジスター２２、トランジスター２３を飽和領域で使用するためにＶＢ，ＶＣ＞ＶＡ−Ｖｔｈの領域で使用することが好ましいから、比較基準電位Ｖｒｅｆ１＝７Ｖ，Ｖｒｅｆ２＝６Ｖとする。

以上からＣ１＝０．１ｐＦ、Ｃ２＝０．５ｐＦ、トランジスター２１、トランジスター２５及びトランジスター２６のＷ＝１０μｍ、トランジスター２２のＷ＝１００μｍ、トランジスター２３のＷ＝５μｍ、トランジスター２１，２２，２３，２５，２６のＬ＝６μｍなどと設定すると、制約時間内に出力信号ＯＵＴ１側で反転を探知できる電流量Ｉｓｅｎｓｅの範囲は０．１ｐＡ〜０．１ｎＡであって、低電流側には対応できるが高電流側には対応できない。一方、制約時間内に出力信号ＯＵＴ２側で反転を探知できる電流量Ｉｓｅｎｓｅの範囲は２０ｐＡ〜２０ｎＡであって、逆に高電流側には対応できるが低電流側には対応できない。しかしながら、出力信号ＯＵＴ１のレンジと出力信号ＯＵＴ２のレンジを併用すれば０．１ｐＡ〜２０ｎＡのレンジで測定が可能となって要求を十分に満たすのである。

なお、本実施例ではコンデンサー，コンパレーター回路を２つの構成としたが、コンデンサー２０、コンデンサー４０を複数に分割し、切り替え信号で実効的なコンデンサー容量Ｃ１，Ｃ２を切り替えられるようにすればさらに測定レンジは拡大する。

本回路の液晶表示装置への応用などは実施例１と同様であるので省略する。

図７は実施例１の図１に相当する実施例３を示す回路図である。

トランジスター２１、トランジスター２５、コンデンサー２０については実施例１と同様の構成であるので説明を省略する。本実施例では実施例１と異なり、トランジスター２２に並列にトランジスター２４を配置し、トランジスター２４にトランジスター２７を直列に接続、トランジスター２７にレンジ切り替え信号Ｖ１を接続している。ここでレンジ切り替え信号Ｖ１はＶ１＝ＶＤ電位又はＶ１＝ＶＳ電位のいずれかになる。

Ｖ１＝ＶＳの時、トランジスター２６はＯＦＦするため、トランジスター２４に流れる電流Ｉ３≒０であって実施例１と全く同じ動作になる。Ｖ１＝ＶＤの時、トランジスター２６はＯＮする。この時、トランジスター２６のインピーダンスが十分低ければ、トランジスター２３のゲート・ソース電位Ｖｇｓ≒ＶＡ−ＶＳ、ドレイン・ソース電位Ｖｄｓ＝ＶＢ−ＶＳであって、ＶＢ＞ＶＡ−Ｖｔｈの条件で飽和領域動作をすることになる。従って、トランジスター２４には（式１７）に従った電流Ｉ３は流れる。

コンデンサー２０からＶＳ電源へ流れる電流量はＩ２＋Ｉ３である。本発明においてセンサー１は実施例１と同様、ＰＩＮ接合ダイオードを用いた光センサーデバイスである。センサー１にはＶＤ−ＶＡに関わらず照度に依存して定常電流が流れるのでＩ１＝Ｉｓｅｎｓｅである。以上から、Ｎｏｄｏ−Ｂの電位は（式１８）ような関数となる。

すなわち、同じ電流量Ｉｓｅｎｓｅの電流がセンサー１に流れている時にＶ１＝ＶＳの時はＶＢ（ｔ）の変化は遅く、Ｖ１＝ＶＤ電位の時は早い。これを利用して、電流量Ｉｓｅｎｓｅが低電流のときはＶ１＝ＶＤ電位、電流量Ｉｓｅｎｓｅが高電流のときはＶ１＝ＶＳ電位とすれば測定が可能となる。すなわち、信号Ｖ１はレンジ切り替え信号として作用するのである。

本実施例３では電圧検出回路として、実施例１及び実施例２で用いたコンパレーター回路３の変わりにＣＭＯＳインバーター又はＣＭＯＳクロックド・インバーターからなるインバーター回路３０を用いる。インバーター回路３０はあるインバーター動作点電圧Ｖｉ（インバーターの入力電圧＝出力電圧となる電圧として動作点は定義される）で出力端子ＯＵＴの電位がＬｏｗからＨｉｇｈに変化し、Ｖｉはインバーター回路３０を構成するトランジスターのサイズによって調整できる。ここではＶｉ＝５Ｖとなるように調整したとする。このような構成を用いると、図２、図３、図１２のようなコンパレーター回路を用いるのに比べ、リファレンス電位が不要であって素子数が大幅に削減できるため回路面積を縮小できる。

