JP2007288876A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】平滑用インダクタンスとして定格電流の小さいリアクトルを使用可能なソフトスイッチング双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３が並列に、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３が逆並列に接続されたＩＧＢＴ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３と、平滑用コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２と、平滑用リアクトルＬｓと、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２と、共振用コンデンサＣｒとを備える。平滑用リアクトルＬｓ、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積したエネルギーの一部は、緩衝用コンデンサＣ３の電荷を引き抜き共振用コンデンサに蓄積した後、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積し、このエネルギーで緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２の電荷を引き抜き、ＩＧＢＴ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のソフトスイッチングを実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ソフトスイッチング機能を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、それを用いた電源装置に関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、効率が高いハイブリッド自動車の普及が進められている。ハイブリッド自動車では、蓄電装置へエネルギーを蓄え、必要なときに蓄えたエネルギーを利用することで効率を改善している。この蓄電装置の充放電を制御するために、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。

従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子に電圧が印加されている状態または電流が流れている状態でスイッチングするハードスイッチングが主流であった。なお、スイッチング素子のオン、オフを切り替えることをスイッチングと呼ぶ。ハードスイッチングでは、スイッチングに伴うエネルギー損失が大きく、効率が悪い。

そこで、スイッチングに伴う損失を低減させ、効率の改善を図った共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、特許文献１に開示されている。この共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１２Ｖと４２Ｖの電源間で昇降圧動作を行うために、一対の主ＭＯＳＦＥＴと主（平滑用）リアクトルを備えることを基本としている。この基本主回路のほかに、ソフトスイッチングを実現するために、補助共振回路として、一対の補助ＭＯＳＦＥＴと共振用リアクトルとを備えている。一対の主ＭＯＳＦＥＴは、第２電源の両母線間に直列に接続され、その直列接続点と第１電源の正母線間に補助（平滑用）リアクトルを接続している。一対の主ＭＯＳＦＥＴには、それぞれ、スナバ（緩衝用）コンデンサが並列接続されている。補助共振回路は、主リアクトルの両端間に接続され、逆直列接続された一対の補助ＭＯＳＦＥＴと、さらに直列接続された補助（共振用）リアクトルによって構成されている。

補助共振回路は、昇降圧動作の両方において、主ＭＯＳＦＥＴのスナバコンデンサの充放電を共振用リアクトルに流れる共振電流により制御するように、一対の補助ＭＯＳＦＥＴをスイッチング制御して、ソフトスイッチングを実現する。

また、特許文献２には、４つの主トランジスタをブリッジ接続し、その橋絡点間に主リアクトルを接続するとともに、この主リアクトルと並列に、補助共振回路を接続した共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。この補助共振回路も、特許文献１と同様に、逆直列接続された一対の補助トランジスタと、さらに直列接続された補助（共振用）リアクトルによって構成されている。

さらに、特許文献３には、多数の素子を用いた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

一方、単方向のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング損失を低減させ、効率の改善を図る技術として、特許文献４〜８等がある。

特開２００３−３３０１３号公報 特開２００５−１７６５４０号公報 特開２００５−１８４９６５号公報 特開２００４−３４３９２３号公報 特開２００１−３７２１４号公報 特開２００３−１５３５２７号公報 特開２００３−１８９６０２号公報 特開２００４−２０１３７３号公報

特許文献１や２に開示された従来の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主（平滑用）リアクトルとして、定格電流の大きいリアクトルが必要となり、その分、寸法・重量の増大を招く。主スイッチング素子のスナバコンデンサに蓄積された電荷を引き抜くために、主リアクトルに本来流れる電流とは逆向きの電流を補助リアクトルに流し込むため、定格電流の大きい主リアクトルを必要としているのである。

また、主スイッチング素子のソフトスイッチングを実現するために、一対の補助スイッチング素子を必要としており、スイッチング素子数の増加に伴い、複雑化とコスト増を招いている。

また、主スイッチング素子と補助スイッチング素子の制御に当たっては、単なる相補的スイッチングでは足りず、タイミングまで重要なため、制御が難しく、このためにも、複雑化とコスト増は否めない。

さらに、補助スイッチング素子のオンがゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）になっており、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）と比較してスイッチング損失が大きい。

また、特許文献３に開示された技術も、素子数が多く、素子数の増加に伴い、複雑化とコスト増を招いている。

このように、従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータには、主スイッチング素子のソフトスイッチングを実現するために、その寸法、重量、およびコストを増加させる要因が多い欠点があった。

本発明の目的は、平滑用リアクトルとして、比較的定格電流の小さいリアクトルを使用してソフトスイッチングを実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

また、本発明の他の目的は、比較的少ないスイッチング素子数でソフトスイッチングを実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

また、本発明の他の目的は、スイッチング素子の比較的簡単なスイッチング制御でソフトスイッチングを実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

さらに、本発明の他の目的は、補助スイッチング素子のオン／オフ時にも、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

本発明はその一面において、第１の電源に並列接続した第１の平滑用コンデンサと、第２の電源に並列接続した第２の平滑用コンデンサと、第１，第２のスイッチング素子と、平滑用リアクトルと、前記平滑用リアクトルにエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、前記第１，第２の平滑用コンデンサの間で電力の授受を行うように前記第１，第２のスイッチング素子をオン／オフさせる制御手段とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、共振用リアクトルと、前記平滑用リアクトルが蓄積したエネルギーを放出する期間に、前記平滑用リアクトル及び／又は前記共振用リアクトルが放出するエネルギーの一部を蓄積する蓄積回路と、この蓄積回路に蓄積されたエネルギーの一部を前記共振用リアクトルに蓄積させる第３のスイッチング素子とを備え、前記制御手段は、前記共振用リアクトルに蓄積したエネルギーを用い、前記第１及び第２のスイッチング素子をオンさせる直前に、これら第１及び第２のスイッチング素子の緩衝用コンデンサに蓄積された電荷を引き抜くように、前記第１〜第３のスイッチング素子をオン／オフさせるようにしたことを特徴とする。

本発明の望ましい実施態様においては、共振用リアクトルは、平滑用リアクトルのエネルギー蓄積及び／又は放出電流によってエネルギーを蓄積し、この共振用リアクトルの蓄積エネルギー及び／又は前記平滑用リアクトルのエネルギーを蓄積回路のコンデンサに移転させ、このコンデンサの蓄積エネルギーを、第３のスイッチング素子を介して共振用リアクトルに蓄積し、この共振用リアクトルに蓄積したエネルギーで第１，第２のスイッチング素子のスナバ（緩衝用）コンデンサ（または出力容量）に蓄積された電荷を引き抜く。

本発明の望ましい実施態様によれば、平滑用リアクトルには、ソフトスイッチングを実現しない場合と同等程度の電流を流せば良く、比較的定格電流の小さいリアクトルを使用してソフトスイッチングを実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

また、本発明の望ましい実施態様によれば、比較的少ないスイッチング素子数でソフトスイッチングを実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

また、本発明の望ましい実施態様によれば、主（第１，第２の）および補助（第３の）スイッチング素子の比較的簡単なスイッチング制御でソフトスイッチングを実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

さらに、本発明の望ましい実施態様によれば、補助（第３の）スイッチング素子のオン／オフ時にも、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の中で明らかにする。

本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。また、スイッチング素子の一例としてＩＧＢＴを用いて説明する。また、オン状態のスイッチング素子またはダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼ぶ。

図１は、本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１，第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１,Ｑ２と、第３のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ３を備え、これらは、制御手段２によってスイッチング制御される。制御手段２には、電流センサ３及び電圧センサ４，５の出力が入力される。その他の回路要素として、平滑用コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２と、平滑用リアクトルＬｓと、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２と、共振用コンデンサＣｒと、ダイオードＤ１〜Ｄ３と、緩衝用コンデンサＣ１〜Ｃ３とを備えている。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、電源Ｖ１と、電源Ｖ１よりも電圧が高い電源Ｖ２との間に接続され、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間で電圧変換を行う。電源Ｖ１には負荷Ｒ１が接続され、電源Ｖ２には負荷Ｒ２が接続されている。

