JP2007028330A - 半導体回路及び抵抗値制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】
抵抗値の変動を低減することができる半導体回路及び抵抗値制御方法を提供すること。
【解決手段】
本発明にかかる半導体回路は、Ｐｃｈトランジスタ１１が設けられた終端抵抗回路１０と、Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート端子に制御信号２７を出力し、終端抵抗回路１０の抵抗値を制御する制御回路２０とを備えた半導体回路であって、制御回路２０がＰｃｈトランジスタ１１の抵抗値を変化させる特定のパラメータに対してＰｃｈトランジスタ１１と同じ方向に抵抗値が変化するＰｃｈトランジスタ２１と、Ｐｃｈトランジスタ２１よりも抵抗値の変動の小さい抵抗２３とを備え、Ｐｃｈトランジスタ２１と抵抗２３との間の電圧に基づいて制御信号２７を出力するものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、半導体回路及び抵抗値制御方法に関し、特に詳しくはトランジスタが設けられた抵抗回路を有する半導体回路とその抵抗値制御方法に関する。

近年、半導体集積回路の動作速度の向上が進められている。集積回路の動作速度が上昇するにつれて、伝送信号が反射することによって生じる反射信号の影響が大きくなってしまう。反射信号を低減するため、入力バッファ回路に終端抵抗を設け、インピーダンス整合を図っている。従って、終端抵抗にはより高精度のものを用いることが望まれる。

しかしながら、終端抵抗は使用条件等によって、その抵抗値が変動してしまう。例えば、環境温度の変化や、供給する電源電圧の変化によって、終端抵抗の抵抗値が変動する。さらに、製造上のばらつきによって、抵抗値が変動してしまう。終端抵抗が所望の抵抗値から変動してしまうと、インピーダンスの不整合が生じてしまう。

そこで、終端抵抗の抵抗値を補正する半導体回路が開示されている（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３参照）。例えば、特許文献１に開示されているインターフェース回路では、終端抵抗制御回路からの制御信号Ｓ１、Ｓ２を、トランジスタからなる終端抵抗に入力している。そして、制御信号Ｓ１、Ｓ２を外部入力ＩＮｂに基づいて変化させることによって終端抵抗の抵抗値を制御している。また、特許文献２も同様に、外部からの入力信号に基づいて制御回路からの制御信号によって終端抵抗の抵抗値を制御している。特許文献３も特許文献１と同様に補正回路からの制御信号によって終端抵抗の抵抗値を制御している。

特開２０００−３０７４１０号公報 特開平２−１７０５７０号公報 特開２００３−１２２４６５号公報

しかしながら、上記の半導体回路では、終端抵抗を制御する制御信号を生成するために外部からの入力信号が必要になってしまうという問題点があった。また、特許文献３では、外部からの入力信号は不要だが、複数の抵抗素子、複数のトランジスタで構成される補正回路、検出回路が必要である。これにより、回路、サイズのオーバヘッドが生じてしまう。

本発明にかかる半導体回路は、第１のトランジスタが設けられた抵抗回路と、前記第１のトランジスタの制御端子に制御信号を出力し、前記抵抗回路の抵抗値を制御する制御回路とを備えた半導体回路であって、前記制御回路が前記第１のトランジスタの抵抗値を変化させる特定のパラメータに対して前記第１のトランジスタと同じ方向に抵抗値が変化する第２のトランジスタと、前記パラメータに対して前記第２のトランジスタよりも抵抗値の変動の小さい第１の抵抗とを備え、前記第２のトランジスタと前記第１の抵抗との間の電圧に基づいて前記制御信号を出力するものである。これにより、第１のトランジスタの抵抗変動に基づいて第２のトランジスタの抵抗値が変動する。従って、抵抗値の変動を低減するよう第１のトランジスタの制御端子に入力される制御信号が変化する。従って、抵抗回路の抵抗値の変動を低減することができる。

