CN101015121A - 失真补偿电路 - Google Patents

Abstract

提供了一种失真补偿电路，其能够准确地表示调制信号，即在抑制补偿数据增加和电路尺寸增加的同时，实现放大器的低失真特性。根据用于存储对于稳态下的控制电压的输出信号幅度和输出相位特性的稳态特性补偿电路(11)，由第一幅度信息调整单元(13)对执行了幅度校正的幅度信息r11(t)进行幅度调整，从而在抑制补偿数据增加的同时，改进放大器对于控制电压变化的输入信号幅度的响应。

Description

失真补偿电路

技术领域

本发明涉及一种失真补偿电路，其对驱动控制电压的放大器的输出信号的失真进行补偿，以对相对于输入高频信号的预定幅度的输出信号的幅度进行控制。

背景技术

在最近的移动电话业务中，除语音呼叫之外，对于数据通信的需求正在增加，因此提高传输速度非常重要。例如，在主要广泛用于欧洲和亚洲的GSM(全球移动通信系统)系统中，传统上通过GMSK调制来执行语音呼叫，在GMSK调制中，根据传输数据来对载波的相位进行移位(shift)。但是，已经提出同样通过3π/8旋转8-PSK调制(以下简称为8-PSK调制)来执行数据通信的EDGE(对GSM演进的增强的数据速率)系统，在8-PSK调制中，与根据传输数据来对载波的相位和幅度进行移位(shift)的GMSK调制相比，每符号的比特信息增强了三倍。

在诸如8-PSK调制的涉及幅度变化的线性调制系统中，对射频装置发送部分的功率放大器的线性度(linearity)的要求十分严格。通常，功率放大器的线性区域中的功率效率(power efficiency)比饱和区域中的低。因此，当将相关的正交调制系统应用到线性调制系统时，很难提高功率效率。

因此，已知一种被称为EER方法(Envelope Elimination&Restoration，包络消除和恢复)或极化调制(polar modulation)系统的系统，在该系统中，通过线性调制系统实现功率放大器功率效率的提高(例如，见非专利文献1)。在所述系统中，传输信号被分离成等幅(constant-amplitude)相位信号和幅度信号，由相位调制器在该等幅相位信号的基础上实施相位调制，输入具有使功率放大器工作在饱和区的电平的等幅相位调制信号，并以高速驱动功率放大器的控制电压，从而合成(synthesize)幅度调制。以下为了明确该调制系统不同于正交调制系统，将该系统称为极化调制系统。

图26是与8-PSK调制中的幅度信号相关的、通过提取和绘制GSM的一个时隙(577[μs])中的200到400[μs]部分而获得的视图。在图26中，横坐标表示在该时隙开始之后经过的时间，而纵坐标表示幅度信号的幅度。

图27是在将相对于经过的时间而逐渐变化(单调增加或降低)的控制电压施加到功率放大器的情况下，通过绘制传递相位(passing phase)特性而获得的视图。在图27中，横坐标表示标准化的控制电压，纵坐标表示参考标准化的控制电压为1的传递相位旋转量。图中的实线示出了在标准化控制电压以单调增加的方式从低电压(0)逐渐变化到高电压(1)的情况下的传递相位特性(上升特性)，而图中的虚线示出了在标准化控制电压以单调减小的方式从高电压(1)逐渐变化到低电压(0)的情况下的传递相位特性(下降特性)。实线和虚线两者都示出了这样的情况：所提供的输入高频信号幅度具有使功率放大器工作在饱和状态的电平(相同的值)。

在极化调制系统中，等幅相位调制信号被输入到功率放大器，因此能够在饱和工作点使用功率放大器。这从功率效率的角度来看是有利的。但是，为了表示诸如图26中示出的、存在于2[μs]内的幅度最大值和最小值的极拐点(pole inflection)的幅度信号，必须以高速驱动功率放大器的控制电压。由于相对于功率放大器控制电压输入部分中的电容(包括寄生电容)的充电和放电时间存在差异，因此即使在控制电压的变化宽度具有相同的值时，在如图27所示的控制电压的施加条件从低电压变化到高电压的情况下以及施加条件从高电压变化到低电压的情况下，相位变化的量也有所不同。也就是说，相位特性在信号变化点变化。因此，需要一种技术来提高功率放大器相对于输入控制电压的输出响应特性(用于使输出线性化的技术)。

其次，在GSM系统中，由基站覆盖的小区半径较大，因此移动站发送装置的最大传输功率的规定值较高。所以，为了减小移动站发送装置的功耗，根据基站和移动站之间的距离来控制移动站发送装置的传输功率。例如，图28示出移动站发送装置的传输功率调节(regulation)。在该图中，在与GSM900MHz频带相对应的移动站发送装置传输8-PSK调制波的情况下，在GSM标准“Digital cellular telecommunications system(Phase 2+)；Radio transmissionand reception (3GPP TS05.05version8.9.0Release1999)(数字蜂窝电信系统(阶段2+)；无线发送和接收(3GPP TS05.05版本8.9.01999年发布)”规定的到移动站发送装置的上行链路中，从传输功率调节的功率控制电平中选择功率控制电平5至31。在8-PSK调制中，功率级别(class)E1到E3是最大输出功率，并且对等于或低于功率级别E1到E3的输出功率进行功率控制。

在极化调制系统中，作为进行功率控制的手段，通常调整功率放大器的控制电压以达到期望的输出功率。

但是在极化调制系统中，输入到功率放大器的输入高频信号的幅度被设置得较大，以使功率放大器的工作点处于饱和区域中。因此，在通过调整控制电压而抑制输出信号幅度的情况下，构成功率放大器的晶体管的基极端和集电极端之间的耗尽层电容增加，并且输入高频信号的泄漏分量增加。由于泄漏分量而出现了下列问题：输出信号幅度不能减小到预定值或更小，并且传递相位量大大改变。

因此，还需要一种技术，以在传输功率减小时线性化功率放大器的输出。

综上所述，在极化调制系统中，需要用于对由于以高速驱动控制电压而导致的功率放大器的非线性性进行补偿的技术、以及通过使用饱和功率放大器来控制传输功率的技术。接下来将对涉及补偿技术的相关技术进行说明。

(相关技术1：正交调制系统中的预失真(predistortion)类型的失真补偿技术)

作为用于使其中的控制电压具有恒定值并且处于稳态的功率放大器的输出线性化的技术的相关技术的例子，存在一种预失真类型的技术，在该技术中，预先测量在上述条件下功率放大器中产生的幅度和相位失真，并利用失真的逆特性预先对功率放大器的输入信号进行校正，从而获得期望的输出信号幅度和传递相位特性(例如，见专利文献1)。

图29示出功率放大器相对于输入高频信号幅度的输出信号幅度特性(AM-AM：幅度调制到幅度调制转换)和传递相位特性(AM-PM：幅度调制到相位调制转换)，在该功率放大器中，控制电压具有恒定值并且处于稳态；图30示出专利文献1中描述的相关预失真类型调制装置的示意配置的方框图。下文中，不管输入信号的种类如何，对于根据输入信号幅度的变化而发生的输出信号的变化，将输出信号幅度的变化称为AM-AM特性，将输出信号相位的变化称为AM-PM特性。

在图29中，横坐标表示输入高频信号的幅度，纵坐标(左侧)表示输出信号的幅度，而纵坐标(右侧)表示输出信号关于输入高频信号的相位旋转量(传递相位)。图中的实线示出了通过绘制相对于输入高频信号幅度的AM-AM特性而获得的曲线，而图中的虚线示出了通过绘制相对于输入高频信号幅度的AM-PM特性而获得的曲线。

如图30所示，相关的预失真类型调制装置具有存储器2901、IQ信号校正装置2902以及正交调制器2903。

存储器2901存储相对于输入IQ信号幅度的AM-AM和AM-PM特性。

这里将说明相对于功率放大器的输入高频信号幅度的、如图29所示的AM-AM和AM-PM特性之间的对应关系，以及相对于输入IQ信号幅度的AM-AM和AM-PM特性之间的对应关系。

正交调制器2903的输出幅度，即，功率放大器(未示出)的输入高频信号幅度，随着从基带信号生成部分(未示出)发送的输入IQ信号(不限于具有恒定幅度)而变化。因此，获得了输入IQ信号幅度与正交调制器2903的输出信号幅度(功率放大器的输入高频信号幅度)之间的对应关系。此外，还获得了如图29所示的功率放大器相对于输入高频信号幅度的AM-AM和AM-PM特性，在该功率放大器中，控制电压具有恒定值并且处于稳态。如在非专利文献1“Measurement of AM/AM and AM/PM Characteristics”第63页第2.13.4段中所述，通过使用网络分析器等可以容易地获得功率放大器的上述特性。

接着，基于正交调制器2903相对于如上获得的输入IQ信号幅度的AM-AM特性、以及功率放大器相对于如上所述而获得的输入高频信号幅度的AM-AM和AM-PM特性，获得相对于输入IQ信号的AM-AM和AM-PM特性。然后，该AM-AM和AM-PM特性被存储为绝对值，或者被存储为预定值(差值)，该预定值是这样获得的：将输入IQ信号幅度乘以或除以预定值，然后利用输入IQ信号幅度对得到的值进行标准化，以获得绝对值。

然后，根据输入IQ信号，将成为AM-AM和AM-PM特性的逆特性的幅度/相位校正信号输出到IQ信号校正装置2902。在存储器2901所存储的数据中，可以在极坐标变换之后利用幅度分量的最大值来标准化输入IQ信号，并且，可以为每个预定幅度级分配地址号。

IQ信号校正装置2902根据幅度/相位校正信号对输入IQ信号执行校正。

正交调制器2903基于从IQ信号校正装置2902输出的信号执行正交调制。

通过这种方式，考虑到功率放大器输入/输出特性的逆特性而被预先失真的调制信号又受到功率放大器中发生的实际幅度和相位失真的影响，从而具有期望的输出幅度和相位，由此能够改进线性度。

(相关技术2：极化调制系统中的预失真类型失真补偿技术)

作为用于使极化调制系统中的功率放大器的输出线性化的技术的相关技术的例子，存在这样一种技术：在存储器中积累相对于预定输入高频信号幅度的、预先获得的预定饱和功率放大器中的输出信号幅度和传递相位的反控制(anti-control)电压特性，并且参考该存储器来执行预失真类型的失真补偿。其中，在上述极化调制系统中，功率放大器中的控制电压不具有恒定值且不处于稳态，并且，通过高速驱动饱和功率放大器的控制电压来执行幅度调制。(例如，见专利文献2)。

图31示出相关的极化调制装置的方框图，在专利文献2中描述的预失真类型的失真补偿应用到该极化调制装置。

如图31所示，该极化调制装置包括：功率放大器3000；极坐标变换装置3001；存储器3002；幅度控制器3005，其包括幅度信息校正装置3003和幅度调制装置3004；以及相位调制信号生成器3008，其具有相位信息校正装置3006和相位调制装置3007。

极坐标变换装置3001将来自基带信号生成部分(未示出)的IQ信号分离成幅度信号r(t)和具有恒定幅度的相位信号θ(t)。

存储器3002存储在预定输入高频信号幅度下功率放大器3000的相对于输入控制信号的输出信号幅度特性和传递相位特性，并根据输入幅度信号r(t)输出成为功率放大器3000的逆特性的幅度校正信号和相位校正信号。

幅度信息校正装置3003根据从存储器3002输出的幅度校正信号对输入幅度信号r(t)执行校正。

幅度调制装置3004根据幅度信息校正装置3003的输出信号以高速驱动功率放大器300的控制电压。

相位信息校正装置3006根据从存储器3002输出的相位校正信号对输入相位信号执行校正。

相位调制装置3007根据来自相位信息校正装置3006的输出信号执行相位调制。

尽管在专利文献2的说明书中没有描述，但是存储在存储器3002中的数据是AM-AM和AM-PM特性的绝对值格式的数据，在该AM-AM和AM-PM特性中，图29中横坐标的功率放大器的输入高频信号幅度被替换为输入控制信号幅度；或者，存储在存储器3002中的数据是预定值(差值格式的数据)，在输入控制信号幅度被乘以或除以上述预定值之后，利用输入控制信号标准化该预定值，以获得绝对值。

