JP2006314080A - オーディオ強化システムおよび方法 - Google Patents

Abstract

【課題】時間領域において聴取環境における雑音レベルを自動的に補償する改良型の方法を提供すること。
【解決手段】本発明による方法は、電気音響信号を生成し、電気音響信号からの音響出力を生成し；環境の総音響レベルを表す総音響信号を取得し、総音響レベルは、オーディオ手段（１２）からの音響出力と環境内の周囲雑音との双方を含み；総音響信号と電気音響信号から派生した基準信号とに応答して、環境の周囲雑音を表す周囲雑音信号を抽出し、抽出工程は、アダプティブなステップサイズでアダプティブな適応フィルタリング（１）することを含み；周囲雑音信号に応答して該分析の結果に基づいて制御信号を生成し；制御信号に応答して周囲雑音レベルを補償するようオーディオ手段の音響出力を調整し；適応フィルタリングのアダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出（５）工程を含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、車のような環境で聞く、オーディオシステムにより再生された音を改善する方法に関し、特に、そのオーディオシステムの外部雑音を補償するシステムに関する。

例えば、車の中で、再生された音楽やスピーチを聞く場合、その信号は、車内に存在する外部音響雑音によって、乱れる。この雑音は、車の速度、道路状態、天気および車の状態から生じ得るものであり、また、これらに依存し得るものである。こうした雑音の存在によって、対象のソフトなサウンドが隠れ、聞き取れる音域が狭くなり、信号の明瞭度が落ちる。車の運転手および／または乗客は、オーディオシステムの音量を上げることで、増大した外部雑音を補償するかもしれない。しかし、車が減速したり、あるいは、他の外部雑音源が緩和されたりすると、そのオーディオシステムの音量は、ユーザーが音量を下げなければならないほど、あまりにも大きくなろう。これに対処すべく、米国特許第５，４３４，９２２号と同第６，５２９，６０５号では、強弱音量調節（ＤＶＣ：ｅｎｈａｎｃｅｄ ｄｙｎａｍｉｃ ｖｏｌｕｍｅ ｃｏｎｔｒｏｌ）の改善システムが提案されている。そのシステムは、聴取環境（ｌｉｓｔｅｎｉｎｇ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）において、センサー、例えば、検出マイクによって送られる信号から、雑音信号を抽出し、そこから制御信号を計算する。この制御信号は、所望の信号（すなわち、音楽）の音量および／または強弱を調整するのに使われる。

ＤＶＣシステムは、センサー、例えば、マイクから得た混合信号から、雑音信号を抽出する。混合信号は、音楽成分（すなわち、所望の信号）、音声成分および雑音成分を含む。雑音成分は、所望の信号の音量あるいは強弱のための制御信号を得るためのみに使われることを意図している。他の成分は、制御信号の派生に何の影響を与えることを必要とされない。それは、さもなければ、このシステムが音声信号に応答するか、音楽を通じ、システム自身を制御することになり、いわゆるゲインチェース（ｇａｉｎ ｃｈａｓｅ）状況（すなわち、直接フィードバック）に陥るからである。このようなゲインチェース状況によって、オーディオシステム全体は不安定な状態に導かれ得る。

音楽信号は、適応フィルタを用い、センサー信号から抽出される。残留信号の混合に残された音声信号は、「音声アクティビティ検出器（ＶＡＤ：ｖｏｉｃｅ ａｃｔｉｖｉｔｙ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）」を用いて、除去される。ＶＡＤは時間レンジ（つまり、ブロードバンド様態）で連続的に作動し、絶えず増減を設定する、平均化ユニットによってインプリメントされる。換言すれば、入力信号が出力信号より大きい場合は、ＶＡＤはその出力信号を固定増加分増やし、入力信号がＶＡＤの出力信号より小さい場合は、いつも、固定減少分その出力信号を減らす。このように、ＶＡＤは、音声信号と雑音信号とで、定常的特性が違うこと利用している。雑音信号が、強く（ブロードバンド）平坦化され、それによって、ＶＡＤの出力信号（つまり、制御信号）が、たとえ、幾分かの遅れがあっても、定常最終値、これはセンサー信号にある雑音信号の平均パワーに相当するが、これに達する。設定音量あるいは選択均等化は、ここでは、低音域にセットした場合を主に述べるが、それに応じて、音楽信号は、多かれ少なかれ、雑音信号を通過する。つまり、所望の信号（音楽信号）が大きく出れば、出るほど、あるいは、低音制御器が高く設定されていれば、いるほど、適応フィルタをフィルタリングされずに通る音楽信号の占める割合は大きくなる。これは、防ぐことが必要な上述した既知のゲインチェース状況をもたらし得る。

適応フィルタは、信号がより狭い帯域幅を有している場合、よりよく機能する（つまり、所望の信号がそのフィルタを通り抜けることをより少なく許す）ことが分かってきている。このため、ＤＶＣシステムは、多くの場合、強いアンダーサンプリングの信号で、機能する。これは、一方で、インプリメンテーションの複雑さを減らすが、他方で、低周波雑音成分からのみに由来する制御信号を導き、そして、広帯域においても、音量あるいは強弱を調整するのに用いられた。低周波雑音信号は、車内（多くのＤＶＣシステムは主に、この分野向けに設計されている）で支配的であるので、上述した帯域制限が、本コンテクストの中でのみ、現在のところ、考えられている。それでもなお、解決策は完全に理想的ではなく、ある状況では、重複する効果を導くこともありうる。だからこそ、広帯域での解決策が好ましい。ゲインチェースの危険性は、帯域幅を制限することで減るが、完全には除去されない。

ゲインチェースを完全に避ける方法の一つは、所望の信号の既存パワーに従って制御信号を上方で制限することである。この制御信号は、反（ａｎｔｉ）ゲインチェース機能の形で、共通システムにインプリメントされている。この機能は、所望の信号が一定の最小閾値以下である場合、制御信号が変化されることなく、フィルタを通過することを可能にするが、所望の信号のパワーが閾値を超え、一度、所望の信号が最大閾値を超えた場合は、他の機能により指定される最大値にそれを制限し、更なる制御を阻む。

つまり、制御信号は、ゼロに置き換えられる。このような方法で変更された制御信号は、コンプレッサーを用い、所望の信号の音量および／または強弱を修正するために使われ得る。しかしながら、制御信号は、現存する雑音信号の平均パワーに完全に依存するとはいえ、スペクトル分布あるいは色合いについては考慮しない。

この観点から、「ダイナミックイコライザー制御（ＤＥＣ）システム」として知られるシステムは、ＤＶＣシステムの後継者と考えられている。しかしながら、ＤＶＣシステムからＤＥＣシステムへの移行を妨げている一つの面は、ＤＶＣシステムの機能するバンド幅に制限があるからである。このバンド幅に制限がある理由は、主としてゲインチェースの危険性を減らし、さらに、インプリメンテーションコストを減らすためである。

マイク信号から所望の信号を、大きさ制御値（音量）として用いるために、確実に計算する方法は、ＤＶＣシステムから既に知られている。しかしながら、直接的に音量制御することは、最良の解決策とならないということは明白である。なぜなら、雑音信号のスペクトル分布を考慮しないからである。時間領域とスペクトル領域の双方における方法を用いることによって、雑音のスペクトル色（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｃｏｌｏｒｉｎｇ）が、ＤＥＣシステムについて上述したように、アダプティブイコライジングを用いた所望の信号の処理に組み込まれ得る。特に、マイク信号の中にある雑音的音声要素に関連した問題は、特別に注意が払われている。しかしながら、ＤＶＣとＤＥＣの双方のシステムに関連する他の難点についても、前述のように軽視された。

本発明の課題は、時間領域において聴取環境における雑音レベルを自動的に補償する改良型のシステムおよび方法を創出することである。

本発明によると、聴取環境における周囲雑音を補償することによって、聴取環境においてオーディオシステムによって生成された音響信号を強化（ｅｎｈａｎｃｅ）するシステムおよび方法が提供される。そのシステムおよび方法は、電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成し；該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得し、該総音響レベルは、オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含み；該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答し、該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出し、該抽出工程はアダプティブな適応ステップサイズで適応フィルタリングすることを含み；該周囲雑音信号に応答し、解析の結果に基づいて制御信号を生成し；該制御信号に応答し、該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償し；該適応フィルタリングの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程を含む。

本発明は、さらに以下の手段を提供する。

（項目１）
聴取環境における周囲雑音を補償するオーディオ強化システムであって、
電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成するオーディオ手段と、
該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得するセンサー手段であって、該総音響レベルは、該オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、センサー手段と、
該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する、該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答する抽出手段であって、アダプティブな適応ステップサイズを有する適応フィルタを備える、抽出手段と、
解析の結果に基づいて制御信号を生成する、該周囲雑音信号に応答する制御手段と、
該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する、該制御信号に応答するイコライザ手段と、
該適応フィルタの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出ユニットと
を備える、オーディオ強化システム。

（項目２）
上記ステップサイズ算出ユニットは、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とが供給される、項目１に記載のオーディオ強化システム。

（項目３）
上記ステップサイズが、上記平均基準信号と上記推定システム距離との積の上記平均誤差信号による除算に等しい、項目２に記載のオーディオ強化システム。

（項目４）
上記適応フィルタが、フィルタコアと、該フィルタコアを制御する最小平均二乗（ＬＭＳ）適応ユニットとを備え、該ＬＭＳ適応ユニットが上記ステップサイズ算出ユニットによって制御される、項目１〜３のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目５）
上記抽出手段に供給された上記総音響信号または上記電気音響信号を遅延する遅延手段をさらに備える、項目１〜４のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目６）
上記抽出手段が、ローパスフィルタを有する総音響信号経路と、上記センサー手段からの上記総音響信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、項目１〜５のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目７）
上記抽出手段が、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、上記基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、項目１〜６のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目８）
上記オーディオ手段が、少なくとも２つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力を生成し、該少なくとも２つの電気音響信号が、基準信号算出配置（ａｒｒａｇｅｍｅｎｔ）において処理されることによって単一の基準信号が生成される、項目１〜７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目９）
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目８に記載のオーディオ強化システム。

