JP2007067467A - キャリア周波数除去機能付きａｄ変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】コンパクトな構成でキャリア周波数成分を十分に除去する。
【解決手段】第１信号（Ｓ１）とフィードバック信号（Ｓ２）を比較する電圧比較器（１１）およびフィードバック信号（Ｓ２）を出力する電圧フィードバック回路（１２）を含むＡＤコンバータ（１）と、フィードバック信号（Ｓ２）を入力とする１入力Ｎ出力のデマルチプレクサ（２）と、デマルチプレクサ（２）のＮ個の出力信号を積分するＮ個の積分器（３）と、Ｎ個の積分器（３）の出力信号をそれぞれ入力とするＮ入力１出力のマルチプレクサ（４）と、アナログ信号Ａｉとマルチプレクサ（４）の出力信号の差分を出力する減算器（５）と、減算器（５）の出力信号を増幅し第１信号（Ｓ１）とする増幅器（６）と、マルチプレクサ（２）の入力切替およびデマルチプレクサ（４）の出力切替をキャリア波に同期して循環的に行わせる切替制御回路（７）とを具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、キャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路に関し、更に詳しくは、コンパクトで低価格な構成でキャリア周波数成分を十分に除去できるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路に関する。

従来、連続波ドプラモード時の超音波受信信号をサンプリングしてベースバンド帯域信号とし、そのベースバンド帯域信号から高域通過フィルタによってキャリア周波数成分を除去し、そのキャリア周波数成分を除去した信号をＡＤコンバータでデジタル値に変換する超音波診断装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００４−５７５２５号公報

上記従来の超音波診断装置では、キャリア周波数成分を除去してからＡＤコンバータでデジタル値に変換するため、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが例えば１２ビットのＡＤコンバータで得られるようになり、コンパクトで低価格な構成になる。
しかし、高域通過フィルタによってキャリア周波数成分を除去する方法では、キャリア周波数成分を十分に除去できない問題点がある。
そこで、本発明の目的は、コンパクトで低価格な構成でキャリア周波数成分を十分に除去できるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供することにある。

第１の観点では、本発明は、第１信号とフィードバック信号を比較する電圧比較器および前記フィードバック信号を出力する電圧フィードバック回路を含むＡＤコンバータと、前記フィードバック信号を入力とする１入力Ｎ出力のデマルチプレクサと、前記デマルチプレクサのＮ個の出力信号を積分するＮ個の積分器と、前記Ｎ個の積分器の出力信号をそれぞれ入力とするＮ入力１出力のマルチプレクサと、信号波がキャリア波に重畳されたアナログ信号と前記マルチプレクサの出力信号の差分を出力する減算器と、前記減算器の出力信号を増幅し前記第１信号とする増幅器と、前記マルチプレクサの入力切替および前記デマルチプレクサの出力切替を前記キャリア波に同期して循環的に行わせる切替制御回路とを具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、入力されたアナログ信号からキャリア波を再生し、それをアナログ信号から除去してＡＤコンバータでデジタル値に変換するため、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが例えば１２ビット程度または１４ビット程度のＡＤコンバータで得られるようになり、コンパクトで低価格な構成になる。そして、歪んだ波形のキャリア波でも十分に除去することが出来るようになる。

第２の観点では、本発明は、前記第１の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータがΔΣ型ＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第２の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、ΔΣ型ＡＤコンバータ内のフィードバック信号を利用することが出来る。

第３の観点では、本発明は、前記第１または前記第２の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の時定数がキャリア周期より大きいことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第３の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、キャリア波の各位相の値を各積分器で再生することが出来る。

第４の観点では、本発明は、前記第１から前記第３のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の数Ｎが、前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数を前記キャリア周波数で除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第４の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、ＡＤコンバータの動作にデマルチプレクサの動作およびマルチプレクサの動作を同期させることが出来る。

第５の観点では、本発明は、前記第１から前記第４のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路の切替周期が、前記積分器の数Ｎでキャリア周期を除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第５の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、キャリア波の各位相の値を各積分器で再生することが出来る。

第６の観点では、本発明は、前記第１から前記第５のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路は、循環的に切り替える前記積分器を選択可能であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第６の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、異なるキャリア周波数に合わせて、使用する積分器を選択することが出来る。

