JP2006311379A - 圧電発振回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 直流電源VDDから供給される直流電圧の電圧変動を安定化する安定化電源6と、水晶振動子X1を振動源とする発振回路部1と、この発振回路部1の出力信号を入力とし、インバータ回路を複数段直列に連結し、その最終段のインバータ回路にデプレッション型MOSトランジスタが接続されたバッファ回路部2、3、4と、バッファ回路4の出力を増幅する出力増幅回路5とを備えた圧電発振回路において、メモリ回路11に保持されたデータに基づいて複数のMOSスイッチMsw1〜Msw3により選択される抵抗素子RD1〜RD3により、出力増幅回路5を構成するNch−トランジスタM9のゲート電圧を可変して出力レベルを調整する機能を備える。
【選択図】 図1
Description
図8は従来の水晶発振回路の回路構成例を示した図である。
この図8において、X1は水晶振動子、Rfは高周波抵抗、C1、C2は発振用容量、1は発振増幅回路、2は第1のバッファ回路(初段バッファ回路)、3は第2のバッファ回路(2段目バッファ回路)、4は第3のバッファ回路(3段目バッファ回路)、R1、R2は抵抗、CB1、CB2はコンデンサ、5は出力増幅回路、6は安定化電源、Cvregはバイパスコンデンサ、Vregは安定化電源6から出力される基準電圧である。
発振増幅回路1はPch−CMOSトランジスタM1とNch−CMOSトランジスタM2とからなるインバータ増幅器、第1のバッファ回路2はPch−CMOSトランジスタM3とNch−CMOSトランジスタM4とからなるインバータ増幅器、第2のバッファ回路3はPch−CMOSトランジスタM5とNch−CMOSトランジスタM6とからなるインバータ増幅器、第3のバッファ回路4はPch−CMOSトランジスタM7とNch−CMOSトランジスタM8とからなるインバータ増幅器である。また出力増幅回路5はNch−CMOSトランジスタM9とPch−CMOSトランジスタM10とからなるCMOSプッシュプル増幅器である。
図8において、発振増幅回路1の出力は、第1のバッファ回路2で充分な振幅にまで増幅され、第2、第3のバッファ回路3、4で波形成形されてコンデンサCB1、CB2を介して出力増幅回路5のNch−CMOSトランジスタM9とPch−CMOSトランジスタM10のそれぞれのゲートに印加される。
出力増幅回路5は、低インピーダンスで出力端子(OUT端子)より負荷へ出力電流を供給する。上述の各部位へは安定化電源6から基準電圧Vregが供給される。安定化電源6の出力ラインと接地電位(GND)との間にはバイパスコンデンサCvregが接続されており、安定化電源6の高周波ノイズを除去している。
なお、先行文献としては特許文献1等がある。
しかしながら、水晶発振回路を用いた機器の小型化に伴って機器の部品実装基板の実装密度をより高めるため、安定化電源6の出力ラインに挿入するバイパスコンデンサCvregの実装スペースを充分に確保できないのが現状であった。小型化の要求に応えるためにバイパスコンデンサCvregを省くと、発振出力に不要な高周波スペクトル成分が発生したり、安定化電源6において発生するノイズによって発振出力信号が位相変調を受けやすくなって、位相ノイズ特性におけるノイズフロアが劣化するといった問題があった。
そこで、本願出願人は、安定化電源の出力ラインに挿入するバイパスコンデンサの面積を小さくする、もしくはバイパスコンデンサを無くした場合においても、安定化電源の動作スピードを上げることなく、安定化電源から出力される基準電圧Vregの安定化を図り、安定化電源において発生するノイズによって受ける位相変調の感度を小さくすることで位相雑音特性のノイズフロアを低く抑えるようにした水晶発振回路を提案している(特願2004−255119)。
この図9において、VDDは直流電源、M11はデプレッション型MOSトランジスタである。この図9に示す水晶発振回路は、第3のバッファ回路4を構成するPch−CMOSトランジスタM7のソースをデプレッション型MOSトランジスタM11のソースに、デプレッション型MOSトランジスタM11のドレインを直流電源VDDに、ゲートを安定化電源6に夫々接続している。また出力増幅回路5を構成するNch−MOSトランジスタM9のドレインを直流電源VDDに接続している。