平滑用コンデンサＣｓ１は、電源Ｖ１の正母線ＬＮ１と負母線ＬＮ０との間に接続し、平滑用コンデンサＣｓ２は、電源Ｖ２の正母線ＬＮ２と負母線ＬＮ０との間に接続する。ＩＧＢＴＱ１のエミッタは、負母線ＬＮ０に接続し、ＩＧＢＴＱ２のコレクタは正母線ＬＮ２に接続する。平滑用リアクトルＬｓの一端を正母線ＬＮ１に接続し、平滑用リアクトルＬｓの他端をノードＮ０とする。

ＩＧＢＴＱ１のコレクタとノードＮ０との間に共振用リアクトルＬｒ１を接続し、ＩＧＢＴＱ２のエミッタとノードＮ０との間に共振用リアクトルＬｒ２を接続する。これらの共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２は、磁気結合させてコアを共通化することで、コアの利用率を上げ、小型化している。ここで、ＩＧＢＴＱ１と共振用リアクトルＬｒ１との接続点をノードＮ１、ＩＧＢＴＱ２と共振用リアクトルＬｒ２との接続点をノードＮ２とする。

ＩＧＢＴＱ３と共振用コンデンサＣｒとを直列に接続してアクティブ共振回路を構成する。そして、ノードＮ１とノードＮ２との間に、ＩＧＢＴＱ３のエミッタがノードＮ１を向くようにアクティブ共振回路を接続する。

ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように、ダイオードＤ１〜Ｄ３がそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタ−エミッタ間には、緩衝用コンデンサＣ１〜Ｃ３が接続されている。

詳細な動作説明に先立って、図１の回路図において電圧、電流を表す記号を定義する。まず、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１〜ＶＱ３は、コレクタを正とする。また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３と、それぞれ並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ３とに流れる合成電流は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタからエミッタへ流れる向きを正とし、それぞれＩＱＤ１〜ＩＱＤ３とする。

平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓの向きは、次のように定義しておく。電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る昇圧動作の場合には、正母線ＬＮ１からノードＮ０へ流れる向きを正とし、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る降圧動作の場合には、ノードＮ０から正母線ＬＮ１へ流れる向きを正とする。また、共振用リアクトルＬｒ１に流れる電流ＩＬｒ１はノードＮ１からノードＮ０へ流れる向きを正とし、共振用リアクトルＬｒ２に流れる電流ＩＬｒ２はノードＮ０からノードＮ２へ流れる向きを正とする。

共振用コンデンサＣｒに流れる電流ＩＣｒは、ダイオードＤ３に順方向電流が流れる向きを正とする。

（Ｖ１→Ｖ２：昇圧動作）
図２および図３は、本発明の実施例１による昇圧動作を説明する回路図その１およびその２である。また、図４は、本発明の実施例１による昇圧動作を説明する電圧・電流波形図である。

以下、これらの図２〜４を参照しながら、本発明の実施例１における昇圧動作を詳細に説明する。ただし、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を昇圧動作と定義する。図２の（Ａ）〜図３の（Ｌ）は、図４に示すモードＡからモードＬに対応する。

（モードＡ）
まず、モードＡでは、ＩＧＢＴＱ１がオン状態、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３はオフ状態である。平滑用リアクトルＬｓの電流ＩＬｓが徐々に増加し、共振用リアクトルＬｒ１の電流ＩＬｒ１が負の向きへ大きさが徐々に増加し、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ１に電源Ｖ１のエネルギーが蓄積される。このとき、緩衝用コンデンサＣ２、Ｃ３と、共振用コンデンサＣｒは、図２（Ａ）に示す極性で充電されている。

（モードＢ）
その後、時刻ｔ１でＩＧＢＴＱ１をオフする。このときＩＧＢＴＱ１に並列に接続されている緩衝用コンデンサＣ１の電圧ＶＱ１は、ゼロ電圧から徐々に増加していく。したがって、ＩＧＢＴＱ１は、時刻ｔ１でゼロ電圧スイッチングされる。電圧ＶＱ１の増加に伴い、ＩＧＢＴＱ２のコレクタとＩＧＢＴＱ１のコレクタとの間の電圧は減少するが、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しない。緩衝用コンデンサＣ２、Ｃ３は蓄積されていた電荷を放電し、電圧ＶＱ２、ＶＱ３は減少していく。電圧ＶＱ３がゼロ電圧に達するとダイオードＤ３が導通する。このときの回路の状態を図２（Ｂ）に示す。すなわち、平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓは、次の２径路に分流する。つまり、共振用リアクトルＬｒ１を流れた後、緩衝用コンデンサＣ１へ流れる径路と、緩衝用コンデンサＣ３（電圧ＶＱ３がゼロ電圧の場合にはダイオードＤ３）と共振用コンデンサＣｒと緩衝用コンデンサＣ２へ流れる径路である。異なった見方をすれば、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２が、平滑用リアクトルＬｓの電流ＩＬｓを共振用コンデンサＣｒに導く働きをしている。

（モードＣ）
その後、時刻ｔ２で電圧ＶＱ２がゼロ電圧に達するとダイオードＤ２が導通し、モードＣの状態になる。平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓは、共振用リアクトルＬｒ１、ダイオードＤ３、共振用コンデンサＣｒ、ダイオードＤ２へ流れる。ここで、共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加される。したがって、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２の時間変化は正となる。つまり、平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓは、一部が共振用リアクトルＬｒ２に分流し、共振用コンデンサＣｒを流れた電流と合流し、ダイオードＤ２へ流れる。このとき、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ１のエネルギーは電源Ｖ２へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。また、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ１とに蓄積されたエネルギーの一部が、共振用コンデンサＣｒに蓄積される。

（モードＤ）
その後、時刻ｔ３でＩＧＢＴＱ２、Ｑ３をオンする。なお、ＩＧＢＴＱ２はオンしなくても良い。ＩＧＢＴＱ２は、時刻ｔ３から後述する時刻ｔ９の期間までは、オン状態とオフ状態のどちらでも良い。時刻ｔ３において、電圧ＶＱ２、ＶＱ３はゼロ電圧であるから、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３はゼロ電圧スイッチングされ、モードＤの状態になる。平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓは、共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２とに分流される。共振用リアクトルＬｒ１を流れる電流ＩＬｒ１は、ダイオードＤ３、共振用コンデンサＣｒを流れた後、共振用リアクトルＬｒ２を流れる電流ＩＬｒ２と合流し、ダイオードＤ２へ流れる。モードＣと同様に、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２の時間変化は正となるので、電流ＩＬｒ１の大きさは減少し、電流ＩＬｒ２が増加する。このとき、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ１のエネルギーは電源Ｖ２へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。また、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ１とに蓄積されたエネルギーの一部が、共振用コンデンサＣｒに蓄積される。

（モードＥ）
その後、時刻ｔ４で電流ＩＬｒ１が負から正に変化し、モードＥの状態になる。平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓは、共振用リアクトルＬｒ２、ダイオードＤ２を流れ、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ１のエネルギーは電源Ｖ２へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。ＩＧＢＴＱ３はオン状態であるから、引き続き共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加される。共振用コンデンサＣｒの電荷は、ＩＧＢＴＱ３、共振用リアクトルＬｒ１、共振用リアクトルＬｒ２、共振用コンデンサＣｒの径路で放電し、共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２とに、共振用コンデンサＣｒのエネルギーが蓄積される。

