JP2007024625A - 電圧測定方法および電圧測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧計測の精度の向上を図ると共にコストダウンが可能な電圧測定方法および電圧測定装置を提供すること。
【解決手段】測定すべき電圧源Ｖ１〜Ｖ５の電圧を充電系を介して所定の充電期間中にコンデンサ３に充電し、充電されたコンデンサ３の電荷を測定系を介して所定の電荷計測期間中に計測し、得られた電荷計測値から電圧源Ｖ１〜Ｖ５の電圧を算出する電圧測定装置であって、充電期間中に、測定系に補正計測用電圧源の電圧を印加して計測し、得られた計測値と補正計測用電圧源１１の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段（マイコン）７と、電荷計測期間中に、電荷計測値から補正値算出手段（マイコン）７で算出された補正値を差し引く演算を行うことにより、電圧源Ｖ１〜Ｖ５の電圧を算出する電圧計測手段（マイコン）７とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧測定方法および電圧測定装置に関し、特に、多数個の電圧源を直列接続して構成される高圧電源における各個別電圧源の電圧を計測するのに好適な電圧測定方法および電圧測定装置に関する。

電気自動車の電源のように、多数個の電池（電圧源）を直列接続して構成される高圧電源において、高圧電源を構成する各個別電池（電圧源）の電圧を、それぞれ測定する装置として、フライングキャパシタ方式電圧測定装置がある。このような装置は、たとえば、特開平１１−２４８７５５号公報（特許文献１）に開示されている。

上記公報に開示されているフライングキャパシタ方式電圧測定装置では、充電系のスイッチの開閉により電圧源の電圧を一旦コンデンサに充電し、その後、電圧源とコンデンサ間のスイッチを切り離し、計測系において信号処理側とコンデンサ間を接続してコンデンサに充電された電荷を計測することにより、絶縁を保ちながら各電圧源の電圧をマルチプレクスして取り込んでいる。

このようなフライングキャパシタ方式電圧測定装置では、たとえば図８に示すように、直列接続された単電圧源Ｖ１，Ｖ２，．．．からなる高圧電源の各電圧源の電圧を計測する際、電圧源Ｖ１の計測は、まずコンデンサに電圧源Ｖ１の電圧を充電する充電期間を設け、続いて、充電されたコンデンサの電荷を計測して電圧源Ｖ１の電圧を計測する電荷計測期間を設ける。続いて、電圧源Ｖ２の充電期間および電荷計測期間を設け、以下、他の電圧源についても同様とする。
特開平１１−２４８７５５号公報

上述の従来装置では、コンデンサの後段に、コンデンサの充電電圧の極性を補正する極性補正回路、コンデンサの充電電圧をアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄコンバータ等の構成要素が設けられている。また、他の従来装置では、コンデンサの充電電圧をＡ／Ｄコンバータに印加する適正レベルに調整する分圧回路や、コンデンサとＡ／Ｄコンバータの間に接続され、ノイズを除去するバッファ・フィルタ回路等の種々の構成要素が設けられているものもある。

しかしながら、従来装置では、コンデンサの後段の計測系に設けられるこれらの構成要素における部品のバラツキ、温度特性、劣化等に起因して、電圧計測の精度が低下してしまうという問題がある。そのため、電圧計測の精度向上には、高精度、高信頼性の高価な部品の採用が必須となり、その結果、装置が高価なものとなる問題がある。

そこで本発明は、上述した課題に鑑み、電圧計測の精度の向上を図ると共にコストダウンが可能な電圧測定方法および電圧測定装置を提供することを目的としている。

請求項１記載の発明の電圧測定方法は、測定すべき電圧源の電圧を充電系を介して所定の充電期間中にコンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を測定系を介して所定の電荷計測期間中に計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定方法であって、前記充電期間中に、前記測定系に補正計測用電圧源の電圧を印加して計測し、得られた計測値と前記補正計測用電圧源の電圧の理論値の差から補正値を算出し、前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出するを備えたことを特徴とする。

請求項２記載の発明の電圧測定装置は、測定すべき電圧源の電圧を充電系を介して所定の充電期間中にコンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を測定系を介して所定の電荷計測期間中に計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定装置であって、前記充電期間中に、前記測定系に補正計測用電圧源の電圧を印加して計測し、得られた計測値と前記補正計測用電圧源の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段と、前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値算出手段で算出された前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出する電圧計測手段とを備えたことを特徴とする。

請求項３記載の発明の電圧測定装置は、コンデンサと、直列接続されたＮ個の電圧源に接続された（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの奇数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第１のマルチプレクサと、前記（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの偶数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第２のマルチプレクサと、前記コンデンサの両端電圧が供給される電圧計測手段とを備え、測定すべき前記電圧源の電圧を所定の充電期間中に前記コンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を所定の電荷計測期間中に前記電圧計測手段で計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定装置であって、前記コンデンサと前記電圧計測手段の間に接続され、前記電荷計測期間中に前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧を供給する基準電圧源回路と、前記コンデンサと前記基準電圧源回路の間に接続され、前記充電期間中に補正計測用電圧源の電圧を印加する補正計測回路と、前記充電期間中に印加された前記補正計測用電圧源の電圧を計測し、得られた計測値と前記補正計測用電圧源の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段とをさらに備え、前記電圧計測手段は、前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値算出手段で算出された前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の電圧測定装置において、前記基準電圧源回路は、前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧として、計測フルスケール値の中間の電圧を供給することを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項３記載の電圧測定装置において、前記基準電圧源回路は、前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧として、計測フルスケール値の高電位電圧または低電位電圧を切り替えて供給し、前記補正計測回路は、補正計測用電圧源の電圧として、前記基準電圧源回路における計測フルスケール値の高電位電圧を印加し、前記第１および第２のマルチプレクサにより所望の電圧源を選択することにより、奇数番目の前記電圧源の電圧または偶数番目の前記電圧源の電圧を互いに逆極性で前記コンデンサへ充電した後に、前記第１および第２のマルチプレクサを開くと共に、奇数番目の電圧が充電されたときには前記基準電圧源回路で前記低電位電圧に切り替え、偶数番目の電圧が充電されたときには前記基準電圧源回路で前記高電位電圧に切り替えて、前記電圧源の電圧を測定することを特徴とする。