第７の観点では、本発明は、前記第１から前記第６のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータが１２ビットまたは１４ビットのＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第７の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが得ることが出来る。

第８の観点では、本発明は、前記第１から前記第７のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記アナログ信号を前記第１信号とするか前記減算器の出力信号を前記第１信号とするかを切り替えるモード切替スイッチを具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第８の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、パルスドプラモードと連続波ドプラモードの両方でＡＤコンバータを共用することが出来る。

第９の観点では、本発明は、信号波がキャリア波に重畳されたアナログ信号と比較信号を比較する電圧比較器およびフィードバック信号を出力する電圧フィードバック回路を含むＡＤコンバータと、前記電圧フィードバック回路への入力信号を入力とする１入力Ｎ出力のデマルチプレクサと、前記デマルチプレクサのＮ個の出力信号を積分するＮ個の積分器と、前記Ｎ個の積分器の出力信号をそれぞれ入力とするＮ入力１出力のマルチプレクサと、前記フィードバック信号と前記マルチプレクサの出力信号の差分を前記比較信号として出力する減算器と、前記マルチプレクサの入力切替および前記デマルチプレクサの出力切替を前記キャリア波に同期して循環的に行わせる切替制御回路とを具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第９の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、入力されたアナログ信号からキャリア波を再生し、それをアナログ信号から除去してＡＤコンバータでデジタル値に変換するため、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが例えば１２ビット程度または１４ビット程度のＡＤコンバータで得られるようになり、コンパクトで低価格な構成になる。そして、歪んだ波形のキャリア波でも十分に除去することが出来るようになる。

第１０の観点では、本発明は、前記第９の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータがΔΣ型ＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１０の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、ΔΣ型ＡＤコンバータ内のフィードバック信号を利用することが出来る。

第１１の観点では、本発明は、前記第９または前記第１０の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記電圧フィードバック回路に減衰器を含むことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１１の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、パルスドプラモード時と連続波ドプラモード時のフィードバック信号のレベル調整や減算器で減算する２信号のレベル合わせを行うことが出来る。

第１２の観点では、本発明は、前記第９から前記第１１のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の時定数がキャリア周期より大きいことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１２の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、キャリア波の各位相の値を各積分器で再生することが出来る。

第１３の観点では、本発明は、前記第９から前記第１２のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の数Ｎが、前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数を前記キャリア周波数で除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１３の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、ＡＤコンバータの動作にデマルチプレクサの動作およびマルチプレクサの動作を同期させることが出来る。

第１４の観点では、本発明は、前記第９から前記第１３のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路の切替周期が、前記積分器の数Ｎでキャリア周期を除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１４の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、キャリア波の各位相の値を各積分器で再生することが出来る。

第１５の観点では、本発明は、前記第９から前記第１４のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路は、循環的に切り替える前記積分器を選択可能であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１５の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、異なるキャリア周波数に合わせて、使用する積分器を選択することが出来る。

第１６の観点では、本発明は、前記第９から前記第１５のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータが１２ビットまたは１４ビットのＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１６の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが得ることが出来る。

第１７の観点では、本発明は、前記第９から前記第１６のいずれかの観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記減算器に前記積分器の出力信号を入力するか「０」を入力するかを切り替えるモード切替手段を具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を提供する。
上記第１７の観点によるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路では、パルスドプラモードと連続波ドプラモードの両方でＡＤコンバータを共用することが出来る。

本発明のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路によれば、コンパクトで低価格な構成でキャリア周波数成分を十分に除去することが出来る。

以下、図に示す実施例により本発明をさらに詳しく説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。

図１は、実施例１に係るキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路１００を示すブロック図である。
このキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路１００は、第１信号Ｓ１とフィードバック信号Ｓ２を比較する電圧比較器１１およびフィードバック信号Ｓ２を出力する電圧フィードバック回路１２を含むＡＤコンバータ１と、フィードバック信号Ｓ２を入力とする１入力Ｍ出力のデマルチプレクサ２と、デマルチプレクサ２のＭ個の出力信号を積分するＭ個の低速応答積分器３と、Ｍ個の低速応答積分器３の出力信号をそれぞれ入力とするＭ入力１出力のマルチプレクサ４と、信号波Ｗｔがキャリア波Ｗｃに重畳されたアナログ信号Ａｉとマルチプレクサ４の出力信号の差分を出力する減算器５と、減算器５の出力信号を増幅する増幅器６と、デマルチプレクサ２の出力切替およびマルチプレクサ４の入力切替をキャリア波Ｗｃに同期して循環的に行わせる切替制御回路７と、アナログ信号Ａｉを第１信号Ｓ１とするか減算器５の出力信号を第１信号Ｓ１とするかを切り替えるモード切替スイッチ８とを具備している。

