JP2006314080A - オーディオ強化システムおよび方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】時間領域において聴取環境における雑音レベルを自動的に補償する改良型の方法を提供すること。
【解決手段】本発明による方法は、電気音響信号を生成し、電気音響信号からの音響出力を生成し;環境の総音響レベルを表す総音響信号を取得し、総音響レベルは、オーディオ手段(12)からの音響出力と環境内の周囲雑音との双方を含み;総音響信号と電気音響信号から派生した基準信号とに応答して、環境の周囲雑音を表す周囲雑音信号を抽出し、抽出工程は、アダプティブなステップサイズでアダプティブな適応フィルタリング(1)することを含み;周囲雑音信号に応答して該分析の結果に基づいて制御信号を生成し;制御信号に応答して周囲雑音レベルを補償するようオーディオ手段の音響出力を調整し;適応フィルタリングのアダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出(5)工程を含む。
【選択図】図1

Description

本発明は、車のような環境で聞く、オーディオシステムにより再生された音を改善する方法に関し、特に、そのオーディオシステムの外部雑音を補償するシステムに関する。
例えば、車の中で、再生された音楽やスピーチを聞く場合、その信号は、車内に存在する外部音響雑音によって、乱れる。この雑音は、車の速度、道路状態、天気および車の状態から生じ得るものであり、また、これらに依存し得るものである。こうした雑音の存在によって、対象のソフトなサウンドが隠れ、聞き取れる音域が狭くなり、信号の明瞭度が落ちる。車の運転手および/または乗客は、オーディオシステムの音量を上げることで、増大した外部雑音を補償するかもしれない。しかし、車が減速したり、あるいは、他の外部雑音源が緩和されたりすると、そのオーディオシステムの音量は、ユーザーが音量を下げなければならないほど、あまりにも大きくなろう。これに対処すべく、米国特許第5,434,922号と同第6,529,605号では、強弱音量調節(DVC:enhanced dynamic volume control)の改善システムが提案されている。そのシステムは、聴取環境(listening environment)において、センサー、例えば、検出マイクによって送られる信号から、雑音信号を抽出し、そこから制御信号を計算する。この制御信号は、所望の信号(すなわち、音楽)の音量および/または強弱を調整するのに使われる。
DVCシステムは、センサー、例えば、マイクから得た混合信号から、雑音信号を抽出する。混合信号は、音楽成分(すなわち、所望の信号)、音声成分および雑音成分を含む。雑音成分は、所望の信号の音量あるいは強弱のための制御信号を得るためのみに使われることを意図している。他の成分は、制御信号の派生に何の影響を与えることを必要とされない。それは、さもなければ、このシステムが音声信号に応答するか、音楽を通じ、システム自身を制御することになり、いわゆるゲインチェース(gain chase)状況(すなわち、直接フィードバック)に陥るからである。このようなゲインチェース状況によって、オーディオシステム全体は不安定な状態に導かれ得る。
音楽信号は、適応フィルタを用い、センサー信号から抽出される。残留信号の混合に残された音声信号は、「音声アクティビティ検出器(VAD:voice activity detector)」を用いて、除去される。VADは時間レンジ(つまり、ブロードバンド様態)で連続的に作動し、絶えず増減を設定する、平均化ユニットによってインプリメントされる。換言すれば、入力信号が出力信号より大きい場合は、VADはその出力信号を固定増加分増やし、入力信号がVADの出力信号より小さい場合は、いつも、固定減少分その出力信号を減らす。このように、VADは、音声信号と雑音信号とで、定常的特性が違うこと利用している。雑音信号が、強く(ブロードバンド)平坦化され、それによって、VADの出力信号(つまり、制御信号)が、たとえ、幾分かの遅れがあっても、定常最終値、これはセンサー信号にある雑音信号の平均パワーに相当するが、これに達する。設定音量あるいは選択均等化は、ここでは、低音域にセットした場合を主に述べるが、それに応じて、音楽信号は、多かれ少なかれ、雑音信号を通過する。つまり、所望の信号(音楽信号)が大きく出れば、出るほど、あるいは、低音制御器が高く設定されていれば、いるほど、適応フィルタをフィルタリングされずに通る音楽信号の占める割合は大きくなる。これは、防ぐことが必要な上述した既知のゲインチェース状況をもたらし得る。
適応フィルタは、信号がより狭い帯域幅を有している場合、よりよく機能する(つまり、所望の信号がそのフィルタを通り抜けることをより少なく許す)ことが分かってきている。このため、DVCシステムは、多くの場合、強いアンダーサンプリングの信号で、機能する。これは、一方で、インプリメンテーションの複雑さを減らすが、他方で、低周波雑音成分からのみに由来する制御信号を導き、そして、広帯域においても、音量あるいは強弱を調整するのに用いられた。低周波雑音信号は、車内(多くのDVCシステムは主に、この分野向けに設計されている)で支配的であるので、上述した帯域制限が、本コンテクストの中でのみ、現在のところ、考えられている。それでもなお、解決策は完全に理想的ではなく、ある状況では、重複する効果を導くこともありうる。だからこそ、広帯域での解決策が好ましい。ゲインチェースの危険性は、帯域幅を制限することで減るが、完全には除去されない。
ゲインチェースを完全に避ける方法の一つは、所望の信号の既存パワーに従って制御信号を上方で制限することである。この制御信号は、反(anti)ゲインチェース機能の形で、共通システムにインプリメントされている。この機能は、所望の信号が一定の最小閾値以下である場合、制御信号が変化されることなく、フィルタを通過することを可能にするが、所望の信号のパワーが閾値を超え、一度、所望の信号が最大閾値を超えた場合は、他の機能により指定される最大値にそれを制限し、更なる制御を阻む。
つまり、制御信号は、ゼロに置き換えられる。このような方法で変更された制御信号は、コンプレッサーを用い、所望の信号の音量および/または強弱を修正するために使われ得る。しかしながら、制御信号は、現存する雑音信号の平均パワーに完全に依存するとはいえ、スペクトル分布あるいは色合いについては考慮しない。
この観点から、「ダイナミックイコライザー制御(DEC)システム」として知られるシステムは、DVCシステムの後継者と考えられている。しかしながら、DVCシステムからDECシステムへの移行を妨げている一つの面は、DVCシステムの機能するバンド幅に制限があるからである。このバンド幅に制限がある理由は、主としてゲインチェースの危険性を減らし、さらに、インプリメンテーションコストを減らすためである。
マイク信号から所望の信号を、大きさ制御値(音量)として用いるために、確実に計算する方法は、DVCシステムから既に知られている。しかしながら、直接的に音量制御することは、最良の解決策とならないということは明白である。なぜなら、雑音信号のスペクトル分布を考慮しないからである。時間領域とスペクトル領域の双方における方法を用いることによって、雑音のスペクトル色(spectral coloring)が、DECシステムについて上述したように、アダプティブイコライジングを用いた所望の信号の処理に組み込まれ得る。特に、マイク信号の中にある雑音的音声要素に関連した問題は、特別に注意が払われている。しかしながら、DVCとDECの双方のシステムに関連する他の難点についても、前述のように軽視された。
本発明の課題は、時間領域において聴取環境における雑音レベルを自動的に補償する改良型のシステムおよび方法を創出することである。
本発明によると、聴取環境における周囲雑音を補償することによって、聴取環境においてオーディオシステムによって生成された音響信号を強化(enhance)するシステムおよび方法が提供される。そのシステムおよび方法は、電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成し;該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得し、該総音響レベルは、オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含み;該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答し、該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出し、該抽出工程はアダプティブな適応ステップサイズで適応フィルタリングすることを含み;該周囲雑音信号に応答し、解析の結果に基づいて制御信号を生成し;該制御信号に応答し、該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償し;該適応フィルタリングの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程を含む。
本発明は、さらに以下の手段を提供する。
(項目1)
聴取環境における周囲雑音を補償するオーディオ強化システムであって、
電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成するオーディオ手段と、
該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得するセンサー手段であって、該総音響レベルは、該オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、センサー手段と、
該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する、該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答する抽出手段であって、アダプティブな適応ステップサイズを有する適応フィルタを備える、抽出手段と、
解析の結果に基づいて制御信号を生成する、該周囲雑音信号に応答する制御手段と、
該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する、該制御信号に応答するイコライザ手段と、
該適応フィルタの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出ユニットと
を備える、オーディオ強化システム。
(項目2)
上記ステップサイズ算出ユニットは、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とが供給される、項目1に記載のオーディオ強化システム。
(項目3)
上記ステップサイズが、上記平均基準信号と上記推定システム距離との積の上記平均誤差信号による除算に等しい、項目2に記載のオーディオ強化システム。
(項目4)
上記適応フィルタが、フィルタコアと、該フィルタコアを制御する最小平均二乗(LMS)適応ユニットとを備え、該LMS適応ユニットが上記ステップサイズ算出ユニットによって制御される、項目1〜3のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目5)