本発明にかかる抵抗値制御回路は、第1のトランジスタを含んだ抵抗回路の抵抗値を制御しする抵抗値制御方法であって、前記第１のトランジスタが有する抵抗値変動特性と同一方向の抵抗値変動特性を有する第２のトランジスタを含み、当該第２のトランジスタの抵抗値の変動に基づいて制御電圧を出力する制御回路を、前記第1のトランジスタのゲートに接続し、前記制御電圧によって前記第1のトランジスタのゲートへのバイアス電圧を制御することにより前記第1のトランジスタのオン抵抗値を制御するものである。これにより、第１のトランジスタの抵抗変動に基づいて第２のトランジスタの抵抗値が変動する。従って、抵抗値の変動を低減するよう第１のトランジスタの制御端子に入力される制御信号が変化する。従って、抵抗回路の抵抗値の変動が小さくなるよう制御することができる。

本発明によれば、抵抗値の変動を低減することができる半導体回路及び抵抗値制御方法を提供することができる。

以下に、本発明を適用可能な実施の形態が説明される。以下の説明は、本発明の実施形態を説明するものであり、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。説明の明確化のため、以下の記載は、適宜、省略及び簡略化がなされている。又、当業者であれば、以下の実施形態の各要素を、本発明の範囲において容易に変更、追加、変換することが可能であろう。尚、各図において同一の符号を付されたものは同様の要素を示しており、適宜、説明が省略される。
実施の形態１．

本実施の形態１にかかる半導体回路に構成について図１を用いて説明する。図１は、本実施の形態にかかる半導体回路の回路構成を示す図である。本実施の形態では、半導体回路１を、インターフェース回路に設けられた入力バッファ回路として説明する。すなわち、半導体回路１がインターフェース回路に含まれる入力バッファ回路となる。半導体回路１は、終端抵抗回路１０と、制御回路２０と、入力バッファ３０とを備えている。外部からの入力信号は入力端子３１に入力される。そして、入力端子３１に入力された入力信号は配線３２を介して入力バッファ３０に入力される。入力バッファ３０はこの入力信号を内部回路に出力する。このようにして、外部からの入力信号が入力バッファ回路である半導体回路１を介して半導体チップの内部回路に伝送される。

終端抵抗回路１０は、Ｐｃｈトランジスタ１１と抵抗素子１２と抵抗素子１３とＮｃｈトランジスタ１４とを備えている。Ｐｃｈトランジスタ１１、抵抗素子１２、抵抗素子１３及びＮｃｈトランジスタ１４は電源電圧（ＶＤＤ）とグランド（ＧＮＤ）との間に直列に接続されている。Ｐｃｈトランジスタ１１のソース端子は電源電圧側に接続され、ドレイン端子は抵抗素子１２の一端と接続される。Ｎｃｈトランジスタ１４のソース端子はグランド側に接続されて、ドレイン端子は抵抗素子１３に接続される。Ｐｃｈトランジスタ１１とＮｃｈトランジスタ１４との間には、抵抗素子１２及び抵抗素子１３が接続されている。終端抵抗回路１０は抵抗素子１２及び抵抗素子１３の間で配線３２と接続されている。

抵抗素子１２及び抵抗素子１３は温度変化や電源電圧変化に対して変動の小さい高精度抵抗を用いることが好ましい。抵抗素子１２と抵抗素子１３との間には、入力端子３１と入力バッファ３０の間の配線３２が接続されている。これにより、インピーダンス整合を図ることができ、入力信号の反射を低減することができる。すなわち、終端抵抗回路１０の終端抵抗値を所定の値となるよう設定することで、インピーダンス整合を取ることができる。終端抵抗回路１０の終端抵抗値は、Ｐｃｈトランジスタ１１のオン抵抗、抵抗素子１２の抵抗値、抵抗素子１３の抵抗値及びＮｃｈトランジスタ１４のオン抵抗の変化によって、変動する。

Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート端子には制御回路２０からの制御信号２７が入力され、Ｎｃｈトランジスタ１４のゲート端子には制御回路２０からの制御信号２８が入力される。制御信号２７によって、Ｐｃｈトランジスタ１１の抵抗が制御され、制御信号２８によってＮｃｈトランジスタ１４の抵抗が制御される。制御信号２７、２８は、環境温度や電源電圧（ＶＤＤ）の変化により生じる終端抵抗値の変動を低減する。すなわち、使用条件によって、環境温度や電源電圧（ＶＤＤ）が変化した場合でも、制御回路２０からの制御信号２７、２８によって終端抵抗回路１０の終端抵抗値の変動が小さくなるように制御する。さらに、製造上のばらつきによって、トランジスタの抵抗値がターゲットとなる基準値からずれてしまった場合でも、そのずれによる終端抵抗の変動を低減することができる。

