JP6316751B2 - 変換器 - Google Patents

Description

本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換する変換器（アナログ−デジタル変換装置）およびデジタル信号をアナログ信号に変換する変換器（デジタル−アナログ変換装置）に関する。特にΔΣ変調器を用いたアナログ−デジタル変換装置、デジタル−アナログ変換装置に関する。

高精度なアナログ−デジタル変換器、また、高精度なデジタル−アナログ変換器を実現する方法として、例えば図１に示されるΔΣ変調器を用いた方法が用いられている。ΔΣ変調器を用いる方法では、ループフィルタを通した入力信号を最終的に求められる精度よりも低い分解能で一度量子化し、その結果を入力にフィードバック処理を行なう。また、最終的に必要となるサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数でサンプリングするオーバーサンプリングを行なう。このオーバーサンプリングされる高いサンプリング周波数にて前述のフィードバック処理を行うことにより、低い分解能の量子化により生じる量子化雑音の周波数分布を制御し、信号帯域内の雑音を低減させている。このような方法をノイズシェーピングと呼ぶ。ノイズシェーピングにより、低い分解能の量子化器を用いた場合においても、高い変換精度を得ることが可能となる。信号帯域内の雑音は、最終的に必要となるサンプリング周波数とオーバーサンプリングしたことによるサンプリング周波数の比（オーバーサンプリング比）を高くとることにより低減することが可能となる。

したがって、高い変換精度もしくは高い信号対雑音比（SNR）を得ようとする場合にお
いては、オーバーサンプリング比を大きくする必要がある。例えば、オーバーサンプリングのサンプリング周波数を出力サンプリング周波数よりも１００倍程度高くする必要がある。

しかし、この結果クロック周波数が高くなり、このクロック周波数成分や、ノイズシェーピングされた高域の雑音成分、さらにサンプリングされた信号の高調波成分（イメージ信号）が電磁波として輻射され、また、電源等の配線を経由して別回路等へ伝搬し他の回路や機器に悪影響を与える不要輻射の問題がある．

この問題を解決する手段として、図２に示したようにアナログ−デジタル変換器やデジタル−アナログ変換器のクロック信号に変調をかける方法がある。

しかしながら、この手法をΔΣ変調器のような変換器に用いた場合、変換精度が大幅に劣化する問題がある。すなわち、クロック周波数を可変した場合、低域の雑音が大幅に上昇し、変換精度が劣化する。

Hardin, K.B.，"Spread spectrum clock generation for the reduction of radiated emissions、" IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility, pp. 227-231, 1994.

上述したように、従来の方法においては、変換精度と不要輻射の間にはトレードオフの関係がある。したがって、不要輻射を下げるためには、変換精度を犠牲にする必要が生じ、高い変換精度を得るためには、不要輻射が多くなる。

本発明は、かかる問題点を改善し、変換精度を維持したまま不要輻射を大幅に低減するアナログ−デジタル変換器、デジタル−アナログ変換器、デジタル直接駆動システム、デジタル直接駆動スピーカを提供することを目的とする。

本発明の一実施形態として、クロック信号を入力するクロック信号入力部と、入力信号を入力する入力部と、前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号に応じて、前記入力部に入力された入力信号のサンプリングを行うサンプリング部と、前記サンプリングの周期に応じて信号処理を行い、出力信号を出力する信号処理部と、を有し、前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号の周期が長くなると、前記信号処理部が出力する出力信号を小さくするデータ変換器を提供する。

本発明の一実施形態として、周期が動的に変化するクロック信号を入力するクロック信号入力部と、入力信号を入力する入力部と、前記クロック信号入力部に入力されたクロック信号の周期を検出する周期検出部と、前記入力部に入力された入力信号を前記周期検出部により検出されたクロック信号の周期に応じて信号処理を行い、出力信号を出力する信号処理部とを有するデータ変換器を提供する。

