JP2006197537A - 歪補償回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 極座標変調方式において、補償データの増大、及び、回路規模の増大を抑制しながら、変調信号を正確に表現すること、すなわち、増幅器の低歪特性を実現することが可能な歪補償回路を提供すること。
【解決手段】 定常状態での制御電圧に対する出力信号振幅及び出力位相特性を格納する定常特性補償回路１１をもとに、振幅補正を行った振幅情報ｒ１１（ｔ）に対して、第一の振幅情報調整部１３にて、振幅調整を実施することで、補償データの増大を抑制しながら、制御電圧の変化に対する増幅器の出力信号振幅の応答性を向上させることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、制御電圧を駆動することで入力高周波信号の所定振幅に対する出力信号振幅を制御する増幅器の出力信号の歪みを補償する歪補償回路に関する。

近年の携帯電話サービスでは、音声通話に加えてデータ通信に対する需要が拡大していることから、通信速度の向上が重要である。例えば、主に、ヨーロッパ、アジア地域にて普及しているＧＳＭ（Global System for Mobile communications）システムにおいては、従来、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ変調にて音声通話が行われてきたが、搬送波の位相及び振幅を送信データに応じてシフトすることで、ＧＭＳＫ変調に対して１シンボル当たりのビット情報を３倍に高めた３π／８ｒｏｔａｔｉｎｇ８−ＰＳＫ変調（以下８−ＰＳＫ変調と略す）にてデータ通信も行うＥＤＧＥ（Enhanced Data rates for GSM Evolution）方式が提案されている。

８−ＰＳＫ変調のように振幅変動を伴う線形変調方式では、無線機送信部の電力増幅器に対する線形性の要求が厳しい。また、一般的に、電力増幅器の線形領域での電力効率は飽和領域での電力効率に比べて低い。したがって、線形変調方式に、従来の直交変調方式を適用すると、電力効率の高効率化が困難であった。

そこで、送信信号を定振幅位相信号と振幅信号に分離して、定振幅位相信号をもとに位相変調器にて位相変調をかけ、電力増幅器が飽和動作をするレベルの定振幅位相変調信号を入力するとともに、電力増幅器の制御電圧を高速に駆動することで振幅変調を合成する、ＥＥＲ法（Envelope Elimination & Restoration）、あるいは、polar modulation方式（ポーラー変調方式、極座標変調方式）と呼ばれ、線形変調方式にて電力増幅器の高効率化を実現する方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。なお、以下では、直交変調方式と異なる変調方式であることを明確にするため、極座標変調方式と呼ぶ。

図２６は８−ＰＳＫ変調時の振幅信号に関して、ＧＳＭの１タイムスロット（５７７［μｓ］）中２００〜４００［μｓ］部分を抽出してプロットした図である。図２６において、横軸は当該タイムスロットの開始からの経過時間、縦軸は振幅信号の振幅である。

図２７は時間経過に対して徐々に変化（単調増加もしくは単調減少）する制御電圧を電力増幅器に印加した場合の通過位相特性をプロットした図である。図２７において、横軸は正規化した制御電圧、縦軸は正規化制御電圧１を基準とした通過位相回転量である。図中の実線は、正規化制御電圧を低電圧（０）から高電圧（１）へと単調増加で徐々に変化させた場合（上り特性）の通過位相特性、図中の点線は正規化制御電圧を高電圧（１）から低電圧（０）へと単調減少で徐々に変化させた場合（下り特性）の通過位相特性である。なお、実線、点線ともに、電力増幅器が飽和動作する所定レベルの入力高周波信号振幅（同一値）が供給されている場合を示している。

極座標変調方式では定振幅位相変調信号を電力増幅器に入力するため、電力増幅器を飽和動作点にて使用可能であり、電力効率の面で有利である。しかしながら、図２６のような２［μｓ］以内に振幅の極大値−極小値の変極点が存在する振幅信号を表現するためには、電力増幅器の制御電圧を高速に駆動する必要があり、電力増幅器への制御電圧入力部における容量（寄生容量を含む）に対する充電時間、放電時間の差から、図２７のように制御電圧の印加条件が、低電圧から高電圧へと変化する場合と、高電圧から低電圧へと変化する場合とで、制御電圧の変化幅が同一値でも位相変化量が異なる。すなわち、信号変化点で位相特性が変化する。したがって、入力制御電圧に対する電力増幅器の出力応答性の改善技術（出力線形化技術）が必要である。

次に、ＧＳＭシステムでは、基地局のカバーするセル半径が広いため、移動局送信装置に対する最大送信電力規定値が高い。そこで、移動局送信装置の低消費電力化のために、基地局と移動局間距離に応じて移動局送信装置からの送信電力を制御する。例えば、図２８は移動局送信装置に対する送信電力規定を示す図である。ここでは、ＧＳＭ規格書「Digital cellular telecommunications system（Phase 2+）；Radio transmission and reception （3GPP TS 05.05 version 8.9.0 Release 1999）」に記載の移動局送信装置に対するアップリンクの送信電力規定の電力制御レベルから、ＧＳＭ９００ＭＨｚ帯に対応した移動局送信装置、が８−ＰＳＫ変調波を送信する場合の電力制御レベル５−３１を抜粋した。なお、８−ＰＳＫ変調時には、電力クラスＥ１−Ｅ３が最大出力電力となり、それ以下の出力電力への電力制御が行われる。

極座標変調方式では、通常、前記電力制御を行う手段として、所望出力電力となるように、電力増幅器の制御電圧を調整する。

しかしながら、極座標変調方式では、電力増幅器の動作点が飽和領域となるように電力増幅器への入力高周波信号振幅が大きく設定されているため、制御電圧を調整して出力信号振幅を抑制する場合に、電力増幅器を構成するトランジスタのベース端子−コレクタ端子間空乏層容量が増加し、入力高周波信号の漏洩成分が増大する。前記漏洩成分に起因して、出力信号振幅を所定値以下に低減できない、通過位相量の変化が大きくなるといった問題が生じる。

よって、送信電力低減時の、電力増幅器の出力線形化技術も必要である。
以上から、極座標変調方式においては、制御電圧を高速に駆動することと、飽和動作型電力増幅器を用いて送信電力制御を行うことに起因する電力増幅器の非線形性の補償技術が必要である。
次に、前記補償技術に関する従来技術について説明する。
（従来技術１：直交変調方式でのプリディストーション方式歪補償技術）

制御電圧が一定値かつ、定常状態での電力増幅器の出力線形化技術の従来例としては、前記条件下にある電力増幅器にて発生する振幅、位相歪を測定しておき、電力増幅器への入力信号に対して、予め前記歪の逆特性を用いた補正を行うことで、所望の出力信号振幅、通過位相特性を得るプリディストーション方式があった（例えば、特許文献１参照）。

図２９は制御電圧が一定値かつ、定常状態にある電力増幅器の入力高周波信号振幅に対する出力信号振幅特性（ＡＭ−ＡＭ：Amplitude Modulation to Amplitude Modulation conversion）、通過位相特性（ＡＭ−ＰＭ：Amplitude Modulation to Phase Modulation conversion）を示す図であり、図３０は特許文献１に記載された従来のプリディストーション方式の変調装置の概略構成を示すブロック図である。なお、以下では、入力信号の種類を問わず、入力信号振幅の変化に応じて生じる出力信号の変化に関して、出力信号振幅の変化をＡＭ−ＡＭ特性、出力信号位相の変化をＡＭ−ＰＭ特性と呼ぶ。

図２９において、横軸は入力高周波信号の振幅であり、縦軸（左）は出力信号の振幅であり、縦軸（右）は入力高周波信号を基準とした出力信号の位相回転量（通過位相）であり、図中の実線は入力高周波信号振幅に対するＡＭ−ＡＭ特性をプロットしたグラフであり、図中の点線は入力高周波信号振幅に対するＡＭ−ＰＭ特性をプロットしたグラフである。

また、図３０に示すように、従来のプリディストーション方式の変調装置は、メモリ２９０１、ＩＱ信号補正手段２９０２、直交変調器２９０３を有する。
メモリ２９０１は、入力ＩＱ信号振幅に対するＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性を格納する。

ここで、図２９のような電力増幅器への入力高周波信号振幅に対するＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性と、入力ＩＱ信号振幅に対するＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性との対応関係について説明する。

直交変調器２９０３からの出力振幅、すなわち図示しない電力増幅器への入力高周波振幅は、図示しないベースバンド信号生成部より送信される入力ＩＱ信号（定振幅とは限らない）に応じて変化する。そこで、入力ＩＱ信号振幅と直交変調器２９０３からの出力信号振幅（電力増幅器への入力高周波信号振幅）との関係を、まず対応づけたものを取得する。また、図２９のような、制御電圧が一定値かつ、定常状態にある電力増幅器の入力高周波信号振幅に対するＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性を取得する。なお、このような電力増幅器の特性は、非特許文献１の第６３頁、２．１３．４項「Measurement of AM/AM and AM/PM Characteristics」に記述されているように、ネットワークアナライザ等を用いて容易に取得することができる。

次に、上記取得した入力ＩＱ信号振幅に対する直交変調器２９０３のＡＭ−ＡＭ特性及び入力高周波信号振幅に対する電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をもとに、入力ＩＱ信号に対するＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性を求める。そして、本ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を絶対値にて、あるいは、入力ＩＱ信号振幅に所定値を乗算後あるいは除算後、前記絶対値となるように、入力ＩＱ信号振幅にて正規化した前記所定値（差分値）にて格納する。

そして、入力ＩＱ信号に応じて前記ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性の逆特性となる振幅・位相補正信号をＩＱ信号補正手段２９０２へ出力する。なお、メモリ２９０１に格納するデータは、入力ＩＱ信号を極座標変換後の振幅成分の最大値で正規化し、所定の振幅ステップごとにアドレス番号を付与しておいてもよい。

ＩＱ信号補正手段２９０２は、振幅・位相補正信号をもとに入力ＩＱ信号に対する補正を実施する。

直交変調器２９０３は、ＩＱ信号補正手段２９０２より出力された信号をもとに直交変調を実施する。

このように、電力増幅器の入出力特性の逆特性を考慮して予め歪ませた変調信号は、電力増幅器にて発生する実際の振幅、位相歪の影響を受けて所望の出力振幅、位相となり、線形性を向上させることができる。
（従来技術２：極座標変調方式でのプリディストーション方式歪補償技術）

電力増幅器の制御電圧が一定値かつ、定常状態ではなく、飽和動作型電力増幅器の制御電圧を高速駆動することで振幅変調を実施する極座標変調方式での電力増幅器の出力線形化技術の従来例としては、所定入力高周波信号振幅に対する事前に取得した所定の飽和動作型電力増幅器における出力信号振幅、通過位相の対制御電圧特性をメモリに蓄積しておき、前記メモリを参照してプリディストーション方式の歪補償を実施するものがあった（例えば、特許文献２参照）。

図３１は特許文献２に記載されたプリディストーション方式の歪補償を適用した従来の極座標変調装置を示すブロック図である。

図３１に示すように、この極座標変調装置は、電力増幅器３０００と、極座標変換手段３００１と、メモリ３００２と、振幅情報補正手段３００３及び振幅変調手段３００４を有する振幅コントローラ３００５と、位相情報補正手段３００６及び位相変調手段３００７を有する位相変調信号発生器３００８とを備える。

極座標変換手段３００１は、図示しないベースバンド信号生成部より入力されたＩＱ信号を振幅信号ｒ（ｔ）と定振幅の位相信号θ（ｔ）とに分離する。

メモリ３００２は、所定入力高周波信号振幅での電力増幅器３０００の、入力制御信号に対する出力信号振幅特性及び通過位相特性を格納する。また、入力振幅信号ｒ（ｔ）に応じて電力増幅器３０００の逆特性となる振幅補正信号、位相補正信号を出力する。

振幅情報補正手段３００３は、メモリ３００２から出力された振幅補正信号をもとに入力振幅信号ｒ（ｔ）に対する補正を行う。

振幅変調手段３００４は、振幅情報補正手段３００３からの出力信号をもとに電力増幅器３０００の制御電圧を高速に駆動する。

位相情報補正手段３００６は、メモリ３００２から出力された位相補正信号をもとに入力位相信号に対する補正を実施する。

位相変調手段３００７は、位相情報補正手段３００６からの出力信号をもとに位相変調を行う。

なお、特許文献２の明細書中には記載はないが、メモリ３００２に格納されるデータは、図２９における横軸の電力増幅器への入力高周波信号振幅を入力制御信号振幅と置き換えた、入力制御信号振幅に対するＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性の絶対値形式のデータ、又は、入力制御信号振幅に所定値を乗算後、あるいは除算後、前記絶対値となるように、前記入力制御信号にて正規化した前記所定値（差分値形式のデータ）となる。

このようにして、電力増幅器の入力制御信号に対する出力特性の逆特性を考慮して予め歪ませた振幅変調信号及び位相変調信号は、電力増幅器にて発生する実際の振幅、位相歪の影響を受けて所望の出力振幅、位相となり、入力制御電圧に対する出力応答性（線形性）を向上させることができる。
（従来技術３：電力増幅器における入力制御電圧に対する出力応答性向上技術）

電力増幅器における入力制御電圧に対する出力応答性の向上技術の従来例としては、電力増幅器の制御電圧を調整することと連動して電力増幅器への入力高周波信号レベルを制御することで、制御電圧に対する出力信号のオーバーシュートを抑制するものがあった。（例えば、特許文献３参照）

図３２は、入力制御電圧に対する電力増幅器の出力信号振幅特性を示す図、図３３は特許文献３に記載された従来の電力増幅器における制御電圧に対する出力応答性の向上手段（送信電力制御回路）を示すブロック図である。

図３２において、横軸は制御電圧、縦軸は出力振幅を示す。図中の点線のように同一出力振幅において、矢印の方向に向かって電力増幅器への入力振幅を抑制すると、制御電圧に対する出力信号振幅の感度（傾斜）が緩やかになる。

図３３に示すように、この送信電力制御回路は、可変出力増幅器３２０１、電力増幅器３２０２、信号入力端子３２０３、信号出力端子３２０４、可変出力増幅器３２０１の制御端子３２０５、電力増幅器３２０２の制御端子３２０６を備える。

入力端子３２０３への入力高周波信号振幅及び、制御端子３２０６への入力電圧が一定の条件下にて、制御端子３２０５への入力電圧を調整して、可変出力増幅器３２０１からの出力信号振幅を抑制すると、図３２の関係から、電力増幅器３２０２の出力振幅の制御電圧に対する感度を抑制できる。従って、制御端子３２０５、３２０６への入力電圧を同時に調整することで、制御端子３２０６だけに入力電圧を印加する場合に比べ、制御電圧に対する出力信号振幅の感度、例えば、オーバーシュートを抑制することができる。
（従来技術４：信号変化点でのＡＭ−ＰＭ特性補償技術）

極座標変調方式において、電力増幅器への入力制御信号の信号変化点における、ＡＭ−ＰＭ特性の変化を補償する位相補償技術の従来例としては、電力増幅器の出力信号振幅を検波し、検波信号を微分して信号変化点を求めた後、信号変化点でのＡＭ−ＰＭ特性の変化を補償するため、振幅信号−位相信号間の同期タイミングを調整するものがあった。