しかし、動作点Ｖｉは構成するトランジスターの閾値電圧変動によって変動するため、コンパレーター回路を用いる場合よりばらつきが大きく、精度面で不利となる場合がある。コンパレータ回路とインバーター回路のどちらを採用するかは回路面積の制約と検出精度要求のバランスで決定すればよい。

尚、本実施例３において、インバーター回路３０の代わりに図２、図３、図１２のようなコンパレーター回路３を用いて比較基準電位Ｖｒｅｆ＝５Ｖを与えてもよいし、実施例１でコンパレーター回路３の変わりにインバーター回路３０を用いてもよいし、実施例２でコンパレーター回路３１、３２の変わりにインバーター回路３０を用いてもよい。

本実施例３は、液晶表示装置９１０に搭載する照度センサー回路であり、外光の照度が変化した時にすみやかにフィードバックをする必要があるため、ｔ'−ｔ０＜１／１０秒という制約があるとする。ここでｔ'はインバーター回路３０の出力が反転するまでの時間であって、ｔ０は初期電位書き込み信号Ｖｒｅｓｅｔ初期電位書き込み信号が電源電位ＶＤになる時間である。さらに、インバーター回路３０の動作速度、出力端子ＯＵＴの取り込み，処理速度からｔ'−ｔ０＞１００μ秒という制約があるとする。また、コンデンサー容量は、配線容量のばらつき，回路面積の制約からからＣ１＝１ｐＦである。また、センサー１に流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅは、照度に正比例し、照度１０ルクスの時、電流量Ｉｓｅｎｓｅは１ｐＡ流れるとする。

また電源としてＶＤ＝８Ｖ，ＶＳ＝０Ｖとする。トランジスター２１、トランジスター２２及びトランジスター２５のＷ＝１０μｍ、トランジスター２３及びトランジスター２６のＷ＝９９０μｍ、トランジスター２１，２２，２３，２５，２６のＬ＝６μｍなどと設定する。

以上の値を元に検出可能な照度を計算すると、Ｖ１＝ＶＳ電位の時、測定できる電流量Ｉｓｅｎｓｅ＝３０ｐＡ〜３０ｎＡであるから、照度は３００ルクスから３０万ルクスまで測定できる。一方、Ｖ１＝ＶＤ電位の時、測定できる電流量Ｉｓｅｎｓｅ＝０．３ｐＡ〜３００ｐＡであるから、照度は３ルクスから３千ルクスまで測定できる。両方のレンジをあわせると、照度は３ルクスから３０万ルクスまで測定可能となり、極めて広範囲で測定できる照度センサーをポリシリコン薄膜トランジスターで構成可能である。

本回路の液晶表示装置への応用などは実施例１と同様であるので省略する。

本実施例３では実施例１のトランジスター２２の機能をトランジスター２２とトランジスター２４に分割し、切り替え信号Ｖ１を用いて実効的なチャネル幅を可変とすることで測定レンジを拡大しているが、同様の手段でトランジスター２２を三個以上に分割し、切り替え信号で実効的なチャネル幅Ｗ２１，チャネル長Ｌ２１を切り替えられるようにすればさらに測定レンジは拡大する。また、レンジ切り替え信号は１本のみならずさらに増やしても良い。

本発明は実施例の形態に限定されるものではなく、光センサーのみならず、測定量を電流量に変換するセンサーであればいかなるセンサーにも応用可能である。また、電気光学装置として液晶表示装置だけでなく、有機ＥＬディスプレイ等に応用しても一向に差し支えない。基板としてガラス基板ではなく石英基板やプラスチック基板上を用いてもよい。

本発明の実施例１のセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ａを示す回路図。 本発明の実施例１のコンパレーター３の詳細回路図。 本発明の実施例１のコンパレーター３の別の形態を示す詳細回路図。 本発明の実施例による液晶表示装置のアクティブマトリクス基板１０１の構成図。 本発明の実施例による液晶表示装置９１０の斜視図。 本発明の実施例２のセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ｂを示す回路図。 本発明の実施例３のセンサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路１００ｃを示す回路図。 本発明の実施例によるバックライト制御ユニット９３０のバックライト制御アルゴリズムの一例を示すフローチャート図。 本発明の実施例によるルックアップテーブルの一例を示す図。 本発明の実施例による電子機器のブロック図。 従来のセンサー及びＡ／Ｄ変換回路を示す回路図。 従来のコンパレーターの詳細回路図。 別の従来のセンサー及びＡ／Ｄ変換回路を示す回路図。