ＡＤコンバータ１は、１２ビットまたは１４ビットのΔΣ型ＡＤコンバータである。ブロック図中のＦ(Ｓ)、Ｇ(Ｓ)はフィルタである。
電圧フィードバック回路１２は、高速応答積分器である。

低速応答積分器３の時定数は、キャリア周期Ｔｃよりも大きな値とし、例えばキャリア周期Ｔｃの１０倍とする。

デマルチプレクサ２の出力数、低速応答積分器３の数およびマルチプレクサ４の入力数Ｍは、例えば２０個である。一方、切替制御回路７が循環的に切り替える低速応答積分器３を選択可能である。つまり、２０個の低速応答積分器３を備えているが、実際に使用する低速応答積分器３の数Ｎは、ＡＤコンバータ１のサンプリング周波数ｆｓをキャリア周波数ｆｃで割った値とする。
例えばｆｓ＝４０ＭＨｚ，ｆｃ＝２ＭＨｚならば、Ｎ＝２０であるから、２０個の低速応答積分器３を全て使用する。一方、ｆｓ＝４０ＭＨｚ，ｆｃ＝４ＭＨｚならば、Ｎ＝１０であるから、２０個の低速応答積分器３のうちの半分だけを使用する。

増幅器６は、アナログ信号Ａｉからマルチプレクサ４の出力信号を減算器５で減算することにより信号レベルが低下するため、その信号レベルの低下を補うものである。例えば増幅器６の増幅度は、ＡＤコンバータ１が１２ビットなら１６倍程度とし、ＡＤコンバータ１が１４ビットなら４倍程度とする。

図２に示すように、切替制御回路７は、低速応答積分器３の数Ｎでキャリア周期Ｔｃを除算した値の周期τで切替を行う。これにより、各低速応答積分器３には、それらに対応する各位相のデマルチプレクサ２の出力信号の値の積分値が保持されるが、低速応答積分器３の時定数により実質的には各位相のキャリア波Ｗｃの値の積分値が保持される。
そして、切替制御回路７は切替をキャリア波Ｗｃに同期して循環的に行うため、結局、減算器５はアナログ信号Ａｉからキャリア波Ｗｃを減算することになり、その出力信号は信号波Ｗｔになる。

なお、キャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路１００を超音波診断装置の受信系に組み込んだ場合、超音波受信信号に含まれるキャリア波Ｗｃの波形は、被検体の体内での反射のため、送信時の波形から歪んだ波形になっている。また、送信波として矩形波を用いることが多く、２次，３次の高調波を含んでいる。このため、従来技術のようなノッチフィルタによってキャリア周波数成分を除去する方法では、キャリア周波数成分を十分に除去できない。
これに対して、本発明では、歪んだ波形のキャリア波Ｗｃでも十分に除去することが出来る。

また、キャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路１００を超音波診断装置の受信系に組み込んだ場合、モード切替スイッチ８は、パルスドプラモードではアナログ信号Ａｉを第１信号Ｓ１とし、連続波ドプラモードでは減算器５の出力信号を第１信号Ｓ１とするように切り替える。
このため、ＡＤコンバータ１のダイナミックレンジは、パルスドプラモード時のアナログ信号Ａｉの振幅に合わせてある。
ところで、減算器５の出力信号は信号波Ｗｔになるが、信号波Ｗｔはパルスドプラモード時のアナログ信号Ａｉの振幅に比べて振幅が小さい信号であるため、減算器５の出力信号をそのままＡＤコンバータ１に入力すると、ＡＤコンバータ１のダイナミックレンジを生かすことが出来ない。このため、減算器５の出力信号を増幅器６で増幅した信号を第１信号Ｓ１としている。