このように構成される水晶発振回路では、第3のバッファ回路4、及び出力増幅回路5を直流電源VDDからの直流電圧Vddにより動作させ、発振増幅回路1と第1及び第2のバッファ回路2、3とを安定化電源6により動作させることにより、基準電圧Vregの安定化を図るためのバイパスコンデンサの面積を小さくする、もしくはバイパスコンデンサを無くした場合においても、安定化電源6の動作スピードを上げることなく基準電圧Vregの安定化を図るようにしている。
また安定化電源6において発生するノイズによって受ける位相変調の感度を小さくすることで、位相雑音特性のノイズフロアを低く抑えることができる。
しかしながら、近年では携帯電話機の基準発振源として用いられる温度補償水晶発振器(TCXO)への要求も多種多様になり、低消費電力へ対応するために発振出力電圧振幅を低く抑える必要があったり、また、TCXO後段のICを駆動するために出力振幅を大きくとる必要があったりと、発振器の出力振幅を用途によって最適化する必要性が高まってきているが、先に提案した特顧2004−255119の回路構成では、発振出力電圧の振幅を任意に選択・調整できないという欠点があった。
そこで、本発明は、広い電源電圧範囲で安定した発振特性を得ると共に、発振出力の振幅を調整することができる圧電発振回路を提供することを目的とする。
請求項2に記載の発明は、前記出力レベル調整回路は、前記出力増幅回路から出力される出力レベルが3段階に設定可能に構成されている請求項1に記載の圧電発振回路であることを特徴とする。
請求項3に記載の発明は、前記圧電振動子が水晶振動子である請求項1又は2に記載の圧電発振回路であることを特徴とする。
また発振出力の振幅を任意に調整可能に構成したことで、例えば携帯電話機の基準発振源として用いられるTCXOの出力振幅レベルの要求に対して柔軟に対応できるようになり、出力レベルの設定次第では低消費電力タイプのTCXOを実現することができるようになる。
なお、図8及び図9に示した水晶発振回路と同一機能を有する部位には同一符号を付して詳細な説明は省略する。
この図1において、Aは発振増幅回路1の出力端子、Bは第1のバッファ回路2の出力端子、Cは第2のバッファ回路3の出力端子である。
安定化電源6の出力ラインには、デプレッション型MOSトランジスタM11のゲートと、発振増幅回路1のPch−CMOSトランジスタM1、第1のバッファ回路2のPch−CMOSトランジスタM3、第2のバッファ回路3のPch−CMOSトランジスタM5のソースがそれぞれ接続される。
なお、本実施形態では、発振増幅回路1をインバータ増幅器により構成する場合を例に挙げたが、インバータ回路に限らず、例えばバイポーラトランジスタを用いて発振回路を構成しても良い。但し、その場合は図1のA部で示す第1のバッファ回路2の入力部にDCカット用コンデンサを挿入し、さらにその入出力間に高抵抗の帰還バイアス抵抗を挿入する必要がある。
また直流電源VDDの出力ラインには、デプレッション型MOSトランジスタM11のドレインと、出力増幅回路5のNch−MOSトランジスタM9のドレインを接続するようにしている。
このように構成した場合、第3のバッファ回路4の出力振幅は、安定化電源6から出力される基準電圧をVreg、MOSトランジスタM11のゲート−ソース間電圧をVGSM11とすると、Vreg−VGSM11となるが、MOSトランジスタM11はデプレッション型MOSトランジスタなので、例えば安定化電源6の基準電圧Vreg=2.1Vとすると、第3のバッファ回路4の出力振幅は1.9Vp−p程度になる。
また、この場合抵抗R1とRD1〜RD3の抵抗分圧によってD点の電圧、即ちNchトランジスタM9のゲート電圧VGM9が決定される。そしてNchトランジスタM9がオンのときはPchトランジスタM10のゲート−ソース間電圧VGSがほぼなくなり遮断状態になる。