図３４は、特許文献４に記載された従来の信号変化点での位相補償装置を示すブロック図である。

図３４に示すように、この位相補償装置は、電力増幅器３０００、デジタルーアナログ変換回路３３０１、３３０２、基準クロック３３０３、振幅変調手段３３０４、位相変調手段３３０５、変化点検出回路３３０６、遅延手段３３０７を備える。

デジタル−アナログ変換回路３３０１は、図示しないベースバンド信号生成部より入力されたデジタル形式のＩＱ信号（Ｉ、Ｑ）をアナログ形式のＩＱ信号へと変換する。

デジタル−アナログ変換回路３３０２は、図示しない極座標変換手段にて前記デジタル形式のＩＱ信号（Ｉ、Ｑ）から抽出したデジタル形式の振幅信号（ｒ）をアナログ形式の振幅信号へと変換する。

基準クロック３３０３は、デジタル−アナログ変換回路３３０１、３３０２に変換動作の基準となるクロックを供給する。

振幅変調手段３３０４は、アナログ形式の振幅信号をもとに、電力増幅器３０００の電源電圧を高速に駆動する。

位相変調手段３３０５は、アナログ形式のＩＱ信号をもとに位相変調信号を生成し、電力増幅器３０００へと出力する。

変化点検出回路３３０６は、電力増幅器３０００の出力信号を微分した後、微分値の正負から、信号変化点を検出する。

遅延手段３３０７は、変化点検出回路３３０６にて検出した信号変化点にて、デジタル−アナログ変換回路３３０１と３３０２での変換タイミング、すなわち、ＩＱ信号より抽出した振幅信号と位相信号との間の同期を調整する。

このように、信号変化点にて振幅信号と位相信号の同期を調整することで、位相変化量を制御することが可能となる。

したがって、前記微分値の正負をもとに遅延量を調整することで、信号変化点での位相変化量の制御を行うことができる。
（従来技術５：送信電力低減時の電力増幅器の入力制御電圧に対する出力応答性向上技術）

送信電力低減時の、電力増幅器の出力線形化技術の従来例としては、電力増幅器の前段に可変出力増幅器を接続し、電力増幅器の出力信号振幅を低減する際には、併せて、前記可変出力増幅器の利得を低減し、電力増幅器への入力高周波信号振幅を抑制するものがあった。（例えば、特許文献５参照）

図３３は、特許文献５に記載された従来の電力増幅器における、低出力時線形化手段を示すブロック図である。

また、図３５は制御電圧（定常状態）に対する一般的な電力増幅器の通過位相特性を示す図であり、図３５において、横軸は正規化した制御電圧、縦軸は正規化制御電圧１を基準とした通過位相回転量である。図中の実線は電力増幅器への入力高周波信号振幅Ｐｉｎ＝Ｐ１の場合の通過位相特性、図中の点線は電力増幅器への入力高周波信号振幅Ｐｉｎ＝Ｐ２（＜Ｐ１）の場合の通過位相特性を示し、通過位相特性の測定中において、Ｐｉｎは一定値である。

図３５に示すように、制御電圧が低電圧となる領域での通過位相特性の変化を抑制するには、電力増幅器への入力高周波信号振幅を低減することが有効である。また、制御電圧が低電圧となる領域での入力高周波信号成分の出力端子への漏洩電力の抑圧にも、電力増幅器への入力高周波信号振幅を低減することが有効である。

そこで、例えば、制御端子３２０６への入力電圧を低減して電力増幅器３２０２の出力電力を低減する場合を考える。

制御端子３２０５への入力電圧を下げることで、可変出力増幅器３２０１からの出力信号振幅、すなわち、電力増幅器３２０２への入力高周波信号振幅を抑制し、入力高周波信号の漏洩成分を低減すること、すなわち、出力信号振幅を所定値以下に抑えることができる。また、図３４の関係より、制御電圧が低電圧となる電力増幅器の低出力時の通過位相量の変化幅を抑圧することができる。

特開昭６１−２１４８４３号公報（第３図及び第１０図） 特表２００４−５０１５２７号公報（第１１図） 特開平５−１５２９７７号公報（第１図及び第４図） 特表２００２−５３０９９２号公報（第２図） 米国特許出願公開２００２／０１７７４２０号明細書（第２図） Kenington, Peter B、"High-Linearity RF Amplifier Design"、Artech House Pulishers （第１６２頁、第４．１８図）

極座標変調方式において、電力増幅器の制御電圧を高速駆動し、送信信号の振幅信号を正確に表現するためには、制御電圧切り替え後、電力増幅器出力レベルが所望レベルとなるまでの過渡応答特性を考慮する必要がある。

また、極座標変調方式において、電力増幅器の制御電圧を高速駆動し、送信信号の振幅信号を正確に表現するためには、制御電圧の信号変化点におけるＡＭ−ＰＭ特性の変化を補償する必要がある。

さらに、極座標変調方式では飽和動作型電力増幅器を用いるため、送信電力低減時に、出力信号振幅に対する通過位相量の変化幅を抑制するには、入力高周波信号の漏洩成分を低減する必要がある。

以上のような極座標変調方式を実現するのに必要な項目に対して、従来技術にて解決されていない課題について、次に説明する。

従来技術１にて示した、制御電圧が一定値かつ、定常状態での前記従来の電力増幅器の出力線形化技術では、制御電圧が定常状態にある場合を想定しており、極座標変調方式に適用するためには、従来の制御電圧が定常状態にある場合の入力高周波信号振幅に対する出力信号振幅、通過位相特性に加え、制御電圧切り替え後の経過時間に対する出力信号振幅、通過位相特性と、制御電圧の増加、減少に応じた通過位相の変化量をメモリに格納する必要があるため、補償用データが大幅に増大する可能性がある。

従来技術２にて示した、電力増幅器の制御電圧が一定値かつ、定常状態ではなく、飽和動作型電力増幅器の制御電圧を高速駆動することで振幅変調を実施する極座標変調方式での、前記従来の電力増幅器の出力線形化技術では、制御電圧切り替え後の経過時間に対する出力信号振幅、通過位相特性と、制御電圧の増加、減少に応じた通過位相の変化量を考慮しながら補償用データの増大を抑制可能な歪補償方法が開示されていないため、従来技術１を極座標変調方式に適用する場合と同様に、歪補償用データが大幅に増大する可能性がある。

従来技術３にて示した、電力増幅器における入力制御電圧に対する出力応答性の向上技術では、可変出力増幅器と電力増幅器の制御を同時にかつ適切に行う必要があり、前記２つの増幅器への制御信号間の遅延調整および制御方法が複雑であること、変調信号の振幅信号成分を正確に表現するには極めて高速な制御が必要であることから、本技術を極座標変調方式に適用して、制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を実現する場合には、遅延調整回路、制御回路を付加する必要があるため、回路規模が大幅に増大する。

以上のように、従来技術１から３のいずれかを組み合わせても、極座標変調方式において、制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を実現するのにあたって、歪補償データの増大に伴う回路規模の増大、あるいは、遅延調整回路、制御回路付加に伴う回路規模の増大を抑制することができない。

また、従来技術１から３のいずれかを組み合わせても、バースト動作を行う電力増幅器において、安定かつ高速な起動特性を得るのにあたって、制御回路付加に伴う回路規模の増大を抑制することができない。

次に、従来技術４にて示した、信号変化点でのＡＭ−ＰＭ特性補償技術では、電力増幅器３０００の出力信号をフィードバックする系が必要となること、遅延手段３３０７が必要なことから、回路規模が増大する。また、従来技術４にて示す位相補償装置を用いて送信装置を構成する場合の前記フィードバック系は、電力増幅器３０００と電力増幅器３０００の後段に接続するアンテナとの段間から、電力増幅器３０００からの出力信号を分岐する構成となるため、電力増幅器３０００の出力信号をフィードバックすることで電力増幅器３０００の出力部の損失が増加する。よって、送信装置の送信効率が低下する。したがって、送信装置の送信効率を最優先とする場合には、電力増幅器３０００の出力信号を分岐するフィードバック方式は好ましくない。

最後に、従来技術５にて示した、電力増幅器における低出力時の出力線形化技術では、電力増幅器への入力高周波信号振幅を制御する手段に、高周波帯で動作する回路が含まれるため、制御精度が低下する可能性がある。

本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、極座標変調方式において、補償用データの増大、及び、回路規模の増大を抑制しながら、変調信号を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能な歪補償回路を、提供することを目的とする。

本発明の歪補償回路は、第１に、ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する信号をもとに位相変調をかけ、前記位相変調信号を入力高周波信号として増幅器に入力するとともに、前記増幅器の制御電圧を駆動することで前記直交信号の振幅成分に相当する振幅変調を合成する極座標変調方式における、前記増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償回路であって、所定入力高周波信号振幅ごとの、前記制御電圧入力後の定常状態における制御電圧値に対する出力信号特性をもとに、前記定常状態での前記増幅器の出力信号を線形化する定常特性補償回路と、前記制御電圧を調整して、前記制御電圧駆動時の前記出力信号の過渡応答特性を補償する過渡特性補償回路と、を備える。

この構成により、極座標変調方式において、補償用データの増大を抑制しながら、増幅器に入力する振幅変調信号に対する出力信号の応答性を向上させることができる。

本発明の歪補償回路は、第２に、上記第１の歪補償回路であって、前記定常特性補償回路は、入力高周波信号として無変調信号を前記増幅器に入力した場合の、前記制御電圧値に対する出力信号振幅特性をもとにした補償データを格納する。
この構成により、上記第１の歪補償回路での効果に加え、補償用データの取得が容易となる。

本発明の歪補償回路は、第３に、上記第２の歪補償回路であって、前記入力高周波信号は無変調の１キャリア信号であるとともに、前記出力信号振幅特性は前記入力高周波信号の基本波成分に対するものである。

この構成により、上記第２の歪補償回路での効果に加え、補償用データ量をさらに低減可能である。

本発明の歪補償回路は、第４に、上記第１ないし３のいずれかの歪補償回路であって、前記過渡特性補償回路は、前記定常特性補償回路による補正後の前記制御電圧に対して前記調整を行う第一の振幅情報調整部を有する。

この構成により、上記第１ないし３のいずれかの歪補償回路での効果に加え、構成をより簡素化できる。

本発明の歪補償回路は、第５に、上記第１ないし３のいずれかの歪補償回路であって、前記過渡特性補償回路は、前記定常特性補償回路による補正前の前記制御電圧に対して前記調整を行って制御信号を生成する第二の振幅情報調整部を有し、前記定常特性補償回路は、前記過渡特性補償回路により調整された前記制御信号を参照し、前記補償データを読み出す。

この構成により、上記第１ないし３のいずれかの歪補償回路での効果に加え、構成をより簡素化できる。

本発明の歪補償回路は、第６に、上記第４または５の歪補償回路であって、前記振幅情報調整部は、第一の係数を乗算する乗算回路である。
この構成により、上記第４または５の歪補償回路での効果に加え、構成をより簡素化できる。

本発明の歪補償回路は、第７に、上記第６の歪補償回路であって、前記乗算回路は、前記増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性に応じて前記第一の係数を設定する。
この構成により、上記第６の歪補償回路での効果に加え、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第８に、上記第７の歪補償回路であって、前記増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性がオーバーシュートの場合には、前記第一の係数を入力信号に対して圧縮するように設定し、前記ステップ応答特性がオーバーシュートでない場合には、前記第一の係数を入力信号に対して伸張するように設定する。

この構成により、上記第７の歪補償回路での効果に加え、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第９に、上記第４の歪補償回路であって、前記定常特性補償回路は、入力高周波信号として無変調の１キャリア信号を前記増幅器に入力した場合の、前記制御電圧値に対する前記入力高周波信号の基本波成分の通過位相特性をもとにした補償データをさらに格納するとともに、前記第一の振幅情報調整部から出力される制御信号を参照して、前記位相成分の位相補正用に前記通過位相特性をもとにした補償データの読み出しを行う。

この構成により、上記第４の歪補償回路での効果に加え、過渡特性を考慮して位相変調信号の補正を行うことで、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第１０に、上記第５の歪補償回路であって、前記定常特性補償回路は、入力高周波信号として無変調の１キャリア信号を前記増幅器に入力した場合の、前記制御電圧値に対する前記入力高周波信号の基本波成分の通過位相特性をもとにした補償データをさらに格納するとともに、前記定常特性補償回路での補正後の制御信号を参照して、前記位相成分の位相補正用に前記通過位相特性をもとにした補償データの読み出しを行う。

この構成により、上記第５の歪補償回路での効果に加え、過渡特性を考慮して位相変調信号の補正を行うことで、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第１１に、ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する信号をもとに位相変調をかけ、前記位相変調信号を入力高周波信号として増幅器に入力するとともに、前記増幅器の制御電圧を駆動することで前記直交信号の振幅成分に相当する振幅変調を合成する極座標変調方式における、前記増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償回路であって、所定入力高周波信号振幅ごとの、前記制御電圧入力後の定常状態における制御電圧値に対する通過位相特性をもとにした補償データを格納し、前記定常状態での前記増幅器の出力信号を線形化する定常特性補償回路と、前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号に対して第二の係数を乗算する位相補償回路と、を備える。

この構成により、簡易な構成でＡＭ−ＰＭ特性を調整することができる。
本発明の歪補償回路は、第１２に、上記第１１の歪補償回路であって、前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号のうち、最大となる参照信号を基準として、前記第二の係数を乗算する。

この構成により、上記第１１の歪補償回路での効果に加え、ＡＭ−ＰＭ特性の補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第１３に、上記第１２の歪補償回路であって、一定間隔にてサンプリングした制御電圧の瞬時振幅値を計算する振幅判定部を備え、前記振幅判定部は、複数の前記瞬時振幅値をもとに所定の閾値を設けて前サンプル時点からの制御信号の増減を判断する機能を有し、前記振幅判定部により判定された前記制御信号の増減をもとに、前記制御信号の増加時に設定する前記第二の係数に対して、前記制御信号の減少時に設定する前記第二の係数を低減する。

この構成により、上記第１２の歪補償回路での効果に加え、信号変化点でのＡＭ−ＰＭ特性の変化を補償することができる。

本発明の歪補償回路は、第１４に、上記第１２の歪補償回路であって、前記位相補償回路は、前記第二の係数を切り替えることで前記位相成分と前記振幅成分との同期調整を行う。

この構成により、上記第１２の歪補償回路での効果に加え、簡易な構成で、位相信号と振幅信号間の同期調整を行うことができる。

本発明の歪補償回路は、第１５に、上記第６ないし第１３のいずれかの歪補償回路であって、一定間隔にてサンプリングした制御電圧の瞬時振幅値を計算する振幅判定部を備え、前記瞬時振幅値に応じて前記第一あるいは第二の係数を切り替える。