請求項６記載の発明の電圧測定装置は、コンデンサと、直列接続されたＮ個の電圧源に接続された（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの奇数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第１のマルチプレクサと、前記（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの偶数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第２のマルチプレクサと、前記コンデンサの両端電圧が供給される電圧計測手段とを備え、測定すべき前記電圧源の電圧を所定の充電期間中に前記コンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を所定の電荷計測期間中に前記電圧計測手段で計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定装置であって、前記コンデンサと前記電圧計測手段の間に接続され、前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧を供給する基準電圧源回路と、前記充電期間中に印加された前記基準電圧源回路の電圧を計測し、得られた計測値と前記基準電圧源回路の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段とをさらに備え、前記電圧計測手段は、前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値算出手段で算出された前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出することを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項３から６のいずれか１項に記載の電圧測定装置において、前記基準電圧源回路は、複数の抵抗を有し、前記コンデンサの両端電圧を分圧して前記電圧計測手段に供給する分圧回路と、該分圧回路に前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧を供給する基準電圧源とからなることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の電圧測定装置において、前記分圧回路は同一抵抗値を有する複数の抵抗で構成されることを特徴とする。

請求項１および２に記載の発明によれば、測定系における部品バラツキの影響を受けない電圧測定が可能となり、電圧測定の精度を向上させることができる。また、高精度の部品を採用しないで済むため、コストダウンが可能となり、部品選定、回路選定の自由度が広がる。

請求項３〜６に記載の発明によれば、測定系における部品バラツキの影響を受けない電圧測定が可能となり、電圧測定の精度を向上させることができるフライングキャパシタ方式電圧測定装置が実現できる。また、高精度の部品を採用しないで済むため、コストダウンが可能となり、部品選定、回路選定の自由度が広がる。

請求項７記載の発明によれば、基準電圧源回路を分圧回路と基準電圧源で構成することにより、電圧計測手段の計測スケールに合わせることができる。

請求項８記載の発明によれば、温度特性による分圧比変動がなくなるという大きな利点が得られる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）図１は、本発明に係る電圧測定方法を実施する電圧測定装置の第１の実施形態の構成を示す回路図である。電圧測定装置は、フライングキャパシタ方式電圧測定装置であり、高圧電源Ｖの電圧検出端子Ｔ１〜Ｔ６に接続された第１のマルチプレクサ１および第２のマルチプレクサ２、両極性のコンデンサ３、サンプルスイッチ４、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）７、基準電圧源回路８、バッファ・フィルタ９および補正計測回路１０を含む。

高圧電源Ｖは、直列接続されたＮ個（この形態では、たとえばＮ＝５）の電圧源（たとえば、単電池）Ｖ１〜Ｖ５を含む。各電圧源Ｖ１〜Ｖ５は、（Ｎ＋１）個（この形態では、たとえば６個）の電圧検出端子Ｔ１〜Ｔ６にそれぞれ接続されている。

第１のマルチプレクサ１は、各電圧検出端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５にそれぞれ接続されたスイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ５を含む。また、第２のマルチプレクサ２は、各電圧検出端子Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６にそれぞれ接続されたスイッチＳ２，Ｓ４，Ｓ６を含む。

第１のマルチプレクサ１のスイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ５は、コンデンサ３の一方の端子に接続され、第２のマルチプレクサ２のスイッチＳ２，Ｓ４，Ｓ６は、コンデンサ３の他方の端子に接続されている。

サンプルスイッチ４は、コンデンサ３の一方の端子に接続されたスイッチ４ａと、コンデンサ３の他方の端子に接続されたスイッチ４ｂを含む。

マイコン７は、電源＋Ｖｃｃからの駆動電圧が供給される電源ポートＶｃｃと、入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２を有し、電圧計測手段および補正値算出手段として働く。

基準電圧源回路８は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、スイッチＳ８と、基準電圧源＋Ｖｒｅｆを含む。抵抗Ｒ１は、その一方の端子がスイッチ４ａに接続され、抵抗Ｒ２は、その一方の端子がスイッチ４ｂに接続され、抵抗Ｒ３は、抵抗Ｒ１の他方の端子と抵抗Ｒ２の他方の端子間に接続されている。抵抗Ｒ１〜Ｒ３は分圧回路を構成している。また、抵抗Ｒ２およびＲ３の接続点には、スイッチＳ８を介して基準電圧源＋Ｖｒｅｆが接続されている。基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧は、マイコン７の計測フルスケール値の中間の電圧、たとえば、マイコン７の駆動電圧＋Ｖｃｃと同じかそれ以下の電圧＋ＡＶｃｃ（≦＋Ｖｃｃ）を１／２した電圧（＋ＡＶｃｃ／２）に設定されている。また、この設定電圧（＋ＡＶｃｃ／２）は、各電圧源Ｖ１〜Ｖ５の個別電圧以上の電圧になるように設定されている。