符号の説明

１…センサー、３…電圧検出回路としてのコンパレータ−回路、２２…第１の容量素子としてのコンデンサー、２１…第１のスイッチ素子としてのトランジスター、２２…第２のスイッチ素子としてのトランジスター、２３…第３のスイッチ素子としてのトランジスター、２４…第４のスイッチ素子としてのトランジスター、２５，２６…トランジスター、２７…第５のスイッチ素子としてのトランジスター、３０…インバーター回路、４０…第２の容量素子としてのコンデンサー、３１，３２…コンパレーター回路、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ…センサー１を備えたＡ／Ｄ変換回路、１０１…第１の基板としてのアクティブマトリクス基板、３０１…走査線駆動回路、３０２…データ線駆動回路、３０３…データ線プレチャージ回路、３０４…対向導通部、４０１（Ａｎ，Ｂｍ）…画素スイッチング素子、４０２（Ａｎ，Ｂｍ）…画素電極、６０１…信号入力端子、６０２…コモン電位入力端子、６０３…出力端子、７８０…表示情報処理回路、７８１…中央演算回路、７８２…外部Ｉ／Ｆ回路、７８３…入出力機器、７８４…電源回路、９１０…電気光学装置としての液晶表示装置、９１２…第２の基板としての対向基板、９２１…制御基板、９２２…液晶材料、９２３…シール材、９２４…上偏光板、９２５…下偏光板、９２６…バックライトユニット、９２６ａ，９２７…張り出し部、９２８ａ…可撓性基板としてのＦＰＣ、９２８ｃ…コネクタ、９２９…外部駆動ＩＣ、９３０…バックライト制御ユニット、Ａｎ，Ａ１〜Ａ４８０…走査線、Ｂｍ，Ｂ１〜Ｂ１９２０…データ線、Ｃ１…総容量、Ｄｎ，Ｄ１〜Ｄ４８０…容量線、Ｉｓｅｎｓｅ…電流量、ＭＡＸ…輝度、ＯＦＦ…バックライト、ＯＵＴ，ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８…出力信号、ＰＩＮ…ラテラル型、Ｒｓｅｎｓｅ…インピーダンス、ｔ，ｔ０…時間、ｔ'…反転時間、ＶＤ，ＶＳ…電源電位、ＶＧＡ…透過型、Ｖｐ…初期電位、Ｖｒｅｆ…基準電位、Ｖｒｅｓｅｔ…初期電位書き込み信号、Ｖｔｈ…閾値電圧。

Claims (11)

1. 基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたスイッチ素子を備えた電子回路であって、
   測定量を電流量に変換するセンサーと、
   前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力する電圧検出回路とを備え、
   前記電流電圧変換回路は、
   前記センサーの出力端に接続された第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子と制御端同士が接続された第２のスイッチ素子と、
   前記第２のスイッチ素子に直列に接続された第１の容量素子とを備えたことを特徴とする電子回路。
2. 基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたスイッチ素子を備えた電子回路であって、
   測定量を電流量に変換するセンサーと、
   前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力する第１および第２の電圧検出回路とを備え、
   前記電流電圧変換回路は、前記センサーの出力端に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と制御端同士が接続された第２および第３のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子と直列に接続された第１の容量素子と、前記第３のスイッチ素子と直列に接続された第２の容量素子とを備え、
   前記第２のスイッチ素子と第１の容量素子の接続端に接続された前記第１の電圧検出回路と、前記第３のスイッチ素子と第２の容量素子の接続端に接続された前記第２の電圧検出回路とを備えたことを特徴とする電子回路。
3. 前記第２のスイッチ素子のチャネル幅÷チャネル長の値と前記第３のスイッチ素子のチャネル幅÷チャネル長の値が異なっていることを特徴とする請求項２に記載の電子回路。
4. 前記第１の容量素子の容量と前記第２の容量素子の容量が異なっていることを特徴とする請求項２に記載の電子回路。
5. 前記第２のスイッチ素子と並列に接続された第４のスイッチ素子と、
   前記第４のスイッチ素子に直列に接続され、前記第２のスイッチ素子との接続／切り離しを制御する第５のスイッチ素子とを備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電子回路。
6. 前記センサーは、前記薄膜スイッチ素子の能動層と同一膜厚である薄膜ポリシリコンを能動層としたＰＩＮ接合ダイオード又はＰＮ接合ダイオードからなり、
   前記測定量は、光照度であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電子回路。
7. 前記センサーは、前記薄膜スイッチ素子の能動層と同一膜厚である薄膜ポリシリコンを用いた抵抗体からなり、
   前記測定量は、温度であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電子回路。
8. 前記電圧検出回路は、コンパレーター回路からなり、比較基準電位を与えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電子回路。
9. 前記電圧検出回路は、ＣＭＯＳインバーター又はＣＭＯＳクロックド・インバーターであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電子回路。
10. 請求項１乃至請求項９のいずれか一項に記載の電子回路を備えたことを特徴とする電気光学装置。
11. 少なくとも請求項１０に記載の前記電気光学装置と、該電気光学装置に表示する表示情報を処理する表示情報処理回路とを備えたことを特徴とする電子機器。
    

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