通过这种方式，考虑到功率放大器相对于输入控制信号的输出特性的逆特性而被预先失真的幅度调制信号和相位调制信号又受到功率放大器中产生的实际的幅度和相位失真的影响，从而具有期望的输出幅度和相位，由此能够改善相对于输入控制电压的输出响应特性(线性度)。

(相关技术3：用于改进功率放大器的相对于输入控制电压的输出响应特性的技术)

作为用于改进功率放大器中相对于输入控制电压的输出响应特性的技术的相关技术的例子，存在一种技术，其中，结合对功率放大器的控制电压的调整来控制输入到功率放大器的输入高频信号的电平，从而抑制相对于该控制电压的输出信号的过冲(overshoot)(例如，见专利文件3)。

图32示出功率放大器相对于输入控制电压的输出信号幅度特性，图33示出在专利文献3所描述的相关功率放大器中，用于改进相对于控制电压的输出响应特性的装置(传输功率控制电路)的方框图。

在图32中，横坐标表示控制电压，纵坐标表示输出幅度。如图中的虚线所指示的，在相同的输出幅度下，当功率放大器的输入的幅度在箭头方向被抑制时，输出信号幅度相对于控制电压的灵敏度(倾角(inclination))得到缓和。

如图33所示，传输功率控制电路包括可变输出放大器3201、功率放大器3202、信号输入端3203、信号输出端3204、可变输出放大器3201的控制端3205，以及功率放大器3202的控制端3206。

在输入端3202的输入高频信号的幅度和控制端3206的输入电压恒定的条件下，当调整控制端3205的输入电压以便抑制从可变输出放大器3201输出的输出信号的幅度时，由于图32的关系，相对于该控制电压，功率放大器3202的输出幅度的灵敏度能够得到抑制。因此，当同时调整控制端3205和3206的输入电压时，相对于控制电压的输出信号幅度的灵敏度，例如过冲，能够得到抑制。

(相关技术4：用于补偿信号变化点的AM-PM特性的技术)

作为用于对功率放大器的AM-PM特性在输入控制信号的信号变化点的变化进行补偿的相位补偿技术的相关技术的例子，存在一种技术，其中，检测功率放大器的输出信号幅度，对检测信号进行微分以获得信号变化点，之后调整幅度信号和相位信号之间的同步时序，以便补偿AM-PM特性在信号变化点的变化。

图34示出专利文献4所述的用于在信号变化点进行相位补偿的相关装置的方框图。

如图34所示，该相位补偿装置包括：功率放大器3000、数模转换电路3301、3302、参考时钟3303、幅度调制装置3304、相位调制装置3305、变化点检测电路3306以及延迟装置3307。

数模转换电路3301将从基带信号生成部分(未示出)输入的数字格式的IQ信号(I，Q)转换成模拟格式的IQ信号。

数模转换电路3302将由极坐标变换装置(未示出)从数字格式的IQ信号(I，Q)中提取的数字格式的幅度信号(r)转换成模拟格式的幅度信号。

参考时钟3303向数模转换电路3301和3302提供用作转换操作的参考的时钟信号。

幅度调制装置3304根据模拟格式的幅度信号以高速驱动功率放大器3000的电源电压。

相位调制装置3305根据模拟格式的IQ信号产生相位调制信号，并将该信号输出到功率放大器3000。

变化点检测电路3306对功率放大器3000的输出信号进行微分，然后根据微分值的符号检测信号变化点。

延迟电路3307在由变化点检测电路3306检测的信号变化点调整数模转换电路3301和3302的转换时序，即，对从IQ信号中提取的幅度信号和相位信号之间的同步。

通过这种方式，在信号变化点调整了幅度信号和相位信号之间的同步，从而能够对相位变化量进行控制。

因此，当根据微分值的符号调整延迟量时，能够对信号变化点的相位变化量进行控制。

(相关技术5：用于在传输功率减小时改进功率放大器相对于输入控制电压的输出响应特性的技术)

作为用于在传输功率减小时线性化功率放大器的输出的技术的相关技术的例子，存在一种技术，其中，可变输出放大器连接到功率放大器的前级，并且，当功率放大器的输出信号幅度将被减小时，可变输出放大器的增益也减小，从而抑制功率放大器的输入高频信号的幅度(例如，见专利文献5)。

图33示出专利文献5中描述的相关功率放大器中的低输出线性化装置的方框图。

图35示出普通功率放大器相对于控制电压(稳态)的传递相位特性。在图35中，横坐标表示标准化的控制电压，纵坐标表示相对于标准化控制电压1的传递相位旋转量。图中的实线示出了当功率放大器的输入高频信号幅度Pin为Pin＝P1时的传递相位特性，而图中的虚线示出了当功率放大器的输入高频信号幅度Pin为Pin＝P2(＜P1)时的传递相位特性。在测量传递相位特性期间，Pin具有恒定值。

如图35所示，为了在控制电压为低的区域中抑制传递相位特性的变化，减小功率放大器的输入高频信号的幅度是有效的。并且，对于在控制电压为低的区域中抑制泄漏到输出端的输入高频信号分量的功率来说，减小功率放大器的输入高频信号的幅度也是有效的。

因此，例如，将考虑控制端3206的输入电压减小并且功率放大器3202的输出功率也减小的情况。

当控制端3206的输入电压被降低时，可以抑制从可变输出放大器3201输出的输出信号的幅度，即，抑制功率放大器3202的输入高频信号的幅度，并减小输入高频信号的泄漏分量，即，将输出信号幅度抑制到预定值或更小。由于图34的关系，当控制电压为低时，可以抑制功率放大器的低输出功率周期中的传递相位量的变化宽度。

专利文献1：JP-A-61-214843(图3和10)

专利文献2：JP-T-2004-501527(图11)

专利文献3：JP-A-5-152977(图1和4)

专利文献4：JP-T-2002-530992(图2)

专利文献5：US2002-0177420A1(图2)

非专利文献1：Kenington，Peter B，“High-Linearity RF Amplifier Design”，Artech House Pulishers(第162页，图4.18)。

发明内容

在极化调制系统中，为了以高速驱动功率放大器的控制电压并正确表示传输信号的幅度信号，需要考虑从切换控制电压到功率放大器的输出电平变成期望电平的时间段内的瞬时响应特性。

并且，在极化调制系统中，为了以高速驱动功率放大器的控制电压并正确表示传输信号的幅度信号，要求对控制电压的信号变化点的AM-PM特性的变化进行补偿。

此外，在极化调制系统中，使用饱和功率放大器。因此，为了在传输功率减小时抑制相对于输出信号幅度的传递相位量的变化宽度，要求减小输入高频信号的泄漏分量。

对于实现这样的极化调制系统所要求的各项，将就相关技术中仍未解决的问题进行描述。

在相关技术1中示出的用于其控制电压具有恒定值并且处于稳态的相关功率放大器的线性化技术中，假设了控制电压处于稳态的情况。为了将该技术应用于极化调制系统，除了相关控制电压处于稳态的情况下的相对于输入高频信号的输出信号幅度和传递相位特性之外，还要求在存储器中存储相对于切换控制电压之后经过的时间的输出信号幅度和传递相位特性，以及与控制电压的增加或减小相对应的传递相位的变化量。因此，补偿数据可能大大增加。

在相关技术2中示出的用于相关功率放大器的输出线性化的技术中，其中，功率放大器的控制电压不具有恒定值且不处于稳态，并且通过驱动饱和功率放大器的控制电压来执行幅度调制，且没有公开这样的失真补偿方法：其能够在考虑相对于切换控制电压之后经过的时间的输出信号幅度和传递相位特性、以及与控制电压的增加或降低相对应的传递相位的变化量的同时，抑制补偿数据的增加。因此，与将相关技术1用于极化调制系统的情况相同地，失真补偿数据可能大大增加。

在相关技术3中示出的、用于改进功率放大器中相对于输入控制电压的输出响应特性的技术中，必须同时地、适当地控制可变输出放大器和功率放大器，调整和控制两个放大器的控制信号之间的延迟的方法很复杂，并且为了正确表示调制信号的幅度信号分量，要求非常快速的控制。因此，在将该技术用于极化调制系统以实现功率放大器相对于控制电压的输出线性化的情况下，必须添加延迟调整电路和控制电路，结果使电路规模大大增加。

如上所述，在相关技术1至3的任意组合中，当在极化调制系统中实现功率放大器相对于控制电压的输出线性化时，不可能抑制由于失真补偿数据的增加而导致的电路规模的增加，或者由于添加延迟调整电路和控制电路而导致的电路规模的增加。

此外，在相关技术1至3的任意组合中，当将要在执行脉冲操作的功率放大器中获得稳定且快速的启动特性时，不可能抑制由于添加控制电路而导致的电路规模的增加。

其次，在相关技术4所示的用于对信号变化点的AM-PM特性进行补偿的技术中，需要对功率放大器300的输出信号进行反馈的系统，需要延迟装置3307，因此电路规模增加。在通过使用相关技术4示出的相位补偿装置配置发送装置的情况下，反馈系统具有这样的配置：其中，功率放大器3000的输出信号在功率放大器3000和连接到功率放大器3000的后级的天线的电路级之间的间隔分支。功率放大器3000的输出信号的反馈增加了功率放大器3000的输出部分的损耗。因此，发送装置的传输效率被降低。所以，在给予发送装置的传输效率以最高优先级的情况下，其中功率放大器3000的输出信号分支的反馈系统不是最佳的。

最后，在相关技术5所示的、对低输出功率期间功率放大器的输出进行线性化的技术中，用于控制功率放大器输入高频信号的幅度的装置包括在高频带工作的电路，因此可能降低控制准确度。

考虑到以上讨论的相关情况而提出了本发明。本发明的目的是提供一种失真补偿电路，其中，在极化调制系统中，在抑制补偿数据的增加和电路规模的增加的同时，还能够正确表示调制信号，或者能够实现功率放大器的低失真特性。

首先，本发明的失真补偿电路是一种用于对极化调制系统中放大器输出信号的失真进行补偿的失真补偿电路，其中，根据至少具有基带正交信号的相位分量的信号来执行相位调制，将该相位调制信号作为输入高频信号输入到该放大器，并且通过驱动该放大器的控制电压来合成与正交信号的幅度分量相对应的幅度调制，其中，失真补偿电路包括：稳态特性补偿电路，其根据相对于控制电压输入之后处于稳态的控制电压值的输出信号特性，对于每个预定输入高频信号幅度，线性化处于稳态的该放大器的输出信号；以及瞬时特性补偿电路，其调整所述控制电压，以便在驱动该控制电压期间补偿所述输出信号的瞬时响应特性。

根据所述配置，在极化调制系统中，能够在抑制补偿数据的增加的同时，改进相对于输入到放大器的幅度调制信号的输出信号的响应特性。

第二，本发明的失真补偿电路是第一失真补偿电路，其中，在将未调制的信号作为输入高频信号输入到放大器的情况下，稳态特性补偿电路根据相对于控制电压值的输出信号幅度特性存储补偿数据。

根据该配置，除了第一失真补偿电路的效果之外，还能够容易地获得补偿数据。

第三，本发明的失真补偿电路是第二失真补偿电路，其中，输入高频信号是未调制的单载波信号，并且，输出信号幅度特性是该输入高频信号的基波分量的输出信号幅度特性。

根据该配置，除了第二失真补偿电路的效果之外，还能够减小补偿数据的量。

第四，本发明的失真补偿电路是第一至第三失真补偿电路中的任何一个，其中，瞬时特性补偿电路具有第一幅度信息调整部分，其对由稳态特性补偿电路校正之后的控制电压执行调整。

根据该配置，除了第一至第三失真补偿电路中任何一个的效果之外，还能够更加简化配置。

第五，本发明的失真补偿电路是第一至第三失真补偿电路中的任何一个，其中，瞬时特性补偿电路具有第二幅度信息调整部分，其对在稳态特性补偿电路校正之前的控制电压执行调整，以产生控制信号，并且，稳态特性补偿电路参考被所述瞬时特性补偿电路调整过的该控制信号来读出所述补偿数据。