終端抵抗回路１０の終端抵抗値を制御する制御回路２０の構成について説明する。制御回路２０はＰｃｈトランジスタ２１と、抵抗素子２２と、抵抗２３と、Ｎｃｈトランジスタ２４と、抵抗素子２５と、抵抗２６とを備えている。まず、制御回路２０のうち、制御信号２７を出力するための構成について説明する。図１に示すように、Ｐｃｈトランジスタ２１のソース端子は電源電圧に接続され、ドレイン端子は抵抗素子２２に接続されている。抵抗２３はその一端が抵抗素子２２に接続され、他端がグランドに接続されている。制御信号２７のレベルは、抵抗素子２２と抵抗２３との間の電位、すなわち、Ａ点のバイアス電圧に基づいたものとなる。なお、図１では、終端抵抗回路１０、制御回路２０は、電源側に接続される各回路素子(Ｐｃｈトランジスタ１１、抵抗素子１２、Ｐｃｈトランジスタ２１、抵抗２３)と、グランド側に接続される各回路素子(Ｎｃｈトランジスタ１４、抵抗素子１３、Ｎｃｈトランジスタ２４、抵抗２６)とで構成されているが、それぞれ電源側に接続される各回路素子だけとしても良いし、グランド側に接続される各回路素子だけとしても良い。

Ａ点のバイアス電圧は、Ｐｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２と抵抗２３との抵抗値の比によって変化する。すなわち、電源電圧を一定とすると、（抵抗２３の抵抗値）／（Ｐｃｈトランジスタ２１の抵抗値＋抵抗素子２２の抵抗値＋抵抗２３の抵抗値）に応じてＡ点のバイアス電圧が変化する。例えば、抵抗２３の抵抗値を一定とした場合、Ｐｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２の合計の抵抗値が上がると、Ａ点のバイアス電圧が低くなる。また、抵抗２３の抵抗値を一定とした場合、Ｐｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２の合計の抵抗値が下がると、Ａ点のバイアス電圧が高くなる。これにより、制御信号２７のレベルを制御することができる。

次に、温度変化により生じる終端抵抗回路１０の抵抗値の変動を低減するための構成について説明する。すなわち、集積回路等に用いられる抵抗素子及びトランジスタは一般的に、温度が上昇すると、その抵抗値も上昇する。しかしながら、図１に示す構成を有する制御回路２０からの制御信号２７を終端抵抗回路１０に入力することによって、温度変化により生じる終端抵抗回路１０の抵抗値の変動を低減することができる。以下に、制御回路２０のＰｃｈトランジスタ２１、抵抗素子２２及び抵抗２３及び終端抵抗回路１０のＰｃｈトランジスタ１１及び抵抗素子１２の構成について説明する。

抵抗２３をＰｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２よりも製造ばらつきや温度変化による抵抗値の変動が変動の小さいものとする。すなわち、温度が変化した場合でも、抵抗２３の抵抗値の変化は、Ｐｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２の抵抗値の変化よりも小さい。例えば、温度が上昇した場合、Ｐｃｈトランジスタ２１、抵抗素子２２及び抵抗２３の抵抗が上昇するが、温度上昇に起因する抵抗２３の抵抗値の変化は、温度上昇に起因するＰｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２の抵抗値の変化と比べて小さい。そのため、温度上昇によって、（抵抗２３の抵抗値）／（Ｐｃｈトランジスタ２１の抵抗値＋抵抗素子２２の抵抗値＋抵抗２３の抵抗値）が小さくなり、Ａ点のバイアス電圧が低くなる。これにより、制御信号２７のレベルが低くなり、Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート端子の電圧が低くなる。従って、Ｐｃｈトランジスタ１１のオン抵抗値が下がるため、温度上昇に起因する抵抗値の上昇が打ち消される。これにより、終端抵抗回路１０の抵抗値の変動を低減することができる。