（項目１０）
上記オーディオ手段が、少なくとも２つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力を生成し、該少なくとも２つの電気音響信号は各々、上記抽出手段に供給される基準信号を形成する、項目１〜７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目１１）
上記抽出手段が、各基準信号に対して、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、該基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、項目１０に記載のオーディオ強化システム。

（項目１２）
上記抽出手段が、各基準信号経路に対して適応フィルタを備え、各適応フィルタの出力信号が後続の上記適応フィルタに総音響信号として供給される、項目１１に記載のオーディオ強化システム。

（項目１３）
上記オーディオ手段が、少なくとも３つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも３つの音響出力を生成し、該少なくとも３つの電気音響信号の１つの信号が、上記抽出手段に供給される１つの基準信号を形成し、該少なくとも３つの電気音響信号の残りの信号が処理されることによって別の基準信号が生成される、項目１〜７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目１４）
上記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、項目１３に記載のオーディオ強化システム。

（項目１５）
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目１４に記載のオーディオ強化システム。

（項目１６）
上記抽出手段の下流に接続された予測誤差フィルタをさらに備える、項目１〜１５のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目１７）
上記予測誤差フィルタを制御する線形予測コード化（ＬＰＣ）ユニットをさらに備える、項目１６に記載のオーディオ強化システム。

（項目１８）
各基準信号が上記遅延手段によって遅延される、項目１〜１７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目１９）
音声アクティビティ検出器（ＶＡＤ）をさらに備える、項目１〜１８のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目２０）
上記ＶＡＤモデルが、その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、項目１９に記載のオーディオ強化システム。

（項目２１）
さらなるセンサー手段をさらに備え、センサー手段の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各センサー手段が基準信号を提供する、項目１〜２０のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目２２）
上記音響出力が拡声器によって生成され、各センサー手段が該それぞれの拡声器に近接して配置される、項目２１に記載のオーディオ強化システム。

（項目２３）
上記イコライザ手段の上記出力信号を増幅する、該イコライザ手段の下流に接続された増幅手段をさらに備える、項目１〜２２のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目２４）
上記増幅手段がゲイン制御手段によって制御される、項目２３に記載のオーディオ強化システム。

（項目２５）
上記イコライザ手段に提供された上記電気音響信号をスケーリングするスケーリング手段をさらに備える、項目１〜２４のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目２６）
上記ゲイン制御手段と上記増幅手段との間に接続されたスケーリング手段をさらに備える、項目１〜２４のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目２７）
上記スケーリング手段がスケーリング制御手段によって制御される、項目２５または２６に記載のオーディオ強化システム。

（項目２８）
上記スケーリング制御手段が、ディラック型フィルタとスケーリング算出ユニットとを備える、項目２７に記載のオーディオ強化システム。

（項目２９）
上記ゲイン制御手段が最小雑音閾値を含み、上記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、項目２３〜２８のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。

（項目３０）
上記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、項目２９に記載のオーディオ強化システム。

（項目３１）
聴取環境における周囲雑音を補償することによって、聴取環境においてオーディオシステムによって生成された音響信号を強化する方法であって、
電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成する工程と、
該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得する工程であって、該総音響レベルは、オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、工程と、
該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答し、該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する工程であって、アダプティブな適応ステップサイズで適応フィルタリングすることを包含する、工程と、
該周囲雑音信号に応答し、解析の結果に基づいて制御信号を生成する工程と、
該制御信号に応答し、該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する工程と、
該適応フィルタリングの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程と
を包含する、方法。

（項目３２）
上記ステップサイズ算出工程が、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とを処理する、項目３１に記載の方法。

（項目３３）
上記ステップサイズが、上記平均基準信号と上記推定システム距離との積の上記平均誤差信号による除算に等しい、項目３２に記載の方法。

（項目３４）
上記適応フィルタリングが、最小平均二乗（ＬＭＳ）適応工程によって制御されたフィルタリングを包含し、該ＬＭＳ適応工程が上記ステップサイズ算出工程によって制御される、項目３１〜３３のいずれか一項に記載の方法。

（項目３５）
上記抽出する工程に提供された上記総音響信号または上記電気音響信号を遅延する遅延工程をさらに包含する、項目３１〜３４のいずれか一項に記載の方法。

（項目３６）
上記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、上記総音響信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、項目３１〜３５のいずれか一項に記載の方法。

（項目３７）
上記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、上記基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、項目３１〜３６のいずれか一項に記載の方法。

（項目３８）
少なくとも２つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力が生成され、該少なくとも２つの電気音響信号が処理されることによって、単一の基準信号が生成される、項目３１〜３７のいずれか一項に記載の方法。

（項目３９）
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目３８に記載の方法。

（項目４０）
上記オーディオ手段が、少なくとも２つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力を生成し、該少なくとも２つの電気音響信号は各々、上記抽出手段に供給される基準信号を形成する、項目３１〜３７のいずれか一項に記載の方法。

（項目４１）
上記抽出する工程が、各基準信号に対して、ローパスフィルタリングすることと、該基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、項目４０に記載の方法。

（項目４２）
上記抽出する工程が、各基準信号経路に対して適応フィルタリングすることと、各適応フィルタの出力信号を後続の適応フィルタに総音響信号として供給することとを包含する、項目４１に記載の方法。

（項目４３）
少なくとも３つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも３つの音響出力が生成され、該少なくとも３つの電気音響信号の１つの信号が、上記抽出手段に供給される１つの基準信号を形成し、該少なくとも３つの電気音響信号の残りの信号が別の基準信号を形成する、項目３１〜３７のいずれか一項に記載の方法。

（項目４４）
上記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、項目４３に記載の方法。

（項目４５）
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目４４に記載の方法。

（項目４６）
予測誤差フィルタリングすることをさらに包含する、項目３１〜４５のいずれか一項に記載の方法。

（項目４７）
上記予測誤差フィルタリングを制御するために線形予測コード化（ＬＰＣ）することをさらに包含する、項目４６に記載の方法。

（項目４８）
各基準信号が遅延される、項目３１〜４７のいずれか一項に記載の方法。

（項目４９）
音声アクティビティ検出（ＶＡＤ）することをさらに包含する、項目３１〜４８のいずれか一項に記載の方法。

（項目５０）
その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査する工程をさらに包含し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、項目４９に記載の方法。

（項目５１）
複数の総音響信号を生成することをさらに包含し、総音響信号の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各総音響信号が基準信号を形成する、項目３１〜５０のいずれか一項に記載の方法。

（項目５２）
各総音響信号が基準信号を生成する、項目５１に記載の方法。

（項目５３）
上記イコライザ工程によって生成された上記信号を増幅する増幅工程をさらに包含する、項目３１〜５２のいずれか一項に記載の方法。

（項目５４）
上記増幅工程がゲイン制御工程によって制御される、項目５３に記載の方法。

（項目５５）
上記イコライザ工程に提供された上記電気音響信号をスケーリングするスケーリング工程をさらに包含する、項目３１〜５４のいずれか一項に記載の方法。

（項目５６）
上記ゲイン制御工程と上記増幅工程との間においてスケーリング工程をさらに包含する、項目３１〜５４のいずれか一項に記載の方法。

（項目５７）
上記スケーリング工程がスケーリング制御工程によって制御される、項目５５または５６に記載の方法。

（項目５８）
上記スケーリング制御工程が、ディラック型フィルタリングと、スケーリング算出とを包含する、項目５７に記載の方法。

（項目５９）
上記ゲイン制御工程が最小雑音閾値を含み、上記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、項目５３〜５８のいずれか一項に記載の方法。

（項目６０）
上記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、項目５９に記載の方法。

（摘要）
聴取環境におけるオーディオシステムで生成された音響信号を、聴取環境にある周囲雑音を補償して、強化するシステムと方法を提供する。このシステムと方法は電気音響信号を生成し、該電気音響信号からの音響出力を生成し；該環境の総音響レベルを表す総音響信号を取得し、ここで、該総音響レベルは、該オーディオ手段からの音響出力と該環境内の該周囲雑音との双方を含み；該総音響信号と該電気音響信号から派生した基準信号とに応答して、該環境の該周囲雑音を表す周囲雑音信号を抽出し、該抽出工程は、アダプティブなステップサイズでアダプティブな適応フィルタリングすることを含み；該周囲雑音信号に応答して該分析の結果に基づいて制御信号を生成し；該制御信号に応答して該周囲雑音レベルを補償するよう該オーディオ手段の音響出力を調整し；該適応フィルタリングのアダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程を含む。

本発明は、本明細書の一部を形成する添付の図面と関連して以下の説明を解釈することによって、より容易に理解される。

これまで提示されてきた全ての適応フィルタでは、マイク信号から所望の信号（この場合では、ソース信号（例えば、音楽、スピーチなど））を可能な限り除去する効果を有し、μによって表される固定された適応ステップサイズのみが用いられる。これは、決して最適ではないが、その代わりに、安定性と適応スピードとの間の妥協を反映する。所望の信号が雑音信号より大きいことが確実され得る場合は、固定された適応ステップサイズを用いることは、完全に受け入れられる。しかし、その信号が反対の状況になった場合は、たとえ短時間であっても、推定される拡声器／空間マイク（ＬＲＭ）伝達関数が常に改悪される。

その結果、現在考えている所望の信号成分が原因となって、推定される雑音レベルが不正確に大きくなる。この状況は、好ましくない状況の問題を引き起こし得るので、許容可能でない。表れる挙動に対する理由は明らかである。所望の信号（音響信号）が、テスト信号（すなわち基準信号）としての機能を果たし、そのテスト信号によってＬＲＭ伝達関数が適応フィルタを用いて推定される。ある時に雑音信号成分が、マイク信号における所望の信号成分よりも大きい場合では、その空間は、もはや正確には分析され得ない。その結果が、その空間を測定するための信号が雑音信号以上となるまでインタラクティブに再配列され得ない完全にランダムに集められたフィルタ係数を含むＬＲＭモデルであり、論理的にはその状況が生じるにはある時間が必要であり、その期間中、推定伝達関数は不正確であり、そのことは、多かれ少なかれ、マイク信号からの所望の信号成分の除去において主要な誤差を構成する。