バッファ・フィルタ９は、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ３の接続点とマイコン７の入力ポートＡ／Ｄ１の間に接続され、入力ポートＡ／Ｄ１にノイズが印加されるのを防止するためのものである。

補正計測回路１０は、スイッチＳ９およびＳ１０と、補正計測用電圧源１１を含む。スイッチＳ９は、その一方の端子がスイッチ４ａおよび抵抗Ｒ１の接続点に接続され、他方の端子が補正計測用電圧源１１に接続されている。スイッチＳ１０は、その一方の端子がスイッチ４ｂおよび抵抗Ｒ２の接続点に接続され、他方の端子が接地されている。

次に、上述の構成を有するフライングキャパシタ方式電圧測定装置の電圧計測処理について説明する。まず、第１および第２のマルチプレクサ１，２のスイッチＳ１〜Ｓ６、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａ，４ｂ、基準電圧源回路８のスイッチＳ８および補正計測回路１０のスイッチＳ９，Ｓ１０が全て開いている状態から、第１のマルチプレクサ１のスイッチＳ１と第２のマルチプレクサ２のスイッチＳ２を閉じると、電圧源Ｖ１、電圧検出端子Ｔ１、スイッチＳ１、コンデンサ３、スイッチＳ２および電圧検出端子Ｔ２により閉回路が形成される。それにより、電圧源Ｖ１の電圧が、スイッチＳ１に接続されているコンデンサ３の端子側がプラスの極性になるように、コンデンサ３に充電される。

次に、スイッチＳ１およびＳ２を開いて、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂと基準電圧源回路８のスイッチＳ８を所定期間閉じ、充電されたコンデンサ３の電荷、すなわち電圧源Ｖ１の電圧をサンプルスイッチ４、抵抗Ｒ１〜Ｒ３およびバッファ・フィルタ９を介して、マイコン７の第１および第２の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給する。

このとき、第２の入力ポートＡ／Ｄ２には、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ／２）が印加されているので、第１の入力ポートＡ／Ｄ１には、電圧源Ｖ１の電圧プラス（＋ＡＶｃｃ／２）の電圧が供給される。そこで、マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧と第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧との差分の絶対値、すなわち、｜（第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧）−（第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧）｜を計算し、その計算結果が、電圧源Ｖ１の電圧を示す電荷計測値として読み込まれる。なお、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換してデジタル値とされると共に、第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧も、同様にＡ／Ｄ変換してデジタル値とされて、上述の計算が行われる。

次に、スイッチＳ２およびＳ３を閉じると、電圧源Ｖ２、電圧検出端子Ｔ２、スイッチＳ２、コンデンサ３、スイッチＳ３および電圧検出端子Ｔ３により閉回路が形成される。それにより、電圧源Ｖ２の電圧が、電圧源Ｖ１の測定時と逆極性で、すなわち、スイッチＳ２に接続されているコンデンサ３の端子側がプラスの極性になるように、コンデンサ３に充電される。

次に、スイッチＳ２およびＳ３を開いて、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂと基準電圧源回路８のスイッチＳ８を所定期間閉じ、充電されたコンデンサ３の電荷、すなわち電圧源Ｖ２の電圧をサンプルスイッチ４、抵抗Ｒ１〜Ｒ３およびバッファ・フィルタ９を介して、マイコン７の第１および第２の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給する。

このとき、第２の入力ポートＡ／Ｄ２には、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ／２）が印加されているので、第１の入力ポートＡ／Ｄ１には、電圧源Ｖ２の電圧プラス（＋ＡＶｃｃ／２）の電圧が供給される。そこで、マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧と、第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧との差分の絶対値、すなわち、｜（第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧）−（第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧）｜を計算し、その計算結果が、電圧源Ｖ２の電圧を示す電荷計測値として読み込まれる。

以下同様に、スイッチＳ３およびＳ４、Ｓ４およびＳ５、Ｓ５およびＳ６の組み合わせにより、それぞれ、電圧源Ｖ３、Ｖ４およびＶ５の各電圧を示す電荷計測値が、マイコン７で読み込まれる。

上述の測定時、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧と、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、それぞれ逆極性でコンデンサ３に充電され、マイコン７に供給されるので、Ａ／Ｄ２に予め印加される基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ／２）を基準電位として、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１において、Ａ／Ｄ変換のフルスケールの上半分、すなわち、（＋ＡＶｃｃ／２）（ｍｉｎ）〜＋ＡＶｃｃ（ｍａｘ）に換算され、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１において、Ａ／Ｄ変換のフルスケールの下半分、すなわち、（＋ＡＶｃｃ／２）（ｍｉｎ）〜ゼロ（０）ボルト（ｍａｘ）に換算される。図２は、この換算の様子を説明する図である。

このように、図１の電圧測定装置では、従来のように極性補正手段を用いることなく、マイコン７の計測フルスケール値の１／２の電圧、すなわち（＋ＡＶｃｃ／２）を基準電圧として、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧は、（＋ＡＶｃｃ／２）〜＋ＡＶｃｃの範囲で検出され、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、（＋ＡＶｃｃ／２）〜ゼロ（０）ボルトの範囲で検出される。したがって、たとえば、＋Ｖｃｃが５ボルトであり、＋ＡＶｃｃ＝＋Ｖｃｃとした場合は、奇数番目の電圧源の電圧は、２．５Ｖ〜５Ｖの範囲で検出され、偶数番目の電圧源の電圧は、２．５Ｖ〜０Ｖの範囲で検出されることになる。