同様に、Ｎｃｈトランジスタ２４、抵抗素子２５及び抵抗２６についても、温度変化に起因する抵抗２６の抵抗値の変動を小さいものとする。これにより、温度が上昇した場合、Ｂ点のバイアス電圧が高くなる。よって、制御信号２８のレベルが高くなり、Ｎｃｈトランジスタ１４のゲート端子の電圧が高くなる。これにより、Ｎｃｈトランジスタ１４のオン抵抗値が下がるため、終端抵抗回路１０の抵抗値の変動を低減することができる。このように、温度上昇に起因する終端抵抗回路１０の抵抗値の上昇が、制御信号２７、２８によって低減される。このとき、制御信号２７、２８は、制御回路２０における各素子の温度上昇に起因する抵抗値の変動によって制御される。従って、半導体回路１の動作時において電源電圧を供給するのみで、Ａ点及びＢ点のバイアス電圧が変化するため、容易に制御信号２７、２８のレベルを制御することができる。これにより、従来技術のように外部からの制御信号の入力や、複雑な制御回路を設ける必要がなくなるため、簡易な構成で終端抵抗の変動を低減することができる。

このように、制御回路２０に、Ｐｃｈトランジスタ２１及び抵抗素子２２よりも変動の小さい抵抗２３を設けることによって、温度上昇による終端抵抗回路１０の抵抗値の変動を抑制することができる。なお、抵抗２３は、例えば抵抗素子２２よりもその幅が広いものとすれば、製造ばらつきに対する抵抗値の変動が小さいものとすることができるし、あるいは、図２のように、抵抗２３を並列抵抗とすれば、個々の抵抗の抵抗値の変動が寄与する割合を減らすことができるため、抵抗値の変動が小さいものとすることができる。また、抵抗２３を抵抗素子の並列接続とした場合は、並列接続する個々の抵抗素子は、抵抗素子２２と同程度の変動特性を持つ抵抗素子とすることができる。

なお、上記の説明では温度が上昇した場合について説明したが、温度が降下した場合でも同様に終端抵抗値の変動を低減することができる。すなわち、温度が下がると、各素子の抵抗値が下がるため、Ａ点のバイアス電圧が上がる。これにより、制御信号２７のレベルが高くなり、Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート端子の電圧が高くなる。よって、Ｐｃｈトランジスタ１１のオン抵抗が高くなり、抵抗値の変動を低減することができる。また、温度が下がるとＢ点のバイアス電圧が下がり、Ｎｃｈトランジスタ１４の抵抗値が上がる。よって、抵抗値の変動を低減することができる。このようにして、使用環境が変わって温度の変化が生じた場合でも、終端抵抗値の変動を低減することができる。

さらに、本発明では電源電圧の変化による終端抵抗値の変動を低減することも可能である。すなわち、電源電圧が高くなった場合、抵抗素子の抵抗値は上がり、トランジスタの抵抗値は下がる。したがって、制御回路２０に、電源電圧の変化に対して終端抵抗回路１０の抵抗の変動と同じ方向に変化する素子を用いることによって、電源電圧の変動に対する終端抵抗値の変動の低減を容易に行うことができる。これにより、電源電圧の変化が生じた場合でも、終端抵抗値の変動を低減することができる。

さらに、制御回路２０の素子が、製造時におけるプロセスのばらつきに対して、終端抵抗回路１０の素子と同じ方向にばらつく素子を用いることによって、製造プロセスにより生じる終端抵抗値のばらつきを低減することができる。例えば、ゲート電極をポリシリコンにより形成した場合、ゲート長が周辺のポリシリコンの密度によって変化する。従って、Ｐｃｈトランジスタ２１のポリシリコンの密度が、製造プロセスにおけるＰｃｈトランジスタ１１のポリシリコンの密度の変動と、同じ方向に変動するようにする。すなわち、製造プロセスのばらつきによって、Ｐｃｈトランジスタ１１のポリシリコンの密度が設計値よりも高くなった場合、Ｐｃｈトランジスタ２１のポリシリコンの密度も設計値より高くなるようにする。また、製造プロセスのばらつきによって、Ｐｃｈトランジスタ１１のポリシリコンの密度が設計値よりも低くなった場合、Ｐｃｈトランジスタ２１のポリシリコンの密度も設計値より低くなるようにする。これにより、Ａ点のバイアス電圧が変化するため、製造プロセスのばらつきによる終端抵抗値の変化を低減することができる。