そのような状況における適応フィルタの振舞いは以下のとおりであるべきである。一旦雑音成分が所望の信号成分よりも大きくなると、その時のＬＲＭ推定（これは、一組のフィルタ係数として存在する）は、もう一度正確な関係が当てはまるまで凍結される必要がある。この間に、ＬＲＭシステムは非常に僅かにしか変化しないか、または全く変化しないということが暗に推定され、この推定は実際に確証される。さらに、いわゆるシステム距離の値によって表されるように、その時の適応の成功が、目下の信号雑音比（ＳＮＲ）値とともに考慮される必要がある。

システム距離は、その時のモデルが、実際に存在するものと異なっている程度を示す。すなわち、適応フィルタがすでにどの程度最適値に近づいたかの尺度を与える。推定モデルと現存の音響モデルとの相違が小さい場合では、システム距離も同様に小さい。従って、一方では、最適モデルにさらに近づくために、またその一方では、短期の雑音発生により耐性のあるように、発見されたモデルをますます確立するために、適応ステップサイズが低減される必要がある。

システム距離を推定するために、例えば、所定の遅延がマイク信号の分岐（ｓｉｇｎａｌ ｂｒａｎｃｈ）に導入される。その遅延は、いわゆる遅延（フィルタ）係数を用いた適応フィルタによって推定される。適応フィルタが完璧に構成されている場合では、係数はゼロ値と推定する。フィルタが不完全の場合では、係数は、現存の雑音とダイレクトな関係で変化する非ゼロ値と推定する。それによって、適応の成功とシステム距離に関する結論を出すことが可能になる。一般的に、必要なのは、総和がその時のシステム距離に対する値を提供する少数の係数である。

図１は、適応ステップサイズμ［ｎ］を有するアダプティブな有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの概略図である。そのフィルタは、最小平均二乗（ＬＭＳ）適応ユニット２によって制御可能な有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタコア１を備える。ＬＭＳユニット２は、入力信号として、信号源（例えば、ＣＤプレーヤー、ラジオなど）からのソース信号ｘ［ｎ］と、減算ユニット４からの誤差信号ｅ［ｎ］と、ステップサイズ算出ユニット５からの適応ステップサイズμ［ｎ］とを受け取る。ステップサイズ算出ユニット５は、平均ソース信号Ｍｅａｎ Ｘ［ｎ］と、ＦＩＲフィルタコア１によって供給される推定システム距離Ｄｉｓｔ［ｎ］と、平均誤差信号Ｍｅａｎ Ｅ［ｎ］とが供給され得る。信号Ｍｅａｎ Ｘ［ｎ］は平均化ユニット６によって、Ｍｅａｎ Ｅ［ｎ］は平均化ユニット７によって提供される。減算ユニット４は、遅延ユニット８を介して、拡声器−空間（ｒｏｏｍ）−マイク（ＬＲＭ）システム１０の一部であるマイク９からの信号をさらに受け取る。そのＬＲＭシステムは、伝達関数Ｈ_Ｒｏｏｍ（Ｚ）を有する空間１１をさらに備え、その空間では、マイク９と、ソース信号ｘ［ｎ］が供給された拡声器１２とが配置されている。マイク９は、伝達関数Ｈ_Ｒｏｏｍ（Ｚ）によってフィルタリングされた拡声器１２からの音響信号と、少なくとも１つの雑音源１３（空間１１の外側（図示してある）かつ／または内側（図示せず）にある）からの雑音信号とを受け取る。

ＳＮＲを算出するために、ソース信号ｘ［ｎ］と、適応フィルタの結果として生じる出力信号（換言すると、誤差信号ｅ［ｎ］）とが、シンプルな一次の無限インパルス応答（ＩＩＲ）ローパスフィルタを用いて再帰的に決定される。

その結果として生じる推定された最適な適応ステップサイズμ［ｎ］は、関連する全成分に対する値が分かっているので、以下のように算出され得る。

ここで、推定システム距離は次式（推定システム距離）によって与えられる。

（１）式における表現

は、サンプリング回数ｎに対する信号雑音比（ＳＮＲ）の比に一致する。従って、（１）式は、

とも表され得る。これは、サンプリング回数ｎにおける最適な適応ステップサイズを表す。

ＤＶＣシステムの使用は通常は低スペクトル範囲にのみ限定されるが、この範囲でさえ、一般的には、たった一つの拡声器からではなく、聴取空間内の異なった位置に配置された複数の拡声器から発せられる。その結果、考慮された拡声器を介して出されたソース信号は、マイクによって記録された複合信号に影響を与える。その信号は、ｘ_ｘ［ｎ］によって基準信号を表し、その基準信号は、ソース信号とマイクとの間で空間インパルス応答に折り返され（ｆｏｌｄｅｄ）ている。

図２は４−スピーカ／１−マイクの配置の一例である。この配置は、マイク１４と、４つの拡声器１５、１６、１７、１８を備える。本例示の場合では、車両内部にある空間１９において、拡声器１５は前部の左側（ＦＬ）に、拡声器１６は前部の右側（ＦＲ）に、拡声器１７は後部の左側（ＲＬ）に、そして拡声器１８は後部の右側（ＲＲ）に配置されている。各拡声器１５、１６、１７、１８とマイク１４との間には、それぞれ、空間伝達関数Ｈ_１（ｚ）、Ｈ_２（ｚ）、Ｈ_３（ｚ）、Ｈ_４（ｚ）が存在する。既知のＤＶＣ代替形態では、適応フィルタに対して、異なったソース信号がシンプルな加算を介して計算され、その結果として生じる複合信号が基準信号ｘ［ｎ］として用いられるが、依然として、様々な空間伝達関数の効果は考慮されていない。例えば、本例のように４つの拡声器と１つのマイクとからなるシステムを考える場合では、拡声器１５、１６、１７、１８とマイク１４との間の４つの空間伝達関数Ｈ_１（ｚ）、Ｈ_２（ｚ）、Ｈ_３（ｚ）、Ｈ_４（ｚ）が全て考慮されるべきである。今に至るまで、マイク信号から所望の（さらなる）信号を除去するために、たった一つの適応フィルタが用いられてきた。これでは、その適応フィルタは、４つの現存する伝達関数の平均値を反映するに過ぎなくあり得る。

最も強い信号成分を有する伝達関数（通常は、最も近い拡声器に由来）は、それより弱い関数（大抵は、さらに遠くに位置する拡声器に由来）よりも平均の計算への影響が大きい。このシステムは、概して非常に良く機能するが、広範な用途の点からはまだ不適切のようである。このシステムを改良するために、４つの異なった拡声器と１つのマイクとからなる図２のシステムを考える。結果として生じる複合基準信号ｘ［ｎ］の合成は、さらなる基準信号の計算において、マイクからの拡声器の距離が異なることに起因する異なった信号遅延時間および振幅を少なくとも考慮することによって改善され得る。最も近い拡声器（本例では拡声器１５）から初めて、そこを基準点とし、その基準点に関連してさらなる（音響）信号の遅延および減衰が決定される。

図３は、複合基準信号の改良型構成を用いたシステムを示す。図３のシステムは、マイク１４からのアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル（ＡＤ）変換器２０に接続されたマイク１４（図２のようなマイク）を備える。そのデジタル信号は、サンプリングレートを変更（例えば１６だけ変更）する後続のサンプリングレート変換ユニット２２に対するアンチエイリアスフィルタとしての機能を果たすローパス（ＬＰ）フィルタ２１に供給される。さらに、それぞれ拡声器１５、１６、１７、１８に供給された個々のソース信号（基準信号）ｘ_１［ｎ］、ｘ_２［ｎ］、ｘ_３［ｎ］、ｘ_４［ｎ］の合計である複合基準信号ｘ［ｎ］が、加算器ユニット２３によって提供される。ここで、ソース信号ｘ_２［ｎ］、ｘ_３［ｎ］、ｘ_４［ｎ］は、それぞれ遅延ユニット２４（「遅延２」）、２５（「遅延３」）および２６（「遅延４」）、ならびに、減衰ユニット２８（Ｍａｇ２）、２９（Ｍａｇ３）および３０（Ｍａｇ４）を介して加算器ユニット２３に供給される。ソース信号ｘ_１［ｎ］は、減衰ユニット２７のみを介して加算器ユニット２３に供給される。

加算器ユニット２３は、アナログのさらなる基準信号ｘ［ｎ］をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル（ＡＤ）変換器２８に接続されている。そのデジタル信号は、後続のサンプリングレート変換ユニット３０に対するアンチエイリアスフィルタとしての機能を果たすローパス（ＬＰ）フィルタ２９に供給される。サンプリングレート変換ユニット３０の出力信号は、遅延ユニット３１を介して、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタコア３２と、ＦＩＲフィルタコア３２を制御する最小平均二乗（ＬＭＳ）フィルタ制御ユニット３４とに供給される。ＦＩＲフィルタコア３２の出力部は減算ユニット３３の一入力部に接続されており、減算ユニット３３の第２の入力部はサンプリングレート変換ユニット２２の出力部に接続されている。減算ユニット３３は、遅延された基準信号ｘ［ｎ］と比較するためにフィルタ制御ユニット３４にフィードバックされる誤差信号ｅ［ｎ］を出力する。誤差信号ｅ［ｎ］はまた、例えば図６に示されるような予測誤差フィルタとしの別のユニットに、供給され得る。

図３では、基準信号の各成分は、基準信号の合成において遅延または増幅または減衰因子として考慮される。続いて、適応フィルタの有効長を増加させるために、基準拡声器１５からマイク１４への経路に内在の基本遅延（「遅延１」または（「バルク遅延」）と称する）が、アンダーサンプリングされた信号処理範囲内において考慮され得る。その際に、メモリ消費を出来る限り低減するように長い遅延をアンダーサンプリングされた範囲に移動させ、遅延ラインを用いた完全なサンプリング周波数において遅延の差のみを均等化しようとする試みがなされる。