根据该配置，除了第一至第三失真补偿电路中任何一个的效果之外，还能够更加简化所述配置。

第六，本发明的失真补偿电路是第四或第五失真补偿电路，其中，所述幅度信息调整部分是乘以第一系数的乘法电路。

根据该配置，除了第四或第五失真补偿电路的效果之外，还能够更加简化所述配置。

第七，本发明的失真补偿电路是第六失真补偿电路，其中，乘法电路根据放大器相对于控制电压的阶跃响应特性来设置该第一系数。

根据该配置，除了第六失真补偿电路的效果之外，还能够提高补偿准确度。

第八，本发明的失真补偿电路是第七失真补偿电路，其中，在放大器相对于控制电压的阶跃响应特性过冲的情况下，设置第一系数，以便相对于输入信号压缩该第一系数，并且，在阶跃响应特性不过冲的情况下，设置所述第一系数，以便相对于输入信号扩展该第一系数。

根据该配置，除了第七失真补偿电路的效果之外，还能够提高补偿准确度。

第九，本发明的失真补偿电路是第四失真补偿电路，其中，稳态特性补偿电路还存储补偿数据，所述补偿数据在将未调制的单载波信号作为输入高频信号输入到放大器的情况下，以相对于控制电压值的输入高频信号基波分量的传递相位特性为基础，并且稳态特性补偿电路参考从所述第一幅度信息调整部分输出的控制信号，以便根据用于对所述相位分量进行相位校正的传递相位特性来读出补偿数据。

根据该配置，除了第四失真补偿电路的效果之外，还能够通过考虑瞬时特性校正相位调制信号来进一步提高补偿准确度。

第十，本发明的失真补偿电路是第五失真补偿电路，其中，稳态特性补偿电路还存储补偿数据，所述补偿数据在将未调制的单载波信号作为输入高频信号输入到所述放大器的情况下，以相对于所述控制电压值的输入高频信号基波分量的传递相位特性为基础，并且所述稳态特性补偿电路参考由该稳态特性补偿电路校正后的控制信号，以便根据用于对所述相位分量进行相位校正的所述传递相位特性来读出补偿数据。

根据该配置，除了第五失真补偿电路的效果之外，还能够通过考虑瞬时特性校正相位调制信号来进一步提高补偿准确度。

第十一，本发明的失真补偿电路是一种用于对极化调制系统中放大器输出信号的失真进行补偿的失真补偿电路，其中，根据至少具有基带正交信号的相位分量的信号来执行相位调制，将该相位调制信号作为输入高频信号输入到该放大器，并且通过驱动该放大器的控制电压来合成对应于正交信号的幅度分量的幅度调制，其中，所述失真补偿电路包括：稳态特性补偿电路，其对于每个预定输入高频信号幅度，根据相对于在所述控制电压输入之后处于稳态的控制电压值的传递相位特性存储补偿数据，并且线性化处于稳态的该放大器的输出信号；以及相位补偿电路，其将用于读出所述稳态特性补偿电路中的所述补偿数据的参考信号乘以第二系数。

根据该配置，能够通过简单的配置来调整AM-PM特性。

第十二，本发明的失真补偿电路是第十一失真补偿电路，其中，参考参考信号来乘以第二系数，该参考信号在用于读出稳态特性补偿电路中的补偿数据的参考信号中最大。

根据该配置，除了第十一失真补偿电路的效果之外，还能够进一步提高AM-PM特性的补偿准确度。

第十三，本发明的失真补偿电路是第十二失真补偿电路，其中，所述失真补偿电路还包括幅度确定部分，其计算以恒定间隔采样的控制电压的瞬时幅度值；该幅度确定部分具有下列功能：根据该多个瞬时幅度值设置预定阈值，并确定所述控制信号与之前采样时刻相比的增加或减小；并且，根据由所述幅度确定部分确定的该控制信号的增加或减小，相对于在该控制信号增加期间设置的所述第二系数，减小在该控制信号降低期间设置的所述第二系数。

根据该配置，除了第十二失真补偿电路的效果之外，还可以补偿信号变化点的AM-PM特性的变化。

第十四，本发明的失真补偿电路是第十二失真补偿电路，其中，所述相位补偿电路切换所述第二系数，从而对相位分量与幅度分量之间的同步进行调整。

根据该配置，除了第十二失真补偿电路的效果之外，还能够通过简单的配置来执行对相位信号和幅度信号之间的同步的调整。

第十五，本发明的失真补偿电路是第六至第十三失真补偿电路中的任何一个，其中，所述失真补偿电路还包括幅度确定部分，其计算以恒定间隔采样的所述控制电压的瞬时幅度值，并根据该瞬时幅度值切换所述第一或第二系数。

根据该配置，除了第六至第十三失真补偿电路中任何一个的效果之外，还能够进一步提高补偿准确度。

第十六，本发明的失真补偿电路是第六至第十三失真补偿电路中的任何一个，其中，所述失真补偿电路还包括幅度确定部分，其计算以恒定间隔采样的所述控制电压的瞬时幅度值；所述幅度确定部分具有下列功能：根据该多个瞬时幅度值设置预定阈值，并确定控制信号与之前采样时刻相比的增加或减小；并且，所述失真补偿电路根据由幅度确定部分确定的该控制信号的增加或减小来设置第一或第二系数。

根据该配置，除了第六至第十三失真补偿电路中任何一个的效果之外，还能够进一步提高补偿准确度。

第十七，本发明的失真补偿电路是第一至第十六失真补偿电路中的任何一个，其中，存储在稳态特性补偿电路中的信息是在预定输入高频信号幅度下、相对于在控制电压输入之后处于稳态的控制电压值的输出信号幅度或传递相位特性的逼近多项式。

根据该配置，除了第一至第十六失真补偿电路中任何一个的效果之外，还能够进一步减小补偿数据的量。

第十八，本发明的失真补偿电路是一种用于对极化调制系统中放大器输出信号的失真进行补偿的失真补偿电路，其中，根据至少具有基带正交信号的相位分量的信号来执行相位调制，将该相位调制信号作为输入高频信号输入到该放大器，并且通过驱动该放大器的控制电压来合成对应于正交信号的幅度分量的幅度调制；其中，所述失真补偿电路还包括幅度调整部分，其将所述至少具有该基带正交信号的相位分量的信号乘以第三系数，并调整该信号的幅度。

根据该配置，通过调整放大器的输入高频信号的幅度，能够进一步提高相位调制信号的补偿准确度。

第十九，本发明的失真补偿电路是第六至第十八失真补偿电路中的任何一个，其中，所述失真补偿电路根据传输输出功率切换所述第一、第二或第三系数。

根据该配置，除了第六至第十八失真补偿电路中任何一个的效果之外，还能够根据传输功率选择适当的系数，并且还能够进一步提高补偿准确度。

第二十，本发明的失真补偿电路是第十八失真补偿电路，其中，该失真补偿电路还包括可变频带低通滤波器，并且，根据传输输出功率，切换第三系数和该低通滤波器的频带。

根据该配置，除了第十八失真补偿电路的效果之外，还能够减小放大器输出中的噪声。

第二十一，本发明的失真补偿电路是第二十失真补偿电路，其中，该失真补偿电路还包括：稳态特性补偿电路，其对于每个预定输入高频信号幅度，根据相对于输入所述控制电压之后处于稳态的控制电压值的传递相位特性，存储补偿数据，并且，其对处于稳态的放大器的输出信号进行线性化；以及相位补偿电路，其将用于读出所述稳态特性补偿电路中的补偿数据的参考信号乘以第二系数；并且，所述相位补偿电路参考参考信号乘以第二系数，该参考信号在用于读出稳态特性补偿电路中的补偿数据的参考信号中最大，并且相位补偿电路根据对低通滤波器频带的切换来切换第二系数，从而对相位分量与幅度分量之间的同步进行调整。

根据该配置，除了第二十失真补偿电路的效果之外，还能够通过简单的配置补偿由于切换低通滤波器的频带而导致的幅度信号与相位信号之间同步的丢失。

第二十二，本发明的失真补偿电路是第六、第十一、第十二或第十八失真补偿电路中的任何一个，其中，所述失真补偿电路根据通过检测环境温度而获得的检测信号切换第一、第二或第三系数，从而对输出信号的温度特性进行补偿。

根据该配置，除了第十一、第十二、第十八失真补偿电路中任何一个的效果之外，即使在环境温度变化时，也能够在抑制补偿数据的增加的同时，改进放大器输出信号的响应特性。

第二十三，本发明的失真补偿电路是第六、第十一、第十二或第十八失真补偿电路中的任何一个，其中，所述失真补偿电路根据输入到所述放大器的频率切换该第一、第二或第三系数，从而对所述输出幅度的频率特性进行补偿。

根据该配置，除了第十一、第十二、第十八失真补偿电路中任何一个的效果之外，即使在传输频率发生变化时，也能够在抑制补偿数据的增加的同时，改进放大器的输出信号的响应特性。

第一，本发明的瞬时特性补偿电路是一种用于加速晶体管电路的启动特性的瞬时特性补偿电路，所述晶体管电路通过调整控制电压来控制输出信号幅度，其中，所述瞬时特性补偿电路是乘法电路，其将控制电压乘以第四系数，并且，该乘法电路根据相对于放大器的该控制电压的阶跃响应特性来设置第四系数。

根据该配置，能够通过简单的配置来加速晶体管电路的启动特性。

第二，本发明的瞬时特性补偿电路是第一瞬时特性补偿电路，其中，在阶跃响应特性不过冲的情况下，设置第四系数以相对于输入信号来扩展该第四系数。

根据该配置，除了该第一瞬时特性补偿电路的效果之外，还能够通过更简单的配置来加速晶体管电路的启动特性。

一种斜坡控制电路包括第一或第二瞬时特性补偿电路。

根据该配置，可以通过简单配置来实现加速晶体管电路的启动特性的斜坡控制电路。

本发明的射频通信装置是包括第一到第二十三失真补偿电路中的任何一个、第一或第二瞬时特性补偿电路、或斜坡控制电路。

根据该配置，可以实现高效的低失真发送装置。

附图说明

图1示出本发明第一实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图2示出本发明第一实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图3示出本发明第一实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子的视图；

图4示出在给出了具有使得功率放大器工作在饱和状态的电平的输入高频信号的状态下，相对于控制电压的输出幅度的阶跃响应特性；

图5示出在将第一实施例应用到使用8-PSK调制波的极化调制系统的情况下功率放大器输出的频谱；

图6是示出本发明第二实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图7是示出本发明第二实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图8a是示出本发明第三实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图8b是示出本发明第三实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图9示出功率放大器的AM-AM特性；

图10是示出本发明第三实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子的视图；

图11是示出本发明第四实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图12是示出本发明第四实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图13示出功率放大器的相对于控制电压(稳态)的传递相位特性；

图14是示出本发明第五实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图15是示出本发明第五实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图16是示出本发明第六实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图17是示出本发明第六实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图18是示出本发明第六实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子的视图；

图19是示出本发明第七实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图20是示出本发明第七实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图21示出本发明第七实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子的视图；

图22是示出本发明第八实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图23是示出本发明第八实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图；

图24是示出本发明第八实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子的视图；

图25是示出本发明第九实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图；

图26示出在8-PSK调制期间的幅度信号；

图27示出在相对于经过的时间而逐渐变化(单调上升或下降)的控制电压被施加到功率放大器的情况下的传递相位特性的视图；

图28示出移动站的传输功率调节；

图29示出功率放大器相对于输入高频信号幅度的输出幅度和传递相位特性的视图(控制电压处于稳态)；

图30示出相关预失真系统的方框图；

图31是示出应用了预失真类型的失真补偿的相关极化调制系统的方框图；

图32示出功率放大器相对于控制电压的输出信号幅度特性；

图33示出在相关功率放大器中用于改进相对于控制电压的输出响应特性的装置以及相关功率放大器中的低输出线性化装置；

图34示出用于在信号变化点进行相位补偿的相关装置的方框图；

图35示出功率放大器相对于控制电压(稳态)的传递相位特性。

附图标记和符号说明

1极坐标变换装置

2幅度调制装置

3相位调制装置

4功率放大器

5、5b直角坐标变换装置

6正交调制装置

10、20、30、40、50、60、70、80、90失真补偿电路

11、11b、11c、11d稳态特性补偿电路

12幅度信息校正装置

13第一幅度信息调整部分

14、34瞬时特性补偿电路

15第一系数选择部分

16幅度确定部分

17相位信息校正装置

33第二幅度信息调整部分

35第二系数选择部分

43第三幅度信息调整部分

44相位补偿电路

45第三系数选择部分

53第四幅度信息调整部分

54瞬时特性/相位补偿电路

55第四系数选择部分

71乘法电路

81幅度调整部分

82第五系数选择部分

53b第五幅度信息调整部分

55b第六系数选择部分

91低通滤波器

92频带选择部分

具体实施方式

(第一实施例)

