JP2007267458A

JP2007267458A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2007267458A
Application number: JP2006086426A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Ota; 俊幸太田
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2006-03-27
Filing date: 2006-03-27
Publication date: 2007-10-11
Anticipated expiration: 2026-03-27
Also published as: JP4591392B2

Abstract

【課題】主スイッチング素子の高速電圧変化による駆動端子電圧の異常上昇がなく、全負荷領域において安定なスイッチング動作が得られるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】
スイッチング素子24ａがターンオフすると、ドライブトランス22ａの励磁エネルギーが放出され、二次巻線27ａの両端間に負極性となる逆電圧Ｖ１が発生し、トランジスタ32ａは速やかにターンオンせずに徐々にその導通量が増加する。スイッチング素子24ｂがターンオンすると、二次巻線27ｂへ誘起電圧が誘起され、ハイサイドドライブ回路20ａ側の二次巻線40ａに電流が流れ、ドライブトランス22ａに励磁エネルギーが供給される。これにより、ドライブトランス22ａの二次巻線27ａに逆電圧Ｖ１が重畳されて発生し、トランジスタ32ａが完全にターンオンするため、主スイッチング素子２が速やかにターンオフする。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えばハーフブリッジ形やフルブリッジ形など２石以上のスイッチング素子をスイッチング動作させることにより電力変換を行なうスイッチング電源装置に関する。

図３に、従来のスイッチング電源装置の代表例としてハーフブリッジ構成インバータ回路の回路図を示す。直流電源１の正極には例えばＭＯＳＦＥＴなどからなる主スイッチング素子２，３の直列回路の一端が接続されている。直流電源１の負極は接地されている。主スイッチング素子２，３には、ソースからドレインへ向けて導通するボディダイオードがそれぞれ構成されている。この主スイッチング素子２，３の直列回路の両端には、コンデンサ４，５の直列回路が並列接続されており、直流電源１の正極に接続された主スイッチング素子２のドレインにコンデンサ４の一端が接続され、主スイッチング素子３のソースにコンデンサ５の一端が接続される。主スイッチング素子２のソースと主スイッチング素子３のドレインとの接続点と、コンデンサ４の他端とコンデンサ５の他端との接続点との間には、トランス６の一次巻線６ａが接続されている。このとき、一次巻線６ａのドット側端子が主スイッチング素子２，３の接続点、一次巻線６ａの非ドット側端子がコンデンサ４，５の接続点となるよう接続される。

トランス６の二次巻線６ｂのドット側端子にはダイオード７のアノードが接続され、二次巻線６ｂの非ドット側端子にはダイオード８のアノードが接続され、これらダイオード７，８のカソード同士がチョークコイル９の一端に接続されている。チョークコイル９の他端と、二次巻線６ｂのセンタータップ端子とがそれぞれ一対の出力端子11，12に接続され、この出力端子11，12の間に平滑コンデンサ10が接続されている。スイッチング電源装置の運転時には出力端子11，12から図示しない負荷へ出力電力が供給されることとなる。

主スイッチング素子２，３はそれぞれ異なるドライブ回路により交互にスイッチング駆動される。すなわち、主スイッチング素子２はハイサイドドライブ回路20ａにより駆動され、主スイッチング素子３はローサイドドライブ回路20ｂにより駆動される。これらのドライブ回路は同一構成になっているため、以下にハイサイドドライブ回路20ａの構成についてのみ説明する。もう一方のローサイドドライブ回路20ｂの構成については、ハイサイドドライブ回路20ａの各回路素子に付された番号の添え字ａをｂに読み変えればよい。

ハイサイドドライブ回路20ａの入力側から説明すると、直流電源15の両端間には、ドライブトランス22ａの一次巻線23ａと例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子24ａとの直列回路が接続されている。スイッチング素子24ａには、ソースからドレインへ向けて導通するボディダイオードが構成されている。直流電源15の正極は、一次巻線23ａのドット側端子に接続されると同時に、一次巻線25ａの非ドット側端子とも接続されており、この一次巻線25ａのドット側端子とスイッチング素子24ａのソースとの間に、ダイオード26ａが、カソードが一次巻線25ａ側、アノードがスイッチング素子24ａ側となる向きで並列接続される。なお、直流電源15の負極はスイッチング素子24ａのソース等と共に接地される。スイッチング素子24ａのゲートには、パルス駆動信号を出力してスイッチング素子24ａをスイッチング駆動するＰＷＭ制御ＩＣ16の出力端子が接続されている。ＰＷＭ制御ＩＣ16では、図示しないフィードバック回路からの出力フィードバック信号に基づいて、出力電圧が安定するように当該パルス駆動信号に対して周知のパルス幅制御が行なわれる。なお、ＰＷＭ制御ＩＣ16は、直流電源15から動作電源を得ている。