同時に、現存する対称性が用いられ得る（例えば、２つの前方（ＦＬ、ＦＲ）と後方（ＲＬ、ＲＲ）の拡声器の経路が同じである場合）。そのような場合では、まず、対称な信号が一緒に加算され得、次いで、遅延時間および振幅の点において、対応する第２の適応信号に複合基準信号が適応される。適応フィルタの有効長は、その計算にバルク遅延を含めることによって増加される。その理由は、そうでない場合には適応フィルタが、マイクに最も近い拡声器（例えば、図２の拡声器１５）に関連した音響信号の遅延時間を均等化するためである。この内在性の音響信号の遅延時間はまた、遅延された係数を決定するために有利に用いられ得る。この方法を用いて、マイクの信号経路上の遅延ラインは、一定の状況下で完全に省略され得る。それにもかかわらず、この強化でさえ、最適なシステムと認められない。そう認められるためには、全ての入力信号を別個に考慮する必要があり、その結果として図４に示されるシステムが得られる。

図４は、全空間伝達関数を含むＤＶＣシステムの概略図である。図３に示されるように、図４のシステムは、マイク１４と、ＡＤ変換器２０と、ローパスフィルタ２１と、サンプリングレート変換ユニット２２とによって構築された信号経路（マイク経路）を備える。さらに、ＡＤ変換機２８と、ローパスフィルタ２９と、サンプリングレート変換ユニット３０と、遅延ユニット３１と、ＦＩＲフィルタコア３２と、フィルタ制御ユニット３４と、減算ユニット３３とによって構築された図３の信号経路は、図４では、ＡＤ変換器１２８と、ローパスフィルタ１２９と、サンプリングレート変換ユニット１３０と、遅延ユニット１３１と、ＦＩＲフィルタコア１３２と、フィルタ制御ユニット１３４と、減算ユニット１３３とを備える経路（基準経路１）によって実現される。ここで、ＡＤ変換器１２８は、図３の信号ｘ［ｎ］の代わりに基準信号ｘ_１［ｎ］を受け取り、減算ユニット１３３は、処理後のマイク信号と処理後の基準信号ｘ_１［ｎ］とから誤差信号ｅ_１［ｎ］を提供する。

図３のシステムと対照的に、図４のシステムは、ＡＤ変換器２２８、３２８、４２８と、ローパスフィルタ２２９、３２９、４２９と、サンプリングレート変換ユニット２３０、３３０、４３０と、遅延ユニット２３１、３３１、４３１と、ＦＩＲフィルタコア２３２、３３２、４３２と、フィルタ制御ユニット２３４、３３４、４３４と、減算ユニット２３３、３３３、４３３とによって各々構築された３つのさらなる基準経路（基準経路２、３、４）を備える。ここで、各ＡＤ変換器２８は各々の基準信号ｘ_２［ｎ］、ｘ_３［ｎ］、ｘ_４［ｎ］を受け取り、減算ユニット２３３、３３３、４３３は、それぞれ、誤差信号ｅ_１［ｎ］、ｅ_２［ｎ］およびｅ_３［ｎ］と、処理後の基準信号ｘ_２［ｎ］、ｘ_３［ｎ］およびｘ_４［ｎ］とから、誤差信号ｅ_２［ｎ］、ｅ_３［ｎ］およびｅ_４［ｎ］を提供する。基準経路１、２、３および４は、少なくとも構造は同じである。

誰かが思いつき得るような従来の並列な態様ではなく、個々の空間伝達関数を図４の配置（換言すると、個々の適応フィルタの連結）に示されるように用いる必要がある理由は、入力信号の強い相関によって説明され得る。入力信号ｘ_１［ｎ］、・・・、ｘ_４［ｎ］の相互関係が無相関である場合では、個々の空間伝達関数は、単に、互いに独立に並列で推定され得る。

しかし、入力信号間には強い相関があるので、システムの機能は以下のとおりである。第１の適応フィルタ（基準経路１にある）には、遅延ライン１３１（遅延１）を介してアンダーサンプリングされた基準信号（ｘ_１［ｎ］）が供給されるが、第１の適応フィルタは、マイク信号からｘ_１［ｎ］に相関した全ての信号成分を除去する。理想的には、第１の適応フィルタの誤差または出力信号ｅ_１［ｎ］は、もはやｘ_１［ｎ］に相関しない信号成分のみを含む。第２の適応フィルタ（基準経路２にある）は、ｅ_１［ｎ］にｘ_２［ｎ］に相関した成分がある場合にのみ、適応し得る。そうでない場合では、フィルタは、ｘ_２［ｎ］に相関していない信号を自身の出力信号として伝達し、以下も同様である。連鎖の最後において、それ相応に、ｘ_１［ｎ］、ｘ_２［ｎ］、ｘ_３［ｎ］、ｘ_４［ｎ］雑音にも相関しない信号が出力される。すなわち、残っているのは、図４において「Ｎｏｉｓｅ［ｎ］」として表された、スピーチ信号と、バックグランド雑音とを含む混合信号である。

通常、音楽を基準信号源として用いる場合では、個々の基準信号ｘ_１［ｎ］、・・・、ｘ_４［ｎ］間の強い相関が気付かれ得る。従って、第１の適応フィルタの後でほとんど全ての信号が残っていない場合では、そのため、適応フィルタを用いて、相関に対して残りの基準信号を分析することは価値があり得る。従って、実用面では、全ての労力に価値があるかについては疑問である。信号理論の点からは、図４に示されるシステムが有効であることは、明白である。しかし、経済的に見ると、図３に示されるシステムが採用されそうである。実行可能な妥協を表し得る、図３と図４の示された２つのシステムの混合もまた考え得る。

図５は、図３および図４に示された２つのシステムの混合のようなシステムを示す。図５のシステムは、図４のシステムに示されるようなマイク経路と、基準経路１、２とを有する。しかし、経路２（換言すると、ＡＤ変換器２２８）には、図４のようには基準信号ｘ_２［ｎ］が供給されず、図３のものに類似の平均基準信号が供給される。図５のシステムでは、その平均基準信号は、処理後の基準信号ｘ_２［ｎ］、ｘ_３［ｎ］、ｘ_４［ｎ］を受け取る加算器ユニット１２３によって提供される。その処理の態様は、基準信号ｘ_２［ｎ］は減衰ユニット１２７を介して、ｘ_３［ｎ］、ｘ_４［ｎ］はそれぞれ減衰ユニット２９、３０と遅延ユニット２５、２６とを介して、加算器ユニット１２３に提供されるという態様である。さらなる誤差信号Ｎｏｉｚｅ［ｎ］が、減算ユニット２３３によって出力される。

既知のＤＶＣ代替モデルのうちの１つは、少なくともオプションとして、適応フィルタの後ろに配置されたハイパスフィルタを有する。そのハイパスフィルタの機能は、雑音スペクトル（そのスペクトルは、車両では非常に低い周波数を有することが知られている）を、ＤＶＣシステムが、優勢なエンジンおよび移動の雑音だけでなく、風による高周波数の雑音（信号レベルでは非常に弱い）にも応答し得るような程度に滑らかにすることである。風による雑音は、低周波数成分と比べてレベルは相当弱いが、人間の聴覚が特に敏感なスペクトル領域で見られる。従って、低い雑音信号レベルでさえ、制御機構を必要とする。

これまでは、システムが、上述したような低周波数の雑音と風による高周波数の雑音信号との両信号に可能な限り実質的に等しく応答し得るように、雑音スペクトルを滑らかにするためにハイパスフィルタが用いられてきた。ハイパスフィルタは、固定値に設定され、変更されなかった。この設定は、多くのテストで実証されたように多くの場合適切であるが、ハイパスフィルタが十分に機能し得ないある雑音状況（換言すると、フィルタが、雑音信号のスペクトルを有意には滑らかにせず、異なったスペクトル分布を有する雑音信号に対して異なった応答が存在するという影響がある状況）が存在する。

これを克服するために、現在適用可能な雑音状況に応答して、スペクトル平滑化フィルタがアダプティブに設定され得る。ここで、インタラクティブに算出された反射係数を予測誤差フィルタ（プレ白色化フィルタとしても知られるフィルタ）に供給することによって、線形予測コード化（ＬＰＣ）分析が用いられる。そのシステムはまた、予測誤差フィルタの出力信号が可能な限りホワイト雑音としてスペクトル全体に分布するように、雑音が付随する状況に従ってイコライジングフィルタを構成し得る。

図６は、雑音信号をスペクトル的に滑らかにするための、シンプルなハイパスフィルタの代わりの白色化フィルタの使用法を示す。ここで、図６においては、説明を目的とするためにたった一つの基準経路（図５の基準経路１）を用いたが、別の経路にも容易に適応可能である。図６のシステムでは、ハイパスフィルタ３５がマイク経路に、ハイパスフィルタ１３５が基準経路（基準経路１）に、それぞれサンプリングレート変換ユニットの後ろに含まれる。さらに、減算ユニット１３３によって提供される誤差信号ｅ［ｎ］が、同じく誤差信号ｅ［ｎ］を受け取る線形予測コード化（ＬＰＣ）ユニット３７によって制御される予測誤差フィルタ３６に供給される。タイムレンジにおいてこれを実行する効果的な手段は、本発明によると、ＬＰＣ分析を用いて線形予測コード化（ＬＰＣ）係数を計算することと、誤差信号を重み付けするその係数を予測フィルタに入力することとである。

別のアプリケーション（例えば、音響エコー削除（ＡＥＣ））から、そのような場合において、ＬＰＣ分析を用いてエコー係数が音声信号から算出されるということと、マイク信号をフィルタリングする予測誤差フィルタにその係数が供給されるということとは、知られている。検知マイクによって記録された音声信号は、ＡＥＣシステムがより効率よく動作し得るように、スペクトル的に滑らかにされる。従って、そのＡＥＣアプリケーションは、いわゆるプレ白色化フィルタを参考にする。その効果は、ＬＰＣ分析が、分析によって調べられる信号（換言すると、音声信号）のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）に対応する伝達関数を呼び出す対応する予測フィルタにおいて用いられる係数を供給するといように説明され得る。予測誤差フィルタにおいて用いられる場合では、その伝達関数は、分析信号のＰＳＤではなく、むしろその逆のパターンに従う。従って、ＬＰＣ分析が依存したマイク信号における音声成分は、予測誤差フィルタの後でスペクトル的に滑らかにされる。換言すると、その成分は白色化される（従って、これが用語「プレ白色化フィルタ」のもとである）。