本发明的第一实施例描述了一种方法，其没有被相关技术1至3的任何组合所解决，并且该方法在极化调制系统中实现了对功率放大器相对于控制电压的输出的线性化，且不会产生由于失真补偿数据的增加而引起的电路规模增加。

作为用于实现相对于控制电压的功率放大器的输出线性化的另一种技术，存在一种方法，其执行下述处理：将传输数据与来自功率放大器的输出信号的解调数据进行比较、并更新补偿数据以减小误差(下文中称为自适应处理)。将描述一种方法，其无需使用反馈系统就能实现相对于控制电压的功率放大器输出的线性化，从而避免了功率放大器输出信号的分支(branch)部分所导致的发送装置传输效率降低，而分支部分在用于执行自适应处理的电路配置中是必需的。

图1是示出本发明第一实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图。

如图1所示，本发明第一实施例的极化调制电路包括极坐标变换装置1、失真补偿电路10、幅度调制装置2、相位调制装置3、功率放大器4和直角坐标变换装置5。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，极坐标变换装置1将从发送装置的基带信号生成部分(未示出)输入的直角坐标信号(IQ信号)分离成幅度信息r(t)和具有恒定幅度的相位信息θ(t)。极坐标变换装置1对r(t)进行标准化，以使最大值为1。

失真补偿电路10对幅度信息r(t)和相位信息θ(t)执行预定的失真补偿处理。后面将描述失真补偿电路10的具体操作。

幅度调制装置2根据从失真补偿电路10输出的幅度信息来驱动功率放大器4的控制电压。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，直角坐标变换装置5根据从发送装置的控制部分(未示出)发送的输出幅度信息S2，将从失真补偿电路10输出的相位信息变换成具有恒定幅度的IQ信号(I11(t)，Q11(t))。也就是说，输出幅度信息S2确定等幅IQ信号的幅度值。输出幅度信息S2被设置为使相位调制装置不饱和的值，并且也可以不从发送装置的控制部分发送，而是存储在直角坐标变换装置5中。例如，输出幅度信息S2可以被设置为1，并且可以在相位调制装置3的IQ信号输入部分中配置衰减电路，以使得相位调制装置3不饱和。

相位调制装置3基于直角坐标变换装置5输出的IQ信号(I11(t)，Q11(t))执行相位调制。相位调制装置3还可以包括被配置成具有正交调制装置、被称为偏移PLL系统的相位调制装置。相位调制装置3可以包括被配置成具有分数分频器、被称为分数N PLL系统的相位调制装置。在分数N PLL系统的情况下，相位调制装置3在从失真补偿电路10输出的相位信息θ的基础上、而不是在从直角坐标变换装置5输出的IQ信号(I11(t)，Q11(t))的基础上执行相位调制。

功率放大器4根据作为控制信号的幅度调制装置2的输出信号，在从相位调制装置3输出的相位调制信号上合成幅度调制。

本发明第一实施例的极化调制电路的另一个例子可以包括如图2示出的配置。

图2示出本发明第一实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子。在这个例子的极化调制电路中，配置了正交调制装置6和直角坐标变换装置5b，以取代相位调制装置3和直角坐标变换装置5。

直角坐标变换装置5b将从极坐标变换装置1输出的幅度信息r(t)与从失真补偿电路10输出的相位信息进行合成，以输出IQ信号(I12(t)，Q12(t))。

正交调制装置6根据从直角坐标变换装置5输出的IQ信号(I12(t)，Q12(t))执行正交调制。具有经过正交调制装置6正交调制的幅度分量的高频信号成为功率放大器4的输入信号。在正交调制装置6的IQ信号输入部分中可以配置衰减电路，以使正交调制装置6不饱和。

接下来将详细描述失真补偿电路10。如图1和2所示，失真补偿电路10具有稳态特性补偿电路11、幅度信息校正装置12、具有第一幅度信息调整部分13的瞬时特性补偿电路14、第一系数选择部分15、幅度确定部分16、以及相位信息校正装置17。

传输电平信息S1是在本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，从发送装置的控制部分(未示出)发送的、功率放大器4的传输电平信息。该信息被输入到稳态特性补偿电路11和第一系数选择部分15。对于传输电平信息S1，具体地，将描述本发明的极化调制电路应用于在900MHz GSM频带中以8-PSK调制执行传输的移动站发送装置的情况。在连接到功率放大器4的后级(rear stage)的天线(未示出)的输出端，信息被以2dB的步长限定在33dBm和5dBm之间。也就是说，根据诸如图28所示的移动站发送装置的上行链路的传输功率调节来确定传输电平信息S1。

对于来自功率放大器4的基波分量的输出信号幅度特性和传递相位特性，稳态特性补偿电路11存储相对于输出信号幅度的控制电压的绝对值格式的数据，或者存储预定值(差值格式的数据)，以作为AM-AM特性，其中，在将输入控制信号幅度乘以或除以上述预定值之后，利用输入控制信号来标准化该预定值，从而获得绝对值；并且，在存储器中存储相对于控制电压的传递相位特性数据，作为AM-PM特性。

来自功率放大器4的基波分量的输出信号幅度特性和传递相位特性是在下述情况下获得的特性：将具有预定电平(恒定的值)的未调制的单载波作为高频输入信号输入到功率放大器4，该单载波可以利用网络分析器等获得。

AM-AM和AM-PM特性是在输出信号幅度特性和传递相位特性的采集时间内，在每次切换被设置为恒定值的控制电压(下文中称为稳态控制电压)时获取的特性。

稳态特性补偿电路11中的输入和输出信号的关系分别输出幅度校正信号S11和相位校正信号S12，同时，将输入幅度信息r(t)和来自幅度信息校正装置12的输出信号r11(t)用作地址指定信号。稳态特性补偿电路11根据传输电平信息S1执行标准化AM-AM特性的处理。具体来说，根据最大传输功率，在期望的输出电平上执行对所存储的AM-AM数据中的输出信号幅度的标准化，从而对每个期望的输出电平执行校正，其中，在所述最大传输功率中，考虑了与调制系统相对应的幅度信息的最大值-平均值(峰值因子)。作为标准化的结果，使能将输入幅度信息r(t)用作地址指定信号来访问AM-AM数据。

将这种电路称为稳态特性补偿电路是为了显示出，由于所存储的AM-AM和AM-PM特性是在控制电压输入之后特性稳定到稳态时的特性，即，所存储的AM-AM和AM-PM特性是相对于稳态控制电压的特性，因此根据所述特性执行的特性补偿是对于稳态特性的补偿。

幅度信息校正装置12根据从稳态特性补偿电路11输出的幅度校正信号S11，对从极坐标变换装置1输出的幅度信息r(t)执行校正。

第一幅度信息调整部分13将从幅度信息校正装置12输出的幅度信息r11(t)乘以预定系数信息(func1)，以输出幅度信息r12(t)。

第一系数选择部分15存储与传输电平信息S1相对应的系数信息的表，以便设置第一幅度信息调整部分13的系数信息(func1)。

幅度确定部分16具有对以恒定间隔采样的幅度信息r(t)的瞬时幅度值(|r(t)|)进行计算的功能，并且具有根据多个瞬时幅度值设置预定阈值和确定与之前采样时刻相比幅度信息r(t)的幅度值增加或减小(Δr(t))，由此计算信号变化点的功能。

相位信息校正装置17根据从稳态特性补偿电路11输出的相位校正信号S12，对相位信息θ(t)执行校正。

本发明第一实施例的极化调制电路的再一个例子可以包括图3示出的配置。

图3示出根据本发明第一实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子。这个例子的极化调制电路被配置成从图2的极化调制电路去除了直角坐标变换装置5b和相位信息校正装置17，并且正交调制装置6的输入IQ信号从I12(t)、Q12(t)变成了从发送装置的基带信号生成部分(未示出)输入的IQ信号(I(t)，Q(t))，从而省略了对相位调制信号的相位校正。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，数模转换电路(下文中简称为DA转换器)(未示出)在图1中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级(stage)之间、在直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，在图2中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及在直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间，而在图3中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间和正交调制装置6之前。

接着，将说明本发明第一实施例的失真补偿电路10的操作。首先，在说明失真补偿电路的操作之前，将说明功率放大器相对于控制电压的阶跃响应特性。

图4示出在给出了具有使得功率放大器工作在饱和状态的电平的输入高频信号的状态下，相对于控制电压的输出幅度的阶跃响应特性。在图4中，横坐标表示在将控制信号输入到功率放大器之后经过的时间，而纵坐标表示功率放大器的输出信号的幅度。

如图4所示，当提供给功率放大器的控制电压从0V变化到预定电平时(阶跃响应)，在给出的输入高频信号的电平使得功率放大器工作在饱和状态的状态下，在到达输出幅度稳定的稳态之前，显示出瞬时响应特性。在图4的例子中，示出了相对于两个不同控制电压值(稳态控制电压值)的阶跃响应特性，并且在稳态特性中从功率放大器输出的输出幅度不同。在获取阶跃响应特性期间输入高频信号的幅度是使功率放大器工作在饱和状态的电平，并且是恒定值。在图4示出的两个阶跃响应特性中，较高输出幅度的稳态控制电压值高于较低输出幅度的稳态控制电压值。

接下来将描述一种方法和过程，其在来自功率放大器4的输出信号被分支之后，反馈上述预定电平的瞬时响应部分与预定电平的误差，并无需执行自适应处理而校正该误差。

存储在稳态特性补偿电路11中的数据(AM-AM特性，AM-PM特性)是功率放大器4的输出信号幅度和传递相位旋转量的反控制(anti-control)电压(稳态)特性，其可以通过在优先保证容易地获取数据的同时使用网络分析器、并通过在数据获取期间在多个具有恒定值的稳态控制电压值之间进行切换来获得。当通过参考作为稳态特性的数据来执行失真补偿时，由于图4示出的瞬时响应的影响，从幅度信息校正装置12输出的输出信号r11(t)不能表示期望的输出幅度。

因此，对于在标准无线电系统(例如在背景技术部分作为例子描述的GSM标准)中定义的每个传输输出功率，都预先测量了在提供具有恒定值的控制电压期间功率放大器4的阶跃响应特性，其中，在该恒定值上，经过调制的信号的平均输出电平变成期望的电平。如果阶跃响应特性中的瞬时响应特性处于过冲状态，例如处于图4中的高输出幅度，在这种情况下，第一系数选择部分15将由公式(2)所表示的系数信息(func1)输出到第一幅度信息调整部分13，从而r11(t)和r12(t)具有公式(1)所示的关系。

r11(t)＞r12(t)……(1)

func1＜1……(2)

相反，在瞬时响应特性期间，如在图4的低输出幅度中，响应收敛，并且没有超过预定的值，在这种情况下，第一系数选择部分15将由公式(4)所表示的系数信息(func1)输出到第一幅度信息调整部分13，以使得r11(t)和r12(t)具有公式(3)所示的关系。

r11(t)≤r12(t)……(3)

func1≥1。……(4)

也就是说，在给出具有恒定值的控制电压的情况下，其中，在该恒定值获得传输调制信号中的平均输出幅度，当功率放大器4的启动(starting)特性过冲时，利用稳态特性对其执行了校正的幅度信息r11(t)被压缩，并且，在逆特性的情况下，r11(t)被扩展，从而能够考虑瞬时响应而获得期望的输出幅度。

例如，在GSM系统中，在时隙之间存在不传输调制信号的周期，要求功率放大器在一个时隙周期的开始被激活，并且在一个时隙周期的结尾被停止，并且在一个时隙中的传输输出功率是恒定的。因此，当将本发明的第一实施例的失真补偿电路应用到GSM系统时，可以基于每个时隙的传输电平信息S1来输出系数信息。

通过这种方式，在本发明第一实施例的失真补偿电路中，可以简单地通过在相关的极化调制电路中添加存储与传输电平信息S1相对应的系数信息(func1)的表的第一系数选择部分15，以及乘以该系数信息(func1)的瞬时特性补偿电路14，来执行考虑瞬时响应影响的失真补偿。