また、抵抗素子２２についても、抵抗素子１２と同じ方向にばらつくようにする。すなわち、製造プロセスのばらつきによって抵抗素子２２の幅及び厚さの変化する方向を抵抗素子１２の幅及び厚さの変化する方向と同じ方向とする。これにより、製造プロセスのばらつきによって生じる終端抵抗値の設計値からのずれを低減することができる。すなわち、製造プロセスのばらつきによって半導体回路間で、抵抗素子１２又はＰｃｈトランジスタのオン抵抗が変化した場合でも、終端抵抗値の変動を小さくすることができる。なお、上記の説明では抵抗素子１２が設けられたプルアップ側についてのみ説明したが、抵抗素子１３が設けられたプルダウン側についても同様である。

このように、特定のパラメータ（温度、電源電圧、又は製造工程における各プロセスなど）の変動に応じて抵抗値が変化する終端抵抗回路１０の素子と同じ方向に変化する素子を制御回路２０に形成する。さらに、制御回路２０に終端抵抗回路１０の抵抗と同じ方向に変化する素子よりも、そのパラメータに対する変動の小さい素子を設ける。これによって、終端抵抗値のバラツキを低減することができる。すなわち、任意のパラメータを変化させたときに、終端抵抗回路１０の素子の抵抗と、制御回路２０の素子の抵抗が同じ方向に変動するように、半導体装置を設計、製造すればよい。このように、抵抗回路１０に設けられた第１のトランジスタが有する抵抗値変動特性と同一方向の抵抗値変動特性を有する第２のトランジスタを有する制御回路２０を、第１のトランジスタのゲート端子に接続する。そして、制御回路１０からの制御電圧によって前記第1のトランジスタのゲート端子へのバイアス電圧を制御する。これにより、抵抗回路１０の抵抗値の変動が小さくなる制御することができる。

制御回路２０に設ける素子は、終端抵抗回路１０に設ける素子と同じ種類にすることが好ましい。すなわち、制御回路２０の電源電圧から抵抗２３までの素子の構成を、終端抵抗回路１０の電源電圧から配線３２まで構成と同じ素子構成とする。また、制御回路２０のグランドから抵抗２６までの素子の構成を、終端抵抗回路１０のグランドから配線３２までの構成を同じ素子構成とする。これにより、使用環境に応じて温度、電源電圧などの特定のパラメータが変化しても、そのパラメータの変化に応じて抵抗値が同じ方向に変動するため、終端抵抗値の変動の低減を容易に行うことができる。

次にＡ点のバイアス電圧を変化させた場合の終端抵抗値の変化について図３を用いて説明する。図３は図１の終端抵抗回路１０のプルアップ側の回路の一部を模式的に示す図である。ここでは、終端抵抗回路１０のプルアップ側に着目して、図３に示す構成で、Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート電圧を変化させたときの、終端抵抗値をシミュレーションによって求めた。

図３に示すように、終端抵抗回路１０における電源電圧をＶＤＤとし、入力端子３１の電圧Ｖｄを１／２ＶＤＤとする。また、終端抵抗値のターゲット値を３００Ωとして、シミュレーションを行なった。また、Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート電圧、すなわち、Ａ点のバイアス電圧に相当する電圧をＶｇとした。このＶｇが図１で示した制御信号２７に相当する。

例えば、Ｐｃｈトランジスタ１１のゲート電圧Ｖｇを制御せず、０Ｖとして固定した場合、Ｐｃｈトランジスタ１１の抵抗値は１７７．４３〜２６０．４３Ω（±１８．９Ω）であり、抵抗素子１２の抵抗値は６５．２２〜９８．５３Ω（±２０．２％）であった。このとき、トータルの終端抵抗値は２４２．６５〜３５８．９５Ω（±１９．３％）であった。

一方、Ｖｇを０．５〜１．２４Ｖの範囲でコントロールした場合、Ｐｃｈトランジスタ１１の抵抗値は１７０．２０〜２４９．８０Ω（±１８．９％）であり、抵抗素子１２の抵抗値は８３．２７〜９９．５６Ω（±８．９％）であった。このとき、トータルの終端抵抗値は２５３．４７〜３４９．３６Ω（±１５．９％）であった。このように、ゲート電圧Ｖｇ、すなわち、Ａ点のバイアス電圧を制御することによって、終端抵抗値のばらつきを低減することができる。