ドライブトランス22ａの二次巻線27ａの両端間には、抵抗28ａとダイオード29ａとの直列回路が接続されている。ダイオード29ａは、抵抗28ａ側がカソード、二次巻線27ａの非ドット側端子がアノードとなる向きに接続されている。また、二次巻線27ａの両端間には、この他にも、抵抗30ａが接続されている。二次巻線27ａのドット側端子にはダイオード31ａのアノードが接続されており、ダイオード31ａのカソードと例えばｐｎｐトランジスタなどからなるトランジスタ32ａのコレクタとの間には、抵抗36ａ，37ａの直列回路が接続され、抵抗36ａ，37ａの接続点が主スイッチング素子２のゲートに接続されている。また、主スイッチング素子２のゲートは、抵抗35ａを介してトランジスタ32ａのエミッタに接続されている。ダイオード31ａのアノードとトランジスタ32ａのベースとの間には、抵抗33ａとスピードアップコンデンサ34ａとの並列回路が接続されている。

そして、上記構成と同様の構成からなるローサイドドライブ回路20ｂが主スイッチング素子３のゲートに接続されている。

次に、上記構成からなる従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。図１のハーフブリッジ構成インバータ回路では、特許文献１と同様に、主スイッチング素子の誤点弧を防止するために、一方の主スイッチング素子のゲートにオンパルスが入力されている間、トランジスタをターンオンさせ、他方のオフしている主スイッチング素子のゲート電圧を放電させている。

ＰＷＭ制御ＩＣ16は、スイッチング素子24ａ，24ｂの各ゲートへパルス駆動信号を出力して、スイッチング素子24ａ，24ｂが所定のデッドタイム（同時にオンしない時間）を設けて交互にオンするようにスイッチング動作（オン・オフ動作）させる。スイッチング素子24ａ，24ｂに同期して主スイッチング素子２，３が交互にスイッチング動作し、トランス６の一次巻線６ａに交流電流を発生させ、二次巻線６ｂに誘起電圧を誘起し、ダイオード７，８及びチョークコイル９，平滑コンデンサ10により整流平滑して出力端子11，12から出力電力が負荷へ供給される。

ハイサイドドライブ回路20ａのスイッチング素子24ａがターンオンすると、直流電源15からドライブトランス22ａの一次巻線23ａへ電流が流れ、二次巻線27ａへ誘起電圧が誘起される。当該誘起電圧は二次巻線27ａの非ドット側からドット側へかけて正の電圧が発生するため、トランジスタ32ａのベース電圧が正になってターンオフし、二次巻線27ａのドット側からダイオード31ａを通じて抵抗36ａ，37ａに電流が流れると共に、主スイッチング素子２のゲートにゲート電流が流れ込むことによりゲート電荷容量が充電され、抵抗37ａの両端間電圧に相当する主スイッチング素子２のゲート電圧が正になり、主スイッチング素子２がターンオンする。

スイッチング素子24ａがターンオフすると、ドライブトランス22ａの励磁エネルギーが放出され、一次巻線25ａの両端間に生じる電圧によりダイオード26ａを通じて直流電源15へ回生電流が流れると共に、二次巻線27ａの両端間に非ドット側からドット側へかけて負極性となる逆電圧が発生する。当該逆電圧により、ダイオード29ａがターンオンして通電する一方で、トランジスタ32ａにベース電流が流れトランジスタ32ａがターンオンする。当該ターンオンにより、主スイッチング素子２のゲート電荷容量が抵抗35ａを通じて急速に放電されて主スイッチング素子２がターンオフする。

一方、ローサイドドライブ回路20ｂのスイッチング素子24ｂがターンオンすると、ハイサイドドライブ回路20ａと同様にして、二次巻線27ｂへ誘起電圧が誘起され、トランジスタ32ｂのベース電圧が正になってターンオフし、主スイッチング素子３がターンオンする。

スイッチング素子24ｂがターンオフすると、ドライブトランス22ｂの励磁エネルギーが放出され、一次巻線25ｂの両端間に生じる電圧によりダイオード26ｂを通じて直流電源15へ回生電流が流れると共に、二次巻線27ｂの両端間に非ドット側からドット側へかけて負極性となる逆電圧が発生する。当該逆電圧により、ダイオード29ｂがターンオンして通電する一方で、トランジスタ32ｂにベース電流が流れトランジスタ32ｂがターンオンする。当該ターンオンにより、主スイッチング素子３のゲート電荷容量が抵抗35ｂを通じて急速に放電されて主スイッチング素子３がターンオフする。
特開２０００−１９７３４３号公報