線形予測コード化（ＬＰＣ）として知られる分析／合成方法は、例えば合成スピーチおよびスピーチ信号通信を達成するための効率の良い効果的な手段である。この方法の効率は、分析アルゴリズムのスピードと、コード化された信号に必要な低いバンド幅とに起因する。有効性は、デコードされた音声信号の明瞭度に関連する。ＬＰＣは、分析／合成スキーム（そこで、ソース信号のスペクトルは、分析されるターゲット信号のスペクトル成分によって重み付けられる）である一タイプのボコーダをインプリメントする。位相ボコーダは、例えば、分析チャネルの振幅および位相の情報が、保持され、誤差フィルタ用の係数として用いられ得る特別な種類のボコーダである。

標準的なＬＰＣでは、ソース信号は、ホワイト雑音またはパルス列であり、それぞれ、声道の有声または無声の励振（ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ）に類似する。ＬＰＣの背後の基本的な仮定は、標準信号のｎ番目のサンプルと、ｐ個の以前のサンプルとの相関である。すなわち、ｎ番目の信号サンプルが、Ｐ個の以前のサンプルの線形結合に、予測誤差を表す残余を加えたものとして表される。分析問題は、全極（ａｌｌ−ｐｏｌｅ）フィルタの係数ａの識別と等価である。平均二乗の意味で誤差を最小にする場合、その問題は、一組のＰ個の方程式に形を変え、それは、ｚドメイン（周波数ドメイン）において、Ｅ（ｚ）＝Ａ（ｚ）Ｘ（ｚ）に低減される。ここで、Ａ（ｚ）は係数ａの多項式であり、Ｅ（ｚ）は予測誤差である。音声信号分析の場合ではフィルタ１／Ａ（ｚ）は、全極形式のフィルタと呼ばれる。その理由は、適切な次数ｐが選択される場合では、その大きさの周波数応答は、信号スペクトルの包絡線に従い、その広い共振はフォルマントと呼ばれる。フィルタＡ（ｚ）は、音声信号から、声道励振に類似する残余を抽出するので、インバースフォルマントフィルタと呼ばれる。Ａ（ｚ）は、平坦なスペクトルを有する残余を生成するので、白色化フィルタとも呼ばれる。

しかし、残余（ｒｅｓｉｄｕａｌ）には２種類あり、両方とも平坦なスペクトルを有する。パルス列とホワイト雑音であり、前者は、有声のスピーチに対する理想化された声帯振動であり、後者は、無声スピーチの理想化された励振である。現実には、残余は、その２つの理想化された励振雑音のいずれでもない。再合成ステージにおいて、分析ステージにおいてなされた有声／無声決定に従って、コード化された残余を用いるか、２つの理想化された励振のうちの１つを選ぶかという選択がある。

ターゲット信号が周期的である場合（有声のスピーチ）では、ピッチ検出器が分析ステージに加えられ得、正確なパルス間周期で、基本パルスの周期的な複製によって再合成が引き起こされ得るようにされる。残余またはターゲット信号を用いたピッチ検出にはいくつかの技術が利用可能である。特に効果的であるわけではないが、一つの可能性は、残余をフーリエ分析し、セクションの手法（ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ ｓｅｃｔｉｏｎ）によって基本周波数を推定することである。例えば、分析ステージによって抽出された情報は、予測係数ａ_１、・・・、ａ_ｐと、残余ｅと、励振残余のピッチと、有声／無声情報と、信号エネルギー（ＲＭＳ振幅）とである。これらのパラメータは、修正される可能性があるが、例えば、周知のＬｅｖｉｎｓｏｎ−Ｄｕｒｂｉｎ再帰によって、再合成ステージにおいて用いられる、その再帰は、フィルタ１／Ａ（ｚ）のラティス具現化の反射係数を提供する。

これを行う効果的な方法は、線形予測コード化（ＬＰＣ）分析を用いて、線形予測化コード化係数を計算し、予測フィルタに、その係数を入力することである。これで、音楽信号は重み付けされる。既知のＤＶＣシステムは、いつも、シンプルな音声アクティビティ検出（ＶＡＤ）機能を用いる。この機能は、バックグランド雑音信号の長期定常状態と人間音声の短期定常状態に、２つの平均値計算ユニットを合わせて使う。それにもかかわらず、このＶＡＤ変異は制御が非常に難しいため、制御がより簡単で、インプリメントがより単純な、新たなＶＡＤモデルが好ましい。

図７は、新たな音声アクティビティ検出（ＶＡＤ）モデルに対する信号フロー図である。この新たなＶＡＤモデルは、現在の雑音値（Ｎｏｉｓｅ［ｎ］）が、以前の雑音レベル（ＮｏｉｓｅＬｅｖｅｌ［ｎ］）より大きいかどうかを、ただ単に検査する。このような場合が生じれば、新たな雑音レベル（ＮｏｉｓｅＬｅｖｅｌ［ｎ＋１］）は、この雑音レベルが、不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、現在の雑音信号値が以前の雑音レベルよりどれほど大きいかによらず、以前の雑音レベルから算出される。

この手順により、雑音レベルにある雑音信号の中にある音声信号成分の強い影響は、抑制される。たとえ、ここに述べた新たなＶＡＤシステムは、旧来のモデルと異なり、雑音信号が「記憶」機能を有しないから、遅れが全くなくても、抑制される。現在の雑音信号が、以前の雑音信号レベルより小さい場合、新たな雑音レベル値は、一定の減分だけ減少する。増分は、一般に、減分より小さくなるように設定されている。これは、雑音信号中に、短時間のエネルギースパイク発生に対し、乱れた応答が起こらないためである。この雑音レベルは、雑音レベルの低閾値「ＭｉｎＮｏｉｓｅＬｅｖｅｌ」で、下限値に拘束される。雑音レベルは、このようにして、規定のレベル以下に下がるのを防止される。この種の低閾値がなければ、このシステムは、雑音信号が大きくなる場合に、ときとして、あまりにも遅く応答することになろう。これは、（増分によって支配される）大きくなる速度が、小さくなる速度よりも遅いからである。

上述したＤＶＣシステムは、常に、ただ１つのマイクで稼動されていた。雑音状況は、マイクの締め具取付け位置で、記録されるのみであった。この情報が、車全体の広域被制御変数を開発するのに使われた。しかしながら、考慮されていない側面も多いので、これが誤作動を招くことがある。例えば、車の内部に定常波が存在する位置に、マイクが配置された場合、全く同じ周波数の雑音信号に対し、システムの応答は不十分であるか、皆無であり得る。理想的には、マイクは、乗客の頭が現在ある位置に、常に配置されているべきである。それは、各位置の雑音状況が、乗客の聴覚（ＤＶＣシステムおよびＤＥＣシステムにより改善されるように意図されている）に作用するからである。

このように、ヘッドレストにマイクを一体化すること、たとえば、聴覚にとって最良の位置に、マイクを可能な限り近くに必ず置くことは理にかなうであろう。もちろん、他の全ての乗客にも、同じチャレンジは当てはまる。マイクが運転手にとっても、理想的な位置に配置されることが、保証され得るとしても、これは、この配置が車の内部に残されている位置によい結果を与えるであろうことを必ずしも意味しない。各聴取位置で、システムがよい結果を平等に与えるためには、それぞれの位置にマイクが必要であろう。しかしながら、効率的な制御システムを得るのは、非常に複雑である。というのは、各拡声器は、各聴取点で同時に所望の制御効果を得るために、各マイク位置に寄与する必要があるだろうからである。

図８は、空間１９におけるマルチチャネルＤＶＣ／ＤＥＣシステムの配置例である。個別に適応制御システムを形成するのに、最も単純な方法は、拡声器１５、１６、１７、１８が、ＤＶＣシステムを通じた振幅制御と、ＤＥＣシステムを通じた平均化制御用の関連マイク５１５、５１６、５１７、５１８に最も近くに置かれた形で、配置される。そこで、サブウーファー５００のスペクトル範囲のみが、広域制御される必要があろう。しかしながら、その範囲は一般に局所化され得ないので、すぐに受け入れられ、人間の耳は、いかなる場合も、この周波数範囲において、信号レベルの変化に非常に鈍感である。

線形予測コード化（ＬＰＣ）分析（効果的にインプリメントされ得る）を用いる方法は、例えば、勾配適応格子型（ＧＡＬ）アルゴリズムを用いるが、原則として、雑音信号のパワー密度に適応した動的イコライジングをインプリメントする効果的な手段であることが、示される。雑音信号内にある全ての音声信号成分が、ＧＡＬアルゴリズムに対し非常に遅い更新速度を用いて、その大部分が除去され得るときにおける推測は原則的には正しいことが証明されてきている。しかしながら、まだ、幾つかの問題点は残っており、これらについては、これに関連する解決策とともに、以下に述べる。

ＬＰＣ分析を、相応の遅い更新速度で、相応のＧＡＬアルゴリズムを用いた適応フィルタによって分離された雑音信号に適用すると、この分析により導かれた反射係数は、以下のようにセットされる。その態様とは、予測フィルタ（全極フィルタ）の中に含まれる場合において、その伝達関数が雑音信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）の特性に、選ばれた予測命令に依存してほぼ正確に一致する。ＬＰＣ分析は、反射係数、その値は分析された雑音信号のＰＳＤ展開にのみ基づくが、信号の振幅との関係についての情報は、何ら提供しない。さらに、予測フィルタの振幅は、そのまま直接使うには、あまりにも高すぎる。

これらの問題を解決するために、予測フィルタの伝達関数が、その最大値が０ｄＢにできるだけ近いようにして、連続的にスケーリングされた。既知のスケーリング標準（つまり、Ｌ１、Ｌ２およびＬ∞標準）から、最終的にＬ１標準を選んだ。なぜなら、一方で、これは、計算するのがより簡単であり、他方で、最も厳しいスケーリングのタイプを代表しているからである。