（モードＦ）
その後、時刻ｔ５でＩＧＢＴＱ２、Ｑ３をオフするとモードＦの状態になる。なお、ＩＧＢＴＱ２は、後述する時刻ｔ９の期間までにオフすればよい。このときＩＧＢＴＱ３に並列に接続されている緩衝用コンデンサＣ３の電圧ＶＱ３は、ゼロ電圧から徐々に増加していく。したがって、ＩＧＢＴＱ３は時刻ｔ５でゼロ電圧スイッチングされる。電圧ＶＱ３の増加に伴い電圧ＶＱ１は減少するから、緩衝用コンデンサＣ１は蓄積されていた電荷を放電する。共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しない。したがって、緩衝用コンデンサＣ１の放電電流は共振用コンデンサＣｒの放電電流を減少させ、ダイオードＤ２の導通電流を増加させる。引き続き平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓは、共振用リアクトルＬｒ２、ダイオードＤ２を流れ、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ１のエネルギーは電源Ｖ２へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。

（モードＧ）
その後、時刻ｔ６で電圧ＶＱ１がゼロ電圧に達するとダイオードＤ１が導通し、モードＧの状態になる。また、緩衝用コンデンサＣ３の充電が終了し、モードＦにおいて共振用コンデンサＣｒを流れていた電流はダイオードＤ２へ流れる。ダイオードＤ１を流れる電流は共振用リアクトルＬｒ１を通り、平滑用リアクトルＬｓに流れる電流ＩＬｓと合流して共振用リアクトルＬｒ２を通り、ダイオードＤ２へ流れる。共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には電源Ｖ２の電圧が印加され、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積されたエネルギーは電源Ｖ２へ供給され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は徐々に減少していく。これに伴い、ダイオードＤ１、Ｄ２の導通電流も減少していく。

（モードＨ）
その後、時刻ｔ７でＩＧＢＴＱ１をオンする。時刻ｔ７において、電圧ＶＱ１はゼロ電圧であるから、ＩＧＢＴＱ１はゼロ電圧スイッチングされ、モードＨの状態になる。回路の状態は、図３の（Ｇ）と（Ｈ）に示すように、モードＧと同様であり、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積されたエネルギーは電源Ｖ２へ供給され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２、およびダイオードＤ１、Ｄ２の導通電流は減少していく。

（モードＩ）
その後、時刻ｔ８で電流ＩＬｒ１が正から負に変化し、モードＩの状態になる。ＩＧＢＴＱ１はオン状態であるから、引き続き共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には電源Ｖ２の電圧が印加され、電流ＩＬｒ１は負の向きへ大きさが増加し、電流ＩＬｒ２は減少していく。したがって、平滑用リアクトルＬｓを流れる電流ＩＬｓは、共振用リアクトルＬｒ２を通りダイオードＤ２へ流れる径路と、共振用リアクトルＬｒ１を通りＩＧＢＴＱ１へ流れる径路とに分流する。ＩＧＢＴＱ２がオン状態の場合には、モードＩの期間が終了する前にオフする。

（モードＪ）
その後、時刻ｔ９で電流ＩＬｒ２が正から負に変化し、モードＪの状態になる。ＩＧＢＴＱ２はオフ状態である。ダイオードＤ２が導通状態からオフ状態へ移行（逆回復）するために必要な期間（逆回復時間）のモードである。引き続き共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には電源Ｖ２の電圧が印加され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は負の向きへ大きさが増加していく。ダイオードＤ２の逆方向電流は、共振用リアクトルＬｒ２を流れ、平滑用リアクトルＬｓを流れる電流ＩＬｓと合流し、共振用リアクトルＬｒ１を通りＩＧＢＴＱ１へ流れる。

（モードＫ）
その後、時刻ｔ１０でダイオードＤ２が逆回復し、モードＫの状態になる。このときＩＧＢＴＱ２に並列に接続されている緩衝用コンデンサＣ２の電圧ＶＱ２は、ゼロ電圧から徐々に増加する。電圧ＶＱ２の増加に伴い電圧ＶＱ３は減少するから、緩衝用コンデンサＣ３は蓄積されていた電荷を放電する。緩衝用コンデンサＣ３の放電電流は共振用コンデンサＣｒを通り、緩衝用コンデンサＣ２を充電する電流と合流し、共振用リアクトルＬｒ２を流れ、平滑用リアクトルＬｓを流れる電流ＩＬｓと合流し、共振用リアクトルＬｒ１へ流れる。共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しない。したがって、緩衝用コンデンサＣ３の放電電流はＩＧＢＴＱ１の電流を減少させる。

（モードＬ）
その後、時刻ｔ１１で電圧ＶＱ３がゼロ電圧に達するとダイオードＤ３が導通し、モードＬの状態になる。また、電源Ｖ２から緩衝用コンデンサＣ２への充電が終了する。これに伴い、ＩＧＢＴＱ１の電流は減少する。また、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しないから、共振用コンデンサＣｒを充電する電流は増加する。平滑用リアクトルＬｓには電源Ｖ１のエネルギーが蓄積され、電流ＩＬｓが徐々に増加していく。共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２の時間変化は正となる。共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２とに蓄積されたエネルギーが、共振用コンデンサＣｒに蓄積される。このように、ダイオードＤ２の逆回復時間に起因して蓄積された共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２のエネルギーは、サージを発生させず共振用コンデンサＣｒに回収することができる。

その後、時刻ｔ１２で共振用リアクトルＬｒ２の電流がゼロに達すると、モードＡの状態に戻る。このとき、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２と、共振用コンデンサＣｒと、緩衝用コンデンサＣ３とで共振電流が流れ、波形が振動的になることがある。

（Ｖ２→Ｖ１：降圧動作）
図５および図６は、本発明の実施例１による降圧動作を説明する回路図その１およびその２である。また、図７は、本発明の実施例１による降圧動作を説明する電圧・電流波形図である。

以下、これらの図５〜７を参照しながら、本発明の実施例１における降圧動作を詳細に説明する。ただし、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を降圧動作と定義する。図５（Ａ）〜図６（Ｌ）は、図７に示すモードＡからモードＬに対応する。

（モードＡ）
まず、モードＡではＩＧＢＴＱ２がオン状態、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３はオフ状態である。平滑用リアクトルＬｓの電流ＩＬｓが徐々に増加し、共振用リアクトルＬｒ２の電流ＩＬｒ２が負の向きへ大きさが徐々に増加し、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ２に電源Ｖ２のエネルギーが蓄積される。このとき、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ３と、共振用コンデンサＣｒは、図５（Ａ）に示す極性で充電されている。

（モードＢ）
その後、時刻ｔ１でＩＧＢＴＱ２をオフする。このときＩＧＢＴＱ２に並列に接続されている緩衝用コンデンサＣ２の電圧ＶＱ２は、ゼロ電圧から徐々に増加していく。したがって、ＩＧＢＴＱ２は時刻ｔ１でゼロ電圧スイッチングされる。電圧ＶＱ２の増加に伴い、ＩＧＢＴＱ２のエミッタとＩＧＢＴＱ１のエミッタとの間の電圧は減少するが、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しない。緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ３は蓄積されていた電荷を放電し、電圧ＶＱ１、ＶＱ３は減少していく。電圧ＶＱ３がゼロ電圧に達するとダイオードＤ３が導通する。このときの回路の状態を図５（Ｂ）に示す。すなわち、緩衝用コンデンサＣ１に流れる電流は、緩衝用コンデンサＣ３（電圧ＶＱ３がゼロ電圧の場合にはダイオードＤ３）と共振用コンデンサＣｒを流れる。その後に、緩衝用コンデンサＣ２を流れる電流と合流し、共振用リアクトルＬｒ２を流れた後、平滑用リアクトルＬｓを流れる。異なった見方をすれば、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２が、平滑用リアクトルＬｓの電流ＩＬｓを共振用コンデンサＣｒに導く働きをしている。