上記抽出手段に供給された上記総音響信号または上記電気音響信号を遅延する遅延手段をさらに備える、項目1〜4のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目6)
上記抽出手段が、ローパスフィルタを有する総音響信号経路と、上記センサー手段からの上記総音響信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、項目1〜5のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目7)
上記抽出手段が、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、上記基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、項目1〜6のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目8)
上記オーディオ手段が、少なくとも2つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力を生成し、該少なくとも2つの電気音響信号が、基準信号算出配置(arragement)において処理されることによって単一の基準信号が生成される、項目1〜7のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目9)
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目8に記載のオーディオ強化システム。
(項目10)
上記オーディオ手段が、少なくとも2つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力を生成し、該少なくとも2つの電気音響信号は各々、上記抽出手段に供給される基準信号を形成する、項目1〜7のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目11)
上記抽出手段が、各基準信号に対して、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、該基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、項目10に記載のオーディオ強化システム。
(項目12)
上記抽出手段が、各基準信号経路に対して適応フィルタを備え、各適応フィルタの出力信号が後続の上記適応フィルタに総音響信号として供給される、項目11に記載のオーディオ強化システム。
(項目13)
上記オーディオ手段が、少なくとも3つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも3つの音響出力を生成し、該少なくとも3つの電気音響信号の1つの信号が、上記抽出手段に供給される1つの基準信号を形成し、該少なくとも3つの電気音響信号の残りの信号が処理されることによって別の基準信号が生成される、項目1〜7のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目14)
上記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、項目13に記載のオーディオ強化システム。
(項目15)
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目14に記載のオーディオ強化システム。
(項目16)
上記抽出手段の下流に接続された予測誤差フィルタをさらに備える、項目1〜15のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目17)
上記予測誤差フィルタを制御する線形予測コード化(LPC)ユニットをさらに備える、項目16に記載のオーディオ強化システム。
(項目18)
各基準信号が上記遅延手段によって遅延される、項目1〜17のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目19)
音声アクティビティ検出器(VAD)をさらに備える、項目1〜18のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目20)
上記VADモデルが、その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、項目19に記載のオーディオ強化システム。
(項目21)
さらなるセンサー手段をさらに備え、センサー手段の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各センサー手段が基準信号を提供する、項目1〜20のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目22)
上記音響出力が拡声器によって生成され、各センサー手段が該それぞれの拡声器に近接して配置される、項目21に記載のオーディオ強化システム。
(項目23)
上記イコライザ手段の上記出力信号を増幅する、該イコライザ手段の下流に接続された増幅手段をさらに備える、項目1〜22のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目24)
上記増幅手段がゲイン制御手段によって制御される、項目23に記載のオーディオ強化システム。
(項目25)
上記イコライザ手段に提供された上記電気音響信号をスケーリングするスケーリング手段をさらに備える、項目1〜24のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目26)
上記ゲイン制御手段と上記増幅手段との間に接続されたスケーリング手段をさらに備える、項目1〜24のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目27)
上記スケーリング手段がスケーリング制御手段によって制御される、項目25または26に記載のオーディオ強化システム。
(項目28)
上記スケーリング制御手段が、ディラック型フィルタとスケーリング算出ユニットとを備える、項目27に記載のオーディオ強化システム。
(項目29)
上記ゲイン制御手段が最小雑音閾値を含み、上記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、項目23〜28のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
(項目30)
上記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、項目29に記載のオーディオ強化システム。
(項目31)
聴取環境における周囲雑音を補償することによって、聴取環境においてオーディオシステムによって生成された音響信号を強化する方法であって、
電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成する工程と、
該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得する工程であって、該総音響レベルは、オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、工程と、
該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答し、該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する工程であって、アダプティブな適応ステップサイズで適応フィルタリングすることを包含する、工程と、
該周囲雑音信号に応答し、解析の結果に基づいて制御信号を生成する工程と、
該制御信号に応答し、該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する工程と、
該適応フィルタリングの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程と
を包含する、方法。
(項目32)
上記ステップサイズ算出工程が、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とを処理する、項目31に記載の方法。
(項目33)
上記ステップサイズが、上記平均基準信号と上記推定システム距離との積の上記平均誤差信号による除算に等しい、項目32に記載の方法。
(項目34)
上記適応フィルタリングが、最小平均二乗(LMS)適応工程によって制御されたフィルタリングを包含し、該LMS適応工程が上記ステップサイズ算出工程によって制御される、項目31〜33のいずれか一項に記載の方法。
(項目35)
上記抽出する工程に提供された上記総音響信号または上記電気音響信号を遅延する遅延工程をさらに包含する、項目31〜34のいずれか一項に記載の方法。
(項目36)
上記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、上記総音響信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、項目31〜35のいずれか一項に記載の方法。
(項目37)
上記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、上記基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、項目31〜36のいずれか一項に記載の方法。
(項目38)
少なくとも2つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力が生成され、該少なくとも2つの電気音響信号が処理されることによって、単一の基準信号が生成される、項目31〜37のいずれか一項に記載の方法。
(項目39)
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目38に記載の方法。
(項目40)
上記オーディオ手段が、少なくとも2つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力を生成し、該少なくとも2つの電気音響信号は各々、上記抽出手段に供給される基準信号を形成する、項目31〜37のいずれか一項に記載の方法。
(項目41)
上記抽出する工程が、各基準信号に対して、ローパスフィルタリングすることと、該基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、項目40に記載の方法。
(項目42)
上記抽出する工程が、各基準信号経路に対して適応フィルタリングすることと、各適応フィルタの出力信号を後続の適応フィルタに総音響信号として供給することとを包含する、項目41に記載の方法。
(項目43)
少なくとも3つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも3つの音響出力が生成され、該少なくとも3つの電気音響信号の1つの信号が、上記抽出手段に供給される1つの基準信号を形成し、該少なくとも3つの電気音響信号の残りの信号が別の基準信号を形成する、項目31〜37のいずれか一項に記載の方法。
(項目44)