さらに、図１の電圧測定装置では、コンデンサ３の後段の計測系の構成要素の部品のバラツキ、温度特性、劣化等に起因する電圧源電圧の計測精度低下を防止するために、補正計測回路１０により補正計測が行われる。この補正計測は、図３に示すように、コンデンサ３の充電期間中に行われる。

すなわち、コンデンサ３の充電期間中に、補正計測回路１０のスイッチＳ９およびＳ１０を閉じて、スイッチ４ａおよび抵抗Ｒ１の接続点とスイッチ４ｂおよび抵抗Ｒ２の接続点の間に補正計測用電圧源１１の電圧を印加する。このとき、基準電圧源回路８のスイッチＳ８は開いているので、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧は、補正計測に影響を及ぼさない。また、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａ，４ｂも開いているので、補正計測用電圧源１１の電圧は、コンデンサ３の充電に影響を及ぼさない。

印加された補正計測用電圧源１１の電圧は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３で分圧され、バッファ・フィルタ９を介してマイコン７の第１および第２の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給される。マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧と、第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧との差分の絶対値、すなわち、｜（第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧）−（第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧）｜を計算し、その計算結果が、補正計測用電圧源１１の電圧を示す計測値として読み込まれる。この計測値は、コンデンサ３の後段の構成要素、すなわち、基準電圧源回路８から、バッファ・フィルタ９およびＡ／Ｄ変換までの計測系の回路の部品のバラツキ全てを含む値となる。

そこで、マイコン７は、補正計測期間中に、この計測値と予め分かっている補正計測用電圧源１１の電圧の理論値との差を算出することにより、その各々の測定タイミングでのコンデンサ３の後段の計測系における全てのバラツキ（部品精度、温度特性、Ａ／Ｄ変換誤差等）の値を補正値としてモニターできる。
（補正計測用電圧源１１の電圧の理論値）−（計測値）＝補正値・・・（１）

コンデンサ３をフル充電で使用すれば、計測する電圧源（Ｖ１，Ｖ２，・・・）からコンデンサ３までの充電系を構成する部品のバラツキは、コンデンサ３に充電された電荷に現れないため、電荷計測期間において、コンデンサ３の電荷計測値より、上記（１）式で求められた補正値を差し引くことにより、計測系の計測精度低下要因を全て排除した形での補正後計測値を得ることが可能となり、計測精度を理論上のバラツキゼロにまで向上させることができる。
（コンデンサ３の電荷計測値）−（補正値）＝補正後計測値・・・（２）

しかも、コンデンサ３の充電時に、本来介在しないスイッチグループ、すなわちサンプルスイッチ４以降の計測を合わせて行うため、計測時間も従来より長く変更する必要はないため、高速、高精度、高信頼性（フライングキャパシタ方式のため、耐ノイズ性、絶縁が保てるなど）の電圧計測が可能となる。

（第２の実施形態）次に図４は、本発明に係る電圧測定方法を実施する電圧測定装置の第２の実施形態の構成を示す回路図である。

図４に示す電圧測定装置は、図１に示す装置とほぼ同じ構成であるが、基準電圧源回路８と補正計測回路１０の構成が異なっている。すなわち、図４では、基準電圧源回路８は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３に加えて、一端が抵抗Ｒ２およびＲ３の接続点に接続されかつ他端が、マイコン７における計測フルスケール値の高電位電圧、たとえば最大電圧を与える基準電圧源＋Ｖｒｅｆに接続された第１のスイッチ８ａと、一端が抵抗Ｒ２およびＲ３の接続点に接続されかつ他端がマイコン７における計測フルスケール値の低電位電圧、たとえば最小電圧を与える接地に接続された第２のスイッチ８ｂとを有する。

基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧は、マイコン７の駆動電圧＋Ｖｃｃと同じかまたはそれ以下の電圧＋ＡＶｃｃ（≦＋Ｖｃｃ）に設定されている。

また、補正計測回路１０は、スイッチＳ９およびＳ１０を含む。スイッチＳ９は、その一方の端子がスイッチ４ａおよび抵抗Ｒ１の接続点に接続され、他方の端子が基準電圧源＋Ｖｒｅｆに接続されている。基準電圧源＋Ｖｒｅｆは、図１における補正計測用電圧源１１の役目を兼ねている。スイッチＳ１０は、その一方の端子がスイッチ４ｂおよび抵抗Ｒ２の接続点に接続され、他方の端子が接地されている。

次に、上述の構成を有するフライングキャパシタ方式電圧測定装置の動作（測定手順）について説明する。まず、マルチプレクサ１および２のスイッチＳ１〜Ｓ６と、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａ，４ｂと、基準電圧源回路８の第１のスイッチ８ａ，８ｂと、補正計測回路１０のスイッチＳ９，Ｓ１０が全て開いている状態から、第１のマルチプレクサ１のスイッチＳ１と第２のマルチプレクサ２のスイッチＳ２を閉じると、電圧源Ｖ１、電圧検出端子Ｔ１、スイッチＳ１、コンデンサ３、スイッチＳ２および電圧検出端子Ｔ２により閉回路が形成される。それにより、電圧源Ｖ１の電圧が、コンデンサ３に充電される。