（モードＣ）
その後、時刻ｔ２で電圧ＶＱ１がゼロ電圧に達するとダイオードＤ１が導通し、モードＣの状態になる。ダイオードＤ１に流れる電流は、ダイオードＤ３、共振用コンデンサＣｒ、共振用リアクトルＬｒ２を流れた後、平滑用リアクトルＬｓを流れる。ここで、共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加される。したがって、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２の時間変化は正となる。つまり、ダイオードＤ１に流れる電流は、一部が共振用リアクトルＬｒ１に分流し、共振用リアクトルＬｒ２を流れた電流と合流し、平滑用リアクトルＬｓに流れる。このとき、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ２のエネルギーは電源Ｖ１へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。また、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ２とに蓄積されたエネルギーの一部が、共振用コンデンサＣｒに蓄積される。

（モードＤ）
その後、時刻ｔ３でＩＧＢＴＱ１、Ｑ３をオンする。なお、ＩＧＢＴＱ１はオンしなくても良い。ＩＧＢＴＱ１は、時刻ｔ３から後述する時刻ｔ９の期間までは、オン状態とオフ状態のどちらでも良い。時刻ｔ３において、電圧ＶＱ１、ＶＱ３はゼロ電圧であるから、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３はゼロ電圧スイッチングされ、モードＤの状態になる。ダイオードＤ１に流れる電流は、共振用リアクトルＬｒ１とダイオードＤ３とに分流される。ダイオードＤ３を流れる電流は、共振用コンデンサＣｒ、共振用リアクトルＬｒ２を流れ、共振用リアクトルＬｒ１を流れた電流と合流し、平滑用リアクトルＬｓに流れる。モードＣと同様に、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２の時間変化は正となるので、電流ＩＬｒ２の大きさは減少し、電流ＩＬｒ１が増加する。このとき、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ２のエネルギーは電源Ｖ１へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。また、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ２とに蓄積されたエネルギーの一部が、共振用コンデンサＣｒに蓄積される。

（モードＥ）
その後、時刻ｔ４で電流ＩＬｒ２が負から正に変化し、モードＥの状態になる。ダイオードＤ１に流れる電流は、共振用リアクトルＬｒ１、平滑用リアクトルＬｓを流れ、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ２のエネルギーは電源Ｖ１へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。ＩＧＢＴＱ３はオン状態であるから、引き続き共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加される。共振用コンデンサＣｒの電荷は、ＩＧＢＴＱ３、共振用リアクトルＬｒ１、共振用リアクトルＬｒ２、共振用コンデンサＣｒの径路で放電し、共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２とに、共振用コンデンサＣｒのエネルギーが蓄積される。

（モードＦ）
その後、時刻ｔ５でＩＧＢＴＱ１、Ｑ３をオフするとモードＦの状態になる。なお、ＩＧＢＴＱ１は、後述する時刻ｔ９の期間までにオフすればよい。このときＩＧＢＴＱ３に並列に接続されている緩衝用コンデンサＣ３の電圧ＶＱ３は、ゼロ電圧から徐々に増加していく。したがって、ＩＧＢＴＱ３は時刻ｔ５でゼロ電圧スイッチングされる。電圧ＶＱ３の増加に伴い電圧ＶＱ２は減少するから、緩衝用コンデンサＣ２は蓄積されていた電荷を放電する。共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しない。したがって、緩衝用コンデンサＣ２の放電電流は共振用コンデンサＣｒの放電電流を減少させ、ダイオードＤ１の導通電流を増加させる。引き続きダイオードＤ１に流れる電流は、共振用リアクトルＬｒ１、平滑用リアクトルＬｓを流れ、平滑用リアクトルＬｓに蓄積された電源Ｖ２のエネルギーは電源Ｖ１へ供給され、電流ＩＬｓは徐々に減少する。

（モードＧ）
その後、時刻ｔ６で電圧ＶＱ２がゼロ電圧に達するとダイオードＤ２が導通し、図６（Ｇ）のモードＧの状態になる。また、緩衝用コンデンサＣ３の充電が終了し、モードＦにおいて、共振用コンデンサＣｒを流れていた電流はダイオードＤ１へ流れる。ダイオードＤ１を流れる電流は、共振用リアクトルＬｒ１を通り、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ２とに分流する。共振用リアクトルＬｒ２に流れる電流はダイオードＤ２へ流れる。共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には電源Ｖ２の電圧が印加され、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積されたエネルギーは電源Ｖ２へ回収され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は徐々に減少していく。これに伴い、ダイオードＤ１、Ｄ２の導通電流も減少していく。

（モードＨ）
その後、時刻ｔ７でＩＧＢＴＱ２をオンする。時刻ｔ７において、電圧ＶＱ２はゼロ電圧であるから、ＩＧＢＴＱ２はゼロ電圧スイッチングされ、モードＨの状態になる。回路の状態はモードＧと同様であり、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積されたエネルギーは電源Ｖ２へ回収され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２、およびダイオードＤ１、Ｄ２の導通電流は減少していく。

（モードＩ）
その後、時刻ｔ８で電流ＩＬｒ２が正から負に変化し、モードＩの状態になる。ＩＧＢＴＱ２はオン状態であるから、引き続き共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には電源Ｖ２の電圧が印加され、電流ＩＬｒ２は負の向きへ大きさが増加し、電流ＩＬｒ１は減少していく。したがって、ダイオードＤ１を通り共振用リアクトルＬｒ１へ流れる電流と、ＩＧＢＴＱ２を通り共振用リアクトルＬｒ２へ流れる電流とが合流し、平滑用リアクトルＬｓを流れる。ＩＧＢＴ Ｑ１がオン状態の場合には、モードＩの期間が終了する前にオフする。

（モードＪ）
その後、時刻ｔ９で電流ＩＬｒ１が正から負に変化し、モードＪの状態になる。ＩＧＢＴＱ１はオフ状態である。ダイオードＤ１が導通状態からオフ状態へ移行（逆回復）するために必要な期間（逆回復時間）のモードである。引き続き共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には電源Ｖ２の電圧が印加され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は負の向きへ大きさが増加していく。ＩＧＢＴＱ２を流れる電流は、共振用リアクトルＬｒ２を流れ、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ１とに分流する。共振用リアクトルＬｒ１を流れた電流はダイオードＤ１の逆方向電流となる。

（モードＫ）
その後、時刻ｔ１０でダイオードＤ１が逆回復し、モードＫの状態になる。このときＩＧＢＴＱ１に並列に接続されている緩衝用コンデンサＣ１の電圧ＶＱ１は、ゼロ電圧から徐々に増加する。電圧ＶＱ１の増加に伴い電圧ＶＱ３は減少するから、緩衝用コンデンサＣ３は蓄積されていた電荷を放電する。緩衝用コンデンサＣ３の放電電流は共振用コンデンサＣｒを通り、ＩＧＢＴＱ２を流れる電流と合流し、共振用リアクトルＬｒ２を流れ、平滑用リアクトルＬｓと共振用リアクトルＬｒ１とに分流する。共振用リアクトルＬｒ１を流れる電流は、緩衝用コンデンサＣ３と緩衝用コンデンサＣ１とに分流する。したがって、緩衝用コンデンサＣ３の放電電流はＩＧＢＴＱ２の電流を減少させる。

（モードＬ）
その後、時刻ｔ１１で電圧ＶＱ３がゼロ電圧に達するとダイオードＤ３が導通し、モードＬの状態になる。また、電源Ｖ２から緩衝用コンデンサＣ１への充電が終了する。これに伴い、ＩＧＢＴＱ２の電流は減少する。また、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２の電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２は時刻に対して急峻に変化しないから、共振用コンデンサＣｒを充電する電流は増加する。平滑用リアクトルＬｓには電源Ｖ２のエネルギーが蓄積され、電流ＩＬｓが徐々に増加していく。共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２との直列回路には、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加され、電流ＩＬｒ１、ＩＬｒ２の時間変化は正となる。共振用リアクトルＬｒ１と共振用リアクトルＬｒ２とに蓄積されたエネルギーが、共振用コンデンサＣｒに蓄積される。このように、ダイオードＤ１の逆回復時間に起因して蓄積された共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２のエネルギーは、サージを発生させず共振用コンデンサＣｒに回収することができる。