也就是说，不再需要在根据相关技术1至3来补偿瞬时响应特性的情况中所必需的时间轴上的大量补偿数据、用于执行复杂控制的控制电路、以及延迟调整电路，从而可以减小电路规模。

图5示出了在将本发明的第一实施例应用于使用8-PSK调制波的极化调制系统的情况下功率放大器输出的频谱。在图5中，横坐标表示频率，纵坐标表示功率电平。当使用本发明第一实施例的失真补偿电路时，可以实现图5的频谱。

如参照图4所描述的，瞬时响应特性根据功率放大器4的输出幅度的绝对值而不同。因此，不仅在根据传输电平信息S1控制传输输出电平(平均电平)的情况下，而且在设置了相同的输出功率的条件下，瞬时响应也可能根据来自幅度调制装置2的输出信号的幅度的绝对值而不同。

因此，最好具有一种配置，其中，预先测量在稳态控制电压电平被设置得比满足传输输出电平调节的稳定控制电压的一组值更加细致的情况下的功率放大器4的阶跃响应特性，并且第一系数选择部分15准备与输入信号(|r(t)|)相对应的表，并根据输入信号在输出的系数信息(func1)之间进行切换。

在本发明的第一实施例中，已经描述了一种方法，其无需对来自功率放大器4的输出信号进行分支，就可以实现相对于控制电压变化的功率放大器4输出的线性化，从而避免了降低发送装置的传输效率。

但是，在允许降低发送装置的传输效率的情况下，或者在用于对来自功率放大器4的输出信号进行分支的电路已经连接到极化调制电路的情况下，利用下述配置也能够达到相同的效果，在该配置中，不配置与传输电平信息S1相对应的表，并且，在由未示出的装置直接监视功率放大器4的输出频谱的相邻信道泄漏功率的同时、或者在监视频谱解调之后的基带信号的同时、或者为了使基带信号与传输数据之间的误差最小化，适当地切换传输电平信息S1。

而且，在功率放大器4的输入高频信号的频率不同、并且环境温度变化的情况下，瞬时响应有可能不同。因此，在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，最好还具有一种配置，其中，在第一系数选择部分15中准备与传输频率和环境温度相对应的表，并且根据从发送装置的控制部分(未示出)发送的传输频率信息、来自温度传感器(未示出)的温度信息、或者来自对例如与温度信息等价的功率放大器的消耗电流(集电极电流等)进行监视的电路的消耗电流信息，来切换输出系数信息(func1)。

在允许降低发送装置的传输效率的情况下，或者在用于对来自功率放大器4的输出信号进行分支的电路已经被连接到极化调制电路的情况下，也可以利用下述配置来达到相同的效果，在所述配置中，不配置与传输功率和环境温度相对应的表以及温度传感器，并且，在由未示出的装置直接监视功率放大器4的输出频谱的相邻信道泄漏功率的同时、或者在监视频谱解调之后的基带信号的同时、或者为了使基带信号与传输数据之间的误差最小化，适当地切换系数信息(func1)。

如上所述，在本发明第一实施例的失真补偿电路中，对于利用稳态特性补偿电路11中所存储的稳态特性中的AM-AM和AM-PM特性的失真补偿来说，将幅度校正之后的幅度信息与表示瞬时响应的系数信息(funcl)相乘。因此，在极化调制系统中，在抑制补偿数据的增加的同时，还能够正确地表示与调制信号相关的幅度信息，或者换句话说，可以实现功率放大器的低失真特性。

在本发明的第一实施例中，作为获得将被存储在稳态特性补偿电路11中的数据的数据源的方法，已经描述了利用网络分析器的情况。但是，功率放大器4的特性当然也可以由其它测量装置获得。

假设稳态特性补偿电路11将AM-AM和AM-PM特性存储为表数据。或者，也可以根据获取的数据进行多项式逼近，并相对于输入端，根据逼近方程输出校正信号。

在上述的本发明第一实施例中，正确表示与数据传输中的调制信号相关的幅度信息的效果已经被描述。或者，也可以相对于从启动所经过的时间来调整表示瞬时响应的系数信息(func1)，以便可以获得另一个效果，即，在保证稳定性的同时，加速执行脉冲操作(burst operation)的功率放大器的启动特性(斜坡(ramp)控制)。

具体来说，如果尽管要求快速启动特性，但是像图4中的低输出幅度那样，在瞬时响应期间，响应收敛但不超过预定的值，在这种情况下，在启动的较早阶段(0至t1)，根据之前获得的相对于控制电压的阶跃响应特性，将由公式(5)表示的系数信息(func1)输出到第一幅度信息调整部分13，以便将比获得预定电平的控制电压高的控制电压施加到放大器。在随后的时间段(t1之后)，将公式(6)表示的系数信息(func1)输出到第一幅度信息调整部分13。例如，可以根据表示放大器的输出幅度的传输电平信息S1来设置系数信息(func1)。

通过这种方式，对于从启动经过的时间，利用系数信息(func1)执行对控制电压的电平调整，从而能够加速功率放大器的启动特性。并且，不需要用于对放大器的输出信号进行反馈的电路。因此，可以避免由于添加反馈电路而导致的振荡，并保证稳定性。

func1＞1……(5)

func1＝1……(6)

因此，可以通过使用本发明第一实施例的失真补偿电路来配置功率放大器的斜坡控制电路。

为了进行高速通信，例如，诸如GSM的蜂窝系统、诸如IEEE802.11a/b/g的无线LAN系统、或UWB(超宽带)，所述电路可以应用于要求脉冲信号的快速启动特性的系统中。

以上描述了功率放大器的启动特性。当然，即使将所述电路用于位于功率放大器前级的放大器，或者用于振荡器，也可以类似地达到加速启动特性地效果。

(第二实施例)

本发明的第二实施例描述了一种方法，该方法已经在本发明的第一实施例中描述过，并且在该方法中，在极化调制系统中，在抑制补偿数据增加的同时，通过根据反映瞬时特性补偿的信号执行相位补偿，来对与调制信号相关的幅度/相位信息进行正确表示。

图6示出本发明第二实施例的极化调制电路的示意配置的例子，图7示出本发明第二实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子。用相同的附图标记来指示与图1和2的极化调制电路相同的部分，在本发明的第一实施例中已经对这些部分进行了描述。

如图6和7所示，在本发明第二实施例的失真补偿电路20中，稳态特性补偿电路11在存储器中以与本发明第一实施例相同的数据格式存储AM-AM和AM-PM特性，并输出相位补偿信号S22，同时将来自第一幅度信息调整部分13的输出信号r12(t)设置为地址指定信号。产生幅度校正信号S11的方法与本发明第一实施例相同，因此省略对它的描述。

相位信息校正装置17根据从稳态特性补偿电路11输出的相位补偿信号S22对相位信息θ(t)执行校正，并在校正之后将相位信息θ2(t)输出到直角坐标变换装置5或直角坐标变换装置5b。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图6的直角坐标变换装置5将I21(t)和Q21(t)输出到相位调制装置3。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图7的直角坐标变换装置5b将I22(t)和Q22(t)输出到正交调制装置6。

也就是说，与图1和2示出的失真补偿电路10相比，该失真电路的不同之处在于，当访问AM-PM数据时，失真补偿电路10的稳态特性补偿电路11将r11(t)设置为地址指定信号，而相反地，失真补偿电路20的稳态特性补偿电路11将r12(t)设置为地址指定信号。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，DA转换器(未示出)在图6中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间，以及在直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，并且在图7中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间和直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间。

根据该配置，在将要访问存储在稳态特性补偿电路11中的AM-PM数据的情况下，将地址指定信号设置为幅度信息r12(t)，其中，在该幅度信息r12(t)中考虑了当控制电压波动时输出信号的瞬时响应特性，此时，在相位校正数据中也可以考虑控制电压波动期间的瞬时响应特性。

如上所述，在本发明第二实施例的失真补偿电路中，对于利用稳态特性补偿电路11中存储的稳态特性中的AM-AM和AM-PM特性的失真补偿来说，在产生相位校正信号时，通过将幅度校正之后的幅度信息乘以表示瞬时响应的系数信息(funcl)而获得的信号被设置为地址指定信息。因此，在该极化调制系统中，在抑制补偿数据增加的同时，还能够正确表达与调制信号相关的幅度/相位信息，或者换句话说，能够实现功率放大器的低失真特性。

(第三实施例)

本发明的第三实施例描述了一种与本发明第一实施例不同的方法，所涉及的方法在极化调制系统中无需使用反馈系统就可实现相对于控制电压的功率放大器的输出的线性化，从而避免了功率放大器的输出信号的分支部分所导致的发送装置传输效率降低，而在用于执行将传输数据与功率放大器输出信号的解调数据进行比较、并更新补偿数据以便减小误差的处理(下文中成为自适应处理)的电路中，则需要该功率放大器输出信号的分支部分。

此外，该实施例描述了一种方法，其容易地调整功率放大器的AM-AM特性的倾角，以便对功率放大器等的频率和温度特性进行补偿。

图8a示出本发明第三实施例的极化调制电路的示意配置的例子，图8b示出本发明第三实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子。用相同的附图标记来指示与图1或2的极化调制电路重复的部分，这些部分在本发明的第一实施例中已经做了描述。

如图8(a)和8(b)所示，本发明第三实施例的失真补偿电路30包括第二幅度信息调整部分33、具有第二幅度信息调整部分33的瞬时特性补偿电路34、以及第二系数选择部分35，以取代图1或图2的失真补偿电路10中的第一幅度信息调整部分13、具有第一幅度信息调整部分13的瞬时特性补偿电路14和第一系数选择部分15。

第二幅度信息调整部分33将幅度信息r(t)乘以预定系数信息(func2)以输出幅度信息r31(t)。

第二系数选择部分35存储与发送电平信息S1相对应的系数信息的表，以便设置第二幅度信息调整部分33的系数信息(func2)。

稳态特性补偿电路11以与本发明第一实施例相同的数据格式在存储器中存储AM-AM和AM-PM特性，并输出幅度校正信号S31和相位校正信号S32，同时将来自第二幅度信息调整部分33的输出信号r31(t)和来自幅度信息校正部分12的输出信号r32(t)设置为地址指定信号。

相位信息校正装置17根据从稳态特性补偿电路11输出的相位补偿信号S32对相位信息θ(t)执行校正，并在校正之后，将相位信息θ3(t)输出到直角坐标变换装置5或直角坐标变换装置5b。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图8(a)的直角坐标变换装置5将I31(t)和Q31(t)输出到相位调制装置3。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图8(b)的直角坐标变换装置5b将I32(t)和Q32(t)输出到正交调制装置6。

接下来，将描述一种校正方法和过程，其考虑了在高速驱动控制电压的情况下的瞬时响应。

第二系数选择部分35预先测量在提供控制电压期间功率放大器4的阶跃响应特性，并且，在瞬时响应特性像图4的高输出幅度那样处于过冲状态时，将由公式(8)表示的系数信息(func2)输出到第二幅度信息调整部分33，以使得r(t)和r31(t)具有公式(7)所示的关系。相反，如果像图4中的低输出响应那样，在瞬时响应期间响应收敛且不超过预定值，在这种情况下，第二系数选择部分将公式(10)所表示的系数信息(func2)输出到第二幅度信息调整部分33，以使得r(t)和r31(t)具有公式(9)所示的关系。

r(t)＞r31(t)……(7)

func2＜1……(8)

r(t)≤r31(t)……(9)

func2≥1……(10)

通过这种方式，当地址指定信号在将要访问存储在稳态特性补偿电路11中存储的AM-AM数据的情况下被设置为幅度信息r31(t)时，其中，该幅度信息r31(t)中考虑了在控制电压波动时输出信号的瞬时响应特性，则即使在控制电压被以高速驱动时，也可以获得期望的功率放大器4的输出。

这里，将利用功率放大器4的AM-AM特性来描述将系数信息(func2)与地址指定信号相乘的装置。

图9示出功率放大器4的AM-AM特性的例子。这些特性根据功率放大器4的器件配置和结构而变化。

在图9中，横坐标表示利用稳态控制电压标准化的标准化控制电压，其中，在该稳定控制电压获得输出幅度的最大值，图9中的纵坐标表示功率放大器4的输出幅度电压。图9中虚线的特性是相对于稳态控制电压的输出幅度特性，而图9中由实线示出的特性(A)和(B)是通过执行考虑了瞬时响应特性的校正而获得的特性。