次に、スイッチＳ１およびＳ２を開くと共に基準電圧源回路８の第２のスイッチ８ｂを閉じ、続いてサンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂを所定期間閉じ、コンデンサ３の電荷、すなわち電圧源Ｖ１の電圧をサンプルスイッチ４および抵抗Ｒ１〜Ｒ３を介して、マイコン７の第１の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給する。

このとき、第２の入力ポートＡ／Ｄ２は、接地電位、すなわちゼロ（０）ボルトになっているので、第１の入力ポートＡ／Ｄ１には、電圧源Ｖ１の電圧が供給される。そこで、
マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧と第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧との差分の絶対値、すなわち、｜（第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧）−（第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧）｜を計算し、その計算結果が、電圧源Ｖ１の電圧を示す電荷計測値として読み込まれる。

次に、スイッチＳ２およびＳ３を閉じると、電圧源Ｖ２、電圧検出端子Ｔ２、スイッチＳ２、コンデンサ３、スイッチＳ３および電圧検出端子Ｔ３により閉回路が形成される。それにより、電圧源Ｖ２の電圧が、電圧源Ｖ１の測定時と逆極性でコンデンサ３に充電される。

次に、スイッチＳ２およびＳ３を開くと共に基準電圧源回路８の第２のスイッチ８ｂを開きかつ第１のスイッチ８ａを閉じ、続いて、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂを所定期間閉じ、コンデンサ３の電荷、すなわち電圧源Ｖ２の電圧をサンプルスイッチ４および抵抗Ｒ１〜Ｒ３を介して、マイコン７の第１の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給する。

このとき、第２の入力ポートＡ／Ｄ２には、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧＋ＡＶｃｃが印加されているので、第１の入力ポートＡ／Ｄ１には、電圧源Ｖ２の電圧プラス基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ）の電圧が供給される。そこで、マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧と、第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧との差分の絶対値、すなわち、｜（第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧）−（第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧）｜を計算し、その計算結果が、電圧源Ｖ２の電圧を示す電荷計測値として読み込まれる。

以下同様に、スイッチＳ３およびＳ４、Ｓ４およびＳ５、Ｓ５およびＳ６の組み合わせにより、それぞれ、電圧源Ｖ３、Ｖ４およびＶ５の各電圧を示す電荷計測値が、マイコン７で読み込まれる。

上述の測定時、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧と、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、それぞれ逆極性でコンデンサ３に充電され、マイコン７に供給されるので、Ａ／Ｄ２に予め印加される基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ）またはゼロ（０）ボルトを基準電位として、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１において、Ａ／Ｄ変換のフルスケールの、ゼロ（０）ボルト（ｍｉｎ）〜＋ＡＶｃｃ（ｍａｘ）に換算され、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１において、Ａ／Ｄ変換のフルスケールの、＋ＡＶｃｃ（ｍｉｎ）〜ゼロ（０）ボルト（ｍａｘ）に換算される。図５は、この換算の様子を説明する図である。

このように、図４に示す第２の実施形態の電圧測定装置によれば、従来のように極性補正手段を用いることなく、マイコン７における計測フルスケール値の高電位電圧、たとえば最大電圧、すなわち（＋ＡＶｃｃ）、または、マイコン７における計測フルスケール値の低電位電圧、たとえば最小電圧、すなわちゼロ（０）ボルトを基準電圧として、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧は、ゼロ（０）ボルト〜＋ＡＶｃｃの範囲で検出され、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、（＋ＡＶｃｃ）〜ゼロ（０）ボルトの範囲で検出される。したがって、たとえば、＋Ｖｃｃが５ボルトであり、＋ＡＶｃｃ＝＋Ｖｃｃとした場合は、奇数番目の電圧源の電圧は、０Ｖ〜５Ｖの範囲で検出され、偶数番目の電圧源の電圧は、５Ｖ〜０Ｖの範囲で検出されることになる。

したがって、図４に示す第２の実施形態によれば、図１に示す第１の実施形態のように
Ａ／Ｄフルスケールが１／２に狭められることなく、Ａ／Ｄフルスケールでの電圧測定を、従来より少ない部品構成で可能とすることができ、検出精度の低下・ＳＮ比の低下を懸念する必要がない。

さらに、図４の電圧測定装置では、コンデンサ３の充電期間中に補正計測回路１０により補正計測が行われる。

すなわち、コンデンサ３の充電期間中に、補正計測回路１０のスイッチＳ９およびＳ１０を閉じると、スイッチ４ａおよび抵抗Ｒ１の接続点とスイッチ４ｂおよび抵抗Ｒ２の接続点の間に基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧が印加される。

印加された基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３で分圧され、バッファ・フィルタ９を介してマイコン７の第１および第２の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給される。マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧と、第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧との差分の絶対値、すなわち、｜（第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧）−（第２の入力ポートＡ／Ｄ２に供給された電圧）｜を計算し、その計算結果が、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧を示す計測値として読み込まれる。この計測値は、コンデンサ３の後段の構成要素、すなわち、基準電圧源回路８から、バッファ・フィルタ９およびＡ／Ｄ変換までの計測系の回路の部品のバラツキ全てを含む値となる。

そこで、マイコン７は、補正計測期間中に、この計測値と予め分かっている基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧の理論値との差を算出することにより、その各々の測定タイミングでのコンデンサ３の後段の計測系における全てのバラツキ（部品精度、温度特性、Ａ／Ｄ変換誤差等）の値を補正値としてモニターできる。
（基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧の理論値）−（計測値）＝補正値・・・（３）