上記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、項目43に記載の方法。
(項目45)
上記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、項目44に記載の方法。
(項目46)
予測誤差フィルタリングすることをさらに包含する、項目31〜45のいずれか一項に記載の方法。
(項目47)
上記予測誤差フィルタリングを制御するために線形予測コード化(LPC)することをさらに包含する、項目46に記載の方法。
(項目48)
各基準信号が遅延される、項目31〜47のいずれか一項に記載の方法。
(項目49)
音声アクティビティ検出(VAD)することをさらに包含する、項目31〜48のいずれか一項に記載の方法。
(項目50)
その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査する工程をさらに包含し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、項目49に記載の方法。
(項目51)
複数の総音響信号を生成することをさらに包含し、総音響信号の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各総音響信号が基準信号を形成する、項目31〜50のいずれか一項に記載の方法。
(項目52)
各総音響信号が基準信号を生成する、項目51に記載の方法。
(項目53)
上記イコライザ工程によって生成された上記信号を増幅する増幅工程をさらに包含する、項目31〜52のいずれか一項に記載の方法。
(項目54)
上記増幅工程がゲイン制御工程によって制御される、項目53に記載の方法。
(項目55)
上記イコライザ工程に提供された上記電気音響信号をスケーリングするスケーリング工程をさらに包含する、項目31〜54のいずれか一項に記載の方法。
(項目56)
上記ゲイン制御工程と上記増幅工程との間においてスケーリング工程をさらに包含する、項目31〜54のいずれか一項に記載の方法。
(項目57)
上記スケーリング工程がスケーリング制御工程によって制御される、項目55または56に記載の方法。
(項目58)
上記スケーリング制御工程が、ディラック型フィルタリングと、スケーリング算出とを包含する、項目57に記載の方法。
(項目59)
上記ゲイン制御工程が最小雑音閾値を含み、上記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、項目53〜58のいずれか一項に記載の方法。
(項目60)
上記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、項目59に記載の方法。
(摘要)
聴取環境におけるオーディオシステムで生成された音響信号を、聴取環境にある周囲雑音を補償して、強化するシステムと方法を提供する。このシステムと方法は電気音響信号を生成し、該電気音響信号からの音響出力を生成し;該環境の総音響レベルを表す総音響信号を取得し、ここで、該総音響レベルは、該オーディオ手段からの音響出力と該環境内の該周囲雑音との双方を含み;該総音響信号と該電気音響信号から派生した基準信号とに応答して、該環境の該周囲雑音を表す周囲雑音信号を抽出し、該抽出工程は、アダプティブなステップサイズでアダプティブな適応フィルタリングすることを含み;該周囲雑音信号に応答して該分析の結果に基づいて制御信号を生成し;該制御信号に応答して該周囲雑音レベルを補償するよう該オーディオ手段の音響出力を調整し;該適応フィルタリングのアダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程を含む。
本発明は、本明細書の一部を形成する添付の図面と関連して以下の説明を解釈することによって、より容易に理解される。
これまで提示されてきた全ての適応フィルタでは、マイク信号から所望の信号(この場合では、ソース信号(例えば、音楽、スピーチなど))を可能な限り除去する効果を有し、μによって表される固定された適応ステップサイズのみが用いられる。これは、決して最適ではないが、その代わりに、安定性と適応スピードとの間の妥協を反映する。所望の信号が雑音信号より大きいことが確実され得る場合は、固定された適応ステップサイズを用いることは、完全に受け入れられる。しかし、その信号が反対の状況になった場合は、たとえ短時間であっても、推定される拡声器/空間マイク(LRM)伝達関数が常に改悪される。
その結果、現在考えている所望の信号成分が原因となって、推定される雑音レベルが不正確に大きくなる。この状況は、好ましくない状況の問題を引き起こし得るので、許容可能でない。表れる挙動に対する理由は明らかである。所望の信号(音響信号)が、テスト信号(すなわち基準信号)としての機能を果たし、そのテスト信号によってLRM伝達関数が適応フィルタを用いて推定される。ある時に雑音信号成分が、マイク信号における所望の信号成分よりも大きい場合では、その空間は、もはや正確には分析され得ない。その結果が、その空間を測定するための信号が雑音信号以上となるまでインタラクティブに再配列され得ない完全にランダムに集められたフィルタ係数を含むLRMモデルであり、論理的にはその状況が生じるにはある時間が必要であり、その期間中、推定伝達関数は不正確であり、そのことは、多かれ少なかれ、マイク信号からの所望の信号成分の除去において主要な誤差を構成する。
そのような状況における適応フィルタの振舞いは以下のとおりであるべきである。一旦雑音成分が所望の信号成分よりも大きくなると、その時のLRM推定(これは、一組のフィルタ係数として存在する)は、もう一度正確な関係が当てはまるまで凍結される必要がある。この間に、LRMシステムは非常に僅かにしか変化しないか、または全く変化しないということが暗に推定され、この推定は実際に確証される。さらに、いわゆるシステム距離の値によって表されるように、その時の適応の成功が、目下の信号雑音比(SNR)値とともに考慮される必要がある。
システム距離は、その時のモデルが、実際に存在するものと異なっている程度を示す。すなわち、適応フィルタがすでにどの程度最適値に近づいたかの尺度を与える。推定モデルと現存の音響モデルとの相違が小さい場合では、システム距離も同様に小さい。従って、一方では、最適モデルにさらに近づくために、またその一方では、短期の雑音発生により耐性のあるように、発見されたモデルをますます確立するために、適応ステップサイズが低減される必要がある。
システム距離を推定するために、例えば、所定の遅延がマイク信号の分岐(signal branch)に導入される。その遅延は、いわゆる遅延(フィルタ)係数を用いた適応フィルタによって推定される。適応フィルタが完璧に構成されている場合では、係数はゼロ値と推定する。フィルタが不完全の場合では、係数は、現存の雑音とダイレクトな関係で変化する非ゼロ値と推定する。それによって、適応の成功とシステム距離に関する結論を出すことが可能になる。一般的に、必要なのは、総和がその時のシステム距離に対する値を提供する少数の係数である。
図1は、適応ステップサイズμ[n]を有するアダプティブな有限インパルス応答(FIR)フィルタの概略図である。そのフィルタは、最小平均二乗(LMS)適応ユニット2によって制御可能な有限インパルス応答(FIR)フィルタコア1を備える。LMSユニット2は、入力信号として、信号源(例えば、CDプレーヤー、ラジオなど)からのソース信号x[n]と、減算ユニット4からの誤差信号e[n]と、ステップサイズ算出ユニット5からの適応ステップサイズμ[n]とを受け取る。ステップサイズ算出ユニット5は、平均ソース信号Mean X[n]と、FIRフィルタコア1によって供給される推定システム距離Dist[n]と、平均誤差信号Mean E[n]とが供給され得る。信号Mean X[n]は平均化ユニット6によって、Mean E[n]は平均化ユニット7によって提供される。減算ユニット4は、遅延ユニット8を介して、拡声器−空間(room)−マイク(LRM)システム10の一部であるマイク9からの信号をさらに受け取る。そのLRMシステムは、伝達関数HRoom(Z)を有する空間11をさらに備え、その空間では、マイク9と、ソース信号x[n]が供給された拡声器12とが配置されている。マイク9は、伝達関数HRoom(Z)によってフィルタリングされた拡声器12からの音響信号と、少なくとも1つの雑音源13(空間11の外側(図示してある)かつ/または内側(図示せず)にある)からの雑音信号とを受け取る。
SNRを算出するために、ソース信号x[n]と、適応フィルタの結果として生じる出力信号(換言すると、誤差信号e[n])とが、シンプルな一次の無限インパルス応答(IIR)ローパスフィルタを用いて再帰的に決定される。
その結果として生じる推定された最適な適応ステップサイズμ[n]は、関連する全成分に対する値が分かっているので、以下のように算出され得る。
Figure 2006314080
ここで、推定システム距離は次式(推定システム距離)によって与えられる。
Figure 2006314080
(1)式における表現
Figure 2006314080
は、サンプリング回数nに対する信号雑音比(SNR)の比に一致する。従って、(1)式は、
Figure 2006314080
とも表され得る。これは、サンプリング回数nにおける最適な適応ステップサイズを表す。
DVCシステムの使用は通常は低スペクトル範囲にのみ限定されるが、この範囲でさえ、一般的には、たった一つの拡声器からではなく、聴取空間内の異なった位置に配置された複数の拡声器から発せられる。その結果、考慮された拡声器を介して出されたソース信号は、マイクによって記録された複合信号に影響を与える。その信号は、x[n]によって基準信号を表し、その基準信号は、ソース信号とマイクとの間で空間インパルス応答に折り返され(folded)ている。
図2は4−スピーカ/1−マイクの配置の一例である。この配置は、マイク14と、4つの拡声器15、16、17、18を備える。本例示の場合では、車両内部にある空間19において、拡声器15は前部の左側(FL)に、拡声器16は前部の右側(FR)に、拡声器17は後部の左側(RL)に、そして拡声器18は後部の右側(RR)に配置されている。各拡声器15、16、17、18とマイク14との間には、それぞれ、空間伝達関数H(z)、H(z)、H(z)、H(z)が存在する。既知のDVC代替形態では、適応フィルタに対して、異なったソース信号がシンプルな加算を介して計算され、その結果として生じる複合信号が基準信号x[n]として用いられるが、依然として、様々な空間伝達関数の効果は考慮されていない。例えば、本例のように4つの拡声器と1つのマイクとからなるシステムを考える場合では、拡声器15、16、17、18とマイク14との間の4つの空間伝達関数H(z)、H(z)、H(z)、H(z)が全て考慮されるべきである。今に至るまで、マイク信号から所望の(さらなる)信号を除去するために、たった一つの適応フィルタが用いられてきた。これでは、その適応フィルタは、4つの現存する伝達関数の平均値を反映するに過ぎなくあり得る。