この構成により、上記第６ないし第１３のいずれかの歪補償回路での効果に加え、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第１６に、上記第６ないし第１３のいずれかの歪補償回路であって、一定間隔にてサンプリングした制御電圧の瞬時振幅値を計算する振幅判定部を備え、前記振幅判定部は、複数の前記瞬時振幅値をもとに所定の閾値を設けて前サンプル時点からの制御信号の増減を判断する機能を有し、前記前記振幅判定部により判定された前記制御信号の増減に応じて、前記第一あるいは第二の係数を設定する。

この構成により、上記第６ないし第１３のいずれかの歪補償回路での効果に加え、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第１７に、上記第１ないし第１６のいずれかの歪補償回路であって、前記定常特性補償回路に格納された情報が、所定入力高周波信号振幅における、前記制御電圧入力後の定常状態にある前記制御電圧値に対する出力信号振幅、あるいは、通過位相特性の近似多項式である。

この構成により、上記第１ないし第１６のいずれかの歪補償回路での効果に加え、補償用データ量をさらに低減可能である。

本発明の歪補償回路は、第１８に、ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する信号をもとに位相変調をかけ、前記位相変調信号を入力高周波信号として増幅器に入力するとともに、前記増幅器の制御電圧を駆動することで前記直交信号の振幅成分に相当する振幅変調を合成する極座標変調方式における、前記増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償回路であって、前記ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する前記信号に第三の係数を乗算し、前記信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備える。

この構成により、増幅器への入力高周波信号振幅を調整することで、位相変調信号に対する補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第１９に、上記第６ないし第１８のいずれかの歪補償回路であって、送信出力電力に応じて、前記第一、第二、あるいは第三の係数を切り替える。

この構成により、上記第６ないし第１８のいずれかの歪補償回路での効果に加え、送信電力に応じた適切な係数を選択可能であり、補償精度をさらに向上できる。

本発明の歪補償回路は、第２０に、上記第１８の歪補償回路であって、帯域可変の低域通過フィルタをさらに備え、送信出力電力に応じて、前記第三の係数を切り替えるとともに、前記低域通過フィルタの帯域を切り替える。

この構成により、上記第１８の歪補償回路での効果に加え、前記増幅器出力の雑音を低減することができる。

本発明の歪補償回路は、第２１に、上記第２０の歪補償回路であって、所定入力高周波信号振幅ごとの、前記制御電圧入力後の定常状態における制御電圧値に対する通過位相特性をもとにした補償データを格納し、前記定常状態での前記増幅器の出力信号を線形化する定常特性補償回路と、前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号に対して第二の係数を乗算する位相補償回路とをさらに備え、前記位相補償回路は、前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号のうち、最大となる参照信号を基準として前記第二の係数を乗算するとともに、前記低域通過フィルタの帯域切り替えに対応して前記第二の係数を切り替えることで、前記位相成分と前記振幅成分との同期調整を行う。

この構成により、上記第２０の歪補償回路での効果に加え、簡易な構成にて、前記低域通過フィルタの帯域切り替えに伴う、振幅信号と位相信号との間の同期外れを補償することができる。

本発明の歪補償回路は、第２２に、上記第６、第１１、第１２、あるいは、第１８のいずれかの歪補償回路であって、環境温度を検出した検出信号に基づいて、前記第一、第二、あるいは第三の係数を切り替えることで、前記出力信号の温度特性を補償する。

この構成により、上記第１１、第１２、あるいは、第１８のいずれかの歪補償回路での効果に加え、補償用データの増大を抑制しながら、環境温度変動時でも、増幅器の出力信号の応答性を向上させることができる。

本発明の歪補償回路は、第２３に、上記第６、第１１、第１２、あるいは、第１８のいずれかの歪補償回路であって、前記増幅器に入力される周波数に応じて、前記第一、第二、あるいは第三の係数を切り替えることで、前記出力振幅の周波数特性を補償する。

この構成により、上記第１１、第１２、あるいは、第１８のいずれかの歪補償回路での効果に加え、償用データの増大を抑制しながら、送信周波数に変化が生じても、増幅器の出力信号の応答性を向上させることができる。

本発明の過渡特性補償回路は、第１に、制御電圧を調整することで出力信号振幅を制御するトランジスタ回路の、起動特性を高速化する過渡特性補償回路であって、前記過渡特性補償回路は、前記制御電圧に対して、第四の係数を乗算する乗算回路であって、前記乗算回路は、前記増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性に応じて前記第四の係数を設定する。

この構成により、簡易な構成にて、前記トランジスタ回路の起動特性を高速化できる。
本発明の過渡特性補償回路は、第２に、上記第１の過渡特性補償回路であって、前記ステップ応答特性がオーバーシュートでない場合に、前記第四の係数を入力信号に対して伸張するように設定する。

この構成により、上記第１の過渡特性補償回路での効果に加え、さらに簡易な構成にて、前記トランジスタ回路の起動特性を高速化できる。

本発明のランプ制御回路は、上記第１または第２の過渡特性補償回路を備える。
この構成により、簡易な構成にて、トランジスタ回路の起動特性を高速化できるランプ制御回路を実現できる。

本発明の無線通信装置は、上記１ないし第２３のいずれかの歪補償回路、上記第１あるいは第２の過渡特性補償回路、または、上記ランプ制御回路を備える。
この構成により、高効率、低歪な送信装置を実現することができる。

本発明によれば、極座標変調方式において、補償用データの増大、及び、回路規模の増大を抑制しながら、変調信号を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能な歪補償回路を提供することができる。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態は、従来技術１から３のいずれかを組み合わせても解決できなかった、極座標変調方式において、歪補償データの増大に伴う回路規模の増大を生じることなく、制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を実現する方法について説明するものである。

また、制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を実現する他の技術として、送信データと電力増幅器からの出力信号の復調データとを比較し、誤差を低減するよう補償データを更新する処理（以下、アダプティブ処理と呼ぶ）を行う方法があるが、前記アダプティブ処理を行う回路の構成上、必要となる電力増幅器の出力信号の分岐部分によって生じる送信装置の送信効率の低下を回避するため、フィードバック系を用いずに制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を実現する方法について説明するものである。

図１は、本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図である。
図１に示すように、本発明の第１の実施形態の極座標変調回路は、極座標変換手段１と、歪補償回路１０と、振幅変調手段２と、位相変調手段３と、電力増幅器４と、直交座標変換手段５とを備える。

極座標変換手段１は、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置のベースバンド信号生成部より入力された直交座標信号（ＩＱ信号）を、振幅情報ｒ（ｔ）と定振幅の位相情報θ（ｔ）とに分離する。ここで、極座標変換手段１は、ｒ（ｔ）を、最大値が１となるように正規化する。

歪補償回路１０は、振幅情報ｒ（ｔ）及び位相情報θ（ｔ）に対して所定の歪補償処理を行う。この歪補償回路１０の詳細な動作は後述する。

振幅変調手段２は、歪補償回路１０から出力された振幅情報に基づいて、電力増幅器４の制御電圧を駆動する。

直交座標変換手段５は、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置の制御部より送信される出力振幅情報Ｓ２に基づいて、歪補償回路１０から出力された位相情報を、定振幅のＩＱ信号（Ｉ１１（ｔ）、Ｑ１１（ｔ））に変換する。すなわち、出力振幅情報Ｓ２は、定振幅ＩＱ信号の振幅値を決定するものである。ここで、出力振幅情報Ｓ２は、位相変調手段３が飽和しない値に設定されるとともに、送信装置の制御部から送信されるのではなく、直交座標変換手段５に記憶させておいてもよい。例えば、出力振幅情報Ｓ２を、１として、位相変調手段３のＩＱ信号入力部に減衰回路を設けて、位相変調手段３が飽和しないようにしてもよい。

位相変調手段３は、直交座標変換手段５から出力されたＩＱ信号（Ｉ１１（ｔ）、Ｑ１１（ｔ））に基づいて位相変調を行う。ここで、位相変調手段３は、直交変調手段を有して構成され、オフセットＰＬＬ方式と呼ばれる位相変調手段とを含む場合もある。また、位相変調手段３は、フラクショナル分周器を有して構成され、フラクショナルＮ・ＰＬＬ方式と呼ばれる位相変調手段を含む場合もある。なお、フラクショナルＮ・ＰＬＬ方式の場合には、位相変調手段３は、直交座標変換手段５から出力されたＩＱ信号（Ｉ１１（ｔ）、Ｑ１１（ｔ））ではなく、歪補償回路１０より出力された位相情報θに基づいて位相変調を行う。

電力増幅器４は、制御信号としての振幅変調手段２の出力信号に基づいて、位相変調手段３から出力される位相変調信号に対して振幅変調を合成する。

なお、本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の他の例として、図２に示す構成を備えてもよい。

図２は、本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。この例の極座標変調回路では、位相変調手段３、直交座標変換手段５の代わりに、直交変調手段６、直交座標変換手段５ｂがそれぞれ設けられている。

直交座標変換手段５ｂは、極座標変換手段１から出力される振幅情報ｒ（ｔ）と、歪補償回路１０から出力される位相情報を合成して、ＩＱ信号（Ｉ１２（ｔ）、Ｑ１２（ｔ））を出力する。

直交変調手段６は、直交座標変換手段５から出力されたＩＱ信号（Ｉ１２（ｔ）、Ｑ１２（ｔ））をもとに直交変調を行う。直交変調手段６によって直交変調された振幅成分を有する高周波信号は、電力増幅器４の入力信号となる。なお、直交変調手段６のＩＱ信号入力部に減衰回路を設け、直交変調手段６が飽和しないように構成してもよい。

次に、歪補償回路１０について詳述する。図１及び図２に示すように、歪補償回路１０は、定常特性補償回路１１と、振幅情報補正手段１２と、第一の振幅情報調整部１３を有する過渡特性補償回路１４と、第一の係数選択部１５と、振幅判定部１６と、位相情報補正手段１７とを有する。

送信レベル情報Ｓ１は、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置の制御部より送信される電力増幅器４の送信レベル情報であり、定常特性補償回路１１及び第一の係数選択部１５に入力される。ここで、送信レベル情報Ｓ１は、具体的には、９００ＭＨｚ帯ＧＳＭバンドにおいて、８−ＰＳＫ変調により送信している移動局送信装置に、本発明の極座標変調回路を適用した場合について説明する。電力増幅器４の後段に接続される図示しないアンテナの出力端において、３３ｄＢｍから５ｄＢｍの間を２ｄＢステップにて規定されるものである。すなわち、送信レベル情報Ｓ１は、図２８に示すような、移動局送信装置に対するアップリンクの送信電力規定に基づいて決定されるものである。

定常特性補償回路１１は、電力増幅器４からの基本波成分の出力信号振幅特性及び通過位相特性について、ＡＭ−ＡＭ特性として、出力信号振幅に対する制御電圧の絶対値形式のデータ、または、入力制御信号振幅に所定値を乗算後、あるいは除算後、前記絶対値となるように、前記入力制御信号にて正規化した前記所定値（差分値形式のデータ）を格納するとともに、ＡＭ−ＰＭ特性として、前記制御電圧に対する通過位相特性データをメモリに格納する。

なお、電力増幅器４からの基本波成分の出力信号振幅特性及び通過位相特性は、ネットワークアナライザ等を用いて取得できる所定レベル（一定値）の無変調１キャリアを、高周波入力信号として電力増幅器４に入力した場合に得られる特性である。

なお、ＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性は、前記出力信号振幅特性と通過位相特性との取得時間中において、一定値とした制御電圧（以下、定常制御電圧と呼ぶ）を切り替えるごとに取得したデータから得られる特性である。

また、定常特性補償回路１１における入出力信号の関係は、入力振幅情報ｒ（ｔ）、及び、振幅情報補正手段１２からの出力信号ｒ１１（ｔ）をアドレス指定信号として、振幅補正信号Ｓ１１、位相補正信号Ｓ１２をそれぞれ出力する。さらに、定常特性補償回路１１では、送信レベル情報Ｓ１をもとにしたＡＭ−ＡＭ特性の正規化処理を行っている。具体的には、所望出力レベル（平均電力）に対して、変調方式に応じた振幅情報の最大値−平均値（ピークファクタ）を考慮した最大送信電力をもとに、格納ＡＭ−ＡＭデータにおける出力信号振幅の正規化を実施することで、所望出力レベルごとに補正を行うものである。この正規化によって、入力振幅情報ｒ（ｔ）をアドレス指定信号としたＡＭ−ＡＭデータへのアクセスが可能となる。

なお、定常特性補償回路と呼ぶのは、格納している前記ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性が、制御電圧を入力後、定常状態に落ち着いた時点での特性、すなわち、定常制御電圧に対する特性であることから、前記特性をもとに実施する特性の補償が、定常特性に対するものになることを示すためである。

振幅情報補正手段１２は、定常特性補償回路１１から出力された振幅補正信号Ｓ１１に基づいて、極座標変換手段１から出力された振幅情報ｒ（ｔ）に対する補正を行う。

第一の振幅情報調整部１３は、振幅情報補正手段１２から出力された振幅情報ｒ１１（ｔ）に対して所定の係数情報（ｆｕｎｃ１）を乗算して振幅情報ｒ１２（ｔ）を出力する。

第一の係数選択部１５は、第一の振幅情報調整部１３の係数情報（ｆｕｎｃ１）を設定するために、送信レベル情報Ｓ１に対応した係数情報のテーブルを格納しておく。

振幅判定部１６は、一定間隔にてサンプリングした振幅情報ｒ（ｔ）の瞬時振幅値（｜ｒ（ｔ）｜）を計算する機能と、複数の瞬時振幅値に基づいて所定のしきい値を設けて前サンプル時点からの振幅情報ｒ（ｔ）の振幅値の増減（Δｒ（ｔ））を求めることで、信号変化点を算出する機能とを有する。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１から出力された位相補正信号Ｓ１２に基づいて、位相情報θ（ｔ）に対する補正を行う。

また、本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の他の例として、図３に示す構成を備えてもよい。

図３は、本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。この例の極座標変調回路では、図２の極座標変調回路から、直交座標変換手段５ｂ、位相情報補正手段１７を削除するとともに、直交変調手段６への入力ＩＱ信号をＩ１２（ｔ）、Ｑ１２（ｔ）から、図示しない送信装置のベースバンド信号生成部より入力されるＩＱ信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））へと変更することで、位相変調信号への位相補正を省略した構成としている。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図１における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図２における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間、図３における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交変調手段６の前段には、図示しないデジタル−アナログ変換回路（以下ＤＡコンバータと略す）を配置する。

次に、本発明の第１の実施形態の歪補償回路１０の動作について説明する。まず、歪補償回路の動作の説明に先立ち、電力増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性について説明する。

図４は、電力増幅器が飽和動作するレベルの入力高周波信号振幅を与えた状態にて、出力信号振幅の制御電圧に対するステップ応答特性を示す図である。図４において、横軸は電力増幅器に制御信号を入力した時点からの経過時間、縦軸は電力増幅器の出力信号振幅を示す。

図４に示すように、電力増幅器に供給する制御電圧を０ｖから所定レベルに変化させる（ステップ応答）と、電力増幅器が飽和動作するレベルの入力高周波信号を与えた状態では、出力振幅が安定する定常状態になる前に、過渡応答特性を示す。ここで、図４の例では、異なる２つの制御電圧値（定常制御電圧値）に対するステップ応答特性を示しており、定常特性での電力増幅器からの出力振幅は異なる。なお、前記ステップ応答特性取得中の入力高周波信号振幅は、電力増幅器が飽和動作するレベル、かつ、一定値である。なお、図４に示す２つのステップ応答特性において、高出力振幅の方が、低出力振幅よりも、定常制御電圧値が高い。