このようにして算出された補正値を用いて、電荷計測期間において、コンデンサ３の電荷計測値より、上記（３）式で求められた補正値を差し引く演算を行うことにより、第２の実施形態においても、上記（２）式のように計測系の計測精度低下要因を全て排除した形での補正後計測値を得ることが可能となる。

（第３の実施形態）次に図６は、本発明に係る電圧測定方法を実施する電圧測定装置の第３の実施形態の構成を示す回路図である。

図６に示す電圧測定装置は、図４に示す装置とほぼ同じ構成であるが、基準電圧源回路８の構成が異なっており、さらに、基準電圧源回路８の基準電圧源＋Ｖｒｅｆが、図４の場合と同様に補正計測用電源の役目を兼ねている。すなわち、図６では、基準電圧源回路８は、図４の第１のスイッチ８ａに代えて、抵抗Ｒ４を備えている。

次に、上述の構成を有するフライングキャパシタ方式電圧測定装置の動作（測定手順）について説明する。まず、マルチプレクサ１および２のスイッチＳ１〜Ｓ６と、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａ，４ｂと、基準電圧源回路８の第１のスイッチ８ｂが全て開いている状態から、第１のマルチプレクサ１のスイッチＳ１と第２のマルチプレクサ２のスイッチＳ２を閉じると、電圧源Ｖ１、電圧検出端子Ｔ１、スイッチＳ１、コンデンサ３、スイッチＳ２および電圧検出端子Ｔ２により閉回路が形成される。それにより、電圧源Ｖ１の電圧が、コンデンサ３に充電される。

次に、スイッチＳ１およびＳ２を開くと共に基準電圧源回路８の第２のスイッチ８ｂを閉じ、続いてサンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂを所定期間閉じ、コンデンサ３の電荷、すなわち電圧源Ｖ１の電圧をサンプルスイッチ４および抵抗Ｒ１〜Ｒ３を介して、マイコン７の第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給する。

そこで、マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧を計算し、その計算結果が、電圧源Ｖ１の電圧を示す値として読み込まれる。

次に、スイッチＳ２およびＳ３を閉じると、電圧源Ｖ２、電圧検出端子Ｔ２、スイッチＳ２、コンデンサ３、スイッチＳ３および電圧検出端子Ｔ３により閉回路が形成される。それにより、電圧源Ｖ２の電圧が、電圧源Ｖ１の測定時と逆極性でコンデンサ３に充電される。

次に、スイッチＳ２およびＳ３を開くと共に基準電圧源回路８の第２のスイッチ８ｂを開き、続いて、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂを所定期間閉じ、コンデンサ３の電荷、すなわち電圧源Ｖ２の電圧をサンプルスイッチ４および抵抗Ｒ１〜Ｒ３を介して、マイコン７の第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給する。

このとき、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３の接続点に、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧＋ＡＶｃｃが印加されているので、第１の入力ポートＡ／Ｄ１には、電圧源Ｖ２の電圧プラス基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ）の電圧が供給される。そこで、マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧を計算し、その計算結果が、電圧源Ｖ２の電圧を示す値として読み込まれる。

以下同様に、スイッチＳ３およびＳ４、Ｓ４およびＳ５、Ｓ５およびＳ６の組み合わせにより、それぞれ、電圧源Ｖ３、Ｖ４およびＶ５の各電圧を示す値が、マイコン７で読み込まれる。

上述の測定時、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧と、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、それぞれ逆極性でコンデンサ３に充電され、マイコン７に供給されるので、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３の接続点に予め印加される基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧（＋ＡＶｃｃ）またはゼロ（０）ボルトを基準電位として、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１において、Ａ／Ｄ変換のフルスケールの、ゼロ（０）ボルト（ｍｉｎ）〜＋ＡＶｃｃ（ｍａｘ）に換算され、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１において、Ａ／Ｄ変換のフルスケールの、＋ＡＶｃｃ（ｍｉｎ）〜ゼロ（０）ボルト（ｍａｘ）に換算される。この換算の様子は、図４の装置の場合と同様に、図５に示される。

このように、図６に示す第３の実施形態によれば、従来のように極性補正手段を用いることなく、（＋ＡＶｃｃ）またはゼロ（０）ボルトを基準電圧として、奇数番目の電圧源Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の電圧は、ゼロ（０）ボルト〜＋ＡＶｃｃの範囲で検出され、偶数番目の電圧源Ｖ２，Ｖ４の電圧は、（＋ＡＶｃｃ）〜ゼロ（０）ボルトの範囲で検出される。したがって、たとえば、＋Ｖｃｃが５ボルトであり、＋ＡＶｃｃ＝＋Ｖｃｃとした場合は、奇数番目の電圧源の電圧は、０Ｖ〜５Ｖの範囲で検出され、偶数番目の電圧源の電圧は、５Ｖ〜０Ｖの範囲で検出されることになる。

したがって、図６に示す第３の実施形態においても、図１に示す第１の実施形態のようにＡ／Ｄフルスケールが１／２に狭められることなく、Ａ／Ｄフルスケールでの電圧測定を、従来より少ない部品構成で可能とすることができ、検出精度の低下・ＳＮ比の低下を懸念する必要がない。

さらに、図６の電圧測定装置では、コンデンサ３の充電期間中に補正計測が行われる。

すなわち、コンデンサ３の充電期間中に、基準電圧源回路８の第２のスイッチ８ｂ
開いていると、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３の接続点に基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧が印加される。