実施例１に係るキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路１００によれば、キャリア周波数成分を除去してからＡＤコンバータ１でデジタル値に変換するため、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが例えば１２ビットまたは１４ビットのＡＤコンバータで得られるようになり、コンパクトで低価格な構成になる。そして、歪んだ波形のキャリア波Ｗｃでも十分に除去することが出来るようになる。

実施例２は、実施例１では２重のループが存在しているのに対して、１重のループで構成したものである。

図３は、実施例２に係るキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路２００を示すブロック図である。
このキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路２００は、信号波Ｗｔがキャリア波Ｗｃに重畳されたアナログ信号Ａｉと比較信号Ｒｆを比較する電圧比較器１１およびフィードバック信号Ｖｆを出力する電圧フィードバック回路１２を含むＡＤコンバータ１’と、電圧フィードバック回路１２への入力信号を入力とする１入力Ｍ出力のデマルチプレクサ２と、デマルチプレクサ２の「Ｍ−１」個の出力信号を積分する「Ｍ−１」個の低速応答積分器３と、Ｍ個の低速応答積分器３の出力信号をそれぞれ入力とするＭ入力１出力のマルチプレクサ４と、フィードバック信号Ｖｆとマルチプレクサ４の出力信号の差分を比較信号Ｒｆとして出力する減算器９と、デマルチプレクサ２の出力切替およびマルチプレクサ４の入力切替をキャリア波Ｗｃに同期して循環的に行わせると共に減算器９に積分器３の出力信号を入力するか「０」を入力するかを切り替える切替制御回路７とを具備している。

ＡＤコンバータ１’は、１２ビットまたは１４ビットのΔΣ型ＡＤコンバータである。ブロック図中のＦ(Ｓ)、Ｇ(Ｓ)はフィルタである。
電圧フィードバック回路１２は、減衰器１２ａおよび高速応答積分器１２ｂである。
減衰器１２ａは、減算器５で減算する２信号のレベルを調整するものであり、実施例１における増幅器６の機能を持っている。

低速応答積分器３の時定数は、キャリア周期Ｔｃよりも大きな値とし、例えばキャリア周期Ｔｃの１０倍とする。

デマルチプレクサ２の出力数Ｍおよびマルチプレクサ４の入力数Ｍは、例えば２１個である。低速応答積分器３の数「Ｍ−１」は、例えば２０個である。
デマルチプレクサ２の出力の１つは未使用であり、残りの出力が低速応答積分器３に接続されている。マルチプレクサ４の入力の１つには「０」が入力されており、残りの入力に低速応答積分器３が接続されている。「０」が入力されているマルチプレクサ４の入力は、実施例１におけるモード切替スイッチ８の機能を持っている。
一方、切替制御回路７が循環的に切り替える低速応答積分器３を選択可能である。つまり、２０個の低速応答積分器３を備えているが、実際に使用する低速応答積分器３の数Ｎは、ＡＤコンバータ１のサンプリング周波数ｆｓをキャリア周波数ｆｃで割った値とする。
例えばｆｓ＝４０ＭＨｚ，ｆｃ＝２ＭＨｚならば、Ｎ＝２０であるから、２０個の低速応答積分器３を全て使用する。一方、ｆｓ＝４０ＭＨｚ，ｆｃ＝４ＭＨｚならば、Ｎ＝１０であるから、２０個の低速応答積分器３のうちの半分だけを使用する。

キャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路１００を超音波診断装置の受信系に組み込んだ場合のパルスドプラモード時は、切替制御回路７は、マルチプレクサ４から「０」を出力するように切り替える。このため、ＡＤコンバータ１のダイナミックレンジは、パルスドプラモード時のアナログ信号Ａｉの振幅に合わせてある。また、減衰器１２ａでは減衰なしに通過させる。

一方、連続波ドプラモード時は、切替制御回路７は、電圧フィードバック回路１２への入力信号を低速応答積分器３に循環的にデマルチプレクサ２から出力するように且つ低速応答積分器３の出力信号を循環的にマルチプレクサ４から出力するように切り替える。切替周期τは、低速応答積分器３の数Ｎでキャリア周期Ｔｃを除算した値とする。