次に、上述の過渡応答部分の所定レベルからの誤差を、電力増幅器４からの出力信号を分岐後に、フィードバックし、アダプティブ処理を行うことなく補正する方法及び手順について説明する。

定常特性補償回路１１に格納しているデータ（ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性）は、データ取得の簡易さを優先して、ネットワークアナライザを用いるとともに、データ取得時は一定値とする定常制御電圧値を複数切り替えることで取得が可能な、電力増幅器４の出力信号振幅及び通過位相回転量の対制御電圧（定常状態）特性である。定常状態の特性である前記データを参照して歪補償を実施すると、図４に示す過渡応答の影響により、振幅情報補正手段１２からの出力信号ｒ１１（ｔ）では所望出力振幅を表現できない。

そこで、変調信号の平均出力レベルが所望レベルとなるような一定値の制御電圧供給時の電力増幅器４のステップ応答特性を、無線システムの規格（例えば、背景技術の項にて例として挙げたＧＳＭ規格書など）に定められた送信出力電力ごとに予め測定しておき、前記ステップ応答特性が、図４中の高出力振幅時のように過渡応答特性がオーバーシュート状態の場合には、第一の係数選択部１５は、ｒ１１（ｔ）とｒ１２（ｔ）が式（１）に示す関係となるように式（２）で示す係数情報（ｆｕｎｃ１）を第一の振幅情報調整部１３に出力する。

ｒ１１（ｔ）＞ｒ１２（ｔ） ・・・・（１）
ｆｕｎｃ１＜１ ・・・・（２）

逆に、図４中の低出力振幅時のように過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合には、第一の係数選択部１５は、ｒ１１（ｔ）とｒ１２（ｔ）が式（３）に示す関係となるように式（４）で示す係数情報（ｆｕｎｃ１）を第一の振幅情報調整部１３に出力する。

ｒ１１（ｔ）≦ｒ１２（ｔ） ・・・・（３）
ｆｕｎｃ１≧１ ・・・・（４）

すなわち、送信変調信号における平均出力振幅を得る一定値の制御電圧を印加した場合に、電力増幅器４の起動特性がオーバーシュートの場合には、定常特性にて補正を実施した振幅情報ｒ１１（ｔ）を圧縮し、逆特性の場合にはｒ１１（ｔ）を伸張することで、過渡応答の影響を考慮して所望の出力振幅が得られるようにする。

ここで、例えば、ＧＳＭシステムでは、タイムスロット間に変調信号を送信しない期間が存在し、１タイムスロット期間の開始に伴って電力増幅器を起動し、１タイムスロット期間の終了に伴って電力増幅器を停止する必要があるとともに、１タイムスロット内の送信出力電力は一定である。よって、ＧＳＭシステムに本発明の第１の実施形態の歪補償回路を適用する場合には、各タイムスロットに対する送信レベル情報Ｓ１に基づいて、係数情報を出力すればよい。

このように、本発明の第１の実施形態の歪補償回路は、従来の極座標変調回路に対して、送信レベル情報Ｓ１に対応する係数情報（ｆｕｎｃ１）のテーブルを格納した第一の係数選択部１５と、係数情報（ｆｕｎｃ１）を乗算する過渡特性補償回路１４とを付加するだけで、過渡応答の影響を鑑みた歪補償を行うことができる。

すなわち、従来技術１から３をもとにして、過渡応答特性を補償する場合に必要となる、時間軸方向の膨大な補償データ、複雑な制御を行うための制御回路、あるいは、遅延調整回路を必要とせず、回路規模を低減することができる。

図５は、８−ＰＳＫ変調波を用いた極座標変調方式に対して、本発明の第１の実施形態を適用した場合の電力増幅器出力の周波数スペクトラムである。図５において、横軸は周波数、縦軸は電力レベルである。本発明の第１の実施形態の歪補償回路を用いることにより、図５に示すようなスペクトラムを実現可能である。

ここで、図４を用いて説明したように、電力増幅器４の出力振幅の絶対値によって過渡応答特性が異なる。したがって、送信レベル情報Ｓ１をもとに送信出力電力（平均電力）を制御する場合だけでなく、同一出力電力に設定している条件下でも、振幅変調手段２からの出力信号振幅の絶対値によって、上記過渡応答特性が異なる可能性がある。

よって、送信出力電力規定を満たす定常制御電圧の設定値よりも、細かく定常制御電圧レベルを設定した場合の電力増幅器４のステップ応答特性を測定しておき、第一の係数選択部１５は入力信号（｜ｒ（ｔ）｜）に対応したテーブルを用意して、入力信号に応じて出力する係数情報（ｆｕｎｃ１）を切り替える構成を有することが好ましい。

ここで、本発明の第１の実施形態では、送信装置の送信効率が低下することを避けるため、電力増幅器４からの出力信号を分岐することなく、制御電圧の変化に対する電力増幅器４の出力線形化を実現する方法について説明した。

しかし、送信装置の送信効率が低下することが許容される場合、あるいは、極座標変調回路に電力増幅器４からの出力信号の分岐回路が既に接続されている場合には、送信レベル情報Ｓ１に対応したテーブルを具備せず、図示しない手段にて、電力増幅器４の出力スペクトラムの隣接チャネル漏洩電力を直接モニターしながら、あるいは前記スペクトラムを復調後のベースバンド信号をモニターしながら、もしくは、前記ベースバンド信号と送信データとの誤差が最小となるように係数情報（ｆｕｎｃ１）を適宜切り替える構成でも、同様な効果を実現可能である。

また、電力増幅器４への入力高周波信号の周波数が異なる場合と、環境温度が変わった場合とにも、前記過渡応答特性が異なる可能性がある。このため、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、第一の係数選択部１５には、送信周波数、環境温度に対応したテーブルを用意しておき、図示しない送信装置の制御部より送信される送信周波数情報や、図示しない温度センサーからの温度情報、あるいは、前記温度情報と等価となる、例えば、電力増幅器の消費電流（コレクタ電流など）をモニターする回路からの消費電流情報に応じて、出力する係数情報（ｆｕｎｃ１）を切り替える構成を有することが、さらに好ましい。

なお、送信装置の送信効率の低下が許容される場合、あるいは、極座標変調回路に電力増幅器４からの出力信号の分岐回路が既に接続されている場合には、送信周波数、環境温度に対応したテーブル、温度センサーを具備せず、図示しない手段にて、電力増幅器４の出力スペクトラムの隣接チャネル漏洩電力を直接モニターしながら、あるいは前記スペクトラム復調後のベースバンド信号をモニターしながら、もしくは、前記ベースバンド信号と送信データとの誤差が最小となるように係数情報（ｆｕｎｃ１）を適宜切り替える構成でも、同様な効果を実現可能である。

以上のように、本発明の第１の実施形態における歪補償回路は、定常特性補償回路１１に格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を用いた歪補償に関して、振幅補正後の振幅情報に対して過渡応答を表現する係数情報（ｆｕｎｃ１）を乗算する。これにより、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、変調信号に関する振幅情報を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能となる。

なお、本発明の第１の実施形態では、定常特性補償回路１１への格納データの元となるデータの取得方法としてネットワークアナライザを用いた場合を記載しているが、他の測定手段にて、電力増幅器４の特性を取得してもよいことは言うまでもない。

また、定常特性補償回路１１には、ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をテーブルデータとして格納しておくことを想定しているが、取得データをもとにして多項式近似を行い、入力信号に対して、前記近似関数をもとに補正信号を出力してもよい。
ここまでの本発明の第１の実施形態では、データ送信時の変調信号に関する振幅情報を正確に表現する効果について説明してきたが、この過渡応答を表現する係数情報（ｆｕｎｃ１）を起動からの経過時間に対して調整することで、バースト動作を行う電力増幅器の起動特性（ランプ制御）に関して、安定性を確保しながら、高速化する効果も得ることができる。

具体的には、高速な起動特性が要求されるにも関わらず、図４中の低出力振幅時のように、過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合には、事前に取得した制御電圧に対するステップ応答特性をもとに、起動初期（０〜ｔ１）において、所定レベルを得る制御電圧よりも高い制御電圧が増幅器に印加されるよう、式（５）にて示す係数情報（ｆｕｎｃ１）を第一の振幅情報調整部１３に出力する。また、続く期間（ｔ１〜）においては、式（６）にて示す係数情報（ｆｕｎｃ１）を第一の振幅情報調整部１３に出力する。ここで、係数情報（ｆｕｎｃ１）は、例えば、増幅器の出力振幅を示す送信レベル情報Ｓ１に対応して設定すればよい。

このように、係数情報（ｆｕｎｃ１）を用いた制御電圧のレベル調整を、起動からの経過時間に対して実施することにより、電力増幅器の起動特性を高速化することが可能である。また、増幅器の出力信号をフィードバックする回路は必要ではないため、フィードバック回路付加に伴う発振を回避可能であり、安定性も確保できる。

ｆｕｎｃ１＞１ ・・・・（５）
ｆｕｎｃ１＝１ ・・・・（６）

したがって、本発明の第１の実施形態の歪補償回路を用いて電力増幅器のランプ制御回路を構成してもよい。

ＧＳＭのようなセルラーシステム、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ/ｂ/ｇなどの無線ＬＡＮシステムの他、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）といった高速通信を行うために、高速なパルス信号の起動特性が要求されるシステムに適用可能である。

なお、ここでは電力増幅器の起動特性に関して説明したが、電力増幅器の前段に位置する増幅器、あるいは、発振器に適用しても、同様に、起動特性の高速化という効果が得られることは言うまでもない。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態は、本発明の第１の実施形態にて説明した、過渡特性補償を反映した信号をもとに、位相補償を行うことで、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、変調信号に関する振幅・位相情報を正確に表現する方法について説明するものである。

図６は、本発明の第２の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図であり、図７は本発明の第２の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。なお、本発明の第１の実施形態で説明した図１、あるいは、図２の極座標変調回路と重複する部分については、同一の符号を付す。

図６及び図７に示すように、本発明の第２の実施形態の歪補償回路２０において、定常特性補償回路１１は、本発明の第１の実施形態と同様のデータ形式にてＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をメモリに格納し、第一の振幅情報調整部１３からの出力信号ｒ１２（ｔ）をアドレス指定信号とすることで、位相補償信号Ｓ２２を出力する。なお、振幅補正信号Ｓ１１の生成方法は本発明の第１の実施形態と同様であり、説明を省略する。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１から出力された位相補償信号Ｓ２２に基づいて位相情報θ（ｔ）に対する補正を行い、補正後の位相情報θ２（ｔ）を直交座標変換手段５または直交座標変換手段５ｂに出力する。

図６の直交座標変換手段５は、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ２１（ｔ）、Ｑ２１（ｔ）を位相変調手段３に出力する。

図７の直交座標変換手段５ｂは、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ２２（ｔ）、Ｑ２２（ｔ）を直交変調手段６に出力する。

すなわち、図１及び図２に示された歪補償回路１０と比較すると、歪補償回路１０の定常特性補償回路１１が、ＡＭ−ＰＭデータにアクセスする場合に、アドレス指定信号を、ｒ１１（ｔ）とするのに対し、歪補償回路２０の定常特性補償回路１１は、ｒ１２（ｔ）をアドレス指定信号としている点が異なる。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図６における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図７における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

この構成により、定常特性補償回路１１に格納されているＡＭ−ＰＭデータにアクセスする場合のアドレス指定信号を、制御電圧変動時の出力信号の過渡応答特性を考慮した振幅情報ｒ１２（ｔ）とすることで、位相補正データにも制御電圧変動時の過渡応答特性を考慮することが可能となる。

以上のように、本発明の第２の実施形態における歪補償回路は、定常特性補償回路１１に格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を用いた歪補償に関して、振幅補正後の振幅情報に対して過渡応答を表現する係数情報（ｆｕｎｃ１）を乗算した信号を位相補正信号生成時のアドレス指定信号とする。これにより、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、変調信号に関する振幅・位相情報を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能である。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は、極座標変調方式において、送信データと電力増幅器からの出力信号の復調データとを比較し、誤差を低減するよう補償データを更新する処理（以下、アダプティブ処理と呼ぶ）を行う回路の構成上、必要となる電力増幅器の出力信号の分岐部分によって生じる送信装置の送信効率の低下を回避するため、フィードバック系を用いずに、制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を実現する方法に関して、本発明の第１の実施形態と異なる方法を説明するものである。

また、電力増幅器の対周波数特性、対温度特性などを補償するために、電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性の傾きを、簡易に調整する方法について説明するものである。

図８（ａ）は、本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図であり、図８（ｂ）は、本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。なお、本発明の第１の実施形態で説明した図１、あるいは図２の極座標変調回路と重複する部分については、同一の符号を付す。

図８（ａ）及び図８（ｂ）に示すように、本発明の第３の実施形態の歪補償回路３０は、図１、あるいは、図２の歪補償回路１０での第一の振幅情報調整部１３、第一の振幅情報調整部１３を有する過渡特性補償回路１４、第一の係数選択部１５の代わりに、それぞれ、第二の振幅情報調整部３３、第二の振幅情報調整部３３を有する過渡特性補償回路３４と、第二の係数選択部３５とを備える。

第二の振幅情報調整部３３は、振幅情報ｒ（ｔ）に対して所定の係数情報（ｆｕｎｃ２）を乗算して、振幅情報ｒ３１（ｔ）を出力する。

第二の係数選択部３５は、第二の振幅情報調整部３３の係数情報（ｆｕｎｃ２）を設定するために、送信レベル情報Ｓ１に対応した係数情報のテーブルを格納しておく。

定常特性補償回路１１は、本発明の第１の実施形態と同様のデータ形式にてＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をメモリに格納し、第二の振幅情報調整部３３からの出力信号ｒ３１（ｔ）及び振幅情報補正手段１２からの出力信号ｒ３２（ｔ）を、それぞれアドレス指定信号として、振幅補正信号Ｓ３１及び位相補正信号Ｓ３２を出力する。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１から出力された位相補償信号Ｓ３２に基づいて、位相情報θ（ｔ）に対する補正を行う。さらに、補正後の位相情報θ３（ｔ）を、直交座標変換手段５または直交座標変換手段５ｂに出力する。

図８（ａ）の直交座標変換手段５は、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ３１（ｔ）、Ｑ３１（ｔ）を位相変調手段３に出力する。

図８（ｂ）の直交座標変換手段５ｂは、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ３２（ｔ）、Ｑ３２（ｔ）を直交変調手段６に出力する。