印加された基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧は、バッファ・フィルタ９を介してマイコン７の第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。マイコン７は、第１の入力ポートＡ／Ｄ１に供給された電圧を計算し、その計算結果が、基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧を示す計測値として読み込まれる。この計測値は、バッファ・フィルタ９およびＡ／Ｄ変換までの計測系の回路の部品のバラツキ全てを含む値となる。

そこで、マイコン７は、補正計測期間中に、上記（３）式で示すように、この計測値と予め分かっている基準電圧源＋Ｖｒｅｆの電圧の理論値との差を算出することにより、その各々の測定タイミングでのバッファ・フィルタ９以降の計測系における全てのバラツキ（部品精度、温度特性、Ａ／Ｄ変換誤差等）の値を補正値としてモニターできる。

このようにして算出された補正値を用いて、電荷計測期間において、コンデンサ３の電荷計測値より、上記（３）式で求められた補正値を差し引く演算を行うことにより、第３の実施形態においても、上記（２）式のようにバッファ・フィルタ９以降の計測系の計測精度低下要因を全て排除した形での補正後計測値を得ることが可能となる。

以上の通り、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。

たとえば、上述の実施形態では、マルチプレクサ１，２の各スイッチＳ１〜Ｓ６と、サンプルスイッチ４のスイッチ４ａおよび４ｂと、基準電圧源回路８のスイッチＳ８，８ａ、８ｂと、補正計測回路１０のスイッチＳ９，Ｓ１０の開閉は、ＣＰＵ７の制御により自動的に適宜なタイミングで行われるが、これに代えて手動で開閉しても良い。

また、上述の第１の実施形態では、基準電圧源の＋Ｖｒｅｆの電圧を＋ＡＶｃｃ／２に設定しているが、これに限らず、マイコン７の計測フルスケール値の中間の電圧でありかつ各電圧源Ｖ１〜Ｖ５の個別電圧を測定可能な電圧であれば、それ以外の電圧に設定することができる。

また、上述の第２の実施形態では、基準電圧源回路８は、マイコン７の計測フルスケール値の最大電圧または最小電圧を切り替えて供給できるように構成されているが、これに限らず、最大電圧に近い高電位電圧または最小電圧に近い低電位電圧を切り替えて供給できるように構成しても良い。

また、上述の各実施形態では、補正計測期間は充電期間と同時期になっているが、これに代えて、充電期間の前あるいは充電期間と電荷計測期間の間に補正計測期間を設けても良い。

また、上述の各実施形態では、本発明がフライングキャパシタ方式電圧測定装置に適用された場合について説明したが、これに限らず、コンデンサの充電を利用する電圧測定装置であれば、フライングキャパシタを使用しない直接計測方式電圧測定装置や多重なしの電圧測定装置等の他の形式の電圧測定装置でも適用可能である。

また、基準電圧源回路８は、図７（Ａ）に示すように、３個の抵抗Ｒ１〜Ｒ３を用いて分圧回路を構成しているが、分圧比に応じて異なる個数の抵抗を用いても良い。たとえば、図１、図４および図６の電圧測定装置において、抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、Ｒ１＝Ｒ２＝２×Ｒ３の関係になるように各抵抗値が設定され、Ｒ３部分の分圧比は１：５とされている。すなわち、コンデンサ３の両端電圧が、１／５に分圧されてマイコン７の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給されている。

そこで、分圧回路を図７（Ｂ）に示すように、抵抗Ｒ１に代えて抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを用い、抵抗Ｒ２に代えて抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂを用い、５個の抵抗を全て同一抵抗値、すなわち、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂ＝Ｒ３のものを用いる。この５個の抵抗は、全て同じ高精度（分圧によるバラツキが、マイコン７の入力ポートＡ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２のＬＳＢ（最下位ビット）以下に収まる精度）の同一品番の抵抗を採用する。それにより、常温での分圧比バラツキを少なくすることができるだけでなく、各抵抗の温度特性が同じとなるため、周囲温度による分圧比変動が発生しない分圧回路を構成することができるため、分圧回路部分のバラツキ補正が不要となる。

すなわち、図７（Ａ）に示す分圧回路においては、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の温度特性が同じタイプとした場合、抵抗Ｒ３部分の分圧比は１：５であるが、温度特性による抵抗Ｒ３部分の分圧比変動は１：３の割合で発生し、誤差要因となる。

一方、図７（Ｂ）に示す分圧回路においては、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂ，Ｒ３が同一品番の抵抗値とされているので、抵抗Ｒ３部分の分圧比は１：５であり、温度特性による抵抗Ｒ３部分の分圧比変動も１：５の割合となるので、結果的に温度特性による分圧比変動は発生しないことになる。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２に代えて、その１／２の抵抗値の抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂを用いると、抵抗値を小さくできるので、精度の良い抵抗の入手が容易となる。

このように、同一抵抗値の複数の抵抗を採用することにより、異なる抵抗値を有する少ない個数の抵抗を用いて構成された分圧回路に比較して、抵抗の個数が多くなって抵抗配置のスペースが若干増大するものの、どんな分圧比にも対応できかつ温度特性による分圧比変動がなくなるという大きな利点のある分圧回路を構成することができる。