AM-AM特性补偿的概念是确定控制电压，以便利用功率放大器4的输出来表示调制信号的幅度分量，其中，该控制电压被给出以作为功率放大器4的控制电压。因此，在要表示诸如图26所示的调制信号的幅度分量的情况下，通过将幅度分量乘以预定值来执行标准化，然后使得参考(reference)与图9的纵坐标所表示的输出幅度电压轴重合。参考的重合意味着幅度信号的最大值与功率放大器4的输出幅度的最大值重合。在参考值重合之后，根据信号幅度在每个预定时间间隔的幅度值来获得达到幅度值的控制电压值，或者换句话说，与图9的纵坐标垂直地延长幅度值，然后获得与特性曲线的交叉点的横坐标的控制电压值，由此获得校正后的控制电压。

特性(A)示出了在瞬时响应特性处于像图4的高输出幅度那样的过冲状态的情况下的校正的概念。也就是说，在瞬时特性显示过冲状态的情况下，执行处理以减小比稳态特性的输出幅度大的输出幅度，因此，该校正等价于根据其倾角大于稳态特性曲线的特性曲线的校正。

其次，特性(B)示出了当瞬时响应特性如图4中的低输出幅度那样时，响应收敛且不超过预定值的情况下的校正的概念。也就是说，如果在瞬时响应周期中，响应收敛且不超过预定值，则在这种情况下执行对比稳态特性的输出幅度大的输出幅度进行放大的处理，因此，该校正等价于根据其倾角小于稳态特性曲线的特性曲线的校正。

优选地，按照与第一系数选择部分15相同的方式，第二系数选择部分35具有如下配置：准备与输入信号(|r(t)|)相对应的表，对根据输入信号而输出的系数信息(func2)进行切换，或者第二系数选择部分35具有如下配置：在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，准备与传输频率和环境温度相对应的表，并根据从发送装置的控制部分(未示出)发送的传输频率信息、来自温度传感器(未示出)的温度信息、或者来自对例如等价于温度信息的功率放大器的消耗电流(集电极电流等)进行监视的电路的消耗电流信息来切换输出系数信息(func2)。

在本发明的第三实施例中，为了避免降低发送装置的传输效率，无需对来自功率放大器4的输出信号进行分支而能实现相对于控制信号的变化的功率放大器4的输出的线性化的方法已经被描述。但是，在允许降低发送装置的传输效率的情况下，或者在用于对来自功率放大器4的输出信号进行分支的电路已经连接到极化调制电路的情况下，利用如下配置也能得到相同的效果，在该配置中，不配置与传输电平信息S1、传输频率和环境温度相对应的表和温度传感器，并且在由未示出的装置直接监视功率放大器4的输出频谱的相邻信道泄漏功率的同时、或者在监视解调频谱之后的基带信号的同时、或者为了使基带信号与传输数据之间的误差最小化，对系数信息(func2)适当地进行切换。

以上，作为瞬时特性补偿电路34的效果，描述了一种方法，其通过改进在施加控制电压时的阶跃响应特性来实现相对于控制电压的功率放大器的输出的线性化。

接下来将描述一类方法，其简单地调整功率放大器的AM-AM特性的倾角，以便补偿功率放大器的频率和温度特性。

在功率放大器4的输入高频信号的频率不同的情况下，以及在环境温度变化的情况下，存在一种可能性，即，除了瞬时响应特性，例如功率放大器的AM-AM特性的倾角本身也会变化。

但是，构成瞬时特性补偿电路34的第二幅度信息调整部分33的乘法处理等价于对AM-AM特性的倾角的调整。因此，该处理可以用作调整AM-AM特性的倾角的方法，并且其同样具有改进频率和温度特性的效果。

也就是说，可以通过如下配置来改进频率和温度特性，在该配置中，准备系数信息(func2)的表，以便表示AM-AM特性相对于传输频率和环境温度的变化，并且，在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，根据从发送装置的控制部分(未示出)发送的传输频率信息、来自温度传感器(未示出)的温度信息、或者来自对例如与温度信息等价的功率放大器的消耗电流(集电极电流等)进行监视的电路的消耗电流信息，来对系数信息(func2)进行切换。

在允许降低发送装置的传输效率的情况下，或者在用于对来自功率放大器4的输出信号进行分支的电路已经连接到极化调制电路的情况下，利用下述配置也能够达到相同的效果，在该配置中，不配置与传输频率和环境温度相对应的表和温度传感器，并且，在由未示出的装置直接监视功率放大器4的输出频谱的相邻信道泄漏功率的同时、或者在监视频谱解调之后的基带信号的同时、或者为了使基带信号与传输数据之间的误差最小化，适当地对系数信息(func2)进行切换。

本发明第三实施例的极化调制电路的另一个例子可以具有如图10所示的配置。图10示出本发明第三实施例的极化调制电路的示意配置的再一个例子。这个例子的极化调制电路被配置成从图8(b)中去除直角坐标变换装置5b和相位信息校正装置17，并将正交调制装置6的输入IQ信号从I32(t)、Q32(t)变成从发送装置的基带信号生成部分(未示出)输入的IQ信号(I(t)，Q(t))，从而省略了对相位调制信号的相位校正。也就是说，本发明第三实施例示出的发明仅对功率放大器4涉及控制电压的一部分进行补偿。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，DA转换器(未示出)在图8(a)中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间和直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，在图8(b)中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间和直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间，在图10中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间，以及在正交调制装置6之前。

如上所述，根据本发明的第三实施例，对于利用稳态特性补偿电路11中存储的稳态特性中的AM-AM和AM-PM特性的失真补偿来说，在产生相位校正信号时，将地址信息乘以表示瞬时响应的系数信息(func2)，从而，在极化调制系统中，在抑制补偿数据增加的同时，还能够正确表示与调制信号相关的幅度/相位信息，或者换句话说，能够实现功率放大器的低失真特性。

在上述本发明的第三实施例中，已经描述了正确表示数据传输中与调制信号相关的幅度信息的效果。当然，通过调整相对于启动时间的表示瞬时响应的系数信息(func2)，还能够稳定执行脉冲操作的功率放大器的启动特性(斜坡控制)。因此，可以通过使用本发明第三实施例的失真补偿电路来配置功率放大器的斜坡控制电路。

如上所述，在本发明的第三实施例中，由第二幅度信息调整部分33执行的乘法处理等价于调整特性曲线的倾角的处理。因此，当然地，如果对存储在稳态特性补偿电路11中的数据预先执行由第二幅度信息调整部分33所执行的乘法处理，则也能够达到相同的效果。

(第四实施例)

本发明的第四实施例描述了一种方法，其不能被相关技术4所解决，并且，其在极化调制系统中补偿在信号变化点的相位特性的变化，却无需使用反馈系统。

图11和图12示出本发明第四实施例的极化调制电路的示意配置。用相同的附图标记来指示与图1或2的极化调制电路重复的部分，这些部分在本发明的第一实施例中已经做了描述。

如图11和12所示，本发明第四实施例的失真补偿电路40包括第三幅度信息调整部分43、具有第三幅度信息调整部分43的相位补偿电路44、以及第三系数选择部分45，以取代图1或2中的失真补偿电路10的第一幅度信息调整部分13、具有第一幅度信息调整部分13的瞬时特性补偿电路14、和第一系数选择部分15。

第三幅度信息调整部分43将来自幅度信息校正装置12的输出信号r11(t)乘以预定系数信息(func3)，以输出幅度信息r4(t)。

第三系数选择部分45设置第三幅度信息调整部分43的系数信息(func3)。

稳态特性补偿电路11在存储器中以与本发明第一实施例相同的数据格式存储AM-AM和AM-PM特性，并输出相位校正信号S42，同时将来自第三幅度信息调整部分43的输出信号r4(t)用作地址指定信号。产生幅度校正信号S11的方法与本发明第一实施例相同，因此省略对它的描述。

相位信息校正装置17根据从稳态特性补偿电路11输出的相位校正信号S42对相位信息θ(t)执行校正，并在校正之后将相位信息θ4(t)输出到直角坐标变换装置5或5b。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图11的直角坐标变换装置5将I41(t)和Q41(t)输出到相位调制装置3。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图12的直角坐标变换装置5b将I42(t)和Q42(t)输出到正交调制装置6。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，DA转换器(未示出)在图11中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间以及直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，并且在图12中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间以及直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间。

接下来描述相对于放大器的控制电压的传递相位特性。

如在背景技术部分已经对其进行了描述的图27所示，取决于功率放大器4和幅度调制装置2的特性，在控制信号增加的情况下和控制信号降低的情况下，传递相位特性有所不同。因此，为了减小校正误差，相位校正必须考虑上升特性和下降特性两者来执行。

为了正确表示调制信号，举例来说，在图27中，在r11(t)的动态范围为标准化控制电压的0.4至1.0的情况下，当根据上升特性曲线(实线)执行相位校正时，在控制电压的最大和最小值之间执行了大约11°的相位校正。相反，在根据下降特性曲线(虚线)的相位校正的情况下，在相同的范围内执行了大约8°的校正。如果在幅度信息r(t)的幅度处于下降方向的情况下，参照上升特性曲线来执行相位校正，则会导致校正误差。

作为减小校正误差的一个简单的方法，考虑到将上升和下降特性曲线进行平均(根据需要进行加权)。在本实施例中，考虑到上升和下降特性不容易获得，因此将描述一种方法，其通过利用相对于处于稳态的控制电压的输出幅度和相位特性来按照上升和下降特性执行校正。

图13示出在输入控制电压之后，相对于稳态控制电压的传递相位特性。在图13中，横坐标表示标准化控制电压，纵坐标表示传递相位旋转量。图中的实线示出了在所提供的输入高频信号幅度具有使功率放大器4工作在饱和状态的电平的条件下，相对于控制电压幅度的传递相位特性。其数据可以通过使用例如网络分析器来获得。

当控制电压的变化率降低时，图27示出的上升特性曲线变得接近于图13示出的特性。因此，在本发明的第四实施例中，将参照图27中实线示出的上升特性曲线，以作为图13示出的稳态特性曲线来进行描述。

下文中，将描述根据本发明第四实施例的失真补偿电路40的操作。

将考虑这样的情况：其中，例如，与上面的例子相同，当r11(t)的所需动态范围为标准化控制电压的0.4至1.0时，通过参考标准化控制电压1.0、在横坐标(控制电压)的方向上压缩(例如，20％的压缩比)动态范围来执行相位校正。

在压缩之后，动态范围为0.52至1.0。在控制电压的最大和最小值之间执行了8°的相位校正，并且使得特性曲线接近于下降特性曲线。因此，在调整系数信息(func3)时，可以根据上升特性曲线来获得与平均值相对应的曲线和与下降特性曲线相对应的曲线。

在本发明的第四实施例中，第三幅度信息调整部分43对从幅度信息校正装置12输出的输出信号r11(t)执行上述压缩，并在压缩之后将幅度信息r4(t)作为地址指定信号输出到稳态特性补偿电路11。稳态特性补偿电路11被配置成输出相位校正信号S42，以在相位信息校正装置17中对相位信息θ(t)执行相位校正。

图13和27的标准化的控制电压的标准化的参考点(1.0)是输出预定传输电平的最大幅度时的控制电压。稳态特性补偿电路11根据传输电平信息S1执行对控制电压的标准化。

已经描述了不管幅度信息r(t)的瞬时幅度值如何，系数信息(func3)都是恒定的情况。当根据从幅度确定部分16输出的|r(t)|调整系数信息(func3)时，可以从上升特性曲线更准确地表示下降特性曲线。优选地，第三系数选择部分45被配置成预先存储与|r(t)|相对应的系数信息(func3)，并根据|r(t)|来切换系数信息(func3)。并且，下述配置也是有效的：预先存储与发送电平信息S1相对应的系数信息(func3)，并根据发送电平信息来切换系数信息(func3)。

当根据幅度信息r(t)的增加或降低(Δr(t))来切换系数信息(func3)时，可以更准确地表示输出相位相对于控制电压的上升和下降特性。更具体地说，本实施例被配置成在第三系数选择部分45中预先存储与Δr(t)相对应的系数信息(func3)，并根据Δr(t)来切换系数信息(func3)。