最も強い信号成分を有する伝達関数(通常は、最も近い拡声器に由来)は、それより弱い関数(大抵は、さらに遠くに位置する拡声器に由来)よりも平均の計算への影響が大きい。このシステムは、概して非常に良く機能するが、広範な用途の点からはまだ不適切のようである。このシステムを改良するために、4つの異なった拡声器と1つのマイクとからなる図2のシステムを考える。結果として生じる複合基準信号x[n]の合成は、さらなる基準信号の計算において、マイクからの拡声器の距離が異なることに起因する異なった信号遅延時間および振幅を少なくとも考慮することによって改善され得る。最も近い拡声器(本例では拡声器15)から初めて、そこを基準点とし、その基準点に関連してさらなる(音響)信号の遅延および減衰が決定される。
図3は、複合基準信号の改良型構成を用いたシステムを示す。図3のシステムは、マイク14からのアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル(AD)変換器20に接続されたマイク14(図2のようなマイク)を備える。そのデジタル信号は、サンプリングレートを変更(例えば16だけ変更)する後続のサンプリングレート変換ユニット22に対するアンチエイリアスフィルタとしての機能を果たすローパス(LP)フィルタ21に供給される。さらに、それぞれ拡声器15、16、17、18に供給された個々のソース信号(基準信号)x[n]、x[n]、x[n]、x[n]の合計である複合基準信号x[n]が、加算器ユニット23によって提供される。ここで、ソース信号x[n]、x[n]、x[n]は、それぞれ遅延ユニット24(「遅延2」)、25(「遅延3」)および26(「遅延4」)、ならびに、減衰ユニット28(Mag2)、29(Mag3)および30(Mag4)を介して加算器ユニット23に供給される。ソース信号x[n]は、減衰ユニット27のみを介して加算器ユニット23に供給される。
加算器ユニット23は、アナログのさらなる基準信号x[n]をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル(AD)変換器28に接続されている。そのデジタル信号は、後続のサンプリングレート変換ユニット30に対するアンチエイリアスフィルタとしての機能を果たすローパス(LP)フィルタ29に供給される。サンプリングレート変換ユニット30の出力信号は、遅延ユニット31を介して、有限インパルス応答(FIR)フィルタコア32と、FIRフィルタコア32を制御する最小平均二乗(LMS)フィルタ制御ユニット34とに供給される。FIRフィルタコア32の出力部は減算ユニット33の一入力部に接続されており、減算ユニット33の第2の入力部はサンプリングレート変換ユニット22の出力部に接続されている。減算ユニット33は、遅延された基準信号x[n]と比較するためにフィルタ制御ユニット34にフィードバックされる誤差信号e[n]を出力する。誤差信号e[n]はまた、例えば図6に示されるような予測誤差フィルタとしの別のユニットに、供給され得る。
図3では、基準信号の各成分は、基準信号の合成において遅延または増幅または減衰因子として考慮される。続いて、適応フィルタの有効長を増加させるために、基準拡声器15からマイク14への経路に内在の基本遅延(「遅延1」または(「バルク遅延」)と称する)が、アンダーサンプリングされた信号処理範囲内において考慮され得る。その際に、メモリ消費を出来る限り低減するように長い遅延をアンダーサンプリングされた範囲に移動させ、遅延ラインを用いた完全なサンプリング周波数において遅延の差のみを均等化しようとする試みがなされる。
同時に、現存する対称性が用いられ得る(例えば、2つの前方(FL、FR)と後方(RL、RR)の拡声器の経路が同じである場合)。そのような場合では、まず、対称な信号が一緒に加算され得、次いで、遅延時間および振幅の点において、対応する第2の適応信号に複合基準信号が適応される。適応フィルタの有効長は、その計算にバルク遅延を含めることによって増加される。その理由は、そうでない場合には適応フィルタが、マイクに最も近い拡声器(例えば、図2の拡声器15)に関連した音響信号の遅延時間を均等化するためである。この内在性の音響信号の遅延時間はまた、遅延された係数を決定するために有利に用いられ得る。この方法を用いて、マイクの信号経路上の遅延ラインは、一定の状況下で完全に省略され得る。それにもかかわらず、この強化でさえ、最適なシステムと認められない。そう認められるためには、全ての入力信号を別個に考慮する必要があり、その結果として図4に示されるシステムが得られる。
図4は、全空間伝達関数を含むDVCシステムの概略図である。図3に示されるように、図4のシステムは、マイク14と、AD変換器20と、ローパスフィルタ21と、サンプリングレート変換ユニット22とによって構築された信号経路(マイク経路)を備える。さらに、AD変換機28と、ローパスフィルタ29と、サンプリングレート変換ユニット30と、遅延ユニット31と、FIRフィルタコア32と、フィルタ制御ユニット34と、減算ユニット33とによって構築された図3の信号経路は、図4では、AD変換器128と、ローパスフィルタ129と、サンプリングレート変換ユニット130と、遅延ユニット131と、FIRフィルタコア132と、フィルタ制御ユニット134と、減算ユニット133とを備える経路(基準経路1)によって実現される。ここで、AD変換器128は、図3の信号x[n]の代わりに基準信号x[n]を受け取り、減算ユニット133は、処理後のマイク信号と処理後の基準信号x[n]とから誤差信号e[n]を提供する。
図3のシステムと対照的に、図4のシステムは、AD変換器228、328、428と、ローパスフィルタ229、329、429と、サンプリングレート変換ユニット230、330、430と、遅延ユニット231、331、431と、FIRフィルタコア232、332、432と、フィルタ制御ユニット234、334、434と、減算ユニット233、333、433とによって各々構築された3つのさらなる基準経路(基準経路2、3、4)を備える。ここで、各AD変換器28は各々の基準信号x[n]、x[n]、x[n]を受け取り、減算ユニット233、333、433は、それぞれ、誤差信号e[n]、e[n]およびe[n]と、処理後の基準信号x[n]、x[n]およびx[n]とから、誤差信号e[n]、e[n]およびe[n]を提供する。基準経路1、2、3および4は、少なくとも構造は同じである。
誰かが思いつき得るような従来の並列な態様ではなく、個々の空間伝達関数を図4の配置(換言すると、個々の適応フィルタの連結)に示されるように用いる必要がある理由は、入力信号の強い相関によって説明され得る。入力信号x[n]、・・・、x[n]の相互関係が無相関である場合では、個々の空間伝達関数は、単に、互いに独立に並列で推定され得る。
しかし、入力信号間には強い相関があるので、システムの機能は以下のとおりである。第1の適応フィルタ(基準経路1にある)には、遅延ライン131(遅延1)を介してアンダーサンプリングされた基準信号(x[n])が供給されるが、第1の適応フィルタは、マイク信号からx[n]に相関した全ての信号成分を除去する。理想的には、第1の適応フィルタの誤差または出力信号e[n]は、もはやx[n]に相関しない信号成分のみを含む。第2の適応フィルタ(基準経路2にある)は、e[n]にx[n]に相関した成分がある場合にのみ、適応し得る。そうでない場合では、フィルタは、x[n]に相関していない信号を自身の出力信号として伝達し、以下も同様である。連鎖の最後において、それ相応に、x[n]、x[n]、x[n]、x[n]雑音にも相関しない信号が出力される。すなわち、残っているのは、図4において「Noise[n]」として表された、スピーチ信号と、バックグランド雑音とを含む混合信号である。
通常、音楽を基準信号源として用いる場合では、個々の基準信号x[n]、・・・、x[n]間の強い相関が気付かれ得る。従って、第1の適応フィルタの後でほとんど全ての信号が残っていない場合では、そのため、適応フィルタを用いて、相関に対して残りの基準信号を分析することは価値があり得る。従って、実用面では、全ての労力に価値があるかについては疑問である。信号理論の点からは、図4に示されるシステムが有効であることは、明白である。しかし、経済的に見ると、図3に示されるシステムが採用されそうである。実行可能な妥協を表し得る、図3と図4の示された2つのシステムの混合もまた考え得る。
図5は、図3および図4に示された2つのシステムの混合のようなシステムを示す。図5のシステムは、図4のシステムに示されるようなマイク経路と、基準経路1、2とを有する。しかし、経路2(換言すると、AD変換器228)には、図4のようには基準信号x[n]が供給されず、図3のものに類似の平均基準信号が供給される。図5のシステムでは、その平均基準信号は、処理後の基準信号x[n]、x[n]、x[n]を受け取る加算器ユニット123によって提供される。その処理の態様は、基準信号x[n]は減衰ユニット127を介して、x[n]、x[n]はそれぞれ減衰ユニット29、30と遅延ユニット25、26とを介して、加算器ユニット123に提供されるという態様である。さらなる誤差信号Noize[n]が、減算ユニット233によって出力される。
既知のDVC代替モデルのうちの1つは、少なくともオプションとして、適応フィルタの後ろに配置されたハイパスフィルタを有する。そのハイパスフィルタの機能は、雑音スペクトル(そのスペクトルは、車両では非常に低い周波数を有することが知られている)を、DVCシステムが、優勢なエンジンおよび移動の雑音だけでなく、風による高周波数の雑音(信号レベルでは非常に弱い)にも応答し得るような程度に滑らかにすることである。風による雑音は、低周波数成分と比べてレベルは相当弱いが、人間の聴覚が特に敏感なスペクトル領域で見られる。従って、低い雑音信号レベルでさえ、制御機構を必要とする。
これまでは、システムが、上述したような低周波数の雑音と風による高周波数の雑音信号との両信号に可能な限り実質的に等しく応答し得るように、雑音スペクトルを滑らかにするためにハイパスフィルタが用いられてきた。ハイパスフィルタは、固定値に設定され、変更されなかった。この設定は、多くのテストで実証されたように多くの場合適切であるが、ハイパスフィルタが十分に機能し得ないある雑音状況(換言すると、フィルタが、雑音信号のスペクトルを有意には滑らかにせず、異なったスペクトル分布を有する雑音信号に対して異なった応答が存在するという影響がある状況)が存在する。
これを克服するために、現在適用可能な雑音状況に応答して、スペクトル平滑化フィルタがアダプティブに設定され得る。ここで、インタラクティブに算出された反射係数を予測誤差フィルタ(プレ白色化フィルタとしても知られるフィルタ)に供給することによって、線形予測コード化(LPC)分析が用いられる。そのシステムはまた、予測誤差フィルタの出力信号が可能な限りホワイト雑音としてスペクトル全体に分布するように、雑音が付随する状況に従ってイコライジングフィルタを構成し得る。
図6は、雑音信号をスペクトル的に滑らかにするための、シンプルなハイパスフィルタの代わりの白色化フィルタの使用法を示す。ここで、図6においては、説明を目的とするためにたった一つの基準経路(図5の基準経路1)を用いたが、別の経路にも容易に適応可能である。図6のシステムでは、ハイパスフィルタ35がマイク経路に、ハイパスフィルタ135が基準経路(基準経路1)に、それぞれサンプリングレート変換ユニットの後ろに含まれる。さらに、減算ユニット133によって提供される誤差信号e[n]が、同じく誤差信号e[n]を受け取る線形予測コード化(LPC)ユニット37によって制御される予測誤差フィルタ36に供給される。タイムレンジにおいてこれを実行する効果的な手段は、本発明によると、LPC分析を用いて線形予測コード化(LPC)係数を計算することと、誤差信号を重み付けするその係数を予測フィルタに入力することとである。