本発明の一実施形態として、入力信号を入力する入力部と、前記入力部の出力する信号を積分する積分器と、前記積分器の出力する信号を量子化する量子化器と、周期が可変のクロック信号にしたがって前記量子化器の出力をサンプリングするサンプラとを有し、前記入力部は、入力信号から前記サンプラの出力を減算処理して出力する減算器を有するデータ変換器を提供する。

本発明の一実施形態として、入力信号を入力する入力部と、前記入力部の出力する信号が入力されるループフィルタと、前記ループフィルタの出力する信号を量子化する量子化器と、周期が可変のクロック信号にしたがって前記量子化器の出力をサンプリングするサンプラとを有し、前記入力部は、入力信号から前記サンプラの出力を減算処理して出力する減算器を有するデータ変換器を提供する。

本発明の一実施形態として、クロック信号を入力するクロック信号入力部と、入力信号を入力する入力部と、前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号に応じて、前記入力部に入力された入力信号のサンプリングを行うサンプリング部と、前記サンプリングの周期に応じて信号処理を行い、出力信号を出力する信号処理部と、前記信号処理部の出力する出力信号に応じてアクチュエータを駆動するドライバとを有し、前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号の周期が長くなると、前記信号処理部が出力する出力信号を小さくするデータ変換器を提供する。

本発明によれば、アナログ−デジタル変換器、デジタル−アナログ変換器に用いるクロック信号の周期を動的に変更し、そのスペクトルを拡散させると共に、変換精度を劣化させることなく、アナログ−デジタル変換器、デジタル−アナログ変換器の内部信号およびこれにより輻射される信号を大幅に低減することができる。これにより、さらに高い周波数のクロック信号を使用することも可能となり、変換精度のさらなる高精度化もできる。

デジタル−アナログ変換器の構成図 クロック変調を用いるデジタル−アナログ変換器の構成図 本発明の第１の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第２の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第３の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第４の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第５の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第６の実施形態に係るデータ変換器の構成図 (a)従来技術におけるデータ変換器の出力スペクトルを示すグラフと、(b)本発明の第６の実施形態におけるデータ変換器の出力スペクトルを示すグラフ (a) 従来技術におけるデータ変換器の広帯域の出力スペクトルを示すグラフと、(b)本発明の第６の実施形態におけるデータ変換器の広帯域の出力スペクトルを示すグラフ 本発明の第７の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第８の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第９の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第１０の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第１０の実施形態に係るデータ変換器に用いるミスマッチシェイパーの構成例を示す図 本発明の第１１の実施形態に係るデータ変換器の構成図 本発明の第１２の実施形態に係るデータ変換器の構成図

以下、図面を参照して本発明を実施するための形態を、いくつかの実施形態として詳細に説明する。なお、本発明はこれらの実施形態に限定されることはなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変形を行なって実施することが可能である。

図３を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。

入力手段（101）に入力された入力信号をクロック信号入力手段(301)に入力されるクロック信号に同期してデータ変換器(201)内のサンプリング手段によりサンプリングを行い、このサンプリング周期に応じて信号処理手段により信号処理を行う。デジタル信号をアナログに変換する場合、サンプリング周期が変化すると、出力信号が変化するタイミングが、クロック周波数の周期の変動により変化する。たとえば、クロック周期が長い場合は、出力信号のパルス幅は広くなり、出力信号が大きくなたったことと等価になる。これにより、出力信号のスペクトルが拡散され、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減することが可能となる。

しかし、一般に出力のタイミングを変化させることにより、信号成分のスペクトルも拡散することになり、元々の特性と異なった信号を出力することになってしまう。このため、信号の精度が著しく損なわれてしまう。

本実施形態では、この影響を低減するために、内部の信号処理で出力する信号を小さくするように修正することが特徴の一つである。このようにすることで、クロック信号の周期の影響を低減させ、高精度変換を実現することが可能となり、変換出力を出力手段（401）より得ることができる。