并且，在功率放大器4的输入高频信号的频率不同的情况下，以及在环境温度变化的情况下，瞬时响应特性可能不同。因此，在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，最好还具有一种配置，其中，在第三系数选择部分45中准备与传输频率和环境温度相对应的表，并且根据在本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下从发送装置的控制部分(未示出)发送的传输频率信息、来自温度传感器(未示出)的温度信息、或者来自对例如与温度信息等价的功率放大器的消耗电流(集电极电流等)进行监视的电路的消耗电流信息，来切换输出系数信息(func3)。

在本发明的第四实施例中，已经描述了一种方法，在该方法中，为了避免降低发送装置的传输效率，不对来自功率放大器4的输出信号进行分支。但是，在允许降低发送装置的传输效率的情况下，或者在用于对来自功率放大器4的输出信号进行分支的电路已经连接到极化调制电路的情况下，下述配置也能够达到相同的效果，在该配置中，不配置与传输频率和环境温度相对应的表以及温度传感器，并且，在由未示出的装置直接监视功率放大器4的输出频谱的相邻信道泄漏功率的同时、或者在监视频谱解调之后的基带信号的同时、或者为了使基带信号与传输数据之间的误差最小化而适当地切换系数信息(func3)。

如上所述，在本发明第四实施例的失真补偿电路中，对于利用稳态特性补偿电路11中存储的稳态特性中的AM-AM和AM-PM特性的失真补偿来说，将在产生相位校正信号时的地址指定信号与系数信息(func3)相乘，该系数信息(func3)表示了相对于上升/下降控制信号的AM-PM特性的差异，从而，在极化调制系统中，在抑制补偿数据增加的同时，还能够正确地表示相位信息，或者换句话说，即使在调制信号的信号变化点发生了相位变化，也能够实现功率放大器的低失真特性。

对于相关技术4中的问题，即，延迟装置和反馈系统来说，在本发明的第四实施例中，前者是不需要的，而后者也不是必需的。因此，通过在信号变化点对AM-PM特性进行补偿，与相关技术4相比，能够减小电路规模。

本发明第四实施例的失真补偿所使用的系数信息(func3)表示了相对于上升/下降控制信号的AM-PM特性的差异，当将该失真补偿应用于图1和2的本发明的第一实施例、图6和7的本发明的第二实施例、以及图8(a)和8(b)的本发明的第三实施例时，能够实现进一步的功率放大器的低失真特性。

在本发明的第四实施例中，作为获得存储在稳态特性补偿电路11中的数据的数据源的方法，已经描述了利用网络分析器的情况。但是，功率放大器4的特性当然也可以由其它测量装置获得。

在本发明的第四实施例中，已经描述了调整AM-PM特性的方法。调整AM-PM特性与调整幅度信号和相位信号之间的同步具有相同的功能。因此，在切换系数信息(func3)时，也可以将本实施例用于调整幅度信号与相位信号之间的同步。在对调整AM-PM特性的方法进行的描述中，已经使用了压缩控制电压所需的动态范围的例子。当然，在调整同步的过程中，不仅存在压缩的情况，而且还存在扩展的情况。

(第五实施例)

本发明的第五实施例描述了一种没有被相关技术4所解决的方法，在极化调制系统中，该方法对信号变化点的相位特性的变化进行补偿而无需使用反馈系统，并且该方法与本发明的第四实施例不同。

图14和15示出本发明第五实施例的极化调制电路的示意配置。用相同的附图标记来指示与图8(a)和8(b)重复的部分，这些部分在本发明的第一实施例中已经做了描述。

如图14和15所示，本发明第五实施例的失真补偿电路50包括稳态特性补偿电路11b、第四幅度信息调整部分53、具有第四幅度信息调整部分53的瞬时特性/相位补偿电路54、以及第四系数选择部分55，以取代图8(a)和8(b)的失真补偿电路30的稳态特性补偿电路11、第二幅度信息调整部分33、具有第二幅度信息调整部分33的瞬时特性补偿电路34、以及第二系数选择部分35。

第四幅度信息调整部分53将幅度信息r(t)乘以两个预定的独立系数信息(func2)和系数信息(func4)，以输出幅度信息r31(t)和幅度信息r51(t)。

第四系数选择部分55设置第四幅度信息调整部分53的两个独立的系数信息(func2)和系数信息(func4)。

与本发明第一实施例的稳态特性补偿电路11相同，稳态特性补偿电路11b存储相对于输出信号幅度的控制电压的绝对值格式的数据，或者存储预定值(差值格式的数据)，以作为AM-AM特性，其中，在将输入控制信号幅度乘以或除以上述预定值之后，利用输入控制信号标准化该预定值，以便在将未调制的单载波作为高频输入信号输入到功率放大器4的情况下，从相对于功率放大器4的控制电压(稳态)的、基波分量输出信号幅度特性和传递相位特性，获得绝对值；其中，所述未调制的单载波可以利用网络分析仪等获得，并且具有恒定电平(恒定值)。

根据相对于控制电压的输出信号幅度特性和传递相位特性，以与本发明第一实施例的稳态特性补偿电路11中相对于控制电压的传递相位特性数据的格式不同的格式来存储AM-PM特性，或者换句话说，以相对于输出信号幅度的传递相位特性数据的格式来存储该AM-PM特性。这等价于将图13的横坐标替换为输出信号幅度的情况。

稳态特性补偿电路11b的输入和输出信号关系输出幅度校正信号S31和相位校正信号S52，同时将第四幅度信息调整部分53输出的幅度信息r31(t)和r51(t)用作地址指定信息。稳态特性补偿电路11b根据传输电平信息S1执行对AM-AM和AM-PM特性的标准化处理。

具体来说，根据最大传输功率，在期望的输出电平上执行对所存储的AM-AM数据和AM-PM数据中的输出信号幅度的标准化，从而对每个期望的输出电平执行了校正，其中，在所述最大传输功率中，考虑了与调制系统相对应的幅度信息的最大值-平均值(峰值因子)。作为标准化的结果，使能了将幅度信息r31(t)和r35(t)用作地址指定信号来访问AM-AM数据和AM-PM数据。

相位信息校正装置17根据从稳态特性补偿电路11b输出的相位补偿信号S52，对相位信息θ(t)执行校正，并在校正之后将相位信息θ5(t)输出到直角坐标变换装置5或5b。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图14的直角坐标变换装置5将I51(t)和Q51(t)输出到相位调制装置3。

通过与本发明第一实施例相同的操作，图15的直角坐标变换装置5b将I52(t)和Q52(t)输出到正交调制装置6。

DA转换器(未示出)在图14中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间、以及直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，并且在图15中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间、以及直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间。

如上所述，与本发明的第三实施例相比，在本发明的第五实施例中，在产生相位校正信号时给出地址指定信号的方式不同，并且，由于这一变化，存储到稳态特性补偿电路中的AM-AM特性的数据格式也有所不同。这里将仅描述与本发明第三实施例不同的部分，省略对相同部分的描述。

本发明的第五实施例描述了一种方法，其与本发明第四实施例不同，并且在该方法中，相位校正是考虑了上升和下降特性两者而执行的，这是因为，如在本发明第四实施例中所描述的，由于功率放大器4和幅度调制装置2的特性，在控制信号增加的情况下和在控制信号降低的情况下，传递相位特性不同。

在本发明的第五实施例中，获得与输出信号幅度相对应的幅度信号r(t)、并将该r(t)乘以预定常数(func4)以压缩幅度信号的动态范围的配置与压缩地址指定信号的动态范围的本发明第四实施例具有相同的效果。

对于相关技术4中的问题，即，延迟装置和反馈系统来说，在本发明的第四实施例中，前者是不需要的，而后者也不是必需的。因此，通过在信号变化点对AM-PM特性进行补偿，与相关技术4相比，能够减小电路规模。

接下来将具体描述本发明第五实施例的压缩方法。

在本发明的第四实施例中，参照标准化控制电压的所需动态范围的最大值，在该最大值的方向上执行压缩。在本发明的第五实施例中，用与输出信号幅度相对应的幅度信号r(t)来代替标准化控制电压。也就是说，幅度信号r(t)被乘以公式(11)表示的系数信息(func4)，以便参照幅度信号r(t)的所需动态范围的最大值，在该最大值的方向上执行压缩。

func4＜1……(11)

如上所述，根据本发明的第五实施例，对于利用稳态特性补偿电路11b中所存储的稳态特性中的AM-AM和AM-PM特性的失真补偿来说，在产生相位校正信号时，将幅度校正信号与地址指定信号乘以系数信息(func2)和表示瞬时响应和信号变化点特性的系数信息(func4)，从而，在该极化调制系统中，在抑制补偿数据的增加的同时，还能够正确表示与调制信号相关的幅度/相位信息，或者换句话说，可以实现功率放大器的低失真特性。

在本发明的第五实施例中，已经描述了正确表示数据传输中与调制信号相关的幅度信息的效果。当然，通过调整表示相对于启动时间的瞬时响应的系数信息(func2)，还能够稳定执行脉冲操作的功率放大器的启动特性(斜坡控制)。因此，可以通过使用本发明第五实施例的失真补偿电路来配置功率放大器的斜坡控制电路。

在本发明的第五实施例中，对存储在稳态特性补偿电路11b中的数据预先执行由第四幅度信息调整部分53执行的乘法处理，当然也能够达到相同的效果。

在本发明的第五实施例中，已经描述了调整AM-PM特性的方法。对AM-PM特性的调整具有与调整幅度信号和相位信号之间的同步相同的功能。因此，在切换系数信息(func4)时，也可以将本实施例用于对幅度信号和相位信号之间的同步进行调整。在对调整AM-PM特性的方法的描述中，已经使用了压缩控制电压的所需动态范围的例子。当然，在对同步的调整中，不仅有可能出现压缩的情况，还有可能出现扩展的情况。

(第六实施例)

本发明的第六实施例示出可以配置本发明第一实施例的极化调制电路和本发明第五实施例的极化调制电路的组合。

图16和17示出本发明第六实施例的极化调制电路的示意配置。用相同的附图标记来指示与图1、2、14和15重复的部分，这些部分在本发明的第一和第五实施例中已经做了描述。

如图16和17所示，本发明第六实施例的失真补偿电路除了图15的电路配置之外，还包括图1和2所示出的第一幅度信息调整部分13、具有第一幅度信息调整部分13的瞬时特性补偿电路14、和第一系数选择部分15。

第一幅度信息调整部分13将来自幅度信息校正装置12的输出信号r32(t)乘以预定系数信息(func1b)，以便将幅度信息r61(t)输出到幅度调制装置2。对系数信息(func1b)的设置原理与本发明第一实施例中的系数信息(func1)相同，因此省略对其的描述。

在失真补偿电路60中，功率放大器4的AM-AM特性的瞬时响应校正参数被分散到第一幅度信息调整部分和第四幅度信息调整部分，从而，其比本发明的第一和第五实施例更能够减小校正误差。

本发明第六实施例的极化调制电路的另一个例子可以具有图18所示的配置。图18是示出本发明第六实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图。该例子的极化调制电路被配置成从图17去除了直角坐标变换装置5b和相位信息校正装置17，并将正交调制装置6的输入IQ信号从I52(t)、Q52(t)变成了从发送装置的基带信号生成部分(未示出)输入的IQ信号(I(t)，Q(t))，从而省略了对相位调制信号的相位校正。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况下，DA转换器(未示出)在图16中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，在图17中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间，并且在图18中被放置在第一幅度信息调整部分13和幅度调制装置2的电路级之间和正交调制装置6之前。

(第七实施例)

本发明的第七实施例描述了一种方法，其涉及设置功率放大器4的输出功率电平的方法，并且其与本发明第一到第六实施例不同。

图19和20是示出本发明第七实施例的极化调制电路的示意配置的视图。用相同的附图标记来指示与图16和17重复的部分，这些部分在本发明的第六实施例中已经做了描述。

如图19和20所示，本发明第七实施例的失真补偿电路70包括稳态特性补偿电路11c，以代替图16和17中的稳态特性补偿电路11b，并且还包括乘法电路71。

乘法电路71获得电平控制系数(S1/S0)，其是通过将传输电平信息S1除以传输电平信息S1的参考值S0而获得的。电平控制系数被乘到极坐标变换装置1的输出幅度信息r(t)，以输出在其上叠加了传输电平信息的幅度信息r71(t)。