別のアプリケーション(例えば、音響エコー削除(AEC))から、そのような場合において、LPC分析を用いてエコー係数が音声信号から算出されるということと、マイク信号をフィルタリングする予測誤差フィルタにその係数が供給されるということとは、知られている。検知マイクによって記録された音声信号は、AECシステムがより効率よく動作し得るように、スペクトル的に滑らかにされる。従って、そのAECアプリケーションは、いわゆるプレ白色化フィルタを参考にする。その効果は、LPC分析が、分析によって調べられる信号(換言すると、音声信号)のパワースペクトル密度(PSD)に対応する伝達関数を呼び出す対応する予測フィルタにおいて用いられる係数を供給するといように説明され得る。予測誤差フィルタにおいて用いられる場合では、その伝達関数は、分析信号のPSDではなく、むしろその逆のパターンに従う。従って、LPC分析が依存したマイク信号における音声成分は、予測誤差フィルタの後でスペクトル的に滑らかにされる。換言すると、その成分は白色化される(従って、これが用語「プレ白色化フィルタ」のもとである)。
線形予測コード化(LPC)として知られる分析/合成方法は、例えば合成スピーチおよびスピーチ信号通信を達成するための効率の良い効果的な手段である。この方法の効率は、分析アルゴリズムのスピードと、コード化された信号に必要な低いバンド幅とに起因する。有効性は、デコードされた音声信号の明瞭度に関連する。LPCは、分析/合成スキーム(そこで、ソース信号のスペクトルは、分析されるターゲット信号のスペクトル成分によって重み付けられる)である一タイプのボコーダをインプリメントする。位相ボコーダは、例えば、分析チャネルの振幅および位相の情報が、保持され、誤差フィルタ用の係数として用いられ得る特別な種類のボコーダである。
標準的なLPCでは、ソース信号は、ホワイト雑音またはパルス列であり、それぞれ、声道の有声または無声の励振(excitation)に類似する。LPCの背後の基本的な仮定は、標準信号のn番目のサンプルと、p個の以前のサンプルとの相関である。すなわち、n番目の信号サンプルが、P個の以前のサンプルの線形結合に、予測誤差を表す残余を加えたものとして表される。分析問題は、全極(all−pole)フィルタの係数aの識別と等価である。平均二乗の意味で誤差を最小にする場合、その問題は、一組のP個の方程式に形を変え、それは、zドメイン(周波数ドメイン)において、E(z)=A(z)X(z)に低減される。ここで、A(z)は係数aの多項式であり、E(z)は予測誤差である。音声信号分析の場合ではフィルタ1/A(z)は、全極形式のフィルタと呼ばれる。その理由は、適切な次数pが選択される場合では、その大きさの周波数応答は、信号スペクトルの包絡線に従い、その広い共振はフォルマントと呼ばれる。フィルタA(z)は、音声信号から、声道励振に類似する残余を抽出するので、インバースフォルマントフィルタと呼ばれる。A(z)は、平坦なスペクトルを有する残余を生成するので、白色化フィルタとも呼ばれる。
しかし、残余(residual)には2種類あり、両方とも平坦なスペクトルを有する。パルス列とホワイト雑音であり、前者は、有声のスピーチに対する理想化された声帯振動であり、後者は、無声スピーチの理想化された励振である。現実には、残余は、その2つの理想化された励振雑音のいずれでもない。再合成ステージにおいて、分析ステージにおいてなされた有声/無声決定に従って、コード化された残余を用いるか、2つの理想化された励振のうちの1つを選ぶかという選択がある。
ターゲット信号が周期的である場合(有声のスピーチ)では、ピッチ検出器が分析ステージに加えられ得、正確なパルス間周期で、基本パルスの周期的な複製によって再合成が引き起こされ得るようにされる。残余またはターゲット信号を用いたピッチ検出にはいくつかの技術が利用可能である。特に効果的であるわけではないが、一つの可能性は、残余をフーリエ分析し、セクションの手法(techniques of section)によって基本周波数を推定することである。例えば、分析ステージによって抽出された情報は、予測係数a、・・・、aと、残余eと、励振残余のピッチと、有声/無声情報と、信号エネルギー(RMS振幅)とである。これらのパラメータは、修正される可能性があるが、例えば、周知のLevinson−Durbin再帰によって、再合成ステージにおいて用いられる、その再帰は、フィルタ1/A(z)のラティス具現化の反射係数を提供する。
これを行う効果的な方法は、線形予測コード化(LPC)分析を用いて、線形予測化コード化係数を計算し、予測フィルタに、その係数を入力することである。これで、音楽信号は重み付けされる。既知のDVCシステムは、いつも、シンプルな音声アクティビティ検出(VAD)機能を用いる。この機能は、バックグランド雑音信号の長期定常状態と人間音声の短期定常状態に、2つの平均値計算ユニットを合わせて使う。それにもかかわらず、このVAD変異は制御が非常に難しいため、制御がより簡単で、インプリメントがより単純な、新たなVADモデルが好ましい。
図7は、新たな音声アクティビティ検出(VAD)モデルに対する信号フロー図である。この新たなVADモデルは、現在の雑音値(Noise[n])が、以前の雑音レベル(NoiseLevel[n])より大きいかどうかを、ただ単に検査する。このような場合が生じれば、新たな雑音レベル(NoiseLevel[n+1])は、この雑音レベルが、不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、現在の雑音信号値が以前の雑音レベルよりどれほど大きいかによらず、以前の雑音レベルから算出される。
この手順により、雑音レベルにある雑音信号の中にある音声信号成分の強い影響は、抑制される。たとえ、ここに述べた新たなVADシステムは、旧来のモデルと異なり、雑音信号が「記憶」機能を有しないから、遅れが全くなくても、抑制される。現在の雑音信号が、以前の雑音信号レベルより小さい場合、新たな雑音レベル値は、一定の減分だけ減少する。増分は、一般に、減分より小さくなるように設定されている。これは、雑音信号中に、短時間のエネルギースパイク発生に対し、乱れた応答が起こらないためである。この雑音レベルは、雑音レベルの低閾値「MinNoiseLevel」で、下限値に拘束される。雑音レベルは、このようにして、規定のレベル以下に下がるのを防止される。この種の低閾値がなければ、このシステムは、雑音信号が大きくなる場合に、ときとして、あまりにも遅く応答することになろう。これは、(増分によって支配される)大きくなる速度が、小さくなる速度よりも遅いからである。
上述したDVCシステムは、常に、ただ1つのマイクで稼動されていた。雑音状況は、マイクの締め具取付け位置で、記録されるのみであった。この情報が、車全体の広域被制御変数を開発するのに使われた。しかしながら、考慮されていない側面も多いので、これが誤作動を招くことがある。例えば、車の内部に定常波が存在する位置に、マイクが配置された場合、全く同じ周波数の雑音信号に対し、システムの応答は不十分であるか、皆無であり得る。理想的には、マイクは、乗客の頭が現在ある位置に、常に配置されているべきである。それは、各位置の雑音状況が、乗客の聴覚(DVCシステムおよびDECシステムにより改善されるように意図されている)に作用するからである。
このように、ヘッドレストにマイクを一体化すること、たとえば、聴覚にとって最良の位置に、マイクを可能な限り近くに必ず置くことは理にかなうであろう。もちろん、他の全ての乗客にも、同じチャレンジは当てはまる。マイクが運転手にとっても、理想的な位置に配置されることが、保証され得るとしても、これは、この配置が車の内部に残されている位置によい結果を与えるであろうことを必ずしも意味しない。各聴取位置で、システムがよい結果を平等に与えるためには、それぞれの位置にマイクが必要であろう。しかしながら、効率的な制御システムを得るのは、非常に複雑である。というのは、各拡声器は、各聴取点で同時に所望の制御効果を得るために、各マイク位置に寄与する必要があるだろうからである。
図8は、空間19におけるマルチチャネルDVC/DECシステムの配置例である。個別に適応制御システムを形成するのに、最も単純な方法は、拡声器15、16、17、18が、DVCシステムを通じた振幅制御と、DECシステムを通じた平均化制御用の関連マイク515、516、517、518に最も近くに置かれた形で、配置される。そこで、サブウーファー500のスペクトル範囲のみが、広域制御される必要があろう。しかしながら、その範囲は一般に局所化され得ないので、すぐに受け入れられ、人間の耳は、いかなる場合も、この周波数範囲において、信号レベルの変化に非常に鈍感である。
線形予測コード化(LPC)分析(効果的にインプリメントされ得る)を用いる方法は、例えば、勾配適応格子型(GAL)アルゴリズムを用いるが、原則として、雑音信号のパワー密度に適応した動的イコライジングをインプリメントする効果的な手段であることが、示される。雑音信号内にある全ての音声信号成分が、GALアルゴリズムに対し非常に遅い更新速度を用いて、その大部分が除去され得るときにおける推測は原則的には正しいことが証明されてきている。しかしながら、まだ、幾つかの問題点は残っており、これらについては、これに関連する解決策とともに、以下に述べる。
LPC分析を、相応の遅い更新速度で、相応のGALアルゴリズムを用いた適応フィルタによって分離された雑音信号に適用すると、この分析により導かれた反射係数は、以下のようにセットされる。その態様とは、予測フィルタ(全極フィルタ)の中に含まれる場合において、その伝達関数が雑音信号のパワースペクトル密度(PSD)の特性に、選ばれた予測命令に依存してほぼ正確に一致する。LPC分析は、反射係数、その値は分析された雑音信号のPSD展開にのみ基づくが、信号の振幅との関係についての情報は、何ら提供しない。さらに、予測フィルタの振幅は、そのまま直接使うには、あまりにも高すぎる。
これらの問題を解決するために、予測フィルタの伝達関数が、その最大値が0dBにできるだけ近いようにして、連続的にスケーリングされた。既知のスケーリング標準(つまり、L1、L2およびL∞標準)から、最終的にL1標準を選んだ。なぜなら、一方で、これは、計算するのがより簡単であり、他方で、最も厳しいスケーリングのタイプを代表しているからである。
Figure 2006314080
(4)式は、L1標準により倍率を算出する式である。(4)式から分かるように、L1標準に正確に基づく倍率(scaling factor)を算出するためには、数多くのフィルタのインパルス応答が、理論的には必要であるが、実際的な面では不可能である。この点を鑑みて、限られたインパルス反応という仮定を制限して、次いで、この制限をL1標準に基づく倍率(スケール)の算出に用いた。インパルス応答の長さは、倍率算出時の誤差と、更新時間の双方をベースに定義される。この更新時間は、次のインパルス応答までの間に適用可能な倍率を生成するのに要求される(あるいは、必要とされる)ものである。更新間隔をできる限り短くするためには、減らしたサンプリング頻度f/Rを用いるのではなく、オリジナルのサンプリング頻度fを用いて、(最低でもインパルス応答については)計算することをお勧めする。