従来の方法では、クロック周期を動的に変化させた場合、信号をジッタのあるクロック信号でサンプリングしたのと等価となり、信号対雑音比（SNR）が大幅に劣化することになる。

本実施形態において、データ変換器(201)として、アナログ−デジタル変換器、デジタル−アナログ変換器、オーバーサンプリング型アナログ−デジタル変換器、オーバ−サンプリング型オーバーサンプリング型、ΔΣ変調器、ΔΣ型デジタル−アナログ変換器、ΔΣ型アナログ−デジタル変換器など様々な変換器を構成することが可能である。

図４を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。本実形態においては、周期が動的に変更されるクロック信号生成器(501)をデータ変換器（201）のクロック入力手段（301）に接続し、クロック信号生成器(501)は、周期検出手段(601)に接続され、この周期検出手段(601)は、入力クロック信号の周期を検出する。周期検出手段(601)の出力はデータ変換器(201)に接続され、データ変換器(201)の信号処理部は、周期検出手段(601)の出力に応じて、信号処理を行う。

これにより、出力信号の精度を劣化させることなく、出力信号のスペクトルを拡散し、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減することが可能となる。

図５を参照して、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態は、周期が動的に変化するクロック生成回路を用いる。図５に示したように、クロック生成部は、クロック信号生成手段（502）と分周手段（503）と分周比生成手段（504）により構成される。分周比生成手段（504）の信号に従い分周手段（503）は、クロック信号生成手段（502）を分周する。分周比生成手段（504）は、分周比を動的に変化させることができる。これにより、分周手段（504）から周期が動的に変化する信号を出力し、分周比生成手段（504）から分周手段（504）の出力の周期に応じた信号を出力することができる。これらの信号を、データ変換器（201）に接続することにより、データ変換器（201）でクロック周期に応じた信号処理を行うことが可能となる。

これにより、出力信号の精度を劣化させることなく、出力信号のスペクトルを拡散し、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減することが可能となる。

図６を参照して、本発明の第４の実施形態について説明する。本実施形態ではデータ変換器（201）を、積分手段（701）、減算手段（601）、量子化手段（703）、サンプリング手段（704）により構成する。サンプリング手段（704）の出力を入力信号から減算手段（601）で減算し、この信号を積分手段（701）で積分し、量子化手段（703）で量子化する。量子化された信号は、サンプリング手段（704）でサンプリングする。この量子化とサンプリングは、コンパレータ回路等の同一の手段で構成することも可能である。

サンプリング手段（704）は、可変周期クロック信号生成器(501)のクロック信号にしたがってサンプリングを行う。このため、クロック信号の周期が長くなった場合は、出力信号を保持する時間も長くなる。一方、入力信号から減算手段（601）でサンプリング手段（704）の出力を減算した信号は、積分手段（701）で積分される。このため、減算手段（601）の出力信号は、可変周期クロック信号生成器(501)の周期に応じた時間積分を行うことになる。

したがって、このように構成することにより、クロック信号の周期に応じた信号処理が可能となる。

言い換えると、サンプリング期間が変動するサンプリング手段（704）の出力が、フィードバックされることになる。これにより、従来の方法では、クロック周期が変化したことにより出力信号の精度が劣化するが、その影響を大幅に低減することが可能となる。

これにより、出力信号の精度を劣化させることなく、出力信号のスペクトルを拡散し、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減することが可能となる。

図７を参照して、本発明の第５の実施形態について説明する。本実施形態は、第４の実施形態における積分器をループフィルタに置き換えた点が異なる。

一般に、ΔΣ変調器においては、ループ内に用いる積分器の次数を上げることにより、帯域内の雑音を低減することができ、変換精度を向上させることができる。本発明においても、ループフィルタの次数を上げることにより、変換精度の向上を図ることが可能となる。また、ループフィルタに共振器を用いることにより、特定の周波数における雑音を低減することも可能で、いわゆるバンドパス変換特性を実現することができる。