（４）式は、Ｌ１標準により倍率を算出する式である。（４）式から分かるように、Ｌ１標準に正確に基づく倍率（ｓｃａｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）を算出するためには、数多くのフィルタのインパルス応答が、理論的には必要であるが、実際的な面では不可能である。この点を鑑みて、限られたインパルス反応という仮定を制限して、次いで、この制限をＬ１標準に基づく倍率（スケール）の算出に用いた。インパルス応答の長さは、倍率算出時の誤差と、更新時間の双方をベースに定義される。この更新時間は、次のインパルス応答までの間に適用可能な倍率を生成するのに要求される（あるいは、必要とされる）ものである。更新間隔をできる限り短くするためには、減らしたサンプリング頻度ｆ_ｓ／Ｒを用いるのではなく、オリジナルのサンプリング頻度ｆ_ｓを用いて、（最低でもインパルス応答については）計算することをお勧めする。

一旦、予測フィルタの最大値が０ｄＢであることを確保したら（つまり、０ｄＢに調整されたら）、どの程度イコライジングすればよいか決定しなければならない。換言すれば、予測フィルタは、必要で有用な信号に影響を及ぼすことが可能とする。この決定は、ＤＶＣシステムを用いて既に決定した現在の雑音レベルに主に依存する。これは、ＤＥＣシステムとＤＶＣシステムとを組み合わせることが実用的であることを示唆している。イコライジングフィルタが、既存の雑音レベルを基にどのように制御され得るか、あるいは、これがどのような構造に適応され得るかという点に、問題は残されている。

図９は、イコライジングフィルタの構造を示す。イコライジング（ＥＱ）フィルタのインプリメンテーションのために、ピーキングフィルタのインプリメントについて、後述する。ピーキングフィルタにおいて、インプリメントされたＥＱフィルタが基準振幅（これもまた、通常０ｄＢである）をどの程度超えるかを設定するために、ゲイン制御が使われ得る。この構造がＥＱフィルタのために選ばれる。つまり、ＤＶＣシステムからのゲインが示すのは、「Ｓｃａｌｅ」によって、０ｄＢにスケールされたＥＱフィルタの最大スペクトル配分が、基準振幅より大きくなるべきであるということである。こうして、バックグランド雑音に特に強く隠れされたスペクトル成分のみが、ＤＶＣゲインとともに増幅される。これは、ダイナミックイコライジング（つまり、ＤＥＣシステム）と同じ効果がある。ＤＶＣシステムからのゲインは、１対１対応ベースで受け入れられる必要がない。むしろ、ＤＥＣシステムに対して随意にスケールされ得るか、あるいは、十分な制御効果を得るために、他の方法で変化され得る。図９に示すフィルタは、ソース４０を備え、これは、それに続く加算器ユニット４１とスケーリングユニット４２とに接続されている。イコライジング（ＥＱ）フィルタ４３と、それに続くゲイン調節ユニット４４は、スケーリングユニット４２の下流に接続されている。ゲイン調整ユニット４４によって提供される出力信号は、加算器ユニット４１に送り込まれ、その出力信号は、（図示していない経路で）拡声器４５に送られる。

図１０は、シンプルなＤＶＣ／ＤＥＣシステムの一例である。さらに、新たなゲイン値は、事前に決定された倍率で決定され得る。これは、ＤＶＣ／ＤＥＣシステムの更なるバージョンを作るためである。図９のフィルタは、図１０のシステムに組み込まれているが、このフィルタは、ソースには直接は接続されておらず、ＤＶＣユニット４７で制御されるゲイン調整ユニット４６を通じて、接続している。ＤＶＣユニット４７は、拡声器４５とマイク４８からの信号を受け、さらに、ＬＰＣユニット４９と、ゲイン算出ユニット５０とをさらに制御している。ＤＶＣユニット４７と、ゲイン算出ユニット５０とは、さらに、ボリューム制御５１によって、制御されている。ＥＱフィルタ４３は、ＬＰＣユニット４９によって制御され、さらに、このＬＰＣユニット４９は、ディラック型パルスフィルタ５２とスケーリング調整ユニット５３経由で、スケーリングユニット４２を制御している。ここで、ゲイン調整ユニット４４は、ゲイン算出ユニット５０によって、制御されている。

図１１は、別のタイプのシンプルなＤＶＣ／ＤＥＣシステムである。図１１のシステムは、図１０のシステムとは違い、図１１のシステムでは、スケーリングユニット４２が、（図１０のように）ゲイン調整ユニット４６とＥＱフィルタ４３の間に接続されておらず、ゲイン算出ユニット５０の出力部とゲイン調整ユニット４４の制御入力部の間に接続されている。

図１２は、本発明による複合ＤＶＣ／ＤＥＣシステムの一例を示す。図１２のシステムは、マイク経路と基準経路を有する。マイク経路は、マイク６１４、ＡＤ変換器６２０、ローパスフィルタ６２１、サンプリングレート変換ユニット６２２およびＡ重み付けハイパスフィルタ６２３から構成される。基準経路は、ＡＤ変換器６２８、ローパスフィルタ６２９、サンプリングレート変換ユニット６３０、Ａ重み付けハイパスフィルタ６２４、遅延ユニット６３１からなる。ここで、ＡＤ変換器６２８は、２つの遅延ユニット６１６と６１７とに接続された加算器ユニット６１５から基準信号を受ける。これら遅延ユニット６１６と６１７は、２台の拡声器６がそれぞれ増幅ユニット６１８と６１９経由で供給する信号を、それぞれ受ける。

基準経路は、さらに、最小平均二乗（ＬＭＳ）適応ユニット６４２により制御可能な有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタコア６４１を有する適応フィルタを備える。ＬＭＳユニット６４２は、遅延ユニット６３１からの信号と、減算ユニット６４４からの誤差信号ｅ［ｎ］と、ステップサイズ算出ユニット６４５からの適応ステップサイズμ［ｎ］とを、入力信号として受ける。ステップサイズ算出ユニット６４５には、平均化ユニット６５０経由で（下方）サンプリング変換ユニット６３１から出た平均ソース信号Ｍｅａｎ Ｘ［ｎ］と、ＦＩＲフィルタコア６４１によって与えられた推定システム距離Ｄｉｓｔ［ｎ］と、平均化ユニット６５１経由で減算ユニット６４４から出た平均誤差信号Ｍｅａｎ Ｅ［ｎ］とが供給される。減算ユニット６４４は、さらに、マイク経路を経由し、拡声器−空間−マイク（ＬＲＭ）システム（図１２には図示せず）の一部をなす拡声器６１４から信号を受ける。このＬＲＭシステムは、伝達関数Ｈ_Ｒｏｏｍ（Ｚ）を有する空間と２台の拡声器６１２と６１３とをさらに備える。

誤差信号ｅ［ｎ］は、白色化フィルタとして作用する予測誤差フィルタコア６６０にスケーリングユニット６５９経由で供給される。フィルタコア６６０の下流に、平均化ユニット６６１、音声アクティビティ検出器６６２、ゲイン補正ユニット６６３、最大ゲインユニット６６４、および、ゲインが１以下であるかどうかを判断する比較ユニット６６５がある。ゲインが１未満である場合は、増幅ユニット６６６のゲインが１に設定され、ゲインが１以上の場合は、ゲインはそのまま不変である。増幅ユニット６６６は、音響源（例えば、ＣＤプレーヤー、カセットプレーヤー、ラジオなど）からの電気音響信号を受けて、増幅された音響信号を、誤差信号ｅ［ｎ］を供給された線形予測コード化（ＬＰＣ）ユニット６５８によって制御された予測フィルタコア６６７に、送り込む。フィルタコア６６７の下流には、スケーリングユニット６６８と、フィルタコア６６７の入力である増幅ユニット６６６からの信号も受ける加算器ユニット６６９とがある。加算器ユニット６６９の出力信号は、普通の方法で、音響信号処理ユニット６７０により、処理され、拡声器６１２と６１３とに供給される。

比較ユニット６６５からのゲイン設定と、聴取者による平均ボリューム設定とは、ゲイン補正ユニット６６３を制御するために、ゲイン制御ユニット６７２を設定するのに使われる。平均ボリューム設定６７１が、さらに、スケーリングユニット６７４を制御するためのゲイン制御ユニット６７３を制御するのに使われる。スケーリングユニット６７４は、スケーリングユニット６６８を制御するが、さらに、ディラック型パルス予測フィルタ６７５と、ＶＡＤ６６２からの信号を受ける。ディラック型パルス予測フィルタ６７５は、フィルタ係数を予測誤差フィルタ６６０にコピーすることによって、予測誤差フィルタ６６０を制御する。

基本的に、イコライジングとダイナミック変化（リミッタ、コンプレッサなど）が、適応フィルタの性能への悪影響防止のため、基準信号は信号処理連鎖の終わりにできるだけ多く、取り出されるべきである。さらに、全ての関連する信号経路を加算して、基準信号を得ることは、有利であると考えられていた。しかしながら、実際のところ、これは誤りであることが分かった。基準信号の位相が強く歪むだけでなく、その振幅も、個々の信号経路の位相差により、強く歪み、その一部は、きわめて顕著に歪む。この状況は、必然的に、適応フィルタの誤作動を招く。

その性能を改善させる方法の一つは、全く加算をしない単一の広域出力信号を用いることである。これは、全ての出力信号が、互いに強い相関を持っている場合（これはオーディオ信号では普通よくあることだが）においても、許容される。残念ながら、この性質を有する広域出力信号は、信号流れ図では、まれにしか見られない。なぜなら、出力信号は、出力される前にクロスオーバーフィルタを用い、一般に、接続された拡声器のバンド幅に適合されており、その結果、バンド幅が限られるのである。最良の解決策は、図１３に示されているように、基準信号生成を用いることである。なぜなら、それは、基準信号発生時に全ての相関を活用し、全ての信号加算操作を不要にするからである。