実施例２に係るキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路２００によれば、キャリア周波数成分を除去してからＡＤコンバータ１でデジタル値に変換するため、ドプラ偏移成分に対して必要なダイナミックレンジが例えば１２ビットまたは１４ビットのＡＤコンバータで得られるようになり、コンパクトで低価格な構成になる。そして、歪んだ波形のキャリア波Ｗｃでも十分に除去することが出来るようになる。

本発明のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路は、連続波ドプラモードを持つ超音波診断装置に利用できる。

実施例１にかかるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を示す回路図である。 実施例１にかかるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路の積分器の切替処理を示す説明図である。 実施例２にかかるキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路を示す回路図である。

符号の説明

１，１’ ＡＤコンバータ
２ デマルチプレクサ
３ 低速応答積分器
４ マルチプレクサ
５，９ 減算器
６ 増幅器
７ 切替制御回路
８ モード切替スイッチ
１１ 電圧比較器
１２ 電圧フィードバック回路
１２ａ 減衰器
１２ｂ 高速応答積分器
１００，２００ キャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路

Claims (17)

1. 第１信号とフィードバック信号を比較する電圧比較器および前記フィードバック信号を出力する電圧フィードバック回路を含むＡＤコンバータと、前記フィードバック信号を入力とする１入力Ｎ出力のデマルチプレクサと、前記デマルチプレクサのＮ個の出力信号を積分するＮ個の積分器と、前記Ｎ個の積分器の出力信号をそれぞれ入力とするＮ入力１出力のマルチプレクサと、信号波がキャリア波に重畳されたアナログ信号と前記マルチプレクサの出力信号の差分を出力する減算器と、前記減算器の出力信号を増幅し前記第１信号とする増幅器と、前記マルチプレクサの入力切替および前記デマルチプレクサの出力切替を前記キャリア波に同期して循環的に行わせる切替制御回路とを具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
2. 請求項１に記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータがΔΣ型ＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
3. 請求項１または請求項２に記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の時定数がキャリア周期より大きいことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の数Ｎが、前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数を前記キャリア周波数で除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
5. 請求項１から請求項４のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路の切替周期が、前記積分器の数Ｎでキャリア周期を除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
6. 請求項１から請求項５のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路は、循環的に切り替える前記積分器を選択可能であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
7. 請求項１から請求項６のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータが１２ビットまたは１４ビットのＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
8. 請求項１から請求項７のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記アナログ信号を前記第１信号とするか前記減算器の出力信号を前記第１信号とするかを切り替えるモード切替スイッチを具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
9. 信号波がキャリア波に重畳されたアナログ信号と比較信号を比較する電圧比較器およびフィードバック信号を出力する電圧フィードバック回路を含むＡＤコンバータと、前記電圧フィードバック回路への入力信号を入力とする１入力Ｎ出力のデマルチプレクサと、前記デマルチプレクサのＮ個の出力信号を積分するＮ個の積分器と、前記Ｎ個の積分器の出力信号をそれぞれ入力とするＮ入力１出力のマルチプレクサと、前記フィードバック信号と前記マルチプレクサの出力信号の差分を前記比較信号として出力する減算器と、前記マルチプレクサの入力切替および前記デマルチプレクサの出力切替を前記キャリア波に同期して循環的に行わせる切替制御回路とを具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
10. 請求項９に記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータがΔΣ型ＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
11. 請求項９または請求項１０に記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記電圧フィードバック回路に減衰器を含むことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
12. 請求項９から請求項１１のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の時定数がキャリア周期より大きいことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
13. 請求項９から請求項１２のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記積分器の数Ｎが、前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数を前記キャリア周波数で除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
14. 請求項９から請求項１３のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路の切替周期が、前記積分器の数Ｎでキャリア周期を除算した値であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
15. 請求項９から請求項１４のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記切替制御回路は、循環的に切り替える前記積分器を選択可能であることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
16. 請求項９から請求項１５のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記ＡＤコンバータが１２ビットまたは１４ビットのＡＤコンバータであることを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。
17. 請求項９から請求項１６のいずれかに記載のキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路において、前記減算器に前記積分器の出力信号を入力するか「０」を入力するかを切り替えるモード切替手段を具備したことを特徴とするキャリア周波数除去機能付きＡＤ変換回路。

Images