その後、時刻ｔ１２で共振用リアクトルＬｒ１の電流がゼロに達すると、モードＡの状態に戻る。このとき、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２と、共振用コンデンサＣｒと、緩衝用コンデンサＣ３とで共振電流が流れ、波形が振動的になることがある。

次に、以上の本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の、昇圧動作と降圧動作とに共通した動作を説明する。まず、平滑用リアクトルＬｓが蓄積したエネルギーを放出する期間に、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２が、平滑用リアクトルＬｓが放出するエネルギーの一部を共振用コンデンサＣｒへ導く。このとき、ダイオードＤ３が導通し、ＩＧＢＴＱ３をオンするとゼロ電圧スイッチングとなる。次に、共振用コンデンサＣｒの電荷は、ＩＧＢＴＱ３を通って放電し、共振用コンデンサＣｒのエネルギーが、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積される。その後、ＩＧＢＴＱ３をオフすると共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積された電流がダイオードＤ１、Ｄ２を導通させ、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２はゼロ電圧スイッチングされる。ここで、共振用コンデンサＣｒに蓄積される電圧と、共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２に蓄積される電流とは、昇圧動作と降圧動作とで同極性であり、動作方向によらず同様の原理でソフトスイッチングを実現している。

以上のように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、双方向動作において回路の接続を変えることなく全素子ゼロ電圧ソフトスイッチングを実現している。また、ダイオードＤ１、Ｄ２の逆回復時間に起因して蓄積された共振用リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２のエネルギーは、サージを発生させず共振用コンデンサＣｒに回収することができる。

このように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇圧動作の場合にはＩＧＢＴＱ１とＱ３とを、降圧動作の場合にはＩＧＢＴＱ２とＱ３とを、共にオフする期間を設けて交互にオンオフさせる制御手段２を備えることで、容易に制御することができる。ここで、平滑用リアクトルＬｓに流れる電流の向きを検出すれば、昇圧動作と降圧動作を判定できる。したがって、平滑用リアクトルＬｓに流れる電流を検出する電流センサ３を備え、平滑用リアクトルＬｓに流れる電流が、平滑用リアクトルＬｓからノードＮ０へ流れる向きの場合にはＩＧＢＴＱ１とＱ３とを、共にオフする期間を設けて交互にオンオフさせる。一方、電流が、ノードＮ０から平滑用リアクトルＬｓへ流れる場合には、ＩＧＢＴＱ２とＱ３とを、共にオフする期間を設けて交互にオンオフさせる制御手段２を備えることで、容易に制御することができる。

実施例１においては、共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２を磁気結合させているが、必ずしも磁気結合させる必要はない。あるいは、共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２との一方を省略して小型化してもよく、その実施例２、３を以下に示す。

図８は、本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、図１に示す実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図９は、本発明の実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図１に示す実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、ＩＧＢＴＱ１とＱ２とが接続されておらず、２つのＩＧＢＴのコレクタとエミッタとが接続されているＩＧＢＴモジュールを利用できない。そこで、この実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３では、ＩＧＢＴモジュールを利用できる回路接続としている。

図１０は、本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の主回路は、図１における第１のＩＧＢＴＱ１と共振用リアクトルＬｒ１、および第２のＩＧＢＴＱ２と共振用リアクトルＬｒ２とをそれぞれ入れ替えた構成であり、同一の回路要素を備えている。

図１と異なる点のみを説明する。ＩＧＢＴＱ１のコレクタとＩＧＢＴＱ２のエミッタとをノードＮ０に接続する。ＩＧＢＴＱ１のエミッタと負母線ＬＮ０との間に共振用リアクトルＬｒ１を接続し、ＩＧＢＴＱ２のコレクタと正母線ＬＮ２との間に共振用リアクトルＬｒ２を接続する。ここで、ＩＧＢＴＱ１と共振用リアクトルＬｒ１との接続点をノードＮ１、ＩＧＢＴＱ２と共振用リアクトルＬｒ２との接続点をノードＮ２とする。ＩＧＢＴＱ３と共振用コンデンサＣｒとを直列に接続してアクティブ共振回路を構成する。そして、ノードＮ１とノードＮ２との間に、ＩＧＢＴＱ３のエミッタがノードＮ２を向くようにアクティブ共振回路を接続する。

図１０の回路図において電圧、電流を表す記号を定義する。まず、共振用リアクトルＬｒ１に流れる電流ＩＬｒ１は負母線ＬＮ０からノードＮ１へ流れる向きを正とし、共振用リアクトルＬｒ２に流れる電流ＩＬｒ２はノードＮ２から正母線ＬＮ２へ流れる向きを正とする。その他の電圧、電流を表す記号の定義は、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に従う。

図１１および図１２は、本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する回路図その１およびその２であり、図１３および図１４は、同じく降圧動作を説明する回路図その１およびその２である。制御方法は、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様であり、回路の各部の波形は、図４および図７と同様である。

この実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３が有する共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２とは磁気結合させてもよい（図示せず）。コアを共通化することでコアの利用率が上がり、さらに小型化できる。あるいは、共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２との一方を省略して小型化してもよく、その実施例を実施例５（図１５）から実施例１０（図２０）に示す。

図１５は、本発明の実施例５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡し、ノードＮ２に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ１へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図１６は、本発明の実施例６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡し、ノードＮ２に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ２へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図１７は、本発明の実施例７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１６は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡し、ノードＮ２に接続していたアクティブ共振回路の一端を負母線ＬＮ０へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図１８は、本発明の実施例８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１７は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡し、ノードＮ１に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ１へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図１９は、本発明の実施例９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡し、ノードＮ１に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ２へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図２０は、本発明の実施例１０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１９は、図１０に示す実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡し、ノードＮ１に接続していたアクティブ共振回路の一端を負母線ＬＮ０へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図２１は、本発明の実施例１１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。図２１において、図１の実施例１との違いは、図１の平滑用リアクトルＬｓを軸として、その右側の回路を、左側にも展開して用意した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成である。したがって、第１，第２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を直列接続した第１の上下アームと、第３，第４のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を直列接続した第２の上下アームとを備える。また、第１，第２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列接続点に一端を接続され、かつ第３，第４のスイッチング素子の直列接続点に他端を接続された平滑用リアクトルＬｓを備える。また、第１の上下アームの両端間に接続され、かつ第１の電源Ｖ１に並列接続された第１の平滑用コンデンサＣｓ１と、第２の上下アームの両端間に接続され、かつ第２の電源Ｖ２に並列接続された第２の平滑用コンデンサＣｓ２を備える。ここで、第１，第２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２にそれぞれ直列接続された第１の共振用リアクトルＬｒ１１，Ｌｒ１２を備える。同様に、第３，第４のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２にそれぞれ直列接続された第２の共振用リアクトルＬｒ２１，Ｌｒ２２を備えている。これらの共振用リアクトルＬｒ１１，Ｌｒ１２、あるいはＬｒ２１，Ｌｒ２２は、それぞれが、２つづつを備えることなく、少なくとも一方を備えれば足りることは、先の実施例で述べた。

ここで、第５のスイッチング素子Ｑ１３と第１の共振用コンデンサＣｒ１との直列接続体によって、第１のアクティブ共振回路６を構成している。同様に、第６のスイッチング素子Ｑ２３と第２の共振用コンデンサＣｒ２との直列接続体によって、第２のアクティブ共振回路７を構成している。これによって、ソフトスイッチングが可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３０を構成している。

この実施例は、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作と、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作との双方向の動作において、昇圧および降圧する機能を有する。回路動作および制御方法は、図１の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を２組備えたものであり、図１と同様に理解できる。