本発明に係る電圧測定方法を実施する電圧測定装置の第１の実施形態の構成を示す回路図である。（第１の実施形態） 図１の電圧測定装置における動作を説明する図である。（第１の実施形態） 図１の電圧測定装置における計測期間を説明する図である。（第１の実施形態） 本発明に係る電圧測定方法を実施する電圧測定装置の第２の実施形態の構成を示す回路図である。（第２の実施形態） 図４の電圧測定装置における動作を説明する図である。（第２の実施形態） 本発明に係る電圧測定方法を実施する電圧測定装置の第３の実施形態の構成を示す回路図である。（第３の実施形態） （Ａ）および（Ｂ）は、それぞれ、本発明の電圧測定装置における分圧回路の構成例を示す回路図である。 従来のフライングキャパシタ方式電圧測定装置の計測期間を説明する図である。

符号の説明

Ｖ１〜Ｖ５ 電圧源
１ 第１のマルチプレクサ
２ 第２のマルチプレクサ
３ コンデンサ
４ サンプルスイッチ
７ マイコン（電圧計測手段、補正値算出手段）
８ 基準電圧源回路
１０ 補正計測回路

Claims (8)

1. 測定すべき電圧源の電圧を充電系を介して所定の充電期間中にコンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を測定系を介して所定の電荷計測期間中に計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定方法であって、
   前記充電期間中に、前記測定系に補正計測用電圧源の電圧を印加して計測し、得られた計測値と前記補正計測用電圧源の電圧の理論値の差から補正値を算出し、
   前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出する
   を備えたことを特徴とする電圧測定方法。
2. 測定すべき電圧源の電圧を充電系を介して所定の充電期間中にコンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を測定系を介して所定の電荷計測期間中に計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定装置であって、
   前記充電期間中に、前記測定系に補正計測用電圧源の電圧を印加して計測し、得られた計測値と前記補正計測用電圧源の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段と、
   前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値算出手段で算出された前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出する電圧計測手段と
   を備えたことを特徴とする電圧測定装置。
3. コンデンサと、直列接続されたＮ個の電圧源に接続された（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの奇数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第１のマルチプレクサと、前記（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの偶数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第２のマルチプレクサと、前記コンデンサの両端電圧が供給される電圧計測手段とを備え、測定すべき前記電圧源の電圧を所定の充電期間中に前記コンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を所定の電荷計測期間中に前記電圧計測手段で計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定装置であって、
   前記コンデンサと前記電圧計測手段の間に接続され、前記電荷計測期間中に前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧を供給する基準電圧源回路と、
   前記コンデンサと前記基準電圧源回路の間に接続され、前記充電期間中に補正計測用電圧源の電圧を印加する補正計測回路と、
   前記充電期間中に印加された前記補正計測用電圧源の電圧を計測し、得られた計測値と前記補正計測用電圧源の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段とをさらに備え、
   前記電圧計測手段は、前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値算出手段で算出された前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出する
   ことを特徴とする電圧測定装置。
4. 請求項３記載の電圧測定装置において、
   前記基準電圧源回路は、前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧として、計測フルスケール値の中間の電圧を供給する
   ことを特徴とする電圧測定装置。
5. 請求項３記載の電圧測定装置において、
   前記基準電圧源回路は、前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧として、計測フルスケール値の高電位電圧または低電位電圧を切り替えて供給し、
   前記補正計測回路は、補正計測用電圧源の電圧として、前記基準電圧源回路における計測フルスケール値の高電位電圧を印加し、
   前記第１および第２のマルチプレクサにより所望の電圧源を選択することにより、奇数番目の前記電圧源の電圧または偶数番目の前記電圧源の電圧を互いに逆極性で前記コンデンサへ充電した後に、前記第１および第２のマルチプレクサを開くと共に、奇数番目の電圧が充電されたときには前記基準電圧源回路で前記低電位電圧に切り替え、偶数番目の電圧が充電されたときには前記基準電圧源回路で前記高電位電圧に切り替えて、前記電圧源の電圧を測定する
   ことを特徴とする電圧測定装置。
6. コンデンサと、直列接続されたＮ個の電圧源に接続された（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの奇数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第１のマルチプレクサと、前記（Ｎ＋１）個の電圧検出端子のうちの偶数番目の電圧検出端子を前記コンデンサに選択的に接続する第２のマルチプレクサと、前記コンデンサの両端電圧が供給される電圧計測手段とを備え、測定すべき前記電圧源の電圧を所定の充電期間中に前記コンデンサに充電し、充電された前記コンデンサの電荷を所定の電荷計測期間中に前記電圧計測手段で計測し、得られた電荷計測値から前記電圧源の電圧を算出する電圧測定装置であって、
   前記コンデンサと前記電圧計測手段の間に接続され、前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧を供給する基準電圧源回路と、
   前記充電期間中に印加された前記基準電圧源回路の電圧を計測し、得られた計測値と前記基準電圧源回路の電圧の理論値の差から補正値を算出する補正値算出手段とをさらに備え、
   前記電圧計測手段は、前記電荷計測期間中に、前記電荷計測値から前記補正値算出手段で算出された前記補正値を差し引く演算を行うことにより、前記電圧源の電圧を算出する
   ことを特徴とする電圧測定装置。
7. 請求項３から６のいずれか１項に記載の電圧測定装置において、
   前記基準電圧源回路は、複数の抵抗を有し、前記コンデンサの両端電圧を分圧して前記電圧計測手段に供給する分圧回路と、該分圧回路に前記電圧計測手段における電圧計測の基準電圧を供給する基準電圧源とからなる
   ことを特徴とする電圧測定装置。
8. 請求項７記載の電圧測定装置において、
   前記分圧回路は同一抵抗値を有する複数の抵抗で構成される
   ことを特徴とする電圧測定装置。

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