次に、制御電圧を高速に駆動する場合の過渡応答を考慮した補正方法及び手順について説明する。

第二の係数選択部３５は、制御電圧供給時の電力増幅器４のステップ応答特性を、予め測定しておき、例えば、図４中の高出力振幅時のように過渡応答特性が、オーバーシュート状態の場合には、ｒ（ｔ）とｒ３１（ｔ）が、式（７）に示す関係となるように、式（８）で示す係数情報（ｆｕｎｃ２）を第二の振幅情報調整部３３に出力する。逆に、図４中の低出力振幅時のように、過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合には、ｒ（ｔ）とｒ３１（ｔ）が、式（９）に示す関係となるように、式（１０）で示す係数情報（ｆｕｎｃ２）を、第二の振幅情報調整部３３に出力する。

ｒ（ｔ）＞ｒ３１（ｔ） ・・・・（７）
ｆｕｎｃ２＜１ ・・・・（８）
ｒ（ｔ）≦ｒ３１（ｔ） ・・・・（９）
ｆｕｎｃ２≧１ ・・・・（１０）

このようにして、定常特性補償回路１１に格納されているＡＭ−ＡＭデータにアクセスする場合のアドレス指定信号を、制御電圧変動時の出力信号の過渡応答特性を考慮した振幅情報ｒ３１（ｔ）とすることで、制御電圧を高速に駆動しても所望の電力増幅器４の出力を得ることができる。

ここで、係数情報（ｆｕｎｃ２）をアドレス指定信号に乗算する意味について、電力増幅器４のＡＭ−ＡＭ特性を用いて説明する。

図９は、電力増幅器４のＡＭ−ＡＭ特性の一例を示すものである。なお、この特性は、電力増幅器４のデバイス構成、構造に依存して変化する。

図９において、横軸は出力振幅最大値を得る定常制御電圧にて正規化した正規化制御電圧を示し、縦軸は電力増幅器４の出力振幅電圧を示し、図９中の点線の特性は定常制御電圧に対する出力振幅特性であり、図９中の実線にて示す特性（Ａ）及び特性（Ｂ）は過渡応答特性を考慮した補正を実施した特性である。

ＡＭ−ＡＭ特性補償の概念としては、電力増幅器４の出力にて変調信号の振幅成分を表現するために、電力増幅器４の制御電圧として与える制御電圧値を決定するものである。よって、図２６に示すような変調信号の振幅成分を表現する場合には、前記振幅成分に対して、所定の値を乗算して正規化したのち、図９の縦軸で示す出力振幅電圧軸と基準を合わせる。ここで、基準を合わせるとは、例えば、振幅信号の最大値と電力増幅器４の出力振幅最大値を合わせることを意味する。この基準を合わせた後の信号振幅の所定時間ごとの振幅値をもとに、前記振幅値を得る制御電圧値を求めること、すなわち、前記振幅値を図９の縦軸に垂直に延長し、特性曲線との交点での横軸の制御電圧値を求めることで、補正後の制御電圧が求まる。

特性（Ａ）は、図４中の高出力振幅時のように、過渡応答特性がオーバーシュート状態の場合の補正の概念を示す。すなわち、過渡特性がオーバーシュート特性を示す場合には、定常特性よりも出力振幅を低減する処理を行うため、定常特性曲線よりも傾きが大きい特性曲線にて補正を行うことと等価である。

次に、特性（Ｂ）は、図４中の低出力振幅時のように過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合の補正の概念を示す。すなわち、過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合には、定常特性よりも出力振幅を増幅する処理を行うため、定常特性曲線よりも傾きが小さい特性曲線にて補正を行うことと等価である。

なお、第二の係数選択部３５は、第一の係数選択部１５と同様に、入力信号（｜ｒ（ｔ）｜）に対応したテーブルを用意しておき、その入力信号に応じて出力する係数情報（ｆｕｎｃ２）を切り替える構成や、送信周波数、環境温度に対応したテーブルを用意しておき、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置の制御部より送信される送信周波数情報や、図示しない温度センサーからの温度情報、あるいは、前記温度情報と等価となる、例えば、電力増幅器の消費電流（コレクタ電流など）情報をモニターする回路からの消費電流情報に応じて、出力する係数情報（ｆｕｎｃ２）を切り替える構成を有することが好ましい。

ここで、本発明の第３の実施形態では、送信装置の送信効率が低下することを避けるため、電力増幅器４からの出力信号を分岐することなく、制御電圧の変化に対する電力増幅器４の出力線形化を実現する方法について説明してきたが、送信装置の送信効率が低下することが許容される場合、あるいは、極座標変調回路に電力増幅器４からの出力信号の分岐回路が既に接続されている場合には、送信レベル情報Ｓ１、送信周波数、環境温度に対応したテーブル、温度センサーを具備せず、図示しない手段にて、電力増幅器４の出力スペクトラムの隣接チャネル漏洩電力を直接モニターしながら、あるいは前記スペクトラム復調後のベースバンド信号をモニターしながら、もしくは、前記ベースバンド信号と送信データとの誤差が最小となるように、係数情報（ｆｕｎｃ２）を適宜切り替える構成でも、同様な効果を実現可能である。

ここまで、過渡特性補償回路３４の効果として、制御電圧印加時のステップ応答特性の改善による制御電圧に対する電力増幅器の出力線形化を、実現する方法について説明してきた。

次に、電力増幅器の対周波数特性、対温度特性などを補償するために、電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性の傾きを、簡易に調整する方法について、説明する。

電力増幅器４への入力高周波信号の周波数が異なる場合と、環境温度が変わった場合とには、前記過渡応答特性だけでなく、例えば、電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性における傾き自体が変化する可能性がある。

しかし、過渡特性補償回路３４を構成する第二の振幅情報調整部３３での乗算処理は、ＡＭ−ＡＭ特性における傾きを調整することと等価になるため、ＡＭ−ＡＭ特性の傾き調整方法として適用可能であり、対周波数特性の改善効果、対温度特性の改善効果も有する。

すなわち、送信周波数、環境温度に対するＡＭ−ＡＭ特性の傾きの変化を表現するように、係数情報（ｆｕｎｃ２）をテーブルとして用意しておき、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置の制御部より送信される送信周波数情報や、図示しない温度センサーからの温度情報、あるいは、前記温度情報と等価となる、例えば、電力増幅器の消費電流（コレクタ電流など）を、モニターする回路からの消費電流情報に応じて出力する係数情報（ｆｕｎｃ２）を切り替える構成を備えることで、対周波数特性、対温度特性を改善効果可能である。

なお、送信装置の送信効率が低下することが許容される場合、あるいは、極座標変調回路に電力増幅器４からの出力信号の分岐回路が既に接続されている場合には、送信周波数、環境温度に対応したテーブル、温度センサーを具備せず、図示しない手段にて、電力増幅器４の出力スペクトラムの隣接チャネル漏洩電力を直接モニターしながら、あるいは前記スペクトラム復調後のベースバンド信号をモニターしながら、もしくは、前記ベースバンド信号と送信データとの誤差が最小となるように係数情報（ｆｕｎｃ２）を適宜切り替える構成でも、同様な効果を実現可能である。

また、本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の他の例として、図１０に示す構成を備えてもよい。図１０は、本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。この例の極座標変調回路では、図８（ｂ）から、直交座標変換手段５ｂ、位相情報補正手段１７を削除するとともに、直交変調手段６への入力ＩＱ信号をＩ３２（ｔ）、Ｑ３２（ｔ）から、図示しない送信装置のベースバンド信号生成部より入力されるＩＱ信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））へと変更することで、位相変調信号の位相補正を省略した構成としている。すなわち、本発明の第３の実施形態にて示す発明は、電力増幅器４の制御電圧に関わる部分に対してのみ補償を行うものである。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図８（ａ）における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図８（ｂ）における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間、図１０における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交変調手段６の前段には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

以上のように、本発明の第３の実施形態によれば、定常特性補償回路１１に格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を用いた歪補償に関して、振幅補正信号生成時のアドレス指定信号に対して、過渡応答を表現する係数情報（ｆｕｎｃ２）を乗算することで、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、変調信号に関する振幅・位相情報を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能である。

ここまでの本発明の第３の実施形態では、データ送信時の変調信号に関する振幅情報を、正確に表現する効果について説明してきたが、この過渡応答を表現する係数情報（ｆｕｎｃ２）を、起動時間に対して調整することで、バースト動作を行う電力増幅器の起動特性（ランプ制御）を、安定化できることは言うまでもない。したがって、本発明の第３の実施形態の歪補償回路を用いて、電力増幅器のランプ制御回路を構成してもよい。

また、上述したように、本発明の第３の実施形態での、第二の振幅情報調整部３３が行う乗算処理と特性曲線の傾きを調整処理とが等価であることから、第二の振幅情報調整部３３が行う乗算処理を、あらかじめ定常特性補償回路１１に格納するデータに実施しておいても、同様な効果が得られることは言うまでもない。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態は、従来技術４にて解決できなかった、極座標変調方式において、フィードバック系を用いることなく、信号変化点での位相特性の変化を補償する方法について説明するものである。

図１１及び図１２は、本発明の第４の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図である。本発明の第１の実施形態で説明した図１、あるいは図２の極座標変調回路と重複する部分については、同一の符号を付す。

図１１及び図１２に示すように、本発明の第４の実施形態の歪補償回路４０は、図１、あるいは図２の歪補償回路１０での第一の振幅情報調整部１３、第一の振幅情報調整部１３を有する過渡特性補償回路１４、第一の係数選択部１５の代わりに、それぞれ、第三の振幅情報調整部４３と、第三の振幅情報調整部４３を有する位相補償回路４４と、第三の係数選択部４５とを備える。

第三の振幅情報調整部４３は、振幅情報補正手段１２からの出力信号ｒ１１（ｔ）に対して所定の係数情報（ｆｕｎｃ３）を乗算して振幅情報ｒ４（ｔ）を出力する。
第三の係数選択部４５は、第三の振幅情報調整部４３の係数情報（ｆｕｎｃ３）を設定する。

定常特性補償回路１１は、本発明の第１の実施形態と同様のデータ形式にてＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をメモリに格納し、第三の振幅情報調整部４３からの出力信号ｒ４（ｔ）をアドレス指定信号として位相補正信号Ｓ４２を出力する。なお、振幅補正信号Ｓ１１の生成方法は本発明の第１の実施形態と同様であり、説明を省略する。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１から出力された位相補正信号Ｓ４２に基づいて位相情報θ（ｔ）に対する補正を行い、補正後の位相情報θ４（ｔ）を直交座標変換手段５または５ｂに出力する。

図１１の直交座標変換手段５は、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ４１（ｔ）、Ｑ４１（ｔ）を位相変調手段３に出力する。

図１２の直交座標変換手段５ｂは、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ４２（ｔ）、Ｑ４２（ｔ）を直交変調手段６に出力する。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図１１における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図１２における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

次に、増幅器の制御電圧に対する通過位相特性について説明する。

背景技術にて説明した図２７に示されるとおり、電力増幅器４及び振幅変調手段２の特性により、制御信号を増加させていく場合と、減少させていく場合とで、通過位相特性が異なる。したがって、補正誤差を低減するためには、この上り特性、下り特性の両方を考慮して位相補正を行う必要がある。

例えば、変調信号を正確に表現するために、ｒ１１（ｔ）のダイナミックレンジが、図２７における正規化制御電圧の０．４〜１．０の場合に、上り特性カーブ（実線）に基づいた位相補正を実施すると、制御電圧の最大−最小値間で、約１１°の位相補正を行うことになるが、下り特性カーブ（点線）に基づいた、位相補正の場合には、同区間で約８°の補正を行うことになる。したがって、振幅情報ｒ（ｔ）の振幅が、減少方向にある場合に、上り特性カーブを参照した位相補正を行うと、補正誤差を生じることとなる。

この補正誤差を低減する簡易方法の一つとしては、上り特性カーブと下り特性カーブを平均化（必要に応じて重み付けを実施）することが考えられるが、ここでは、上り特性、下り特性の取得が、容易ではないことを考慮して、定常状態にある制御電圧に対する出力振幅、位相特性を用いて、上り及び下り特性に追従した補正を行う方法を説明する。

図１３は、制御電圧入力後の定常状態にある制御電圧に対する通過位相特性を示す図である。図１３において、横軸は正規化した制御電圧、縦軸は通過位相回転量であり、図中の実線は、電力増幅器４が飽和動作するレベルの入力高周波信号振幅を与えた条件下での、制御電圧振幅に対する通過位相特性を示している。なお、本データは、例えば、ネットワークアナライザを用いて取得できるものである。

ここで、図２７に示された上り特性カーブは、制御電圧の変化速度を低速化すると、図１３に示された特性に近付く。そこで、本発明の第４の実施形態では、図１３に示された定常状態の特性カーブとして、図２７にて、実線で示す上り特性カーブを参照して説明する。

以下、本発明の第４の実施形態の歪補償回路４０の動作について説明する。
例えば、ｒ１１（ｔ）の所要ダイナミックレンジが、先ほどの例と同様に、正規化制御電圧の０．４〜１．０の場合に、正規化制御電圧１．０を基準として、横軸（制御電圧）方向に、ダイナミックレンジを圧縮（例えば圧縮率２０％）して位相補正を行うことを考える。

圧縮後のダイナミックレンジは、０．５２〜１．０である。制御電圧の最大−最小値間で、８°の位相補正を行うことになり、下り特性カーブに近づけることが可能である。よって、係数情報（ｆｕｎｃ３）を調整することで、上り特性カーブをもとに、平均化相当のカーブを得ること、下り特性カーブ相当のカーブを得ることが可能となる。

本発明の第４の実施形態では、第三の振幅情報調整部４３にて、振幅情報補正手段１２から出力された出力信号ｒ１１（ｔ）に対して上述の圧縮を行い、圧縮後の振幅情報ｒ４（ｔ）を、アドレス指定信号として定常特性補償回路１１に出力する。そして、定常特性補償回路１１は、位相補正信号Ｓ４２を出力して、位相補正手段１７にて位相情報θ（ｔ）に対する位相補正を実施する構成とした。

なお、図１３及び図２７の正規化制御電圧の正規化の基準点（１．０）は、設定送信レベルでの最大振幅を出力する制御電圧であり、定常特性補償回路１１では、送信レベル情報Ｓ１をもとにした制御電圧の正規化を行っている。

係数情報（ｆｕｎｃ３）について、振幅情報ｒ（ｔ）の瞬時振幅値に関わらず一定の場合を説明したが、振幅判定部１６から出力される｜ｒ（ｔ）｜をもとに係数情報（ｆｕｎｃ３）を調整することで、より正確に上り特性カーブから下り特性カーブを表現することが可能であり、第三の係数選択部４５には、｜ｒ（ｔ）｜に応じた係数情報（ｆｕｎｃ３）を格納しておき、｜ｒ（ｔ）｜に応じて係数情報（ｆｕｎｃ３）を切り替える構成を有することが好ましい。なお、送信レベル情報Ｓ１に応じた係数情報（ｆｕｎｃ３）を格納しておき、送信レベル情報に応じて係数情報（ｆｕｎｃ３）を切り替える構成も有効である。

また、振幅情報ｒ（ｔ）の増減（Δｒ（ｔ））に応じて前記係数情報（ｆｕｎｃ３）を切り替えることで、制御電圧に対する出力位相の上り特性、下り特性をより正確に表現可能であり、第三の係数選択部４５にΔｒ（ｔ）に応じた係数情報（ｆｕｎｃ３）を格納しておき、Δｒ（ｔ）に応じて係数情報（ｆｕｎｃ３）を切り替える構成を有することがより好ましい。