図８Ａを参照して、本発明の第６の実施形態についてさらに詳細に説明する。フリップフロップ（705）および加算手段（602）により積分器を構成し、積分器出力を係数手段（603）で係数倍する。本実施形態では、積分器を２段直列接続しているが、さらに３段以上接続することも可能である。最後段の積分器出力を量子化手段（703）で量子化し、フリップフロップ（705）でサンプリングする。このフリップフロップのクロックは、周期が動的に変更されるクロック信号生成器(501)からの信号により、サンプリングタイミングを決定している。一方、積分器を構成するフリップフロップ（705）には、固定周期のクロック信号を供給している。

このとき、クロック信号生成器(501)の周期をクロック信号生成器(502)のクロック周期よりも短くしておくことで、クロック信号生成器(501)の周期変動に応じた積分器出力を得ることができ、クロック信号の周期に応じた信号処理が可能となる。

これにより、従来の方法では、クロック周期が変化したことにより出力信号の精度が劣化するが、その影響を大幅に低減することが可能となる。

特に、クロック信号生成器(501)の周期とクロック信号生成器(502)の周期を整数比とすることにより、誤差無く信号生成器(501)の周期に応じた処理が可能となる。

図８Ｂ(a)は、従来技術を用いた場合における出力スペクトルを示し、図８Ｂ(b)は、本実施形態における出力スペクトルを示す。これらのグラフから分かるように、可変クロックを用いた従来手法では、低域の雑音が大幅に上昇しているが、本実施形態を用いる場合、出力信号の劣化はない。

図８Ｃに、広帯域の出力スペクトルを示す。図８Ｃ(a)は、従来技術におけるデータ変換器の広帯域の出力スペクトルを示し、図８Ｃ(b)は、本実施形態におけるデータ変換器の広帯域の出力スペクトルを示す。本実施形態を用いることにより、スペクトルのピークレベルを大幅に低減することが可能となることが分かる。

図９を参照して、本発明の第７の実施形態について詳細に説明する。本実施形態は、図７に示した第５の実施形態とは、ループフィルタ手段（702）にも可変周期のクロック信号生成手段（501）を接続している点が異なる。ループフィルタ手段（702）では、可変周期のクロック信号生成手段（501）および固定周期のクロック信号生成手段（502）からの２つのクロック信号から可変周期のクロック信号生成手段（501）の周期を検出し、この周期に応じてループフィルタの係数を変更することを特徴とする。

このように構成することにより、可変周期のクロック信号生成手段（501）からのクロック周期に対応したループフィルタ出力を得ることが可能となる。図７に示した第５の実施形態においては、可変周期のクロック信号生成手段（501）の周期よりも固定周期のクロック信号生成手段（501）の周期を短くする必要があるが、本実施形態においては、ループフィルタの演算を、可変周期のクロック信号生成手段（501）の周期で行うことが可能となる。

これにより、ループフィルタ手段（702）の処理周期を長く設定することが可能となり、演算スピードへの要求を緩和出来る。また、これにより消費電力の削減も可能となる。

図１０を参照して、本発明の第８の実施形態について詳細に説明する。

フリップフロップ（705）および加算手段（602）により積分器を構成し、積分器出力を可変係数手段（604）で係数倍する。本実施形態では、積分器を２段直列接続しているが、さらに３段以上接続することも可能である。最後段の積分器出力を量子化手段（703）で量子化し、フリップフロップ（705）でサンプリングする。

本実施形態においては、積分器を構成するフリップフロップおよび量子化器に後置されたフリップフロップいずれも分周器（503）に接続されている。分周器（503）は、固定周期のクロック信号生成手段（502）を分周比生成手段（504）の分周比にしたがって分周し、可変周期のクロック信号を生成している。したがって、前記のフリップフロップは、いずれも可変周期のクロック信号により駆動されている。

可変係数手段（604）の係数は、分周比生成手段（504）にしたがって変更される。これにより、分周器（503）からの可変周期のクロック周期に応じて、積分器で構成されているループフィルタの特性を可変すること可能となり、クロック周期が変化することに伴う特性の劣化を大幅に低減することが可能となる。