それでも、また別の方法が、基準信号生成の代替方法を同様に具現化する。この方法では、基準信号は１つ以上の入力信号から発生される。原則的には、これは歓迎されないことだが、最初に述べたように、現実的には、それ自体は基準信号を発生させるのに、単純で、しかも、効果的な手段であることが分かった。

しかし、理論的に望ましくない方法が、現実的にこれほどまで素晴らしく機能するのであろうか。この問題は、入出力間の信号処理全体が定常システムであると、一旦考えたときのみ、答えられる。この点で、このシステムは、実際上、ＬＲＭシステムの一部をなす。それは、適応フィルタによって再生され得る。ステレオ信号として通常利用可能な音楽に加え、任意の利用可能な特別チャネル（これが潜在的な雑音の影響として働かない限り）が基準として、機能しなければならない。これを行うために、異なったソース信号が、ある特定の関係で、同時に、一緒に混ぜられ得る。このいわゆるミキサーは、ある信号と他の信号とを、どの程度混ぜるかを決める。

それゆえ、全てのソース信号を一緒に混ぜるミキサーの出力信号は、その目的にふさわしい入力信号となる。それでも、なお、信号振幅は、ミキサーで同様に変化されているという点で、まだ問題である。基準信号の振幅が大きければ大きいほど、適応フィルタがよりよく働くということを考えれば、連続的によく制御された基準信号（ミキサー出力信号）を得る方法の一つは、設定されたボリュームに関わらず、基準信号を可能な限り完全に駆動させるように可能な限り基準信号をスケールすることである。倍率を求めるために、ソース信号の全ての大きさ値（ボリューム）の総和の最大値が決定され、そして、その完全に駆動された信号との差（実際のところ、これが倍率と同じ）が、計算される。ボリューム値が線形であるか、対数であるかによって、以下の式が、倍率を算出するのに、用いられる
対数：Ｓｃａｌｅ_ｄＢ＝０_ｄＢ−ＭａｘＶｏｌ_ｄＢ あるいは
線形：Ｓｃａｌｅ_Ｌｉｎ＝１／ＭａｘＶｏｌ_Ｌｉｎ 。

あまりにも低いボリュームによる問題が、最初から除かれているように、算出された最大値は、基準大きさ値（＝ボリューム）としても、ＤＶＣ／ＤＥＣシステムにおける反ゲインチェース関数などの計算においても使われる。

図１３は、基準信号と基準ボリュームを発生するモデルを示す。図１３に示すモデルでは、１つの信号が、ステレオ音楽入力信号「ＭｕｓｉｃＬｅｆｔ」と「ＭｕｓｉｃＲｉｇｈｔ」から発生し、混合マトリックス６０に送られる。これは、必ずしも必要ではないが、混合マトリックス６０を単純化している。不純な位相を加えることに関連する問題は、通常は起こらないか、起こってもごく小さい程度である。このシステムでは、どの信号工程も、２つの音楽信号を用いて処理されておらず、基準信号に歪みが入る危険性を最低限にする。

ＤＶＣシステム用いた実地実験で、特定の雑音レベル範囲で、完全に機能したが、その雑音レベル範囲を超えると、（少なくとも主観的には）過剰に応答し始めることが示された。このため、ゲイン補正（最大ボリュームサーチ６１と接続するスケーリングユニット６２、および、フルスケールとの差の算出ユニット６３）関数は、反ゲインチェース関数から導き出された補正因子（Ｃｏｒｒ）で重み付けられた雑音レベル値（図１５中の「ＮｏｉｓｅＬｅｖｅｌ」）を修正するのに統合され得る。重み付けレベルは、比率として見なされる。

図１４は、ゲイン補正関数の特徴を示す。図１５は、ゲイン補正関数のインプリメンテーションを示す。ゲイン補正関数は、２つのパラメータで、制御されている。すなわち、雑音閾値（ＮｏｉｓｅＴＨ）と、図１４の右側の線の傾きＮｏｉｓｅＳｌｏｐｅである。ＮｏｉｓｅＴＨは、バックグランド雑音レベルで測定された増加量が、ボリューム増加にどのような影響を与えているかを制御するために用いられる。ＮｏｉｓｅＴＨ以下では、比率は約１：１であるが、ＮｏｉｓｅＴＨを超えると、そのＮｏｉｓｅＳｌｏｐｅが示すように、１：１以下となる。その理由の一つは、以下のとおりである。アンダーサンプリングの結果として、基本的にゲイン因子の計算にのみしか使われない低周波数成分の増加は、バックグランド雑音の増加にともなう高周波数成分の増加より多いからである。しかしながら、ＤＶＣゲインは、全周波数範囲で有効であり、聴取者は中位の周波数に敏感なので、システムは、上述した問題に取り組むゲイン補正関数を導入する。ゲイン補正関数は、低周波数では、正確ではないかもしれないが、その不正確さは、ＤＶＣゲインユニットの下流の大きさ生成ユニットを調整することで、打ち消され得る。その代わりに、ＤＥＣは、その不正確さを補償するために適応され得る。

図７に関して示したスピーチアクティビティ検出関数でも知られているように、真の最終雑音レベル値が、適切な対応がとられ得る状態に達するまでに要する時間がかなり長いことが、ときどきある。その待ち時間が長いのは、システムが雑音レベルの増大に応答する立ち上がり速度（Ｃ＿ＩＮＣ）が低いためである。閾値「ＭｉｎＮｏｉｓｅＬｅｖｅｌ」は、雑音レベルが特定レベル以下に下がるのを防止するために使われるが、実質的には、そのシステムのアクティベーション閾値と同じである。しかしながら、閾値をあまりにも高く設定するのは、防がなくてはならない。さもないと、雑音レベルが十分に高くなくとも、制御関数がアクティベートすることがあるからである。

反ゲインチェース関数を実施することで、最大許容制御ダイナミックス（ＭａｘＧａｉｎ）は、ボリュームによって変化する。アクティベーション閾値（ＭｉｎＮｏｉｓｅＬｅｖｅｌ）が、最大ゲインに依存するので、これもボリュームに応じて同様に変化しなければならない。これは、アクティベーション閾値の特徴となっており、Ｙ切片（ｔ＿ＭＮＴＨ）は最大ゲイン（ＭａｘＧａｉｎ）と雑音スケーリング因子（Ｓｃａｌｅ）によって変化し、その傾き（ｍ＿ＭＮＴＨ）は、反ゲインチェース関数の傾き（ｍ＿Ｃｏｒｒ）と相関がある。図１６は、アクティベーション閾値の特徴を示す。

図１７は、ＭｉｎＮｏｉｓｅＴＨ（アクティベーション閾値）関数のインプリメンテーションを示す。適応ステップμ［ｎ］サイズの使用は、それ自体、実際には非常に役立つことが示された。特に、強く短い雑音信号（例えば、人間の音声）のマイナスの効果は、適切なステップサイズの使用で、最小限に減らすことができた。特に、大きな低音ソース信号の伝送の場合、これらの信号は、雑音レベルの計算にほとんど寄与しないか、全く寄与しないから、一層である。誤差信号のエネルギーＭｅａｎＥ［ｎ］（図１参照）は、適応ステップサイズを調整する場合、基準信号の振幅によって、スケールされる（上述のように、基準信号は可能な限り、ドライブされるべきである）。適応ステップサイズの計算において、基準信号の影響が大きければ大きいほど、誤差信号のエネルギーは、より上方にスケールされねばならない。その逆も、また同様に当てはまる。

基準信号を発生させるための図１３に示した例示的にインプリメントされたモデルでは、（１）式で表される式も正しいことが分かるであろう。これは必ずしも当てはまらないということは、注意しなければならない。しかしながら、誤差が発生しないように、特別な注意を払うべきである。なぜなら、これは適応フィルタ全体を損なわせることもあり、その結果として、ＤＶＣ／ＤＥＣシステム全体をより悪化させ得るからである。また、適応ステップサイズμ［ｎ］は、適応フィルタが、より信頼性よく機能し得るために、ある特定の範囲（μ［ｎ］∈［０，・・・，μ_Ｍａｘ［ｎ］］）に限られることもある。特に、最大許容適応ステップサイズはμ_Ｍａｘ［ｎ］は、あまりにも大きく設定すべきではない。それでないと、適応フィルタは、不安定となり、変動を始め、これによって、ＤＶＣ／ＤＥＣシステムが機能しなくなりうるリスクがあるためである。μ_Ｍａｘ［ｎ］として、約０．０１の値が、満足であることが分かってきた。この値は、一般に、適用されるものとしてより、むしろ、指針値としての役を担うべきである。その厳密な最大値は、それぞれの特定の場合に応じ、計算されるべきである。

本発明の様々な例示的な実施形態をここに開示してきたが、これに様々な変更や修正をすれば、本発明の精神と範囲から逸脱することなく、本発明の利点の幾つかが、達せられるであろうことは、当業者にとって、明らかなことである。同じ機能をなす他の構成要素を用いれば、相応に代替しうるということは、当業者にとっては明らかであろう。さらに、本発明の方法は、適切なプロセッサーインストラクションを用いたいかなるソフトウェアのインプリメンテーション、あるいは、それと同じ結果を得るのに十分なハードウェアロジックとソフトウェアロジックとを組み合わせて用いたいかなるハイブリッドなインプリメンテーションを用いたとしても、達成できよう。このような発明のコンセプトのこうした変更は、添付の特許請求の範囲にカバーされることが意図される。

一適応ステップサイズを有する適応ＦＩＲフィルタの概略図である。 ４−スピーカ／１−マイクの配置の一例である。 さらなる基準信号の改良型構成を有するＤＶＣシステムを示す。 全空間伝達関数を含むＤＶＣシステムの概略図である。 図３および図４に示された２つのシステムの混合システムを示す。 雑音信号をスペクトル的に滑らかにするための、シンプルなハイパスフィルタの代わりの白色化フィルタの使用法を示す。 本発明による音声アクティビティ検出モデルに対する信号フロー図を示す。 マルチチャネルＤＶＣ／ＤＥＣシステムの配置を一例である。 本発明と共に用いるイコライジングフィルタの構造を示す。 本発明によるシンプルな例示的ＤＶＣ／ＤＥＣシステムを示す。 本発明による別のシンプルな例示的ＤＶＣ／ＤＥＣ代替システムを示す。 本発明による複合の例示的ＤＶＣ／ＤＥＣシステムを示す。 基準信号と基準ボリュームとの生成を示す。 ゲイン補正関数の特徴を示す。 ゲイン補正関数の例示的なインプリメンテーションを示す。 アクティベーション閾値の特徴を示す。 最小雑音アクティベーション閾値関数のインプリメンテーションを示す。