一旦、予測フィルタの最大値が0dBであることを確保したら(つまり、0dBに調整されたら)、どの程度イコライジングすればよいか決定しなければならない。換言すれば、予測フィルタは、必要で有用な信号に影響を及ぼすことが可能とする。この決定は、DVCシステムを用いて既に決定した現在の雑音レベルに主に依存する。これは、DECシステムとDVCシステムとを組み合わせることが実用的であることを示唆している。イコライジングフィルタが、既存の雑音レベルを基にどのように制御され得るか、あるいは、これがどのような構造に適応され得るかという点に、問題は残されている。
図9は、イコライジングフィルタの構造を示す。イコライジング(EQ)フィルタのインプリメンテーションのために、ピーキングフィルタのインプリメントについて、後述する。ピーキングフィルタにおいて、インプリメントされたEQフィルタが基準振幅(これもまた、通常0dBである)をどの程度超えるかを設定するために、ゲイン制御が使われ得る。この構造がEQフィルタのために選ばれる。つまり、DVCシステムからのゲインが示すのは、「Scale」によって、0dBにスケールされたEQフィルタの最大スペクトル配分が、基準振幅より大きくなるべきであるということである。こうして、バックグランド雑音に特に強く隠れされたスペクトル成分のみが、DVCゲインとともに増幅される。これは、ダイナミックイコライジング(つまり、DECシステム)と同じ効果がある。DVCシステムからのゲインは、1対1対応ベースで受け入れられる必要がない。むしろ、DECシステムに対して随意にスケールされ得るか、あるいは、十分な制御効果を得るために、他の方法で変化され得る。図9に示すフィルタは、ソース40を備え、これは、それに続く加算器ユニット41とスケーリングユニット42とに接続されている。イコライジング(EQ)フィルタ43と、それに続くゲイン調節ユニット44は、スケーリングユニット42の下流に接続されている。ゲイン調整ユニット44によって提供される出力信号は、加算器ユニット41に送り込まれ、その出力信号は、(図示していない経路で)拡声器45に送られる。
図10は、シンプルなDVC/DECシステムの一例である。さらに、新たなゲイン値は、事前に決定された倍率で決定され得る。これは、DVC/DECシステムの更なるバージョンを作るためである。図9のフィルタは、図10のシステムに組み込まれているが、このフィルタは、ソースには直接は接続されておらず、DVCユニット47で制御されるゲイン調整ユニット46を通じて、接続している。DVCユニット47は、拡声器45とマイク48からの信号を受け、さらに、LPCユニット49と、ゲイン算出ユニット50とをさらに制御している。DVCユニット47と、ゲイン算出ユニット50とは、さらに、ボリューム制御51によって、制御されている。EQフィルタ43は、LPCユニット49によって制御され、さらに、このLPCユニット49は、ディラック型パルスフィルタ52とスケーリング調整ユニット53経由で、スケーリングユニット42を制御している。ここで、ゲイン調整ユニット44は、ゲイン算出ユニット50によって、制御されている。
図11は、別のタイプのシンプルなDVC/DECシステムである。図11のシステムは、図10のシステムとは違い、図11のシステムでは、スケーリングユニット42が、(図10のように)ゲイン調整ユニット46とEQフィルタ43の間に接続されておらず、ゲイン算出ユニット50の出力部とゲイン調整ユニット44の制御入力部の間に接続されている。
図12は、本発明による複合DVC/DECシステムの一例を示す。図12のシステムは、マイク経路と基準経路を有する。マイク経路は、マイク614、AD変換器620、ローパスフィルタ621、サンプリングレート変換ユニット622およびA重み付けハイパスフィルタ623から構成される。基準経路は、AD変換器628、ローパスフィルタ629、サンプリングレート変換ユニット630、A重み付けハイパスフィルタ624、遅延ユニット631からなる。ここで、AD変換器628は、2つの遅延ユニット616と617とに接続された加算器ユニット615から基準信号を受ける。これら遅延ユニット616と617は、2台の拡声器6がそれぞれ増幅ユニット618と619経由で供給する信号を、それぞれ受ける。
基準経路は、さらに、最小平均二乗(LMS)適応ユニット642により制御可能な有限インパルス応答(FIR)フィルタコア641を有する適応フィルタを備える。LMSユニット642は、遅延ユニット631からの信号と、減算ユニット644からの誤差信号e[n]と、ステップサイズ算出ユニット645からの適応ステップサイズμ[n]とを、入力信号として受ける。ステップサイズ算出ユニット645には、平均化ユニット650経由で(下方)サンプリング変換ユニット631から出た平均ソース信号Mean X[n]と、FIRフィルタコア641によって与えられた推定システム距離Dist[n]と、平均化ユニット651経由で減算ユニット644から出た平均誤差信号Mean E[n]とが供給される。減算ユニット644は、さらに、マイク経路を経由し、拡声器−空間−マイク(LRM)システム(図12には図示せず)の一部をなす拡声器614から信号を受ける。このLRMシステムは、伝達関数HRoom(Z)を有する空間と2台の拡声器612と613とをさらに備える。
誤差信号e[n]は、白色化フィルタとして作用する予測誤差フィルタコア660にスケーリングユニット659経由で供給される。フィルタコア660の下流に、平均化ユニット661、音声アクティビティ検出器662、ゲイン補正ユニット663、最大ゲインユニット664、および、ゲインが1以下であるかどうかを判断する比較ユニット665がある。ゲインが1未満である場合は、増幅ユニット666のゲインが1に設定され、ゲインが1以上の場合は、ゲインはそのまま不変である。増幅ユニット666は、音響源(例えば、CDプレーヤー、カセットプレーヤー、ラジオなど)からの電気音響信号を受けて、増幅された音響信号を、誤差信号e[n]を供給された線形予測コード化(LPC)ユニット658によって制御された予測フィルタコア667に、送り込む。フィルタコア667の下流には、スケーリングユニット668と、フィルタコア667の入力である増幅ユニット666からの信号も受ける加算器ユニット669とがある。加算器ユニット669の出力信号は、普通の方法で、音響信号処理ユニット670により、処理され、拡声器612と613とに供給される。
比較ユニット665からのゲイン設定と、聴取者による平均ボリューム設定とは、ゲイン補正ユニット663を制御するために、ゲイン制御ユニット672を設定するのに使われる。平均ボリューム設定671が、さらに、スケーリングユニット674を制御するためのゲイン制御ユニット673を制御するのに使われる。スケーリングユニット674は、スケーリングユニット668を制御するが、さらに、ディラック型パルス予測フィルタ675と、VAD662からの信号を受ける。ディラック型パルス予測フィルタ675は、フィルタ係数を予測誤差フィルタ660にコピーすることによって、予測誤差フィルタ660を制御する。
基本的に、イコライジングとダイナミック変化(リミッタ、コンプレッサなど)が、適応フィルタの性能への悪影響防止のため、基準信号は信号処理連鎖の終わりにできるだけ多く、取り出されるべきである。さらに、全ての関連する信号経路を加算して、基準信号を得ることは、有利であると考えられていた。しかしながら、実際のところ、これは誤りであることが分かった。基準信号の位相が強く歪むだけでなく、その振幅も、個々の信号経路の位相差により、強く歪み、その一部は、きわめて顕著に歪む。この状況は、必然的に、適応フィルタの誤作動を招く。
その性能を改善させる方法の一つは、全く加算をしない単一の広域出力信号を用いることである。これは、全ての出力信号が、互いに強い相関を持っている場合(これはオーディオ信号では普通よくあることだが)においても、許容される。残念ながら、この性質を有する広域出力信号は、信号流れ図では、まれにしか見られない。なぜなら、出力信号は、出力される前にクロスオーバーフィルタを用い、一般に、接続された拡声器のバンド幅に適合されており、その結果、バンド幅が限られるのである。最良の解決策は、図13に示されているように、基準信号生成を用いることである。なぜなら、それは、基準信号発生時に全ての相関を活用し、全ての信号加算操作を不要にするからである。
それでも、また別の方法が、基準信号生成の代替方法を同様に具現化する。この方法では、基準信号は1つ以上の入力信号から発生される。原則的には、これは歓迎されないことだが、最初に述べたように、現実的には、それ自体は基準信号を発生させるのに、単純で、しかも、効果的な手段であることが分かった。
しかし、理論的に望ましくない方法が、現実的にこれほどまで素晴らしく機能するのであろうか。この問題は、入出力間の信号処理全体が定常システムであると、一旦考えたときのみ、答えられる。この点で、このシステムは、実際上、LRMシステムの一部をなす。それは、適応フィルタによって再生され得る。ステレオ信号として通常利用可能な音楽に加え、任意の利用可能な特別チャネル(これが潜在的な雑音の影響として働かない限り)が基準として、機能しなければならない。これを行うために、異なったソース信号が、ある特定の関係で、同時に、一緒に混ぜられ得る。このいわゆるミキサーは、ある信号と他の信号とを、どの程度混ぜるかを決める。
それゆえ、全てのソース信号を一緒に混ぜるミキサーの出力信号は、その目的にふさわしい入力信号となる。それでも、なお、信号振幅は、ミキサーで同様に変化されているという点で、まだ問題である。基準信号の振幅が大きければ大きいほど、適応フィルタがよりよく働くということを考えれば、連続的によく制御された基準信号(ミキサー出力信号)を得る方法の一つは、設定されたボリュームに関わらず、基準信号を可能な限り完全に駆動させるように可能な限り基準信号をスケールすることである。倍率を求めるために、ソース信号の全ての大きさ値(ボリューム)の総和の最大値が決定され、そして、その完全に駆動された信号との差(実際のところ、これが倍率と同じ)が、計算される。ボリューム値が線形であるか、対数であるかによって、以下の式が、倍率を算出するのに、用いられる
対数:ScaledB=0dB−MaxVoldB あるいは
線形:ScaleLin=1/MaxVolLin
あまりにも低いボリュームによる問題が、最初から除かれているように、算出された最大値は、基準大きさ値(=ボリューム)としても、DVC/DECシステムにおける反ゲインチェース関数などの計算においても使われる。
図13は、基準信号と基準ボリュームを発生するモデルを示す。図13に示すモデルでは、1つの信号が、ステレオ音楽入力信号「MusicLeft」と「MusicRight」から発生し、混合マトリックス60に送られる。これは、必ずしも必要ではないが、混合マトリックス60を単純化している。不純な位相を加えることに関連する問題は、通常は起こらないか、起こってもごく小さい程度である。このシステムでは、どの信号工程も、2つの音楽信号を用いて処理されておらず、基準信号に歪みが入る危険性を最低限にする。