さらに、電力増幅器４への入力高周波信号の周波数が異なる場合、環境温度が変わった場合にも、通過位相特性が異なる可能性があるため、第三の係数選択部４５には、送信周波数、環境温度に対応したテーブルを用意しておき、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置の制御部より送信される送信周波数情報や、図示しない温度センサーからの温度情報、あるいは、前記温度情報と等価となる、例えば、電力増幅器の消費電流（コレクタ電流など）をモニターする回路からの消費電流情報に応じて出力する係数情報（ｆｕｎｃ３）を、切り替える構成を有することが、さらに好ましい。

ここで、本発明の第４の実施形態では、送信装置の送信効率が低下することを避けるため、電力増幅器４からの出力信号を分岐しない方法について説明してきたが、送信装置の送信効率が低下することが許容される場合、あるいは、極座標変調回路に電力増幅器４からの出力信号の分岐回路が既に接続されている場合には、送信周波数、環境温度に対応したテーブル、温度センサーを具備せず、図示しない手段にて、電力増幅器４の出力スペクトラムの隣接チャネル漏洩電力を直接モニターしながら、あるいは前記スペクトラムを復調後のベースバンド信号をモニターしながら、もしくは、前記ベースバンド信号と送信データとの誤差が最小となるように係数情報（ｆｕｎｃ３）を適宜切り替える構成でも、同様な効果を実現可能である。

以上のように、本発明の第４の実施形態における歪補償回路は、定常特性補償回路１１に格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を用いた歪補償に関して、位相補正信号生成時のアドレス指定信号に対して上り／下りの制御信号に対するＡＭ−ＰＭ特性の差異を表現する係数情報（ｆｕｎｃ３）を乗算することで、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、変調信号の信号変化点で位相変化が生じても位相情報を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能である。

ここで、従来技術４における課題であった遅延手段とフィードバック系に関して、本発明の第４の実施形態では、前者が不要となること、後者が必須ではないことから、信号変化点でのＡＭ−ＰＭ特性を補償するのにあたり、従来技術４よりも回路規模を低減することが可能である。

また、上り／下りの制御信号に対するＡＭ−ＰＭ特性の差異を表現する係数情報（ｆｕｎｃ３）を用いた本発明の第４の実施形態の歪補償を、本発明の第１の実施形態の図１及び図２、本発明の第２の実施形態の図６及び図７、本発明の第３の実施形態の図８（ａ）及び図８（ｂ）に適用することで、さらなる電力増幅器の低歪特性を実現可能である。
なお、本発明の第４の実施形態では、定常特性補償回路１１への格納データの元となるデータの取得方法としてネットワークアナライザを用いた場合を記載しているが、他の測定手段にて電力増幅器４の特性を取得してもよいことは言うまでもない。

さらに、本発明の第４の実施形態においては、ＡＭ−ＰＭ特性の調整方法について説明してきたが、ＡＭ−ＰＭ特性を調整することと、振幅信号−位相信号間の同期を調整することとが、同様な作用を有することから、係数情報（ｆｕｎｃ３）を切り替えることで、振幅信号−位相信号間の同期調整にも適用することが可能である。ここで、ＡＭ−ＰＭ特性の調整方法の説明時には、制御電圧に対する所要ダイナミックレンジを圧縮する例を用いたが、同期調整にあたっては、圧縮するだけでなく、伸張する場合も存在することは言うまでもない。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態は、従来技術４にて解決できなかった極座標変調方式において、フィードバック系を用いることなく、信号変化点での位相特性の変化を補償する方法に関して、本発明の第４の実施形態と異なる方法を説明するものである。

図１４及び図１５は、本発明の第５の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図である。本発明の第３の実施形態で説明した図８（ａ）、図８（ｂ）に重複する部分については、同一の符号を付す。

図１４及び図１５に示すように、本発明の第５の実施形態の歪補償回路５０は、図８（ａ）、図８（ｂ）における歪補償回路３０での定常特性補償回路１１、第二の振幅情報調整部３３、第二の振幅情報調整部３３を有する過渡特性補償回路３４、第二の係数選択部３５の代わりに、それぞれ、定常特性補償回路１１ｂと、第四の振幅情報調整部５３と、第四の振幅情報調整部５３とを有する過渡特性・位相補償回路５４と、第四の係数選択部５５とを備える。

第四の振幅情報調整部５３は、振幅情報ｒ（ｔ）に対して所定の独立した２つの係数情報（ｆｕｎｃ２）、係数情報（ｆｕｎｃ４）を乗算して、振幅情報ｒ３１（ｔ）及び振幅情報ｒ５１（ｔ）を出力する。

第四の係数選択部５５は、第四の振幅情報調整部５３の２つの独立した係数情報（ｆｕｎｃ２）及び係数情報（ｆｕｎｃ４）を設定する。

定常特性補償回路１１ｂは、ネットワークアナライザ等を用いて取得できる、所定レベル（一定値）の無変調１キャリアを高周波入力信号として、電力増幅器４に入力した場合の、電力増幅器４の制御電圧（定常状態）に対する基本波成分の出力信号振幅特性と通過位相特性とから、ＡＭ−ＡＭ特性として、本発明の第１の実施形態の定常特性補償回路１１と同様に、出力信号振幅に対する制御電圧の絶対値形式のデータ、または、入力制御信号振幅に所定値を乗算後、あるいは除算後、前記絶対値となるように、前記入力制御信号にて正規化した前記所定値（差分値形式のデータ）を格納する。

また、制御電圧に対する前記出力信号振幅特性と通過位相特性とから、ＡＭ−ＰＭ特性として、本発明の第１の実施形態の定常特性補償回路１１における前記制御電圧に対する通過位相特性データという形式と異なる形式にて、すなわち、前記出力信号振幅に対する通過位相特性データの形式にて格納する。これは、図１３における横軸を出力信号振幅に置き換えたものに等しい。

次に、定常特性補償回路１１ｂにおける入出力信号の関係は、第四の振幅情報調整部５３より出力される振幅情報ｒ３１（ｔ）及びｒ５１（ｔ）をアドレス指定信号として、振幅補正信号Ｓ３１、位相補正信号Ｓ５２をそれぞれ出力する。さらに、定常特性補償回路１１ｂでは、送信レベル情報Ｓ１をもとにしたＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性の正規化処理を行っている。

具体的には、所望出力レベル（平均電力）に対して、変調方式に応じた振幅情報の最大値−平均値（ピークファクタ）を考慮した最大送信電力をもとに、格納ＡＭ−ＡＭデータ、ＡＭ−ＰＭデータにおける出力信号振幅の正規化を実施することで、所望出力レベルごとに補正を行うものである。この正規化によって、振幅情報ｒ３１（ｔ）、ｒ５１（ｔ）をアドレス指定信号としたＡＭ−ＡＭデータ、ＡＭ−ＰＭデータへのアクセスが可能となる。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１ｂから出力された位相補償信号Ｓ５２に基づいて位相情報θ（ｔ）に対する補正を行い、補正後の位相情報θ５（ｔ）を直交座標変換手段５または５ｂに出力する。

図１４の直交座標変換手段５は、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ５１（ｔ）、Ｑ５１（ｔ）を位相変調手段３に出力する。

図１５の直交座標変換手段５ｂは、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ５２（ｔ）、Ｑ５２（ｔ）を直交変調手段６に出力する。

なお、図１４における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図１５における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

このように、本発明の第５の実施形態では、本発明の第３の実施形態と比べ、位相補正信号生成時のアドレス指定信号の与え方、及び、この変更に起因して定常特性補償回路に格納するＡＭ−ＰＭ特性のデータ形式が異なる。ここでは、本発明の第３の実施形態と異なる部分のみ説明し、共通する部分は説明を省略する。

本発明の第５の実施形態では、本発明の第４の実施形態にて説明したように、電力増幅器４及び振幅変調手段２の特性により、制御信号を増加させていく場合と、減少させていく場合とで、通過位相特性が異なることに対応して、上り特性、下り特性の両方を考慮して位相補正を行う方法のうち、本発明の第４の実施形態と異なる方法を説明する。

本発明の第５の実施形態にて、出力信号振幅に対応する振幅信号ｒ（ｔ）を求め、前記ｒ（ｔ）に所定の定数（ｆｕｎｃ４）を乗算して、振幅信号のダイナミックレンジを圧縮することは、アドレス指定信号のダイナミックレンジを圧縮する本発明の第４の実施形態での効果と同様な効果を発揮する。

また、従来技術４における課題であった遅延手段とフィードバック系に関して、本発明の第５の実施形態では、前者が不要となること、後者が必須ではないことから、信号変化点でのＡＭ−ＰＭ特性を補償するのにあたり、従来技術４よりも回路規模を低減することが可能である。

次に、本発明の第５の実施形態における圧縮方法を具体的に説明する。
本発明の第４の実施形態では、正規化制御電圧における所要ダイナミックレンジのうち、最大値を基準として最大値方向への圧縮を行ったが、本発明の第５の実施形態では、前記正規化制御電圧を出力信号振幅に対応させた振幅信号ｒ（ｔ）に置き換えたものになる。すなわち、振幅信号ｒ（ｔ）の所要ダイナミックレンジのうち、最大値を基準として最大値方向に圧縮するよう、式（１１）にて示す係数情報（ｆｕｎｃ４）を振幅信号ｒ（ｔ）に乗算する。

ｆｕｎｃ４＜１ ・・・・（１１）

以上のように、本発明の第５の実施形態によれば、定常特性補償回路１１ｂに格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を用いた歪補償に関して、振幅補正信号、位相補正信号生成時のアドレス指定信号に対して、過渡応答及び信号変化点特性を表現する係数情報（ｆｕｎｃ２）、係数情報（ｆｕｎｃ４）を乗算することで、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、変調信号に関する振幅・位相情報を、正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能である。

また、本発明の第５の実施形態では、データ送信時の変調信号に関する振幅情報を正確に表現する効果について説明してきたが、この過渡応答を表現する係数情報（ｆｕｎｃ２）を起動時間に対して調整することで、バースト動作を行う電力増幅器の起動特性（ランプ制御）を安定化できることは言うまでもない。したがって、本発明の第５の実施形態の歪補償回路を用いて、電力増幅器のランプ制御回路を構成してもよい。

さらに、本発明の第５の実施形態での、第四の振幅情報調整部５３が行う乗算処理を、あらかじめ定常特性補償回路１１ｂに格納するデータに実施しておいても同様な効果が得られることは言うまでもない。

なお、本発明の第５の実施形態においては、ＡＭ−ＰＭ特性の調整方法について説明してきたが、ＡＭ−ＰＭ特性を調整することと振幅信号−位相信号間の同期を調整することが同様な作用を有することから、係数情報（ｆｕｎｃ４）を切り替えることで、振幅信号−位相信号間の同期調整にも適用することが可能である。ここで、ＡＭ−ＰＭ特性の調整方法の説明時には、制御電圧に対する所要ダイナミックレンジを圧縮する例を用いたが、同期調整にあたっては、圧縮するだけでなく、伸張する場合も存在することは言うまでもない。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態は、本発明の第１の実施形態における極座標変調回路と、本発明の第５の実施形態における極座標変調回路を組み合わせて構成することが可能であることを示すものである。

図１６及び図１７は、本発明の第６の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図である。本発明の第１及び第５の実施形態で説明した図１、図２、図１４、図１５と重複する部分については、同一の符号を付す。

図１６及び図１７に示すように、本発明の第６の実施形態の歪補償回路６０は、図１４、図１５の回路構成に、図１、図２に示した第一の振幅情報調整部１３と、振幅情報調整部１３を有する過渡特性補償回路１４と、第一の係数選択部１５とをさらに備える。

第一の振幅情報調整部１３は、振幅情報補正手段１２からの出力信号ｒ３２（ｔ）に所定の係数情報（ｆｕｎｃ１ｂ）を乗算して、振幅情報ｒ６１（ｔ）を振幅変調手段２に出力する。係数情報（ｆｕｎｃ１ｂ）の設定にあたっては、本発明の第１の実施形態での係数情報（ｆｕｎｃ１）と同様な考え方であり、ここでは省略する。

歪補償回路６０では、電力増幅器４のＡＭ−ＡＭ特性の過渡応答補正パラメータを第一の振幅情報調整部と、第四の振幅情報調整部とに分散することで、本発明の第１及び第５の実施形態よりも補正誤差を低減することができる。

また、本発明の第６の実施形態の極座標変調回路の他の例として、図１８に示す構成を備えてもよい。図１８は、本発明の第６の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。この例の極座標変調回路では、図１７から、直交座標変換手段５ｂ、位相情報補正手段１７を削除するとともに、直交変調手段６への入力ＩＱ信号をＩ５２（ｔ）、Ｑ５２（ｔ）から、図示しない送信装置のベースバンド信号生成部より入力されるＩＱ信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））へと変更することで、位相変調信号の位相補正を省略した構成としている。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図１６における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図１７における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間、図１８における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交変調手段６の前段には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態は、電力増幅器４からの出力電力レベルを設定する方法に関して、本発明の第１から第６の実施形態と異なる方法について説明するものである。

図１９及び図２０は、本発明の第７の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図である。本発明の第６の実施形態で説明した図１６、図１７と重複する部分については、同一の符号を付す。

図１９及び図２０に示すように、本発明の第７の実施形態の歪補償回路７０は、図１６、１７での定常特性補償回路１１ｂの代わりに定常特性補償回路１１ｃを備え、また、乗算回路７１を新たに備える。

乗算回路７１は、送信レベル情報Ｓ１に対して、送信レベル情報Ｓ１の基準値Ｓ０を除算したレベル制御係数（Ｓ１／Ｓ０）を求める。また、前記レベル制御係数を、極座標変換手段１からの出力振幅情報ｒ（ｔ）に乗算することで、送信レベル情報を重畳した振幅情報ｒ７１（ｔ）を出力する。

第四の振幅情報調整部５３は、振幅情報ｒ７１（ｔ）に対して所定の独立した２つの係数情報（ｆｕｎｃ５）、係数情報（ｆｕｎｃ６）を乗算して、振幅情報ｒ７２（ｔ）及び振幅情報ｒ７３（ｔ）を出力する。ここで、係数情報（ｆｕｎｃ５）、係数情報（ｆｕｎｃ６）はそれぞれ係数情報（ｆｕｎｃ２）、係数情報（ｆｕｎｃ４）の設定方法と同様であり説明を省略する。