符号の説明

１ 適応フィルタ
２ 最小平均二乗（ＬＭＳ）適応ユニット
４ 減算ユニット
５ ステップサイズ算出ユニット
６、７ 平均化ユニット
８ 遅延ユニット
９、１４ マイク
１２、１５、１６、１７、１８ 拡声器
２１、２９ ローパスフィルタ
２２、３０ サンプリングレート変換ユニット
４３ イコライジング（ＥＱ）フィルタ

Claims (60)

1. 聴取環境における周囲雑音を補償するオーディオ強化システムであって、
   電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成するオーディオ手段と、
   該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得するセンサー手段であって、該総音響レベルは、該オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、センサー手段と、
   該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する、該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答する抽出手段であって、アダプティブな適応ステップサイズを有する適応フィルタを備える、抽出手段と、
   解析の結果に基づいて制御信号を生成する、該周囲雑音信号に応答する制御手段と、
   該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する、該制御信号に応答するイコライザ手段と、
   該適応フィルタの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出ユニットと
   を備える、オーディオ強化システム。
2. 前記ステップサイズ算出ユニットは、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とが供給される、請求項１に記載のオーディオ強化システム。
3. 前記ステップサイズが、前記平均基準信号と前記推定システム距離との積の前記平均誤差信号による除算に等しい、請求項２に記載のオーディオ強化システム。
4. 前記適応フィルタが、フィルタコアと、該フィルタコアを制御する最小平均二乗（ＬＭＳ）適応ユニットとを備え、該ＬＭＳ適応ユニットが前記ステップサイズ算出ユニットによって制御される、請求項１〜３のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
5. 前記抽出手段に供給された前記総音響信号または前記電気音響信号を遅延する遅延手段をさらに備える、請求項１〜４のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
6. 前記抽出手段が、ローパスフィルタを有する総音響信号経路と、前記センサー手段からの前記総音響信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、請求項１〜５のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
7. 前記抽出手段が、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、前記基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、請求項１〜６のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
8. 前記オーディオ手段が、少なくとも２つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力を生成し、該少なくとも２つの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって単一の基準信号が生成される、請求項１〜７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
9. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項８に記載のオーディオ強化システム。
10. 前記オーディオ手段が、少なくとも２つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力を生成し、該少なくとも２つの電気音響信号は各々、前記抽出手段に供給される基準信号を形成する、請求項１〜７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
11. 前記抽出手段が、各基準信号に対して、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、該基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、請求項１０に記載のオーディオ強化システム。
12. 前記抽出手段が、各基準信号経路に対して適応フィルタを備え、各適応フィルタの出力信号が後続の前記適応フィルタに総音響信号として供給される、請求項１１に記載のオーディオ強化システム。
13. 前記オーディオ手段が、少なくとも３つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも３つの音響出力を生成し、該少なくとも３つの電気音響信号の１つの信号が、前記抽出手段に供給される１つの基準信号を形成し、該少なくとも３つの電気音響信号の残りの信号が処理されることによって別の基準信号が生成される、請求項１〜７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
14. 前記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、請求項１３に記載のオーディオ強化システム。
15. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項１４に記載のオーディオ強化システム。
16. 前記抽出手段の下流に接続された予測誤差フィルタをさらに備える、請求項１〜１５のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
17. 前記予測誤差フィルタを制御する線形予測コード化（ＬＰＣ）ユニットをさらに備える、請求項１６に記載のオーディオ強化システム。
18. 各基準信号が前記遅延手段によって遅延される、請求項１〜１７のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
19. 音声アクティビティ検出器（ＶＡＤ）をさらに備える、請求項１〜１８のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
20. 前記ＶＡＤモデルが、その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、請求項１９に記載のオーディオ強化システム。
21. さらなるセンサー手段をさらに備え、センサー手段の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各センサー手段が基準信号を提供する、請求項１〜２０のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
22. 前記音響出力が拡声器によって生成され、各センサー手段が該それぞれの拡声器に近接して配置される、請求項２１に記載のオーディオ強化システム。
23. 前記イコライザ手段の前記出力信号を増幅する、該イコライザ手段の下流に接続された増幅手段をさらに備える、請求項１〜２２のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
24. 前記増幅手段がゲイン制御手段によって制御される、請求項２３に記載のオーディオ強化システム。
25. 前記イコライザ手段に提供された前記電気音響信号をスケーリングするスケーリング手段をさらに備える、請求項１〜２４のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
26. 前記ゲイン制御手段と前記増幅手段との間に接続されたスケーリング手段をさらに備える、請求項１〜２４のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
27. 前記スケーリング手段がスケーリング制御手段によって制御される、請求項２５または２６に記載のオーディオ強化システム。
28. 前記スケーリング制御手段が、ディラック型フィルタとスケーリング算出ユニットとを備える、請求項２７に記載のオーディオ強化システム。
29. 前記ゲイン制御手段が最小雑音閾値を含み、前記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、請求項２３〜２８のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
30. 前記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、請求項２９に記載のオーディオ強化システム。
31. 聴取環境における周囲雑音を補償することによって、聴取環境においてオーディオシステムによって生成された音響信号を強化する方法であって、
    電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成する工程と、
    該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得する工程であって、該総音響レベルは、オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、工程と、
    該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答し、該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する工程であって、アダプティブな適応ステップサイズで適応フィルタリングすることを包含する、工程と、
    該周囲雑音信号に応答し、解析の結果に基づいて制御信号を生成する工程と、
    該制御信号に応答し、該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する工程と、
    該適応フィルタリングの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程と
    を包含する、方法。
32. 前記ステップサイズ算出工程が、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とを処理する、請求項３１に記載の方法。
33. 前記ステップサイズが、前記平均基準信号と前記推定システム距離との積の前記平均誤差信号による除算に等しい、請求項３２に記載の方法。
34. 前記適応フィルタリングが、最小平均二乗（ＬＭＳ）適応工程によって制御されたフィルタリングを包含し、該ＬＭＳ適応工程が前記ステップサイズ算出工程によって制御される、請求項３１〜３３のいずれか一項に記載の方法。
35. 前記抽出する工程に提供された前記総音響信号または前記電気音響信号を遅延する遅延工程をさらに包含する、請求項３１〜３４のいずれか一項に記載の方法。
36. 前記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、前記総音響信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、請求項３１〜３５のいずれか一項に記載の方法。
37. 前記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、前記基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、請求項３１〜３６のいずれか一項に記載の方法。
38. 少なくとも２つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力が生成され、該少なくとも２つの電気音響信号が処理されることによって、単一の基準信号が生成される、請求項３１〜３７のいずれか一項に記載の方法。
39. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項３８に記載の方法。
40. 前記オーディオ手段が、少なくとも２つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも２つの音響出力を生成し、該少なくとも２つの電気音響信号は各々、前記抽出手段に供給される基準信号を形成する、請求項３１〜３７のいずれか一項に記載の方法。
41. 前記抽出する工程が、各基準信号に対して、ローパスフィルタリングすることと、該基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、請求項４０に記載の方法。
42. 前記抽出する工程が、各基準信号経路に対して適応フィルタリングすることと、各適応フィルタの出力信号を後続の適応フィルタに総音響信号として供給することとを包含する、請求項４１に記載の方法。
43. 少なくとも３つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも３つの音響出力が生成され、該少なくとも３つの電気音響信号の１つの信号が、前記抽出手段に供給される１つの基準信号を形成し、該少なくとも３つの電気音響信号の残りの信号が別の基準信号を形成する、請求項３１〜３７のいずれか一項に記載の方法。
44. 前記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、請求項４３に記載の方法。
45. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および／または遅延することと、該減衰および／または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項４４に記載の方法。
46. 予測誤差フィルタリングすることをさらに包含する、請求項３１〜４５のいずれか一項に記載の方法。
47. 前記予測誤差フィルタリングを制御するために線形予測コード化（ＬＰＣ）することをさらに包含する、請求項４６に記載の方法。
48. 各基準信号が遅延される、請求項３１〜４７のいずれか一項に記載の方法。
49. 音声アクティビティ検出（ＶＡＤ）することをさらに包含する、請求項３１〜４８のいずれか一項に記載の方法。
50. その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査する工程をさらに包含し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、請求項４９に記載の方法。
51. 複数の総音響信号を生成することをさらに包含し、総音響信号の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各総音響信号が基準信号を形成する、請求項３１〜５０のいずれか一項に記載の方法。
52. 各総音響信号が基準信号を生成する、請求項５１に記載の方法。
53. 前記イコライザ工程によって生成された前記信号を増幅する増幅工程をさらに包含する、請求項３１〜５２のいずれか一項に記載の方法。
54. 前記増幅工程がゲイン制御工程によって制御される、請求項５３に記載の方法。
55. 前記イコライザ工程に提供された前記電気音響信号をスケーリングするスケーリング工程をさらに包含する、請求項３１〜５４のいずれか一項に記載の方法。
56. 前記ゲイン制御工程と前記増幅工程との間においてスケーリング工程をさらに包含する、請求項３１〜５４のいずれか一項に記載の方法。
57. 前記スケーリング工程がスケーリング制御工程によって制御される、請求項５５または５６に記載の方法。
58. 前記スケーリング制御工程が、ディラック型フィルタリングと、スケーリング算出とを包含する、請求項５７に記載の方法。
59. 前記ゲイン制御工程が最小雑音閾値を含み、前記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、請求項５３〜５８のいずれか一項に記載の方法。
60. 前記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、請求項５９に記載の方法。

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