次に、実施例１２（図２２）〜実施例２１（図３９）により、主スイッチング素子としては一対の素子のみで、電源Ｖ１とＶ２間における双方向の動作において、昇圧および降圧機能をもってエネルギーのやり取りが可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。

図２２は、本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の主回路図である。上下のアームに、それぞれ平滑用コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２を備え、これらに、それぞれ電源Ｖ１と電源Ｖ２を並列接続しており、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間で電圧変換を行う。

図２３および図２４は、本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を説明する回路図その１およびその２であり、図２５および図２６は、同じく、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を説明する回路図その１およびその２である。ＩＧＢＴＱ１とＱ３とを共にオフする期間を設けて交互にオンオフさせることで電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送り、ＩＧＢＴＱ２とＱ３とを共にオフする期間を設けて交互にオンオフさせることで、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る。その他の制御方法は、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様であり、回路の各部の波形は、図４および図７と同様である。

図２２の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が有する共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２は、磁気結合させてもよい（図示せず）。コアを共通化することでコアの利用率が上がり、さらに小型化できる。あるいは、共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２との一方を省略して小型化してもよく、その実施例を実施例１３、１４に示す。

図２７は、本発明の実施例１３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、図２２に示す実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡した構成である。回路動作および制御方法は、図２２の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図２８は、本発明の実施例１４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、図２２に示す実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡した構成である。回路動作および制御方法は、図２２の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

前述した図２２の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、ＩＧＢＴＱ１とＱ２とが接続されておらず、２つのＩＧＢＴのコレクタとエミッタとが接続されているＩＧＢＴモジュールを利用できない。そこで、実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３では、ＩＧＢＴモジュールを利用できる回路接続としている。

図２９は、本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、図２２における第１のＩＧＢＴＱ１と共振用リアクトルＬｒ１、および第２のＩＧＢＴＱ２と共振用リアクトルＬｒ２とをそれぞれ入れ替えた構成であり、同一の回路要素を備えている。

図２２と異なる点のみを説明する。ＩＧＢＴＱ１のコレクタとＩＧＢＴＱ２のエミッタとをノードＮ０に接続する。ＩＧＢＴＱ１のエミッタと負母線ＬＮ０との間に共振用リアクトルＬｒ１を接続し、ＩＧＢＴＱ２のコレクタと正母線ＬＮ２との間に共振用リアクトルＬｒ２を接続する。ここで、ＩＧＢＴＱ１と共振用リアクトルＬｒ１との接続点をノードＮ１、ＩＧＢＴＱ２と共振用リアクトルＬｒ２との接続点をノードＮ２とする。ＩＧＢＴＱ３と共振用コンデンサＣｒとを直列に接続してアクティブ共振回路を構成する。そして、ノードＮ１とノードＮ２との間に、ＩＧＢＴＱ３のエミッタがノードＮ２を向くようにアクティブ共振回路を接続する。

図２９の回路図において電圧、電流を表す記号を定義する。まず、共振用リアクトルＬｒ１に流れる電流ＩＬｒ１は負母線ＬＮ０からノードＮ１へ流れる向きを正とし、共振用リアクトルＬｒ２に流れる電流ＩＬｒ２はノードＮ２から正母線ＬＮ２へ流れる向きを正とする。その他の電圧、電流を表す記号の定義は、図２２実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０に従う。

図３０および図３１は、本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を説明する回路図その１およびその２であり、図３２および図３３は、同じく、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を説明する回路図その１およびその２である。制御方法は、実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と同様であり、回路の各部の波形は、図４および図７と同様である。

この実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３が有する共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２とは磁気結合させてもよい（図示せず）。コアを共通化することでコアの利用率が上がり、さらに小型化できる。あるいは、共振用リアクトルＬｒ１とＬｒ２との一方を省略して小型化してもよく、実施例を実施例１６（図３４）から実施例２１（図３９）に示す。

図３４は、本発明の実施例１６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。

この実施例１６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２４は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡し、ノードＮ２に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ１へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図３５は、本発明の実施例１７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２５は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡し、ノードＮ２に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ２へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図３６は、本発明の実施例１８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２６は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３から共振用リアクトルＬｒ２を取り去り短絡し、ノードＮ２に接続していたアクティブ共振回路の一端を負母線ＬＮ０へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３と同様であり、回路の各部の波形は、図４および図７と同様である。

図３７は、本発明の実施例１９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例１９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２７は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡し、ノードＮ１に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ１へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図３８は、本発明の実施例２０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例２０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２８は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡し、ノードＮ１に接続していたアクティブ共振回路の一端を正母線ＬＮ２へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３と同様であり、回路の各部の波形は図４および図７と同様である。

図３９は、本発明の実施例２１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図である。この実施例２１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２９は、図２９の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３から共振用リアクトルＬｒ１を取り去り短絡し、ノードＮ１に接続していたアクティブ共振回路の一端を負母線ＬＮ０へ接続変更した構成である。

回路動作および制御方法は、実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２３と同様であり、回路の各部の波形は、図４および図７と同様である。

以上、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの２１種の異なる実施例を説明した。次に、このようなバリエーションに富む本発明の実施例のいずれかを用いることができるアプリケーション例について説明する。

図４０は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用したハイブリッド自動車の電源装置の概略構成図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方には、モータ１０６に接続されたインバータ１０５が接続され、もう一方には直流電源１０１が接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２には、直流電源１０１と直流電源１０１より電圧が低い直流電源１０３とが接続され、直流電源１０１と直流電源１０３との間でエネルギーを受け渡す。直流電源１０３には、例えば１４Ｖ系で動作する電子機器１０４が接続される。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、インバータ１０５がモータ１０６を力行するときには、直流電源１０１の電圧を昇圧してインバータ１０５にエネルギーを供給し、インバータ１０５がモータ１０６を回生するときにはインバータ１０５の電圧を降圧して直流電源１０１に回生エネルギーを供給する。なお、直流電源１０１をコンデンサにより構成しても良い。

図４１は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した自動車の電源装置の概略構成図である。１４Ｖ系で動作する電子機器１１３にエネルギーを供給する直流電源１１１と、４２Ｖ系で動作する電子機器１１４にエネルギーを供給する直流電源１１２との間に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が接続される。直流電源１１１から直流電源１１２へエネルギーを供給する場合には昇圧動作し、直流電源１１２から直流電源１１１へエネルギーを供給する場合には降圧動作する。

図４２は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した燃料電池自動車の電源装置の概略構成図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方にはモータ１２６に接続されたインバータ１２５が接続され、もう一方には直流電源１２１が接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は燃料電池１２３と直流電源１２１とに接続され、燃料電池１２３の電圧を変換して直流電源１２１にエネルギーを供給する。

この構成により、燃料電池１２３のエネルギーを直流電源１２１に蓄積しておくことができる。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、インバータ１２５がモータ１２６を力行するときには、直流電源１２１の電圧を昇圧して、インバータ１２５にエネルギーを供給する。一方、インバータ１２５がモータ１２６を回生するときには、インバータ１２５の電圧を降圧して直流電源１２１に回生エネルギーを供給する。なお、直流電源１２１をコンデンサにより構成してもよい。

これらの図４０〜図４２の実施例によれば、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることによって変換効率を向上させ、軽量化できることから、自動車の燃費改善および走行性能向上を実現することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化できることから、車両設計の自由度が増し、車両構造を多彩化することができる。

図４３は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、電源として燃料電池を用いたモバイル機器の電源装置の概略構成図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、燃料電池１３４の電圧を変換してモバイル負荷１３２にエネルギーを供給する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方はコンデンサ１３１に接続され、もう一方はモバイル負荷１３２に接続される。この構成により、燃料電池１３４とコンデンサ１３１とのいずれからでも、あるいは両方からでもモバイル負荷にエネルギーを供給することができる。また、燃料電池１３４のエネルギーをコンデンサ１３１に蓄積しておくこともできる。なお、コンデンサ１３１を直流電源により構成してもよい。また、燃料電池１３４を太陽電池に変更したシステムも考えられる。