DVCシステム用いた実地実験で、特定の雑音レベル範囲で、完全に機能したが、その雑音レベル範囲を超えると、(少なくとも主観的には)過剰に応答し始めることが示された。このため、ゲイン補正(最大ボリュームサーチ61と接続するスケーリングユニット62、および、フルスケールとの差の算出ユニット63)関数は、反ゲインチェース関数から導き出された補正因子(Corr)で重み付けられた雑音レベル値(図15中の「NoiseLevel」)を修正するのに統合され得る。重み付けレベルは、比率として見なされる。
図14は、ゲイン補正関数の特徴を示す。図15は、ゲイン補正関数のインプリメンテーションを示す。ゲイン補正関数は、2つのパラメータで、制御されている。すなわち、雑音閾値(NoiseTH)と、図14の右側の線の傾きNoiseSlopeである。NoiseTHは、バックグランド雑音レベルで測定された増加量が、ボリューム増加にどのような影響を与えているかを制御するために用いられる。NoiseTH以下では、比率は約1:1であるが、NoiseTHを超えると、そのNoiseSlopeが示すように、1:1以下となる。その理由の一つは、以下のとおりである。アンダーサンプリングの結果として、基本的にゲイン因子の計算にのみしか使われない低周波数成分の増加は、バックグランド雑音の増加にともなう高周波数成分の増加より多いからである。しかしながら、DVCゲインは、全周波数範囲で有効であり、聴取者は中位の周波数に敏感なので、システムは、上述した問題に取り組むゲイン補正関数を導入する。ゲイン補正関数は、低周波数では、正確ではないかもしれないが、その不正確さは、DVCゲインユニットの下流の大きさ生成ユニットを調整することで、打ち消され得る。その代わりに、DECは、その不正確さを補償するために適応され得る。
図7に関して示したスピーチアクティビティ検出関数でも知られているように、真の最終雑音レベル値が、適切な対応がとられ得る状態に達するまでに要する時間がかなり長いことが、ときどきある。その待ち時間が長いのは、システムが雑音レベルの増大に応答する立ち上がり速度(C_INC)が低いためである。閾値「MinNoiseLevel」は、雑音レベルが特定レベル以下に下がるのを防止するために使われるが、実質的には、そのシステムのアクティベーション閾値と同じである。しかしながら、閾値をあまりにも高く設定するのは、防がなくてはならない。さもないと、雑音レベルが十分に高くなくとも、制御関数がアクティベートすることがあるからである。
反ゲインチェース関数を実施することで、最大許容制御ダイナミックス(MaxGain)は、ボリュームによって変化する。アクティベーション閾値(MinNoiseLevel)が、最大ゲインに依存するので、これもボリュームに応じて同様に変化しなければならない。これは、アクティベーション閾値の特徴となっており、Y切片(t_MNTH)は最大ゲイン(MaxGain)と雑音スケーリング因子(Scale)によって変化し、その傾き(m_MNTH)は、反ゲインチェース関数の傾き(m_Corr)と相関がある。図16は、アクティベーション閾値の特徴を示す。
図17は、MinNoiseTH(アクティベーション閾値)関数のインプリメンテーションを示す。適応ステップμ[n]サイズの使用は、それ自体、実際には非常に役立つことが示された。特に、強く短い雑音信号(例えば、人間の音声)のマイナスの効果は、適切なステップサイズの使用で、最小限に減らすことができた。特に、大きな低音ソース信号の伝送の場合、これらの信号は、雑音レベルの計算にほとんど寄与しないか、全く寄与しないから、一層である。誤差信号のエネルギーMeanE[n](図1参照)は、適応ステップサイズを調整する場合、基準信号の振幅によって、スケールされる(上述のように、基準信号は可能な限り、ドライブされるべきである)。適応ステップサイズの計算において、基準信号の影響が大きければ大きいほど、誤差信号のエネルギーは、より上方にスケールされねばならない。その逆も、また同様に当てはまる。
基準信号を発生させるための図13に示した例示的にインプリメントされたモデルでは、(1)式で表される式も正しいことが分かるであろう。これは必ずしも当てはまらないということは、注意しなければならない。しかしながら、誤差が発生しないように、特別な注意を払うべきである。なぜなら、これは適応フィルタ全体を損なわせることもあり、その結果として、DVC/DECシステム全体をより悪化させ得るからである。また、適応ステップサイズμ[n]は、適応フィルタが、より信頼性よく機能し得るために、ある特定の範囲(μ[n]∈[0,・・・,μMax[n]])に限られることもある。特に、最大許容適応ステップサイズはμMax[n]は、あまりにも大きく設定すべきではない。それでないと、適応フィルタは、不安定となり、変動を始め、これによって、DVC/DECシステムが機能しなくなりうるリスクがあるためである。μMax[n]として、約0.01の値が、満足であることが分かってきた。この値は、一般に、適用されるものとしてより、むしろ、指針値としての役を担うべきである。その厳密な最大値は、それぞれの特定の場合に応じ、計算されるべきである。
本発明の様々な例示的な実施形態をここに開示してきたが、これに様々な変更や修正をすれば、本発明の精神と範囲から逸脱することなく、本発明の利点の幾つかが、達せられるであろうことは、当業者にとって、明らかなことである。同じ機能をなす他の構成要素を用いれば、相応に代替しうるということは、当業者にとっては明らかであろう。さらに、本発明の方法は、適切なプロセッサーインストラクションを用いたいかなるソフトウェアのインプリメンテーション、あるいは、それと同じ結果を得るのに十分なハードウェアロジックとソフトウェアロジックとを組み合わせて用いたいかなるハイブリッドなインプリメンテーションを用いたとしても、達成できよう。このような発明のコンセプトのこうした変更は、添付の特許請求の範囲にカバーされることが意図される。
一適応ステップサイズを有する適応FIRフィルタの概略図である。 4−スピーカ/1−マイクの配置の一例である。 さらなる基準信号の改良型構成を有するDVCシステムを示す。 全空間伝達関数を含むDVCシステムの概略図である。 図3および図4に示された2つのシステムの混合システムを示す。 雑音信号をスペクトル的に滑らかにするための、シンプルなハイパスフィルタの代わりの白色化フィルタの使用法を示す。 本発明による音声アクティビティ検出モデルに対する信号フロー図を示す。 マルチチャネルDVC/DECシステムの配置を一例である。 本発明と共に用いるイコライジングフィルタの構造を示す。 本発明によるシンプルな例示的DVC/DECシステムを示す。 本発明による別のシンプルな例示的DVC/DEC代替システムを示す。 本発明による複合の例示的DVC/DECシステムを示す。 基準信号と基準ボリュームとの生成を示す。 ゲイン補正関数の特徴を示す。 ゲイン補正関数の例示的なインプリメンテーションを示す。 アクティベーション閾値の特徴を示す。 最小雑音アクティベーション閾値関数のインプリメンテーションを示す。
符号の説明
1 適応フィルタ
2 最小平均二乗(LMS)適応ユニット
4 減算ユニット
5 ステップサイズ算出ユニット
6、7 平均化ユニット
8 遅延ユニット
9、14 マイク
12、15、16、17、18 拡声器
21、29 ローパスフィルタ
22、30 サンプリングレート変換ユニット
43 イコライジング(EQ)フィルタ

Claims (60)

  1. 聴取環境における周囲雑音を補償するオーディオ強化システムであって、
    電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成するオーディオ手段と、
    該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得するセンサー手段であって、該総音響レベルは、該オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、センサー手段と、
    該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する、該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答する抽出手段であって、アダプティブな適応ステップサイズを有する適応フィルタを備える、抽出手段と、
    解析の結果に基づいて制御信号を生成する、該周囲雑音信号に応答する制御手段と、
    該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する、該制御信号に応答するイコライザ手段と、
    該適応フィルタの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出ユニットと
    を備える、オーディオ強化システム。
  2. 前記ステップサイズ算出ユニットは、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とが供給される、請求項1に記載のオーディオ強化システム。
  3. 前記ステップサイズが、前記平均基準信号と前記推定システム距離との積の前記平均誤差信号による除算に等しい、請求項2に記載のオーディオ強化システム。
  4. 前記適応フィルタが、フィルタコアと、該フィルタコアを制御する最小平均二乗(LMS)適応ユニットとを備え、該LMS適応ユニットが前記ステップサイズ算出ユニットによって制御される、請求項1〜3のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  5. 前記抽出手段に供給された前記総音響信号または前記電気音響信号を遅延する遅延手段をさらに備える、請求項1〜4のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  6. 前記抽出手段が、ローパスフィルタを有する総音響信号経路と、前記センサー手段からの前記総音響信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、請求項1〜5のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  7. 前記抽出手段が、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、前記基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、請求項1〜6のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  8. 前記オーディオ手段が、少なくとも2つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力を生成し、該少なくとも2つの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって単一の基準信号が生成される、請求項1〜7のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  9. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項8に記載のオーディオ強化システム。