しかし、上述のハーフブリッジ構成インバータ回路は一のトランジスタがオフ期間に相手のトランジスタがスイッチング状態となる。特にオン幅が短い場合、ドライブトランスの逆電圧が小さくなってしまい、放電用のトランジスタがオフ状態のままとなる虞がある。従って、主スイッチング素子２，３において、外乱ノイズによるゲート電圧異常動作が懸念される。すなわち、主スイッチング素子２，３の高速スイッチング動作に伴い、半導体そのものが持つ容量成分に起因して、オフ状態にあるトランジスタにおいてゲート電流が流れてターンオンし、誤動作につながる。

昨今、高周波化によりスイッチングスピードが上がるに伴い、半導体のスイッチングスピード性能が飛躍的に向上し、主スイッチング素子のドレイン−ソース電圧移動が早く、これがノイズ誤動作の要因になっている。

そこで本発明は上記問題点に鑑み、主スイッチング素子の高速電圧変化による駆動端子電圧の異常上昇がなく、全負荷領域において安定なスイッチング動作が得られるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明における請求項１では、複数の主スイッチング素子の駆動端子にドライブ回路をそれぞれ接続し、前記各主スイッチング素子を交互にスイッチング動作させることにより電源からインダクタンス素子へ電力を断続的に供給し、当該インダクタンス素子から電力を取り出して出力するスイッチング電源装置であって、前記ドライブ回路は、一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に断続的に電流を流すことにより前記二次巻線の誘起電圧を前記主スイッチング素子の駆動端子に印加してスイッチング動作させるスイッチング手段と、前記主スイッチング素子のオフ期間に前記二次巻線に発生する逆電圧により導通して前記主スイッチング素子の駆動端子電圧を放電させる主スイッチ放電素子とを備えるものであり、一方の前記トランスを構成する前記二次巻線の誘起電圧を利用して他方の前記トランスに励磁エネルギーを供給して前記逆電圧を増加させる逆電圧重畳手段を備えている。

このようにすると、高周波化によりスイッチング手段のオン幅が短くて他方のトランスに十分な励磁エネルギーが蓄積されなくても、一方のトランスの二次巻線の誘起電圧を利用して、他方のトランスに励磁エネルギーを供給することができる。これにより、他方のトランスの二次巻線に生じる逆電圧を増加させて主スイッチ放電素子を確実に導通させることができ、主スイッチング素子の駆動端子電圧をオフ期間に確実に放電させ、誤動作を防止することができる。

本発明の請求項１によると、主スイッチング素子の高速電圧変化による駆動端子電圧の異常上昇がなく、全負荷領域において安定なスイッチング動作が得られるスイッチング電源装置を提供することができる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明におけるスイッチング電源装置の好ましい実施例を説明する。なお、従来例と同一箇所には同一符号を付し、共通する部分の説明は重複するため極力省略する。

図１は、本発明におけるスイッチング電源装置の一態様として、図３に示したハーフブリッジ構成インバータ回路に逆電圧重畳手段としてのマイナスバイアス回路50ａ，50ｂを設けた回路図である。すなわち、本発明におけるスイッチング電源装置においても、主スイッチング素子２の駆動端子としてのゲートにハイサイドドライブ回路20ａを接続し、主スイッチング素子３のゲートにローサイドドライブ回路20ｂを接続し、主スイッチング素子２，３を交互にスイッチング動作させることにより直流電源１からインダクタンス素子に相当するトランス６の一次巻線６ａへ電流を断続的に供給し、二次巻線６ｂから電力を取り出して出力端子12，13から負荷へ出力している。

マイナスバイアス回路50ａは、ハイサイドドライブ回路20ａのドライブトランス22ａに第４の巻線となる二次巻線40ａを設けて構成される。二次巻線40ａのドット側端子はローサイドドライブ回路20ｂを構成するドライブトランス22ｂの二次巻線27ｂの非ドット側端子（ＧＮＤ側）へ接続され、その非ドット側端子には直列にダイオード41ａのカソードが接続され、そのアノードから抵抗42ａとコンデンサ43ａとの並列回路の一端へ接続され、当該並列回路の他端がローサイドドライブ回路20ｂを構成するドライブトランス22ｂの二次巻線27ｂのドット側端子へ接続されている。同様にして、マイナスバイアス回路50ｂは、ローサイドドライブ回路20ｂのドライブトランス22ｂに第４の巻線となる二次巻線40ｂを設けて構成される。二次巻線40ｂのドット側端子はハイサイドドライブ回路20ａを構成するドライブトランス22ａの二次巻線27ａの非ドット側端子（ＧＮＤ側）へ接続され、その非ドット側端子には直列にダイオード41ｂのカソードが接続され、そのアノードから抵抗42ｂとコンデンサ43ｂとの並列回路の一端へ接続され、当該並列回路の他端がハイサイドドライブ回路20ａを構成するドライブトランス22ａの二次巻線27ａのドット側端子へ接続されている。