この実施例によれば、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることで変換効率を向上できることから、連続動作時間を延長することができる。また、変換効率を向上できることから、蓄電装置を小型化、軽量化できる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化、軽量化できることから、モバイル機器を小型化、軽量化できる。

図４４は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、蓄電装置を備える系統連系太陽光発電システムの電源装置の概略構成図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４３は、太陽電池１４４の電圧を変換してインバータ１４２の直流側にエネルギーを供給する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方は直流電源１４１に接続され、もう一方はインバータ１４２の直流側に接続される。インバータ１４２の交流側は、例えば家電などの交流負荷１４５と、交流電源系統１４６とに接続される。

この構成により、太陽電池１４４と直流電源１４１とのいずれからでも、あるいは両方からでも交流負荷１４５や交流電源系統１４６にエネルギーを供給することができる。また、太陽電池１４４のエネルギーを直流電源１４１に蓄積しておくこともできる。さらに、交流電源系統１４６から直流電源１４１にエネルギーを蓄積しておくこともできる。なお、直流電源１４１をコンデンサにより構成してもよい。また、太陽電池１４４を燃料電池に変更したシステムも考えられる。

この実施例によれば、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることで変換効率を向上できることから、光熱費削減、蓄電装置の小容量化、さらに二酸化炭素排出量削減、一次エネルギー供給量削減の効果がある。電力変動吸収容量を確保し、また、ノイズを低減できることから電力品質の確保に寄与する。

図４５は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した蓄電装置を備えるループコントローラの電源装置の概略構成図である。インバータ１５２、１５３の交流側は、電力系統１５４、１５５にそれぞれ接続され、インバータ１５２、１５３の直流側は、互いに接続される。インバータ１５２、１５３は、電力系統１５４と電力系統１５５との間でエネルギーを受け渡す。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方は直流電源１５１に接続され、もう一方はインバータ１５２、１５３の直流側に接続される。

この構成により、電力系統１５４と１５５のいずれからでも、あるいは両方からでも直流電源１５１にエネルギーを蓄積しておくことができる。また、直流電源１５１から電力系統１５４と１５５のいずれか、あるいは両方へエネルギーを供給することができる。なお、直流電源１５１をコンデンサにより構成してもよい。このループコントローラは、電力系統の潮流制御とエネルギー貯蔵との機能を有し、電力系統の電力品質や負荷率を改善できる。

この実施例によれば、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることで変換効率を向上できることから、蓄電装置の小容量化、二酸化炭素排出量削減、一次エネルギー供給量削減の効果がある。送配電容量、電力変動吸収容量を確保し、また、ノイズを低減できることから電力品質の確保に寄与する。

図４６は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した昇降機の蓄電装置を備える電源装置の概略構成図である。ＡＣ−ＤＣコンバータ１６２は、交流電源１６４の電圧を整流し、モータ１６５に接続されたインバータ１６３にエネルギーを供給する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方はコンデンサ１６１に接続され、もう一方はインバータ１６２の直流側に接続される。

この構成により、交流電源１６４とコンデンサ１６１とのいずれからでも、あるいは両方からでもインバータ１６３にエネルギーを供給し、モータ１６５を力行することができる。また、インバータ１６３がモータ１６５を回生して得られたエネルギーをコンデンサ１６１に蓄積しておくこともできる。なお、コンデンサ１６１を直流電源により構成してもよい。

この実施例によれば、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることで変換効率を向上できることから、蓄電装置の小容量化、二酸化炭素排出量削減、一次エネルギー供給量削減の効果がある。電力変動吸収容量を確保し、また、ノイズを低減できることから電力品質の確保に寄与する。

図４７は、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した無停電電源装置の概略構成図である。無停電電源装置１７８は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、直流電源１７１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７２と、ＡＣ−ＤＣコンバータ１７３と、インバータ１７４とを備える。ＡＣ−ＤＣコンバータ１７３は、交流電源１７５の電圧を整流し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７２とインバータ１７４とにエネルギーを供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１７２は直流負荷１７７に、インバータ１７４は交流負荷１７６にそれぞれエネルギーを供給する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一方はコンデンサ１７１に接続され、もう一方はＡＣ−ＤＣコンバータ１７３の直流側に接続される。

この構成により、交流電源１７５が停電あるいは瞬時電圧低下しても、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７２とインバータ１７４とに直流電源１７１のエネルギーを供給できる。また、直流負荷１７７と交流負荷１７６とに、エネルギーの供給を続けることができる。交流電源１７５が回復すれば、ＡＣ−ＤＣコンバータ１７３が電圧を整流した交流電源１７５のエネルギーを直流電源１７１に蓄積する。なお、直流電源１７１をコンデンサにより構成してもよい。

この実施例によれば、本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることで変換効率を向上できることから、蓄電装置の小容量化、停電時の電力供給時間を延長できる。

本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する電圧・電流波形図。 本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する電圧・電流波形図。 本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例１３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ１のエネルギーを電源Ｖ２へ送る動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を説明する回路図その１。 本発明の実施例１５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、電源Ｖ２のエネルギーを電源Ｖ１へ送る動作を説明する回路図その２。 本発明の実施例１６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例１９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例２０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明の実施例２１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用したハイブリッド自動車の電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した自動車の電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した燃料電池自動車の電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、電源として燃料電池を用いたモバイル機器の電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、蓄電装置を備える系統連系太陽光発電システムの電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した蓄電装置を備えるループコントローラの電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した蓄電装置を備える昇降機の電源装置の概略構成図。 本発明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用した無停電電源装置の概略構成図。

符号の説明

１０〜３０…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、１，６，７…アクティブ共振回路、２…制御手段、３…電流センサ、４，５…電圧センサ、Ｖ１、Ｖ２…直流電源、Ｒ１，Ｒ２…負荷、ＬＮ０…電源負母線、ＬＮ１，ＬＮ２…電源正母線、Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２…ノード、Ｃｓ１，Ｃｓ２…平滑用コンデンサ、Ｌｓ…平滑用リアクトル、Ｌｒ１，Ｌｒ２…共振用リアクトル、Ｃｒ…共振用コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ３…スイッチング素子（ＩＧＢＴ）、Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ３…緩衝用コンデンサ。

Claims (29)