  10. 前記オーディオ手段が、少なくとも2つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力を生成し、該少なくとも2つの電気音響信号は各々、前記抽出手段に供給される基準信号を形成する、請求項1〜7のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  11. 前記抽出手段が、各基準信号に対して、ローパスフィルタを有する基準信号経路と、該基準信号を処理するサンプリングレート変換ユニットとを備える、請求項10に記載のオーディオ強化システム。
  12. 前記抽出手段が、各基準信号経路に対して適応フィルタを備え、各適応フィルタの出力信号が後続の前記適応フィルタに総音響信号として供給される、請求項11に記載のオーディオ強化システム。
  13. 前記オーディオ手段が、少なくとも3つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも3つの音響出力を生成し、該少なくとも3つの電気音響信号の1つの信号が、前記抽出手段に供給される1つの基準信号を形成し、該少なくとも3つの電気音響信号の残りの信号が処理されることによって別の基準信号が生成される、請求項1〜7のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  14. 前記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、請求項13に記載のオーディオ強化システム。
  15. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項14に記載のオーディオ強化システム。
  16. 前記抽出手段の下流に接続された予測誤差フィルタをさらに備える、請求項1〜15のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  17. 前記予測誤差フィルタを制御する線形予測コード化(LPC)ユニットをさらに備える、請求項16に記載のオーディオ強化システム。
  18. 各基準信号が前記遅延手段によって遅延される、請求項1〜17のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  19. 音声アクティビティ検出器(VAD)をさらに備える、請求項1〜18のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  20. 前記VADモデルが、その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、請求項19に記載のオーディオ強化システム。
  21. さらなるセンサー手段をさらに備え、センサー手段の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各センサー手段が基準信号を提供する、請求項1〜20のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  22. 前記音響出力が拡声器によって生成され、各センサー手段が該それぞれの拡声器に近接して配置される、請求項21に記載のオーディオ強化システム。
  23. 前記イコライザ手段の前記出力信号を増幅する、該イコライザ手段の下流に接続された増幅手段をさらに備える、請求項1〜22のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  24. 前記増幅手段がゲイン制御手段によって制御される、請求項23に記載のオーディオ強化システム。
  25. 前記イコライザ手段に提供された前記電気音響信号をスケーリングするスケーリング手段をさらに備える、請求項1〜24のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  26. 前記ゲイン制御手段と前記増幅手段との間に接続されたスケーリング手段をさらに備える、請求項1〜24のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  27. 前記スケーリング手段がスケーリング制御手段によって制御される、請求項25または26に記載のオーディオ強化システム。
  28. 前記スケーリング制御手段が、ディラック型フィルタとスケーリング算出ユニットとを備える、請求項27に記載のオーディオ強化システム。
  29. 前記ゲイン制御手段が最小雑音閾値を含み、前記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、請求項23〜28のいずれか一項に記載のオーディオ強化システム。
  30. 前記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、請求項29に記載のオーディオ強化システム。
  31. 聴取環境における周囲雑音を補償することによって、聴取環境においてオーディオシステムによって生成された音響信号を強化する方法であって、
    電気音響信号を生成し、該電気音響信号から音響出力を生成する工程と、
    該環境における総音響レベルを表す総音響信号を取得する工程であって、該総音響レベルは、オーディオ手段からの該音響出力と、該環境内の該周囲雑音とを含む、工程と、
    該総音響信号と該電気音響信号に由来する基準信号とに応答し、該環境における該周囲雑音を表す周囲雑音信号を該総音響信号から抽出する工程であって、アダプティブな適応ステップサイズで適応フィルタリングすることを包含する、工程と、
    該周囲雑音信号に応答し、解析の結果に基づいて制御信号を生成する工程と、
    該制御信号に応答し、該オーディオ手段の該音響出力を調節することによって該周囲雑音レベルを補償する工程と、
    該適応フィルタリングの該アダプティブな適応ステップサイズを制御するステップサイズ算出工程と
    を包含する、方法。
  32. 前記ステップサイズ算出工程が、平均基準信号と、推定システム距離と、平均誤差信号とを処理する、請求項31に記載の方法。
  33. 前記ステップサイズが、前記平均基準信号と前記推定システム距離との積の前記平均誤差信号による除算に等しい、請求項32に記載の方法。
  34. 前記適応フィルタリングが、最小平均二乗(LMS)適応工程によって制御されたフィルタリングを包含し、該LMS適応工程が前記ステップサイズ算出工程によって制御される、請求項31〜33のいずれか一項に記載の方法。
  35. 前記抽出する工程に提供された前記総音響信号または前記電気音響信号を遅延する遅延工程をさらに包含する、請求項31〜34のいずれか一項に記載の方法。
  36. 前記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、前記総音響信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、請求項31〜35のいずれか一項に記載の方法。
  37. 前記抽出する工程が、ローパスフィルタリングすることと、前記基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、請求項31〜36のいずれか一項に記載の方法。
  38. 少なくとも2つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力が生成され、該少なくとも2つの電気音響信号が処理されることによって、単一の基準信号が生成される、請求項31〜37のいずれか一項に記載の方法。
  39. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項38に記載の方法。
  40. 前記オーディオ手段が、少なくとも2つの電気音響信号を生成し、該電気音響信号から少なくとも2つの音響出力を生成し、該少なくとも2つの電気音響信号は各々、前記抽出手段に供給される基準信号を形成する、請求項31〜37のいずれか一項に記載の方法。
  41. 前記抽出する工程が、各基準信号に対して、ローパスフィルタリングすることと、該基準信号を処理するためにサンプリングレート変換をすることとを包含する、請求項40に記載の方法。
  42. 前記抽出する工程が、各基準信号経路に対して適応フィルタリングすることと、各適応フィルタの出力信号を後続の適応フィルタに総音響信号として供給することとを包含する、請求項41に記載の方法。
  43. 少なくとも3つの電気音響信号が生成され、該電気音響信号から少なくとも3つの音響出力が生成され、該少なくとも3つの電気音響信号の1つの信号が、前記抽出手段に供給される1つの基準信号を形成し、該少なくとも3つの電気音響信号の残りの信号が別の基準信号を形成する、請求項31〜37のいずれか一項に記載の方法。
  44. 前記残りの電気音響信号が、基準信号算出配置において処理されることによって、単一の基準信号が生成される、請求項43に記載の方法。
  45. 前記電気音響信号を処理することが、各電気音響信号を減衰および/または遅延することと、該減衰および/または遅延された電気音響信号を合計することとを包含する、請求項44に記載の方法。
  46. 予測誤差フィルタリングすることをさらに包含する、請求項31〜45のいずれか一項に記載の方法。
  47. 前記予測誤差フィルタリングを制御するために線形予測コード化(LPC)することをさらに包含する、請求項46に記載の方法。
  48. 各基準信号が遅延される、請求項31〜47のいずれか一項に記載の方法。
  49. 音声アクティビティ検出(VAD)することをさらに包含する、請求項31〜48のいずれか一項に記載の方法。
  50. その時点の雑音値が以前の雑音レベルよりも大きいかを検査する工程をさらに包含し、大きい場合において、該その時点の雑音値と該以前の雑音レベルとの差と関係なしに、新たな雑音レベルが不変かつ規定済みの増分だけ増加するように、該新たな雑音レベルが該以前の雑音レベルから算出される、請求項49に記載の方法。
  51. 複数の総音響信号を生成することをさらに包含し、総音響信号の総数が、各電気音響信号から生成される音響出力の数と等しく、各総音響信号が基準信号を形成する、請求項31〜50のいずれか一項に記載の方法。
  52. 各総音響信号が基準信号を生成する、請求項51に記載の方法。
  53. 前記イコライザ工程によって生成された前記信号を増幅する増幅工程をさらに包含する、請求項31〜52のいずれか一項に記載の方法。
  54. 前記増幅工程がゲイン制御工程によって制御される、請求項53に記載の方法。
  55. 前記イコライザ工程に提供された前記電気音響信号をスケーリングするスケーリング工程をさらに包含する、請求項31〜54のいずれか一項に記載の方法。
  56. 前記ゲイン制御工程と前記増幅工程との間においてスケーリング工程をさらに包含する、請求項31〜54のいずれか一項に記載の方法。
  57. 前記スケーリング工程がスケーリング制御工程によって制御される、請求項55または56に記載の方法。
  58. 前記スケーリング制御工程が、ディラック型フィルタリングと、スケーリング算出とを包含する、請求項57に記載の方法。
  59. 前記ゲイン制御工程が最小雑音閾値を含み、前記雑音レベルが特定レベル未満に低下するのを防ぐ、請求項53〜58のいずれか一項に記載の方法。
  60. 前記最小雑音閾値がボリューム設定に依存する、請求項59に記載の方法。
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