従って最終的に出力増幅回路5から出力される出力電圧の振幅は、電源電圧に依存することなく、NchトランジスタM9のゲート電圧VGM9とゲート−ソース間電圧VGSM9の関係(VGM9−VGSM9)によりほぼ一定に保つことが出来る。
例えば、基準電圧Vreg=2.1V、NchトランジスタM9のゲート電圧VGM9=1.8Vとすると、NchトランジスタM9の駆動能力にもよるが、ゲート−ソース間電圧VGSM9≒0.8Vであれば、1.0Vp−p程度の一定出力振幅が得られることになる。
さらに本実施形態の水晶発振回路においては、発振増幅回路1と第1及び第2のバッファ回路2、3が安定化電源6により駆動されるので周波数変動を極めて小さく抑えることが出来る。このとき、直流電源VDDの直流電圧Vddが低くなると、安定化電源6のトランジスタが飽和領域で動作することになるが、直流電圧Vdd−基準電圧Vreg≧0.2Vの関係を満たせば、広い電源電圧範囲で安定した出力信号を得ることができる。例えば、基準電圧Vreg=2.1Vとすれば、直流電圧Vdd=2.3Vまでは安定して動作させることができる。
このように本実施形態では、出力増幅回路5から出力端子(OUT端子)に接続された負荷へ供給する電流や、第3のバッファ回路4からコンデンサCB1、CB2へ電荷をチャージするための電流を、安定化電源6でなく直流電源VDDから供給するようにしている。
これにより、図1に示すC点の信号レベルが第3のバッファ回路4のスレッショルドレベルに対して「Low」レベルになった際に、第3のバッファ回路4及び出力増幅回路5が安定化電源6から大電流を引き込まないので、基準電圧Vregを生成する安定化電源6の負荷が軽減することができ、動作点A、B、Cの電圧波形は図4に示すようになり、安定化電源6の電圧Vregの安定化を図ることができる。
このように構成すれば、発振出力信号から不要なスペクトル成分を除去することができるほか、安定化電源6において発生するノイズによる振幅変調を受けにくくなるので、位相ノイズ特性のノイズフロア基準電圧Vregのノイズによる位相変調感度を抑えられるので位相ノイズフロアを大幅に改善することができる。
さらに、本実施形態の水晶発振回路は、出力増幅回路5を構成するNch−トランジスタM9のゲート電圧を可変して出力レベルを調整する出力レベル調整回路として、図1に示すように抵抗RD1、抵抗RD2の接続点と接地電位との間、抵抗RD2、抵抗RD3の接続点と接地電位との間、及び抵抗RD3、接地電位との間に夫々にMOSスイッチMSW1、MSW2、MSW3を設けるようにしている。これにより、これらMOSスイッチMSW1〜MSW3のいずれか1つを選択してオンさせることで、抵抗R1、RD1〜RD3との抵抗分圧で決まるD点の電圧を3段階に調整することができる。このようにD点電圧を調整することは、MOSトランジスタM9のゲート電圧VGM9を調整することでもあるので、出力電圧Vout=(VGM9−VGSM9)の関係式から、出力振幅を調整できることになる。
このとき、MOSスイッチMSW1〜MSW3のいずれかを選択してオンさせるためのデータはメモリ回路11に保持されており、メモリ回路11内のデータをデコーダ12によりデコードすることで、どのスイッチをオンするかが決定される。
例えば、MOSスイッチMSW1のみがオンするようなデータをメモリ回路11に格納した場合、MOSスイッチMSWlがオン(導通)することにより、D点電圧は抵抗R1とRD1の抵抗分圧により求まるが、D点は抵抗RDlのみを介して接地電極に落とされるので、MOSスイッチMSW2がオンしたときに抵抗R1と(抵抗RD1+RD2)との抵抗分圧により求まる電圧よりも電圧が降下する。本実施形態では、0.2V程度電圧が低下する抵抗比となるように抵抗RD1を設定した。
またMOSスイッチMSW2を選択したときは1.0Vp−p、さらにMOSスイッチMSW3を選択したときは1.2Vp−pになるように、抵抗RD1〜RD3をそれぞれ設定した。即ち、MOSスイッチMSW1の選択時は出力レベル設定1(Min設定)、MOSスイッチMSW2の選択時は出力レベル設定2(Typ設定)、MOSスイッチMSW3の選択時は出力レベル設定3(Max設定)といった具合である。このときの各出力レベル設定による出力波形は図6に示すようになる。