次に、図２をも参照しながら上記回路構成の作用について説明する。ここでは、マイナスバイアス回路50ａの作用についてのみ説明するが、マイナスバイアス回路50ｂのローサイドドライブ回路20ｂに対する作用効果は、以下で説明するハイサイドドライブ回路20ａに対するマイナスバイアス回路50ａのものと同様である。

スイッチング電源装置としての基本的動作は上記従来のものと変更はない。従って、ＰＷＭ制御ＩＣ16によりスイッチング素子24ａ，24ｂひいては主スイッチング素子２，３が交互にスイッチング動作し、トランス６の一次巻線６ａに交流電流を発生させ、二次巻線６ｂに誘起電圧を誘起し、ダイオード７，８及びチョークコイル９，平滑コンデンサ10により整流平滑して出力端子11，12から出力電力が負荷へ供給される。但し、図２は高周波化されたスイッチング電源装置の波形図であるため、同図において、主スイッチ放電素子としてのスイッチング素子24ａ及び主スイッチング素子２のオン期間Ｔｏｎ（オン幅）は非常に短い時間になっている。

ハイサイドドライブ回路20ａのスイッチング素子24ａがターンオンすると、直流電源15からドライブトランス22ａの一次巻線23ａへ電流が流れ、二次巻線27ａへ誘起電圧Ｖ１が誘起される。当該誘起電圧Ｖ１は二次巻線27ａの非ドット側端子からドット側端子へかけて正の電圧が発生するため、トランジスタ32ａのベース電圧が正になってターンオフし、二次巻線27ａのドット側端子からダイオード31ａを通じて抵抗36ａ，37ａに電流が流れると共に、主スイッチング素子２のゲートにゲート電流Ｉｇが流れ込むことによりゲート電荷容量が充電され、主スイッチング素子２のゲート電圧Ｖｇが正になり、主スイッチング素子２がターンオンする。このオン期間Ｔｏｎでは、主スイッチング素子２のドレイン電圧Ｖｄが略０Ｖとなる。

スイッチング素子24ａがターンオフするオフ期間Ｔｏｆｆでは、ドライブトランス22ａの励磁エネルギーが放出され、一次巻線25ａの両端間に生じる電圧によりダイオード26ａを通じて直流電源15へ回生電流が流れると共に、二次巻線27ａの両端間に非ドット側端子からドット側端子へかけて負極性となる逆電圧Ｖ１（Ｖ１＜０）が発生する。しかし、スイッチング素子24ａのオン幅が非常に短いため、ドライブトランス22ａに蓄積された励磁エネルギーが少なく、逆電圧Ｖ１は小さくなる。従って、トランジスタ32ａにベース電流を十分に流すことができず、トランジスタ32ａは速やかにターンオンせずに徐々にその導通量が増加する。そのため、主スイッチング素子２のゲート電荷容量も抵抗35ａを通じて徐々に放電されて主スイッチング素子２は速やかにターンオフせずに徐々にその導通量が減少する。従って、主スイッチング素子２のドレイン電圧Ｖｄは緩やかに増加していく。

一方、ローサイドドライブ回路20ｂのスイッチング素子24ｂがターンオンすると、ハイサイドドライブ回路20ａと同様にして、二次巻線27ｂへ誘起電圧が誘起され、トランジスタ32ｂのベース電圧が正になってターンオフし、主スイッチング素子３がターンオンする。同時に、二次巻線27ｂの誘起電圧により、抵抗42ａとコンデンサ43ａとの並列回路、ダイオード41ａを通じてハイサイドドライブ回路20ａ側の二次巻線40ａに非ドット側端子からドット側端子へ電流が流れ、ドライブトランス22ａに励磁エネルギーが供給される。この励磁エネルギーにより、ドライブトランス22ａの別の二次巻線27ａに逆電圧Ｖ１が重畳されて発生することとなる。当該重畳された逆電圧Ｖ１により、トランジスタ32ａに流れるベース電流が急増してトランジスタ32ａが完全にターンオンする。当該ターンオンにより、主スイッチング素子２のゲート電荷容量が抵抗35ａを通じて急速に放電されて主スイッチング素子２が速やかにターンオフする。