次に、入力端子３１の電圧Ｖｄと終端抵抗回路１０に流れる電流Ｉｄとの関係のシミュレーション結果を図４に示す。図４では、図３に示す回路構成と同じ回路構成でシミュレーションを行なったときの結果を示している。ここでは、ＶＤＤを固定し、Ｖｄを変化させたときの電流Ｉｄの変化を示している。すなわち、Ｐｃｈトランジスタ１１と抵抗素子１２との直列回路に印加される電圧は（ＶＤＤ−Ｖｄ）である。従って、Ｖｄが高くなると、ＰｃｈトランジスタＰｃｈトランジスタ１１と抵抗素子１２との直列回路に印加される電圧が低くなる。

図４に示すＦａｓｔ条件は、電源電圧を高い条件及び温度が低い条件でのシミュレーション結果を示し、Ｓｌｏｗ条件は電源電圧が低い条件及び温度が高い条件でのシミュレーション結果を示している。Ｆａｓｔ条件では、電源電圧が高いため、Ｐｃｈトランジスタ１１の駆動能力が高くなり、温度が低いため抵抗素子１２の抵抗が下がっている。従って、終端抵抗回路１０のインピーダンスが下がり、電流が高くなる。一方、Ｓｌｏｗ条件では、電源電圧が低いため、Ｐｃｈトランジスタ１１の駆動能力が低くなり、また温度が高いため抵抗素子１２の抵抗が上がっている。従って、終端抵抗回路１０のインピーダンスが上がり、電流Ｉｄが低くなる。よって、Ｖｄが同じ値であると、Ｆａｓｔ条件におけるＩｄはＳｌｏｗ条件におけるＩｄよりも高くなる。このように、ＶｄとＩｄの関係はＦａｓｔ条件とＳｌｏｗ条件とで２つのプロット群に分かれている。そして、上のプロット群がＦａｓｔ条件のシミュレーション結果であり、下のプロット群がＳｌｏｗ条件のシミュレーション結果である。

Ｆａｓｔ条件では、Ｖｇを０〜１．２４Ｖの範囲で変化させ、シミュレーションを行い、Ｓｌｏｗ条件では、Ｖｇを０〜１．０Ｖの範囲で変化させ、シミュレーションを行なった。例えば、Ｆａｓｔ条件、Ｓｌｏｗ条件ともに６点のＶｇで、ＶｄとＩｄとの関係をシミュレーションにより求めた。すなわち、図４には、Ｆａｓｔ条件の６つのプロットと、Ｓｌｏｗ条件の６つのプロットとが示されている。なお、図４に示すプロットの傾きが、特定のＶｇにおける、終端抵抗回路１０のプルアップ側の抵抗値（インピーダンス）となる。

ここで、Ｖｇが低くなるとＰｃｈトランジスタ１１の抵抗が下がる。このため、Ｖｇが低くなると、Ｉｄが高くなる。したがって、Ｆａｓｔ条件、Ｓｌｏｗ条件とも、Ｖｇ＝０のときの結果が図４の上側のプロットとなる。一方、Ｆａｓｔ条件ではＶｇ＝１．２４Ｖの時の結果が最も下側のプロットとなり、Ｓｌｏｗ条件では、Ｖｇ＝１．０Ｖの時の結果が最も下側のプロットとなる。

ここで、Ｆａｓｔ条件とＳｌｏｗ条件でＶｇが同じであるとすると、プロットの傾きが大きく異なってしなう。例えば、Ｖｇ＝０であるとすると、Ｆａｓｔ条件の最も上側のプロットと、Ｓｌｏｗ条件の最も上側のプロットとで、傾きが大きくことなってしまう。すなわち、Ｆａｓｔ条件とＳｌｏｗ条件とでインピーダンスが大きく異なり、インピーダンスの不整合が生じてしまう。しかしながら、Ｆａｓｔ条件とＳｌｏｗ条件とでＶｇが異なる値を取ることが可能であるならば、傾きを近くすることができる。すなわち、Ｖｇを調整することにより、Ｆａｓｔ条件とＳｌｏｗ条件とで、インピーダンスを近い値にすることができる。例えば、Ｆａｓｔ条件でＶｇ＝１．２４Ｖ、Ｓｌｏｗ条件でＶｇ＝０．５Ｖのときに、傾きの違いが小さくなる。これにより、インピーダンス（終端抵抗値）を低減することができる。