図１１を参照して、本発明の第９の実施形態について説明する。

本実施形態では、第１の実施形態のデータ変換器の後段として、ドライバ手段（801）を接続している。ドライバ手段（801）は、ドライバ手段（801）に接続されるアクチュエータ等を駆動出来る特性を有している。

たとえば電圧駆動する場合は、十分低い出力インピーダンスのドライバ回路を有するようにする。これにより、データ変換手段（201）で生成された信号をアクチュエータ等に正確に伝えることが可能となり、高精度変換が可能となる。

また、ドライバ手段（801）では、入力信号を温度計コードに変換して出力することも可能である。温度計コードに変換することにより、ドライバ回路およびアクチュエータの特性ばらつきを低減することが可能となる。

さらに、ドライバ手段（801）では、入力信号を、各アクチュエータを＋１、０、−１のように３状態で駆動する３値コードに変換して出力することも可能である。３値コードに変換することにより、低出力時においては、アクチュエータを０駆動すなわち駆動しないことが可能となり、消費電力の大幅な低減が可能となる。

本実施形態では、ドライバ手段（801）を、データ変換手段（201）に接続しているが、前述したいずれの実施形態の出力に接続し、性能を向上させることが可能である。

図１２を参照して、本発明の第１０の実施形態について説明する。

本実施形態では、第９の実施形態のデータ変換手段（201）とドライバ手段（801）との間に、ミスマッチシェイパー手段（901）を挿入している。

第９の実施形態では、出力を温度計コードや3値コードに変換することで、ドライバ回路およびアクチュエータ等のばらつきを小さくすることは可能となったが、これによる変換精度の劣化により十分な性能が得られない場合がある。本実施形態では、このばらつきの影響に対し、特性の周波数における雑音をミスマッチシェイパー手段（901）により低減させることが可能となる。

図１３にミスマッチシェイパー手段（901）の詳細な構成例を示す。

ミスマッチシェイパー手段（901）は、選択手段（902）、フィルタ手段（903）によって構成され、入力信号で指定された値に対応したアクチュエータ等の選択対象を選択する。ドライバ手段（801）が３値コードを用いる場合は、アクチュエータを＋１、０、−１のような３状態のいずれかの信号を出力する。この選択は、フィルタ手段（903）の出力にしたがって行う。このフィルタ手段は、通常積分器を縦続接続したフィルタで構成される。

また、このフィルタ手段は、通常積分器を縦続接続したフィルタで構成されるが、ミスマッチシェイパー手段（901）の周期に応じて処理を行うことにより、さらに特性を向上させることが可能である。第５から第８の実施形態で示したループフィルタと同様にフィルタ手段（903）を構成することにより、出力期間に応じた処理が可能となり、出力時間を考慮したミスマッチシェーピングが可能となる。

図１４を参照して、本発明の第１１の実施形態について説明する。

本実施形態では、アクチュエータにスピーカを用いている。このように構成することにより、デジタル信号を高精度に直接音圧に変換することが可能となる。

これにより、出力信号の精度を劣化させることなく、出力信号のスペクトルを拡散し、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減することが可能となる。

図１５を参照して、本発明の第１２の実施形態について説明する。

本実施形態では、アクチュエータにデジタル−アナログ変換手段（1002）を用いている。このように構成することにより、デジタル信号を高精度にアナログ信号に変換することが可能となる。

これにより、出力信号の精度を劣化させることなく、出力信号のスペクトルを拡散し、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減することが可能となる。

Claims (15)