このように本実施形態の水晶発振回路においては、分圧抵抗RD1〜RD3のうち、どの抵抗を選択してどの出力レベルに設定するかの情報はメモリ回路11内に保存し、保存したメモリ情報に基づいてデコーダ12によりデコードしたアナログ信号によって適切なMOSスイッチを導通・遮断させることで、発振出力振幅を任意に調整可能にした。
これにより、携帯電話機の基準発振源として用いられるTCXOの出力振幅レベルの要求に対して柔軟に対応できるようになり、出力レベルの設定次第では低消費電力タイプのTCXOを実現することができるようになる。なお、実際に発振器として出荷されるときは、メモリ回路11のメモリ情報はすでに決定された状態であり、出荷後に出力レベルを任意に選択するようなことはない。
なお、上記した本実施形態の水晶発振回路では、出力レベルの選択を3段階とした場合を例に挙げたが、これはあくまでも一例であり、抵抗RDをさらに増やすと共に、各々に対応するMOSスイッチを増設することで出力レベルの選択数をさらに増やすことも可能である。
この図7に示す水晶発振回路は、出力レベルを5段階で選択できるようにしたものである。この場合、MOSスイッチMSW1の選択時が出力レベル設定1(Min設定)、MOSスイッチMSW3の選択時が出力レベル設定3(Typ設定)、MOSスイッチMSW3の選択時が出力レベル設定5(Max設定)となる。
なお、図1、図7に示す水晶発振回路では、MOSトランジスタM9のゲートと接地間の電圧を調整するための回路構成として、抵抗RD1〜抵抗RD5の接続点と接地とをMOSスイッチにてバイパスするよう構成した回路を用いて説明したが、接続点とMOSトランジスタM9のゲート間をMOSスイッチにてバイパスするよう構成しても構わない。
更に、図1、図7に示す水晶発振回路では、MOSトランジスタM9のゲートと接地間の電圧を調整するための回路構成として、MOSトランジスタM9のゲートと接地間の抵抗値を調整するようMOSスイッチを設けた回路を用いて説明したが、図1、図7に示す抵抗R1の代わりに複数の抵抗を直列接続した抵抗回路網を備えると共に、これら抵抗の接続点と安定化電源6との間を、又は、これら抵抗の接続点とMOSトランジスタM9のゲート間をバイパスするようMOSスイッチと、MOSスイッチをON/OFF制御するためのデコーダ及びメモリとを備えた構成であっても構わない。
更にまた、上述したMOSトランジスタM9のゲートと接地間の抵抗値を制御する構成とMOSトランジスタM9のゲートと安定化電源6との間の抵抗値を制御する構成とを共に備えた構造であっても構わなく、この場合MOSトランジスタM9のゲート電位の調整をより精密に行うことができる。
Claims (3)
- 直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧の電圧変動を安定化する安定化電源と、圧電振動子を振動源とする発振回路部と、該発振回路部の出力信号を入力とし、インバータ回路を複数段直列に連結し、その最終段のインバータ回路にデプレッション型MOSトランジスタが接続されたバッファ回路部と、前記バッファ回路の出力を増幅する出力増幅回路と、を備えた圧電発振回路において、
複数のMOSスイッチと抵抗素子とからなり、前記出力増幅回路を構成するNch−トランジスタのゲート電圧を可変して出力レベルを調整する出力レベル調整回路と、前記複数のMOSスイッチの何れかを選択するためのデータをメモリするメモリ回路と、該メモリ回路に保持されたデータに基づいて前記MOSスイッチに入力するアナログ信号を生成するデコーダと、を備えることを特徴とする圧電発振回路。 - 前記出力レベル調整回路は、前記出力増幅回路から出力される出力レベルが3段階に設定可能に構成されていることを特徴とする請求項1に記載の圧電発振回路。
- 前記圧電振動子が水晶振動子であることを特徴とする請求項1又は2に記載の圧電発振回路。
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