このようにシミュレーション結果から、Ｖｇを制御することによって、終端抵抗値の変動を小さくすることが分かる。従って、図１に示す制御回路２０によって、ゲート電圧Ｖｇを制御することによって、終端抵抗値の変動を低減することができる。
発明の実施の形態２．

本実施の形態にかかる半導体回路１について、図５を用いて説明する。図５は、本実施の形態にかかる半導体回路１の回路構成を示す図である。本実施の形態でも実施の形態１と同様に半導体回路１が入力バッファ回路であるとして説明する。また、実施の形態１と同様の構成については、説明を省略する。

図５に示すように、本実施の形態では、終端抵抗回路１０に抵抗素子１２及び抵抗素子１３が設けられていない。すなわち、Ｐｃｈトランジスタ１１とＮｃｈトランジスタ１４とを終端抵抗として用いている。具体的には、Ｐｃｈトランジスタ１１のドレイン端子がＮｃｈトランジスタ１４のドレイン端子と接続されている。そして、Ｐｃｈトランジスタ１１とＮｃｈトランジスタ１４との間に、入力端子３１と入力バッファ３０を接続する配線３２が接続されている。すなわち、Ｐｃｈトランジスタ１１のドレイン端子と、Ｎｃｈトランジスタ１４のドレイン端子は配線３２と接続される。これにより、終端抵抗回路１０の終端抵抗は、Ｐｃｈトランジスタ１１の抵抗及びＮｃｈトランジスタ１４の抵抗に基づいたものとなる。

制御回路２０には、抵抗素子２２及び抵抗素子２５が設けられていない。すなわち、制御回路２０の電源電圧とＡ点までの構成が、終端抵抗回路１０のプルアップ側と同じ構成になっている。また、制御回路のＢ点からグランドまでの構成が、終端抵抗回路１０のプルダウン側と同じ構成になっている。これにより、Ｐｃｈトランジスタ１１が変化するとＡ点のバイアス電圧が変化するため、終端抵抗値の変動を低減することができる。また、Ｎｃｈトランジスタ１４の抵抗値が変化するとＢ点のバイアス電圧が変化するため、終端抵抗値の変動を低減することができる。これにより、終端抵抗回路１０の終端抵抗値の変動を低減することができる。従って、簡易な構成で、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

なお、図５では、終端抵抗回路１０、制御回路２０は、電源側に接続される各回路素子(Ｐｃｈトランジスタ１１、抵抗素子１２、Ｐｃｈトランジスタ２１、抵抗２３)と、グランド側に接続される各回路素子(Ｎｃｈトランジスタ１４、抵抗素子１３、Ｎｃｈトランジスタ２４、抵抗２６)とで構成されているが、それぞれ電源側に接続される各回路素子だけとしても良いし、グランド側に接続される各回路素子だけとしても良い。もちろん、図２に示したように抵抗２３及び抵抗２６を並列抵抗としてもよい。
発明の実施の形態３．

本実施の形態にかかる半導体回路について図６を用いて説明する。図６は本実施の形態にかかる半導体回路の構成を示す回路図である。本実施の形態にかかる半導体回路１は入力バッファ回路ではなく、比較回路４１及び比較回路４１に参照信号４５を入力する回路である。すなわち、終端抵抗回路１０ではなく、比較回路４１に入力される参照信号４５を生成するための抵抗回路４０の抵抗値を制御する。換言すると、図１に示した制御回路２０を用いて、参照信号４５を生成するための抵抗回路４０の抵抗値の変動を低減する。これにより、抵抗値の変動が低減されるため、参照信号４５の変動を低減させることができる。

図６に示すように、参照信号４５を生成するための抵抗回路４０は実施の形態１の終端抵抗回路１０と同じ構成を有している。すなわち、Ｐｃｈトランジスタ１１と、抵抗素子１２と、抵抗素子１３と、Ｎｃｈトランジスタ１４とを備えている。そして、抵抗素子１２と抵抗素子１３の間の電圧が参照信号４５となり、比較回路４１に入力される。そして、比較回路４１は入力端子４４から比較回路４１に入力される比較信号４３と参照信号４５とを比較して、比較結果を出力する。実施の形態１で示したように、抵抗回路４０の抵抗値の変動を低減することができるため、参照信号４５の変動を小さくすることができる。よって、比較回路４１は使用環境によらず、安定した比較結果を出力することができる。さらに、製造上のばらつきによって生じる抵抗回路４０の抵抗値の変化を低減することができるため、安定した比較結果を出力することができる。