1. クロック信号を入力するクロック信号入力部と、
   入力信号を入力する入力部と、
   前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号に応じて、前記入力部に入力された入力信号のサンプリングを行うサンプリング部と、
   前記サンプリングの周期に応じて信号処理を行い、出力信号を出力する信号処理部と、を有し、
   前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号の周期が長くなると、前記信号処理部が出力する出力信号の振幅を小さくするデータ変換器。
2. 周期が動的に変化するクロック信号を入力するクロック信号入力部と、
   入力信号を入力する入力部と、
   前記クロック信号入力部に入力されたクロック信号の周期を検出する周期検出部と、
   前記入力部に入力された入力信号を前記周期検出部により検出されたクロック信号の周期に応じて信号処理を行い、出力信号を出力する信号処理部と
   を有し、
   前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号の周期が長くなると、前記信号処理部が出力する出力信号の振幅を小さくするデータ変換器。
3. 前記データ変換器は、出力信号のスペクトルを拡散し、特定の周波数におけるスペクトルのピーク値を低減する請求項２に記載のデータ変換器。
4. 前記クロック信号入力部は、
   分周比を動的に変化させる分周比生成器と、
   前記分周比生成器により変化された分周比に応じてクロック信号を分周して入力する分周器と
   を有し、
   前記周期検出部は、前記分周比生成器により変化された分周比によりクロック信号の周期を検出する請求項２または３に記載のデータ変換器。
5. 入力信号を入力する入力部と、
   前記入力部の出力する信号を積分する積分器と、
   前記積分器の出力する信号を量子化する量子化器と、
   周期が可変のクロック信号にしたがって前記量子化器の出力をサンプリングするサンプラと
   を有し、
   前記入力部は、
   入力信号から前記サンプラの出力を減算処理して出力する減算器
   を有するデータ変換器。
6. 前記積分器に供給されるクロック信号の周期が、前記サンプラが前記量子化器の出力をサンプリングするときにしたがうクロック信号の周期よりも小さい請求項５に記載のデータ変換器。
7. 前記積分器に供給されるクロック信号の周期と前記サンプラが前記量子化器の出力をサンプリングするときにしたがうクロック信号の周期とが整数比である請求項５または６に記載のデータ変換器。
8. 入力信号を入力する入力部と、
   前記入力部の出力する信号が入力されるループフィルタと、
   前記ループフィルタの出力する信号を量子化する量子化器と、
   周期が可変のクロック信号にしたがって前記量子化器の出力をサンプリングするサンプラと
   を有し、
   前記入力部は、
   入力信号から前記サンプラの出力を減算処理して出力する減算器
   を有するデータ変換器。
9. 前記ループフィルタは共振器である請求項８に記載のデータ変換器。
10. 前記ループフィルタは、前記ループフィルタに供給されるクロック信号の周期を検出して前記ループフィルタの係数を変更する請求項８に記載のデータ変換器。
11. 分周比を動的に変化させる分周比生成器と、
    前記分周比生成器により変化された分周比に応じてクロック信号を分周して入力する分周器と
    を有し
    前記サンプラが前記量子化器の出力をサンプリングするときに従うクロック信号は、前記分周器の出力信号であり、
    前記分周器の出力信号が前記ループフィルタにも供給される請求項１０に記載のデータ変換器。
12. クロック信号を入力するクロック信号入力部と、
    入力信号を入力する入力部と、
    前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号に応じて、前記入力部に入力された入力信号のサンプリングを行うサンプリング部と、
    前記サンプリングの周期に応じて信号処理を行い、出力信号を出力する信号処理部と、
    前記信号処理部の出力する出力信号に応じてアクチュエータを駆動するドライバと
    を有し、
    前記クロック信号入力部に入力されるクロック信号の周期が長くなると、前記信号処理部が出力する出力信号の振幅を小さくするデータ変換器。
13. 前記ドライバは、３値コードを出力して前記アクチュエータを駆動する請求項１２に記載のデータ変換器。
14. 前記信号処理部の出力する出力信号を入力し前記ドライバに信号を出力するミスマッチシェイパーを有する請求項１２または１３に記載のデータ変換器。
15. 前記アクチュエータはスピーカである請求項１２から１４のいずれかに記載のデータ変換器。