以上のように本実施例では、複数の主スイッチング素子２，３の駆動端子としてのゲートにハイサイドドライブ回路20ａ，ローサイドドライブ回路20ｂをそれぞれ接続し、前記各主スイッチング素子２，３を交互にスイッチング動作させることにより直流電源１からインダクタンス素子に相当するトランス６へ電力を断続的に供給し、トランス６から電力を取り出して出力するスイッチング電源装置であって、ハイサイドドライブ回路20ａ，ローサイドドライブ回路20ｂは、一次巻線23ａ，23ｂと二次巻線27ａ，27ｂを有するドライブトランス22ａ，22ｂと、一次巻線23ａ，23ｂに断続的に電流を流すことにより二次巻線27ａ，27ｂの誘起電圧を主スイッチング素子２，３のゲートに印加してスイッチング動作させるスイッチング手段としてのＰＷＭ制御ＩＣ16及びスイッチング素子24ａ，24ｂと、主スイッチング素子２，３のオフ期間に二次巻線27ａ，27ｂに発生する逆電圧により導通して主スイッチング素子２，３の駆動端子電圧としてのゲート電圧を放電させる主スイッチ放電素子としてのトランジスタ32ａ，32ｂとを備えるものであり、一方のドライブトランス22ｂ（22ａ）を構成する二次巻線27ｂ（27ａ）の誘起電圧を利用して他方のドライブトランス22ａ（22ｂ）に励磁エネルギーを供給して前記逆電圧を増加させる逆電圧重畳手段としてのマイナスバイアス回路50ａ，50ｂを備えている。

このようにすると、高周波化によりスイッチング素子24ａ，24ｂのオン幅が短くて他方のドライブトランス22ａ（22ｂ）に十分な励磁エネルギーが蓄積されなくても、一方のドライブトランス22ｂ（22ａ）の二次巻線27ｂ（27ａ）の誘起電圧を利用して、他方のドライブトランス22ａ（22ｂ）に励磁エネルギーを供給することができる。これにより、他方のドライブトランス22ａ（22ｂ）の二次巻線27ａ（27ｂ）に生じる逆電圧を増加させてトランジスタ32ａ（32ｂ）を確実に導通させることができ、主スイッチング素子２，３のゲート電圧をオフ期間Ｔｏｆｆに確実に放電させ、誤動作を防止することができる。以上により、主スイッチング素子２，３の高速電圧変化による駆動端子電圧の異常上昇がなく、全負荷領域において安定なスイッチング動作が得られるスイッチング電源装置を提供することができる。

なお、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。インバータ回路は、ハーフブリッジ構成に限らず、例えばフルブリッジ構成など２石以上の主スイッチング素子を使用するものであればどのようなものでもよい。

本発明におけるスイッチング電源装置の回路図である。同上、図１の回路の各部の動作を示す波形図である。従来例におけるスイッチング電源装置の回路図である。

符号の説明

１直流電源
２，３主スイッチング素子
６トランス（インダクタンス素子）
16 ＰＷＭ制御ＩＣ（スイッチング手段）
20ａハイサイドドライブ回路
20ｂローサイドドライブ回路
22ａ，22ｂドライブトランス
23ａ，23ｂ一次巻線
24ａ，24ｂスイッチング素子（スイッチング手段）
27ａ，27ｂ二次巻線
32ａ，32ｂトランジスタ（主スイッチ放電素子）
50ａ，50ｂマイナスバイアス回路（逆電圧重畳手段）

Claims

複数の主スイッチング素子の駆動端子にドライブ回路をそれぞれ接続し、前記各主スイッチング素子を交互にスイッチング動作させることにより電源からインダクタンス素子へ電力を断続的に供給し、当該インダクタンス素子から電力を取り出して出力するスイッチング電源装置であって、前記ドライブ回路は、一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に断続的に電流を流すことにより前記二次巻線の誘起電圧を前記主スイッチング素子の駆動端子に印加してスイッチング動作させるスイッチング手段と、前記主スイッチング素子のオフ期間に前記二次巻線に発生する逆電圧により導通して前記主スイッチング素子の駆動端子電圧を放電させる主スイッチ放電素子とを備えるものであり、一方の前記トランスを構成する前記二次巻線の誘起電圧を利用して他方の前記トランスに励磁エネルギーを供給して前記逆電圧を増加させる逆電圧重畳手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。