なお、図６では、終端抵抗回路１０、制御回路２０は、電源側に接続される各回路素子(Ｐｃｈトランジスタ１１、抵抗素子１２、Ｐｃｈトランジスタ２１、抵抗２３)と、グランド側に接続される各回路素子(Ｎｃｈトランジスタ１４、抵抗素子１３、Ｎｃｈトランジスタ２４、抵抗２６)とで構成されているが、それぞれ電源側に接続される各回路素子だけとしても良いし、グランド側に接続される各回路素子だけとしても良い。もちろん、図２に示したように抵抗２３及び抵抗２６を並列抵抗としてもよい。

本発明の実施の形態１にかかる半導体回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１にかかる半導体回路の別の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１にかかる半導体回路における終端抵抗回路の抵抗値の変動のシミュレーションに用いた回路構成を示す図である。 本発明の実施の形態１にかかる半導体回路における終端抵抗回路の抵抗値の変動のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態２にかかるインターフェース回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態３にかかる半導体回路の構成を示す図である。

符号の説明

１ 半導体回路、１０ 終端抵抗回路、１１ Ｐｃｈトランジスタ、１２ 抵抗素子、
１３ 抵抗素子、１４ Ｎｃｈトランジスタ、２０ 制御回路、
２１ Ｐｃｈトランジスタ、２２ 抵抗素子、２３ 抵抗、
２４ Ｎｃｈトランジスタ、２５ 抵抗素子、２６ 抵抗、
３０ 入力バッファ、３１ 入力端子、３２ 配線、
４０ 抵抗回路、４１ 比較回路、４３ 比較信号、４４ 入力端子、４５ 参照電圧

Claims (8)

1. 第１のトランジスタが設けられた抵抗回路と、
   前記第１のトランジスタの制御端子に制御信号を出力し、前記抵抗回路の抵抗値を制御する制御回路とを備えた半導体回路であって、
   前記制御回路が
   前記第１のトランジスタの抵抗値を変化させる特定のパラメータに対して前記第１のトランジスタと同じ方向に抵抗値が変化する第２のトランジスタと、
   前記パラメータに対して前記第２のトランジスタよりも抵抗値の変動の小さい第１の抵抗とを備え、
   前記第２のトランジスタと前記第１の抵抗との間の電圧に基づいて前記制御信号を出力する半導体回路。
2. 前記抵抗回路が第２の抵抗をさらに備え、
   前記第２のトランジスタと前記第１の抵抗の間に設けられた第３の抵抗が設けられ、前記第１の抵抗と前記第３の抵抗との間の電圧に基づいて前記制御信号が出力され、
   前記パラメータに対して前記第２の抵抗の抵抗値が変化する方向と同一の方向に前記第３の抵抗の抵抗値が変化する請求項１に記載の半導体回路。
3. 前記第１のトランジスタの製造上のばらつきに基づく抵抗値の変化と同じ方向に、前記第２のトランジスタの抵抗値が変化する請求項１又は２に記載の半導体回路。
4. 前記第１の抵抗が複数の抵抗素子を並列に配置した並列抵抗によって構成されている請求項１、２又は３に記載の半導体回路。
5. 前記抵抗回路が入力バッファ回路に設けられた終端抵抗回路である請求項１乃至４のいずれかに記載の半導体回路。
6. 前記抵抗回路の抵抗値に基づく参照電圧が入力される比較回路をさらに備える請求項１乃至４のいずれかに記載の半導体回路。
7. 第1のトランジスタを含んだ抵抗回路の抵抗値を制御する抵抗値制御方法であって、
   前記第１のトランジスタが有する抵抗値変動特性と同一方向の抵抗値変動特性を有する第２のトランジスタを含み、当該第２のトランジスタの抵抗値の変動に基づいて制御電圧を出力する制御回路を、前記第1のトランジスタのゲートに接続し、
   前記制御電圧によって前記第1のトランジスタのゲートへのバイアス電圧を制御することにより前記第1のトランジスタのオン抵抗値を制御する抵抗値制御方法。
8. 前記抵抗回路が終端抵抗回路であることを特徴とする請求項７に記載の抵抗値制御方法。
   

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