定常特性補償回路１１ｃは、例えば、送信レベル情報の基準値Ｓ０に対して、変調方式ごとのピークファクタ（例えば８−ＰＳＫ変調時には３．２［ｄＢ］）を考慮した最大送信電力Ｓ０ｂ（Ｓ０がｄＢ単位であれば、Ｓ０ｂ＝Ｓ０＋３．２［ｄＢ］）に対応するＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を格納データのアドレス指定信号の基準とする。なお、本発明の第５の実施形態の定常特性補償回路１１ｂと同様のデータ形式、すなわち、ＡＭ−ＡＭ特性として、出力信号振幅に対する制御電圧の絶対値形式のデータ、または、入力制御信号振幅に所定値を乗算後、あるいは除算後、前記絶対値となるように、前記入力制御信号にて正規化した前記所定値（差分値形式のデータ）をメモリに格納するとともに、ＡＭ−ＰＭ特性として、前記出力信号振幅に対する通過位相特性データの形式にてメモリに格納する。また、定常特性補償回路１１ｃにおける入出力信号の関係は、第四の振幅情報調整部５３より出力されるｒ７２（ｔ）、及びｒ７３（ｔ）をアドレス指定信号として、振幅補正信号Ｓ７１、位相補正信号Ｓ７２をそれぞれ出力する。

振幅情報補正手段１２は、定常特性補償回路１１ｃから出力された振幅補正信号Ｓ７１に基づいて、乗算回路７１から出力された振幅情報ｒ７１（ｔ）に対する補正を行い、振幅情報ｒ７４（ｔ）を出力する。

第一の振幅情報調整部１３は、振幅情報補正手段１２から出力された振幅情報ｒ７４（ｔ）に対して、所定の係数情報（ｆｕｎｃ１ｃ）を乗算して、振幅情報ｒ７５（ｔ）を出力する。係数情報（ｆｕｎｃ１ｃ）の設定にあたっては、本発明の第１の実施形態での係数情報（ｆｕｎｃ１）と同様な考え方であり、ここでは省略する。

振幅判定部１６は、一定間隔にてサンプリングした振幅情報ｒ７１（ｔ）の瞬時振幅値（｜ｒ７１（ｔ）｜）を計算する機能と、複数の瞬時振幅値に基づいて所定のしきい値を設けて前サンプル時点からの振幅情報ｒ７１（ｔ）の振幅値の増減（Δｒ７１（ｔ））を求める機能とを有する。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１から出力された位相補償信号Ｓ７２に基づいて位相情報θ（ｔ）に対する補正を行い、補正後の位相情報θ６（ｔ）を直交座標変換手段５または５ｂに出力する。

図１９の直交座標変換手段５は、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ７１（ｔ）、Ｑ７１（ｔ）を位相変調手段３に出力する。

図２０の直交座標変換手段５ｂは、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ７２（ｔ）、Ｑ７２（ｔ）を直交変調手段６に出力する。

以上のように、本発明の第７の実施形態は、電力増幅器４の出力レベルの設定方法、特に、本発明の第１から６の実施形態での出力レベルの設定方法とは異なる方法を説明している。具体的には、本発明の第１から第４の実施形態、及び本発明の第５、第６の実施形態では、それぞれ定常特性補償回路１１、１１ｂにて、送信レベル情報Ｓ１に応じた所望出力レベル（平均電力）から、変調方式ごとの振幅情報の最大値−平均値（ピークファクタ）を考慮した最大送信電力を求め、前記最大送信電力を基準として格納データの正規化を実施することで、所望出力レベルごとに補正を行っている。それに対し、本発明の第７の実施形態では、定常特性補償回路１１ｃに格納するデータ自体を、電力制御を考慮した構成として、レベル制御係数を用いた送信レベル情報を重畳した振幅情報（ｒ７２（ｔ）、ｒ７３（ｔ））をアドレス指定信号に用いることで所望の出力レベルでの歪補償を行う点が異なるものである。

また、本発明の第７の実施形態の極座標変調回路の他の例として、図２１に示す構成を備えてもよい。図２１は、本発明の第７の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。この例の極座標変調回路では、図２０から、直交座標変換手段５ｂ、位相情報補正手段１７を削除するとともに、直交変調手段６への入力ＩＱ信号をＩ７２（ｔ）、Ｑ７２（ｔ）から、図示しない送信装置のベースバンド信号生成部より入力されるＩＱ信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））へと変更することで、位相変調信号の位相補正を省略した構成としている。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図１９における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５と位相変調手段３との段間、図２０における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交座標変換手段５ｂと直交変調手段６との段間、図２１における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、直交変調手段６の前段には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

（第８の実施形態）
本発明の第８の実施形態は、従来技術５にて示した、電力増幅器における、低出力時の出力線形化技術において課題であった、制御精度を向上する方法について説明するものである。

図２２及び図２３は、本発明の第８の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図である。本発明の第７の実施形態で説明した図１９、図２０と重複する部分については、同一の符号を付す。

図２２及び図２３に示すように、本発明の第８の実施形態の歪補償回路８０は、図１９、図２０での定常特性補償回路１１ｃの代わりに、定常特性補償回路１１ｄを備え、また、振幅調整部８１、第五の係数選択部８２を新たに備える。

本発明の第８の実施形態では、電力増幅器４の出力信号振幅を低減するのに伴って、簡易に入力信号振幅を低減する方法を説明する。

振幅調整部８１は、直交座標変換手段５あるいは５ｂからの出力ＩＱ信号の振幅に所定の係数情報（ｆｕｎｃ１０）を乗算し、振幅を調整したＩＱ信号を出力する。

第五の係数選択部８２は、振幅調整部８１の係数情報（ｆｕｎｃ１０）を設定するとともに、前記係数情報を定常特性補償回路１１ｄに送信する。

直交変調手段６は、振幅調整部８１から出力されたＩＱ信号をもとに直交変調を行う。
送信レベル情報Ｓ１は、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いた場合に、図示しない送信装置の制御部より、送信される電力増幅器４の送信レベル情報であり、乗算回路７１及び第一、第四、第五の係数選択部１５、５５、８２に入力される。

定常特性補償回路１１ｄは、複数の入力高周波信号振幅にて取得したＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をもとに作成する補償データを、本発明の第５の実施形態の定常特性補償回路１１ｂと同様のデータ形式、すなわち、ＡＭ−ＡＭ特性として、出力信号振幅に対する制御電圧の絶対値形式のデータ、または、入力制御信号振幅に所定値を乗算後、あるいは除算後、前記絶対値となるように、前記入力制御信号にて正規化した前記所定値（差分値形式のデータ）をメモリに格納するとともに、ＡＭ−ＰＭ特性として、前記出力信号振幅に対する通過位相特性データの形式にてメモリに格納する。

また、第五の係数選択部８２からの係数情報（ｆｕｎｃ１０）をもとに、送信動作時の電力増幅器４への入力高周波信号振幅を判定し、複数の入力高周波信号振幅にて取得したＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性のうち、適切な振幅値で取得したデータを選択して、補償を行う。定常特性補償回路１１ｄにおける入出力信号の関係は、第四の振幅情報調整部５３より出力されるｒ８１（ｔ）、及びｒ８２（ｔ）をアドレス指定信号として、振幅補正信号Ｓ８１、位相補正信号Ｓ８２をそれぞれ出力する。

直交変調手段６への入力ＩＱ信号振幅を制御することで、直交変調手段６からの出力電力、すなわち、電力増幅器４への入力電力が制御可能である。よって、第五の係数選択部８２は、電力増幅器４からの出力電力を低出力とする場合には、電力制御を行うパラメータである送信レベル情報Ｓ１に基づいて、高出力時の係数情報（ｆｕｎｃ１０（ｈ））より小さな係数情報（ｆｕｎｃ１０（ｌ））を振幅調整部８１に送信する。振幅調整部８１では、直交座標変換手段５、または直交座標変換手段５ｂからの出力信号に前記係数情報を乗算し、直交変調手段６に送信する。

ここで、係数情報（ｆｕｎｃ１０）の切り替えと同時に、定常特性補償回路１１ｄは、データ取得時の電力増幅器４への入力高周波信号振幅が同一であるデータ群のうち一つのデータ群を選択する。

また、本発明の第８の実施形態の極座標変調回路の他の例として、図２４に示す構成を備えてもよい。図２４は、本発明の第８の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図である。この例の極座標変調回路では、図２３から、直交座標変換手段５ｂ、位相情報補正手段１７を削除するとともに、直交変調手段６への入力ＩＱ信号をＩ８４（ｔ）、Ｑ８４（ｔ）から、図示しない送信装置のベースバンド信号生成部より入力されるＩＱ信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））に振幅調整部８１にて所定の係数情報（ｆｕｎｃ１０）を乗算したＩ８５（ｔ）、Ｑ８５（ｔ）へと変更することで、位相変調信号の位相補正を省略した構成としている。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図２２における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、振幅調整部８１と直交変調手段６との段間、図２３における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、振幅調整部８１と直交変調手段６との段間、図２４における第一の振幅情報調整部１３と振幅変調手段２との段間、振幅調整部８１と直交変調手段６の段間には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

以上のように、本発明の第８の実施形態では、ベースバンド帯の信号振幅に所定の係数情報（ｆｕｎｃ１０）を乗算し、前記係数情報を切り替える構成により、電力増幅器４の出力信号振幅を低減するのに伴って、電力増幅器４への入力信号振幅を低減することができる。また、前記切り替えと同時に、参照する補償データを切り替える。本構成によれば、電力制御時にパラメータを切り替えるタイミングは、同期したタイミングでよく、制御が簡易になる。また、デジタル信号処理部での演算処理であり、従来技術５での課題であった、高周波帯回路による振幅制御手段を有さないため、高精度な制御が可能である。

ここで、本発明の第８の実施形態では、送信装置の送信効率が低下することを避けるため、電力増幅器４からの出力信号を分岐しない方法について説明してきたが、送信装置の送信効率が低下することが許容される場合、あるいは、極座標変調回路に電力増幅器４からの出力信号の分岐回路が既に接続されている場合であるとともに、定常特性補償回路１１ｄに格納している電力増幅器４の補償用データ取得時と送信動作時で、電力増幅器４への入力高周波信号振幅が誤差を生じる場合には、図示しない手段にて、電力増幅器４の出力スペクトラムの隣接チャネル漏洩電力を直接モニターしながら、あるいは前記スペクトラムを復調後のベースバンド信号をモニターしながら、もしくは、前記ベースバンド信号と送信データとの誤差が最小となるように係数情報（ｆｕｎｃ１０）を微調整することで、補償精度を向上できる。

（第９の実施形態）
本発明の第９の実施形態は、送信装置から出力される雑音を低減する方法について説明するものである。

図２５は、本発明の第９の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図である。図２５に示すように、本発明の第９の実施形態の極座標変調回路は、本発明の第８の実施形態での図２２から、第一の振幅情報調整部１３と、第一の振幅情報調整部１３を有する過渡特性補償回路１４と、第一の係数選択部１５を削除し、図２２の第四の振幅情報調整部５３、第四の係数選択部５５の代わりに、第五の振幅情報調整部５３ｂ、第六の係数選択部５５ｂをそれぞれ有するとともに、低域通過フィルタ９１、帯域選択部９２を新たに備えた歪補償回路９０を有する。本発明の第８の実施形態で説明した内容と重複する部分については、説明を省略する。

第五の振幅情報調整部５３ｂは、振幅情報ｒ７１（ｔ）に対して所定の独立した２つの係数情報（ｆｕｎｃ５）、係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ）を乗算して、振幅情報ｒ８１（ｔ）及び振幅情報ｒ９１（ｔ）を出力する。ここで、係数情報（ｆｕｎｃ５）の設定方法は、本発明の第７の実施形態にて説明しており、説明を省略する。また、係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ）の設定方法は後述する。

第六の係数選択部５５ｂは、第五の振幅情報調整部５３ｂの２つの独立した係数情報（ｆｕｎｃ５）及び係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ）を設定する。

定常特性補償回路１１ｄにおける入出力信号の関係は、第五の振幅情報調整部５３ｂより出力されるｒ８１（ｔ）、及びｒ９１（ｔ）をアドレス指定信号として、振幅補正信号Ｓ８１、位相補正信号Ｓ８２ｂをそれぞれ出力する。

位相情報補正手段１７は、定常特性補償回路１１ｂから出力された位相補償信号Ｓ８２ｂに基づいて位相情報θ（ｔ）に対する補正を行い、補正後の位相情報θ７ｂ（ｔ）を直交座標変換手段５に出力する。

直交座標変換手段５は、本発明の第１の実施形態と同様の動作にてＩ８１ｂ（ｔ）、Ｑ８１ｂ（ｔ）を生成し、振幅調整部８１に出力する。

振幅調整部８１は、本発明の第８の実施形態と同様の動作にて、ＩＱ信号（Ｉ８２ｂ（ｔ）、Ｑ８２ｂ（ｔ））を生成し、低域通過フィルタ９１に出力する。

低域通過フィルタ９１は、カットオフ周波数（以下ｆｃと略す）が可変の低域通過フィルタであり、帯域選択部９２からの制御信号に応じてｆｃを可変するとともに、ＩＱ信号（Ｉ８２ｂ（ｔ）、Ｑ８２ｂ（ｔ））から減衰帯域の周波数成分を除いたＩＱ信号を直交変調手段６に出力する。

帯域選択部９２は、送信レベル情報Ｓ１に基づいて、低域通過フィルタ９１のｆｃを可変するための制御信号を、低域通過フィルタ９１に送信する。

なお、本発明の極座標変調回路を送信装置に用いる場合には、図２５における振幅情報補正手段１２と振幅変調手段２との段間、低域通過フィルタ９１と直交変調手段６との段間には、図示しないＤＡコンバータを配置する。

以上のように構成された歪補償回路９０について、以下、その動作を説明する。
動作の説明に先立ち、直交変調手段６への入力ＩＱ信号の振幅を低減する場合に起こり得る課題を説明する。

例えば、ＧＳＭシステムにおける移動局のアップリンク送信に対して、移動局ダウンリンク受信帯域への不要信号の放射電力レベルに関する絶対値規定が存在する。本規定は、移動局送信部の設計において、一般的に、受信帯域雑音規定として注意する項目である。

直交変調方式を採用する送信装置においては、特開２００３−１５２５６３に示すように、直交変調手段６の前段に低域通過フィルタを配置して、ＤＡコンバータまでで直交ＩＱ信号に重畳された雑音のうち、高域の雑音を除去することで、受信帯域雑音を低減することが可能である。しかしながら、極座標変調方式を採用する送信装置においては、直交ＩＱ信号を振幅信号、位相信号に分離している関係で、通常のベースバンドＩＱ信号に比べ所要帯域幅が４倍以上となり、受信帯域雑音を低減するために設定する低域通過フィルタ９１のｆｃは、直交変調方式を採用する送信装置よりも高くなる。

また、直交変調手段６では、受信帯域雑音規定、隣接チャネル漏洩電力規定、変調精度を満足するよう、入力するベースバンドＩＱ信号の振幅を最適化する必要がある。具体的には、デジタルフィルタにて除去した雑音に対して雑音を付加する要因を低減できること、ＤＡコンバータにおける量子化雑音の影響を低減できることから、直交変調手段６に入力するベースバンドＩＱ信号振幅は大きいほどよい。一方、隣接チャネル漏洩電力、変調精度を改善するには、ベースバンドＩＱ信号振幅は低い方が好ましい。よって、隣接チャネル漏洩電力規定を満足する範囲内で、最大レベルのベースバンドＩＱ信号の振幅値に設定する。