1. 第１の電源に並列接続した第１の平滑用コンデンサと、第２の電源に並列接続した第２の平滑用コンデンサと、第１，第２のスイッチング素子と、平滑用リアクトルと、前記平滑用リアクトルにエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、前記第１，第２の平滑用コンデンサの間で電力の授受を行うように前記第１，第２のスイッチング素子をオン／オフさせる制御手段とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、共振用リアクトルと、前記平滑用リアクトルが蓄積したエネルギーを放出する期間に、前記平滑用リアクトル及び／又は前記共振用リアクトルが放出するエネルギーの一部を蓄積する蓄積回路と、この蓄積回路に蓄積されたエネルギーの一部を前記共振用リアクトルに蓄積させる第３のスイッチング素子とを備え、前記制御手段は、前記共振用リアクトルに蓄積したエネルギーを用い、前記第１及び／又は第２のスイッチング素子をオンさせる直前に、これら第１及び／又は第２のスイッチング素子の出力容量及び／又はこれら第１及び／又は第２のスイッチング素子に並列接続された緩衝用コンデンサに蓄積された電荷を引き抜くように、前記第１〜第３のスイッチング素子をオン／オフさせるようにしたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１において、前記共振用リアクトルは、前記平滑用リアクトルのエネルギー蓄積及び／又は放出電流によってエネルギーを蓄積し、この共振用リアクトルの蓄積エネルギー及び／又は前記平滑用リアクトルのエネルギーを前記蓄積回路の共振用コンデンサに移転させ、この共振用コンデンサの蓄積エネルギーを、前記第３のスイッチング素子を介して前記共振用リアクトルに蓄積するように構成したことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１又は２において、前記第１，第２の電源間での電力授受の方向に関わらず、前記平滑用リアクトルが蓄積したエネルギーを放出する期間における前記共振用リアクトルに印加される電圧が同極性であることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項２又は３において、前記蓄積回路は、前記第３のスイッチング素子に直列接続された前記共振用コンデンサを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１〜４のいずれかにおいて、前記第１〜第３のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続されたダイオード及び／又は寄生ダイオードを有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項５において、前記ダイオード及び／又は寄生ダイオードが導通している期間に、このダイオードに並列接続された前記第１〜第３のスイッチング素子にターンオン信号を供給する制御手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１〜６のいずれかにおいて、前記緩衝用コンデンサは、前記第１，第２，及び／又は第３のスイッチング素子に並列に接続したことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項１〜７のいずれかにおいて、前記共振用リアクトルは、前記第１，第２のスイッチング素子にそれぞれ直列接続された第１，第２の共振用リアクトルを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 請求項１〜８のいずれかにおいて、前記共振用リアクトルは、前記第１，第２のスイッチング素子にそれぞれ直列接続され、磁気的に結合した第１，第２の共振用リアクトルを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 第１，第２のスイッチング素子を直列接続した上下アームと、前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点に一端を接続した平滑用リアクトルと、この平滑用リアクトルの他端と前記上下アームの一端との間に接続され、かつ第１の電源に並列接続された第１の平滑用コンデンサと、前記平滑用リアクトルの他端と前記上下アームの他端との間、または、前記上下アームの両端間に接続され、かつ第２の電源に並列接続された第２の平滑用コンデンサとを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１，第２のスイッチング素子の少なくとも一方に直列接続された共振用リアクトルと、第３のスイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体と、前記第３のスイッチング素子を介して、前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含んで形成される共振回路を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 第１，第２のスイッチング素子を直列接続した上下アームと、前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点に一端を接続した平滑用リアクトルと、この平滑用リアクトルの他端と前記上下アームの一端との間に接続され、かつ第１の電源に並列接続された第１の平滑用コンデンサと、前記上下アームの両端間に接続され、かつ第２の電源に並列接続された第２の平滑用コンデンサとを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１，第２のスイッチング素子の少なくとも一方に直列接続した共振用リアクトルと、第３のスイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体と、前記第３のスイッチング素子を介して、前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含んで形成される共振回路を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 第１，第２のスイッチング素子を直列接続した上下アームと、前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点に一端を接続した平滑用リアクトルと、この平滑用リアクトルの他端と前記上下アームの一端との間に接続され、かつ第１の電源に並列接続された第１の平滑用コンデンサと、前記平滑用リアクトルの他端と前記上下アームの他端との間に接続され、かつ第２の電源に並列接続された第２の平滑用コンデンサとを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１，第２のスイッチング素子の少なくとも一方に直列接続した共振用リアクトルと、第３のスイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体と、前記第３のスイッチング素子を介して、前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含んで形成される共振回路を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
13. 請求項１０〜１２のいずれかにおいて、前記共振回路は、その回路内に前記第１及び／又は第２の平滑用コンデンサを含むことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
14. 請求項１０〜１３のいずれかにおいて、前記共振用リアクトルは、前記第１，第２のスイッチング素子にそれぞれ直列接続された第１，第２の共振用リアクトルを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
15. 請求項１０〜１４のいずれかにおいて、前記第１〜第３のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続されたダイオード及び／又は寄生ダイオードを有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
16. 請求項１０〜１５のいずれかにおいて、前記第１，第２，及び／又は第３のスイッチング素子に並列に接続された緩衝用コンデンサを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
17. 請求項１５において、前記ダイオード及び／又は寄生ダイオードが導通している期間に、このダイオードに並列接続された前記第１〜第３のスイッチング素子にターンオン信号を供給する制御手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
18. 請求項１０〜１７のいずれかにおいて、前記第１及び第３のスイッチング素子、又は前記第２及び第３のスイッチング素子が、共にオフする期間を設け、相補的にオン／オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
19. 請求項１０〜１８のいずれかにおいて、前記共振用リアクトルは、前記第１，第２のスイッチング素子にそれぞれ直列接続され、磁気的に結合した第１，第２の共振用リアクトルを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
20. 請求項１０〜１９のいずれかにおいて、前記平滑用リアクトルに流れる電流の方向を検出する電流センサを備え、前記第１又は第２のスイッチング素子のいずれか一方と、前記第３のスイッチング素子を、前記電流の方向に応じた組合せで、共にオフする期間を設け、相補的にオン／オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
21. 第１，第２のスイッチング素子を直列接続した第１の上下アームと、第３，第４のスイッチング素子を直列接続した第２の上下アームと、前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点に一端を接続され、かつ前記第３，第４のスイッチング素子の直列接続点に他端を接続された平滑用リアクトルと、前記第１の上下アームの両端間に接続され、かつ第１の電源に並列接続された第１の平滑用コンデンサと、前記第２の上下アームの両端間に接続され、かつ第２の電源に並列接続された第２の平滑用コンデンサとを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１，第２のスイッチング素子の少なくとも一方に直列接続された第１の共振用リアクトルと、前記第３，第４のスイッチング素子の少なくとも一方に直列接続された第２の共振用リアクトルと、第５のスイッチング素子と第１の共振用コンデンサとの直列接続体と、第６のスイッチング素子と第２の共振用コンデンサとの直列接続体と、前記第５のスイッチング素子を介して、前記第１の共振用リアクトルと前記第１の共振用コンデンサとを含んで形成される第１の共振回路と、前記第６のスイッチング素子を介して、前記第２の共振用リアクトルと前記第２の共振用コンデンサとを含んで形成される第２の共振回路とを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
22. モータに接続されたインバータと、このインバータを介して前記モータとの間でエネルギーを授受する蓄電装置とを備えたハイブリッド自動車に搭載された電源装置において、前記蓄電装置と前記インバータとの間に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
23. 第１の直流電源と、この第１の直流電源よりも電圧が高い第２の直流電源とを備え、前記第１，第２の直流電源間でエネルギーを授受するように自動車に搭載された電源装置において、前記第１，第２の直流電源に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
24. モータに接続されたインバータと、燃料電池と、蓄電装置と、前記燃料電池に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置において、前記蓄電装置と前記インバータとの間に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
25. 燃料電池と、この燃料電池に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータと、蓄電装置とを備え、直流負荷にエネルギーを供給する電源装置において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータと前記蓄電装置との間に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
26. 燃料電池又は太陽電池と、この燃料電池又は太陽電池に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータと、蓄電装置と、交流と直流とを相互に変換するインバータとを備え、交流負荷にエネルギーを供給する電源装置において、前記蓄電装置に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
27. 蓄電装置と、交流と直流とを相互に変換する第１，第２のインバータとを備え、前記第１，第２のインバータの直流側を相互に接続し、前記第１のインバータの交流側を第１の電力系統に接続し、前記第２のインバータの交流側を第２の電力系統に接続したループコントローラの電源装置において、前記蓄電装置と、前記第１，第２のインバータの直流側との間に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
28. 交流電源の電圧を整流する整流回路と、この整流回路の出力電圧を交流に変換し、モータに供給するインバータとを備えた電源装置において、蓄電装置と、この蓄電装置と前記インバータとの間でエネルギーを授受するように接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。
29. 交流電源の電圧を整流する整流回路と、この整流回路の出力電圧を交流に変換し、交流負荷に供給するインバータと、前記整流回路と前記インバータとの接続点の電圧を入力し、直流負荷にエネルギーを供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、蓄電装置とを備えた無停電電源装置において、前記蓄電装置と前記接続点との間に接続された請求項１〜２１のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする電源装置。

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