ここで、最大電力での送信時に最適化を実施している場合、低出力電力での送信時に直交変調手段６へのベースバンドＩＱ信号の振幅を低減すると、前記最適点から外れた動作点にて使用することなり、デジタルフィルタにて除去した雑音に対して雑音を付加する要因が増加すること、ＤＡコンバータにおける量子化雑音が増加することから、所望信号の出力レベルは低減しているにも関わらず、受信帯域雑音レベルが増大する可能性がある。仮に、受信帯域雑音規定に対してマージンの少ない移動局送信部においては、アップリンクの送信電力制御を行う場合に、受信帯域雑音規定を満足できないことになる。

そこで、本発明の第９の実施形態の歪補償回路９０においては、最大出力電力での送信時に比べ、低出力電力での送信時には低域通過フィルタ９１のｆｃを低減し、低出力電力時にベースバンドＩＱ信号の振幅を低減する場合の前記デメリットを克服する構成とした。具体的には、帯域選択部９２は、最大送信レベル時のＳ１（ｍａｘ）と送信レベル情報Ｓ１を比較し、Ｓ１（ｍａｘ）とＳ１との差が所定の閾値未満の場合にはｆｃ（１）なる制御信号を低域通過フィルタ９１に送信して、低域通過フィルタのｆｃをｆｃ（１）に設定する。一方、Ｓ１（ｍａｘ）とＳ１との差が所定の閾値以上の場合にはｆｃ（１）より小さいｆｃ（２）なる制御信号を低域通過フィルタ９１に送信して、低域通過フィルタのｆｃをｆｃ（２）に設定する。

しかしながら、位相信号経路に配置するフィルタのｆｃが変わると、振幅信号、位相信号間の同期がずれることになり、変調精度、隣接チャネル漏洩電力とも劣化する。そこで、本発明の第９の実施形態においては、本発明の第５の実施形態にて説明したＡＭ−ＰＭ特性の調整方法を、同期調整方法として用いる構成を更に備える。

次に、係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ）の設定方法を含め、前記同期調整方法を具体的に説明する。

帯域選択部９２が低域通過フィルタ９１のｆｃを切り替えるのと同一の閾値を設定しておき、第六の係数選択部５５ｂは、最大送信レベル時のＳ１（ｍａｘ）と送信レベル情報Ｓ１を比較し、Ｓ１（ｍａｘ）とＳ１との差が所定の閾値未満の場合には、係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ（１））を第五の振幅情報調整部５３ｂに送信する。

一方、Ｓ１（ｍａｘ）とＳ１との差が所定の閾値以上の場合には、係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ（１））と異なる係数情報（ｆｕｎｃ６ｂ（２））を、第五の振幅情報調整部５３ｂに送信する。

このように第五の振幅情報調整部５３ｂにて、ＡＭ−ＰＭ特性へのアドレス指定信号へ乗算する係数情報を切り替えることで、位相情報を調整することができ、結果として、振幅信号、位相信号間の同期調整を行うことになる。

なお、本発明の第９の実施形態においては、振幅調整部８１はデジタル乗算回路、低域通過フィルタ９１はデジタルフィルタとしたが、振幅調整部８１が、例えば、ＤＡコンバータの出力ＤＣ値を調整する構成であっても、アナログ回路にて実現する可変減衰器であっても、低域通過フィルタ９１がアナログフィルタであっても、同様な効果を有することは言うまでもない。

最後に、本発明の９つの実施形態を相互に組み合わせることで、より高精度な補償が可能となることは言うまでもない。

なお、上記実施の形態に記載の極座標変調回路は、例えばシリコン半導体基板上に形成することで、集積回路として構成することができる。

また、上記実施の形態に記載した極座標変調回路は、任意のＩＱ信号を生成するベースバンド信号生成部からのＩＱ信号を極座標変換手段１に入力し、電力増幅器４の出力をアンテナに接続することで、送信装置として、構成することも可能である。

本発明の歪補償回路は、極座標変調方式において、補償用データの増大、及び、回路規模の増大を抑制しながら、変調信号を正確に表現すること、すなわち、電力増幅器の低歪特性を実現することが可能な効果を有し、ランプ制御回路や、極座標変調回路、送信装置等に有用である。

本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第１の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 電力増幅器が飽和動作するレベルの入力高周波信号を与えた状態にて、出力振幅の制御電圧に対するステップ応答特性を示す図 ８−ＰＳＫ変調波を用いた極座標変調方式に対して第１の実施形態を適用した場合の電力増幅器出力の周波数スペクトラム 本発明の第２の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第２の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性を示す図 本発明の第３の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第４の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第４の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 制御電圧（定常状態）に対する電力増幅器の通過位相特性を示す図 本発明の第５の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第５の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第６の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第６の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第６の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第７の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第７の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第７の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第８の実施形態の極座標変調回路の概略構成の一例を示す図 本発明の第８の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第８の実施形態の極座標変調回路の概略構成の他の例を示す図 本発明の第９の実施形態の極座標変調回路の概略構成を示す図 ８−ＰＳＫ変調時の振幅信号を示す図 時間経過に対して徐々に変化（単調増加もしくは単調減少）する制御電圧を電力増幅器に印加した場合の通過位相特性を示す図 移動局に対する送信電力規定を示す図 電力増幅器の入力高周波信号振幅に対する出力振幅、通過位相特性を示す図（制御電圧は定常状態） 従来のプリディストーション方式を示すブロック図 プリディストーション方式の歪補償を適用した従来の極座標変調方式を示すブロック図 制御電圧に対する電力増幅器の出力振幅特性を示す図、 従来の電力増幅器における制御電圧に対する出力応答性の向上手段、及び、従来の電力増幅器における低出力時線形化手段を示すを示すブロック図 従来の信号変化点での位相補償装置を示すブロック図 制御電圧（定常状態）に対する電力増幅器の通過位相特性を示す図

符号の説明

１ 極座標変換手段
２ 振幅変調手段
３ 位相変調手段
４ 電力増幅器
５、５ｂ 直交座標変換手段
６ 直交変調手段
１０、２０、３０、４０、５０、６０、７０、８０、９０ 歪補償回路
１１、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ 定常特性補償回路
１２ 振幅情報補正手段
１３ 第一の振幅情報調整部
１４、３４ 過渡特性補償回路
１５ 第一の係数選択部
１６ 振幅判定部
１７ 位相情報補正手段
３３ 第二の振幅情報調整部
３５ 第二の係数選択部
４３ 第三の振幅情報調整部
４４ 位相補償回路
４５ 第三の係数選択部
５３ 第四の振幅情報調整部
５４ 過渡特性・位相補償回路
５５ 第四の係数選択部
７１ 乗算回路
８１ 振幅調整部
８２ 第五の係数選択部
５３ｂ 第五の振幅情報調整部
５５ｂ 第六の係数選択部
９１ 低域通過フィルタ
９２ 帯域選択部

Claims (27)

1. ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する信号をもとに位相変調をかけ、前記位相変調信号を入力高周波信号として増幅器に入力するとともに、前記増幅器の制御電圧を駆動することで前記直交信号の振幅成分に相当する振幅変調を合成する極座標変調方式における、前記増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償回路であって、
   所定入力高周波信号振幅ごとの、前記制御電圧入力後の定常状態における制御電圧値に対する出力信号特性をもとに、前記定常状態での前記増幅器の出力信号を線形化する定常特性補償回路と、
   前記制御電圧を調整して、前記制御電圧駆動時の前記出力信号の過渡応答特性を補償する過渡特性補償回路と、
   を備える歪補償回路。
2. 請求項１記載の歪補償回路であって、
   前記定常特性補償回路は、入力高周波信号として無変調信号を前記増幅器に入力した場合の、前記制御電圧値に対する出力信号振幅特性をもとにした補償データを格納する歪補償回路。
3. 請求項２記載の歪補償回路であって、
   前記入力高周波信号は無変調の１キャリア信号であるとともに、
   前記出力信号振幅特性は前記入力高周波信号の基本波成分に対するものである歪補償回路。
4. 請求項１ないし３のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
   前記過渡特性補償回路は、前記定常特性補償回路による補正後の前記制御電圧に対して前記調整を行う第一の振幅情報調整部を有する歪補償回路。
5. 請求項１ないし３のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
   前記過渡特性補償回路は、前記定常特性補償回路による補正前の前記制御電圧に対して前記調整を行って制御信号を生成する第二の振幅情報調整部を有し、
   前記定常特性補償回路は、前記過渡特性補償回路により調整された前記制御信号を参照し、前記補償データを読み出す歪補償回路。
6. 請求項４または５記載の歪補償回路であって、
   前記振幅情報調整部は、第一の係数を乗算する乗算回路である歪補償回路。
7. 請求項６記載の歪補償回路であって、
   前記乗算回路は、前記増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性に応じて前記第一の係数を設定する歪補償回路。
8. 請求項７記載の歪補償回路であって、
   前記増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性がオーバーシュートの場合には、前記第一の係数を入力信号に対して圧縮するように設定し、前記ステップ応答特性がオーバーシュートでない場合には、前記第一の係数を入力信号に対して伸張するように設定する歪補償回路。
9. 請求項４記載の歪補償回路であって、
   前記定常特性補償回路は、入力高周波信号として無変調の１キャリア信号を前記増幅器に入力した場合の、前記制御電圧値に対する前記入力高周波信号の基本波成分の通過位相特性をもとにした補償データをさらに格納するとともに、前記第一の振幅情報調整部から出力される制御信号を参照して、前記位相成分の位相補正用に前記通過位相特性をもとにした補償データの読み出しを行う歪補償回路。
10. 請求項５記載の歪補償回路であって、
    前記定常特性補償回路は、入力高周波信号として無変調の１キャリア信号を前記増幅器に入力した場合の、前記制御電圧値に対する前記入力高周波信号の基本波成分の通過位相特性をもとにした補償データをさらに格納するとともに、前記定常特性補償回路での補正後の制御信号を参照して、前記位相成分の位相補正用に前記通過位相特性をもとにした補償データの読み出しを行う歪補償回路。
11. ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する信号をもとに位相変調をかけ、前記位相変調信号を入力高周波信号として増幅器に入力するとともに、前記増幅器の制御電圧を駆動することで前記直交信号の振幅成分に相当する振幅変調を合成する極座標変調方式における、前記増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償回路であって、
    所定入力高周波信号振幅ごとの、前記制御電圧入力後の定常状態における制御電圧値に対する通過位相特性をもとにした補償データを格納し、前記定常状態での前記増幅器の出力信号を線形化する定常特性補償回路と、
    前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号に対して第二の係数を乗算する位相補償回路と、
    を備える歪補償回路。
12. 請求項１１記載の歪補償回路であって、
    前記位相補償回路は、前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号のうち、最大となる参照信号を基準として、前記第二の係数を乗算する歪補償回路。
13. 請求項１２記載の歪補償回路であって、
    一定間隔にてサンプリングした制御電圧の瞬時振幅値を計算する振幅判定部を備え、
    前記振幅判定部は、複数の前記瞬時振幅値をもとに所定の閾値を設けて前サンプル時点からの制御信号の増減を判断する機能を有し、
    前記振幅判定部により判定された前記制御信号の増減をもとに、前記制御信号の増加時に設定する前記第二の係数に対して、前記制御信号の減少時に設定する前記第二の係数を低減する歪補償回路。
14. 請求項１２記載の歪補償回路であって、
    前記位相補償回路は、前記第二の係数を切り替えることで前記位相成分と前記振幅成分との同期調整を行う歪補償回路。
15. 請求項６ないし１３のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
    一定間隔にてサンプリングした制御電圧の瞬時振幅値を計算する振幅判定部を備え、
    前記瞬時振幅値に応じて前記第一あるいは第二の係数を切り替える歪補償回路。
16. 請求項６ないし１３のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
    一定間隔にてサンプリングした制御電圧の瞬時振幅値を計算する振幅判定部を備え、
    前記振幅判定部は、複数の前記瞬時振幅値をもとに所定の閾値を設けて前サンプル時点からの制御信号の増減を判断する機能を有し、
    前記前記振幅判定部により判定された前記制御信号の増減に応じて、前記第一あるいは第二の係数を設定する歪補償回路。
17. 請求項１ないし１６のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
    前記定常特性補償回路に格納された情報が、所定入力高周波信号振幅における、前記制御電圧入力後の定常状態にある前記制御電圧値に対する出力信号振幅、あるいは、通過位相特性の近似多項式である歪補償回路。
18. ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する信号をもとに位相変調をかけ、前記位相変調信号を入力高周波信号として増幅器に入力するとともに、前記増幅器の制御電圧を駆動することで前記直交信号の振幅成分に相当する振幅変調を合成する極座標変調方式における、前記増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償回路であって、
    前記ベースバンド直交信号のうち少なくとも位相成分を有する前記信号に第三の係数を乗算し、前記信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備える歪補償回路。
19. 請求項６ないし１８のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
    送信出力電力に応じて、前記第一、第二、あるいは第三の係数を切り替える歪補償回路。
20. 請求項１８記載の歪補償回路であって、
    帯域可変の低域通過フィルタをさらに備え、
    送信出力電力に応じて、前記第三の係数を切り替えるとともに、前記低域通過フィルタの帯域を切り替える歪補償回路。
21. 請求項２０記載の歪補償回路であって、
    所定入力高周波信号振幅ごとの、前記制御電圧入力後の定常状態における制御電圧値に対する通過位相特性をもとにした補償データを格納し、前記定常状態での前記増幅器の出力信号を線形化する定常特性補償回路と、
    前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号に対して第二の係数を乗算する位相補償回路とをさらに備え、
    前記位相補償回路は、前記定常特性補償回路における補償データ読み出し用の参照信号のうち、最大となる参照信号を基準として前記第二の係数を乗算するとともに、前記低域通過フィルタの帯域切り替えに対応して前記第二の係数を切り替えることで、前記位相成分と前記振幅成分との同期調整を行う歪補償回路。
22. 請求項６、１１、１２、あるいは、１８のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
    環境温度を検出した検出信号に基づいて、前記第一、第二、あるいは第三の係数を切り替えることで、前記出力信号の温度特性を補償する歪補償回路。
23. 請求項６、１１、１２、あるいは、１８のいずれか一項記載の歪補償回路であって、
    前記増幅器に入力される周波数に応じて、前記第一、第二、あるいは第三の係数を切り替えることで、前記出力振幅の周波数特性を補償する歪補償回路。
24. 制御電圧を調整することで出力信号振幅を制御するトランジスタ回路の、起動特性を高速化する過渡特性補償回路であって、
    前記過渡特性補償回路は、前記制御電圧に対して、第四の係数を乗算する乗算回路であって、
    前記乗算回路は、前記増幅器の制御電圧に対するステップ応答特性に応じて前記第四の係数を設定する過渡特性補償回路。
25. 請求項２４記載の過渡特性補償回路であって、
    前記ステップ応答特性がオーバーシュートでない場合に、前記第四の係数を入力信号に対して伸張するように設定する過渡特性補償回路。
26. 請求項２４または２５記載の過渡特性補償回路を備えるランプ制御回路。
27. 請求項１ないし２３のいずれか一項記載の歪補償回路、請求項２４または２５記載の過渡特性補償回路、あるいは、請求項２６記載のランプ制御回路を備える送信装置。

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