第四幅度信息调整部分53将幅度信息r71(t)乘以两个预定的独立的系数信息(func5)和系数信息(func6)，以输出幅度信息r72(t)和幅度信息r73(t)。对于系数信息(func5)和系数信息(func6)的设置分别与系数信息(func2)和系数信息(func4)的设置方法相同，因此省略对它们的描述。

稳态特性补偿电路11c将与最大传输功率S0b(当S0以dB为单位时，S0b＝S0+3.2[dB])相对应的AM-AM和AM-PM特性设置为所存储数据的地址指定信号的参考，在所述最大传输功率S0b中，例如，相对于传输电平信息的参考值S0，考虑了每个调制系统的峰值因子(例如，在8-PSK调制中的3.2[dB])。在存储器中，存储与本发明第五实施例的稳态特性补偿电路11b相同数据格式的数据，即，相对于输出信号幅度的控制电压的绝对值格式的数据以作为AM-AM特性数据，或预定值(差值格式的数据)，其中，在将输入控制信号幅度乘以或除以上述预定值之后，利用该输入控制电压对该预定值进行标准化，以便获得绝对值。此外，作为AM-PM特性，将相对于输出信号幅度的传递相位特性数据的格式的数据存储在存储器中。稳态特性补偿电路11c中的输入和输出信号关系输出幅度校正信号S71和相位校正信号S72，同时，利用从第四幅度信息调整部分53输出的r72(t)和r73(t)作为地址指定信号。

幅度信息校正装置12根据从稳态特性补偿电路11c输出的幅度校正信号S71，对从乘法电路71输出的幅度信息r71(t)执行校正，并输出幅度信息r74(t)。

第一幅度信息调整部分13将从幅度信息校正装置12输出的幅度信息r74(t)乘以预定的系数信息(func1c)，以输出幅度信息r75(t)。系数信息(func1c)的设置原理与本发明第一实施例中的系数信息(func1)相同，因此省略对其的描述。

幅度确定部分16具有下列功能：计算以恒定间隔采样的幅度信息r71(t)的瞬时幅度值(|r71(t)|)、根据多个瞬时幅度设置预定阈值并确定幅度信息r71(t)与之前的采样时刻相比的增加或降低(Δr71(t))。

相位信息校正装置17根据从稳态特性补偿电路11输出的相位补偿信号S72对相位信息θ(t)执行校正，并在校正之后将相位信息θ5(t)输出到直角坐标变换装置5或5b。

利用与本发明第一实施例相同的操作，图19的直角坐标变换装置5将I71(t)和Q71(t)输出到相位调制装置3。

利用与本发明第一实施例相同的操作，图20的直角坐标变换装置5b将I72(t)和Q72(t)输出到正交调制装置6。

如上所述，本发明的第七实施例描述了一种设置功率放大器4的输出电平的方法，特别地，其描述了一种与本发明的第一至第六实施例中的设置输出电平的方法不同的方法。具体来说，在本发明的第一至第四实施例以及本发明的第五和第六实施例中，稳态电路补偿电路11或11b从与传输电平信息S1相对应的期望输出电平(平均功率)获得考虑了每个调制系统的幅度信息的最大值-平均值(峰值因子)的最大传输功率，并参考该最大传输功率对所存储的数据执行标准化，从而对每个期望的输出电平执行校正。相反，本发明的第七实施例的区别在于，存储在稳态特性补偿电路11c中的数据本身是考虑了功率控制而配置的，并且通过利用幅度信息(r72(t)，r73(t))作为地址执行信号来执行在期望输出电平的失真补偿，其中，在所述幅度信息(r72(t)，r73(t))之上叠加了使用该电平控制系数的传输电平信息。

本发明第七实施例的极化调制电路的另一个例子可以具有图21所示的配置。图21是示出本发明第七实施例的极化调制电路的示意配置的另一个例子的视图。该例子的极化调制电路被配置成从图20去除了直角坐标变换装置5b和相位信息校正装置17，并将正交调制装置6的输入IQ信号从I72(t)、Q72(t)变成了从发送装置的基带信号生成部分(未示出)输入的IQ信号(I(t)，Q(t))，由此省去了相位校正信号的校正。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置时，DA转换器(未示出)在图19中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及直角坐标变换装置5与相位调制装置3的电路级之间，在图20中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及直角坐标变换装置5b与正交调制装置6的电路级之间，并且在图21中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及正交调制装置6之前。

(第八实施例)

本发明的第八实施例描述了一种可以改进控制准确度方法，该控制准确度在相关技术5中示出，并且其是功率放大器在低输出功率期间的输出线性化技术中的一个问题。

图22和23是示出本发明第八实施例的极化调制电路的示意配置的视图。用相同的附图标记来指示与图19和20相同的部分，在本发明的第七实施例中已经对这些部分进行了描述。

如图22和23所示，本发明第八实施例的失真补偿电路80包括稳态特性补偿电路11d，以取代图20的稳态特性补偿电路11c，并且其还包括幅度调整部分81和第五系数选择部分82。

本发明的第八实施例描述了一种方法，其根据功率放大器输出信号幅度的减小来减小输入信号幅度。

幅度调整部分81将来自直角坐标变换装置5或5b的输出IQ信号的幅度乘以预定的系数信息(func10)，并输出对其幅度进行了调整的IQ信号。

第五系数选择部分82设置幅度调整部分81的系数信息(func10)，并将该系数信息发送到稳态特性补偿电路11d。

正交调制装置6根据从幅度调整部分81输出的IQ信号执行正交调制。

传输电平信息S1是功率放大器4的传输电平信息，在本发明的极化电路用于发送装置的情况下，其是从发送装置的控制部分(未示出)发送的。该信息被输入到乘法电路71和第一、第四和第五系数选择部分15、55、82。

稳态特性补偿电路11d以与本发明第五实施例的稳态特性补偿电路11b相同的数据格式，在存储器中存储根据AM-AM和AM-PM特性而产生的补偿数据，该AM-AM和AM-PM特性是在多个输入高频信号幅度中获得的，所述相同的数据格式即，作为AM-AM特性，存储相对于输出信号幅度的控制电压的绝对值格式的数据，或者预定值(差值格式的数据)，其中，在将输入控制信号幅度乘以或除以上述预定值之后，利用输入控制信号对该预定值进行标准化，以便获得绝对值；并且，稳态特性补偿电路11d在存储器中存储相对于输出信号幅度的传递相位特性数据，以作为AM-AM特性。

根据来自第五系数选择部分82的系数信息(func10)，确定在传输操作期间输入到功率放大器4的输入高频信号的幅度，从在多个输入高频信号幅度获得的AM-AM和AM-PM特性中选择在适当幅度值的数据，并执行补偿。稳态特性补偿电路11d中的输入和输出信号的关系输出幅度校正信号S81和相位校正信号S82，同时将从第四幅度信息调整部分53输出的r81(t)和r82(t)用作地址指定信号。

当控制正交调制装置6的输入IQ信号的幅度时，可以控制正交调制装置6的输出功率，即，功率放大器4的输入功率。因此，当功率放大器4的输出功率将被降低时，第五系数选择部分82根据用于控制功率的传输电平信息S1，将系数信息(func10(l))发送到幅度调整部分81，其中，该系数信息(func10(l))小于高输出期间的系数信息(func10(h))。在幅度调整部分81中，来自直角坐标5或5b的输出信号被乘以该系数信息，并且结果信号被发送到正交调制装置6。

与切换系数信息(func10)同步地，稳态特性补偿电路11d从在数据获取期间功率放大器4的输入高频信号的具有相同幅度的数据组中选择一个数据组。

本发明第八实施例的极化调制电路的另一个例子可以具有图24所示的配置。图24是示出本发明第八实施例的极化调制电路的示意配置的另该一个例子的视图。该例子的极化调制电路被配置成从图23去除了直角坐标变换装置5b和相位信息校正装置17，并将正交调制装置6的输入IQ信号从I84(t)、Q84(t)变成了I85(t)、Q85(t)，该I85(t)、Q85(t)是通过在幅度调整部分81中将从发送装置的基带信号生成部分(未示出)输入的IQ信号(I(t)，Q(t))乘以系数信息(func10)得到的。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置时，DA转换器(未示出)在图22中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及幅度调整部分81与正交调制装置6的电路级之间，在图23中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及幅度调制部分81与正交调制装置6的电路级之间，并且在图24中被放置在第一幅度信息调整部分13与幅度调制装置2的电路级之间以及附图调整部分81与正交调制装置6的电路级之间。

如上所述，在本发明的第八实施例中，将基带信号幅度乘以预定系数信息(func10)并切换系数信息的配置能够根据功率放大器4的输出信号幅度的减小来减小输入到功率放大器4的输入信号的幅度。与上述切换同步地，切换将被参考的补偿数据。根据所述配置，在功率控制期间切换参数的时序可以被设置为同步时序，从而可以简化配置。此外，计算处理在数字信号处理部分中进行，并且该实施例没有相关技术5的问题，即，高频带电路的幅度控制装置。因此，能够实现高度准确的控制。

在本发明的第八实施例中，已经描述了一种方法，其中，为了避免降低发送装置的传输效率，功率放大器4的输出信号没有被分支。在允许降低发送装置的传输效率的情况下，或者在用于对来自功率放大器4的输出信号进行分支的电路已经被连接到极化调制电路的情况下，以及在获取稳态特性补偿电路11d中存储的功率放大器4的补偿数据期间和传输操作期间功率放大器4的输入高频信号的幅度中出现误差的情况下，在由未示出的装置直接监视功率放大器4的输出频谱的相邻信道泄漏功率的同时、或者在监视频谱解调之后的基带信号的同时、或者为了使基带信号与传输数据之间的误差最小化，对该系数信息(func10)进行微调，从而能够提高补偿准确度。

(第九实施例)

本发明的第九实施例描述了一种减小发送装置输出的噪声的方法。

图25是示出本发明第九实施例的极化调制电路的示意配置的例子的视图。如图25所示，在本发明第九实施例的极化调制电路中，从本发明第八实施例的图22中去除了第一幅度信息调整部分13、具有第一幅度信息调整部分13的瞬时特性补偿电路14、以及第一系数选择部分15，并且该电路具有第五幅度信息调整部分53b和第六系数选择部分55b，以取代图22的第四幅度信息调整部分53和第四系数选择部分55，并且具有失真补偿电路90，其进一步包括低通滤波器91和频带选择部分92。省略对与本发明第八实施例中相同部分的描述。

第五幅度信息调整部分53b将幅度信息r71(t)乘以两个预定的独立的系数信息(func5)和系数信息(func6b)，以输出幅度信息r81(t)和幅度信息r91(t)。在本发明的第七实施例中已经描述了设置系数信息(func5)的方法，因此省略对其的描述。设置系数信息(func6b)的方法将在后面描述。

第六系数选择部分55b设置第五幅度信息调整部分53b的两个独立的系数信息(func5)和系数信息(func6b)。

稳态特性补偿电路11b中的输入和输出信号关系输出幅度校正信号S81和相位校正信号S82b，同时将从第五幅度信息调整部分53b输出的r81(t)和r91(t)用作地址指定信号。

相位信息校正部分17根据从稳态特性补偿电路11b输出的相位校正信号S82b对相位信息θ(t)执行校正，并在校正之后将相位信息θ7b(t)输出到直角坐标变换装置5。

利用与本发明第一实施例相同的操作，直角坐标变换装置5将I81b(t)和Q81b(t)输出到幅度调整部分81。

利用与本发明第八实施例相同的操作，幅度调整部分81产生IQ信号(I82b(t)，Q82b(t))，并将所述信号输出到低通滤波器91。

低通滤波器91是具有可变截止频率(下文中缩写为fc)的低通滤波器，其根据来自频带选择部分92的控制信号改变fc，并将IQ信号输出到正交调制装置6，该IQ信号是从IQ信号(I82b(t)，Q82b(t))去除了阻带频率分量之后的信号。

根据传输电频信息S1，频带选择部分92将用于改变低通滤波器91的fc的控制信号发送到低通滤波器91。

在将本发明的极化调制电路用于发送装置的情况中，DA转换器(未示出)在图25中被放置在幅度信息校正装置12与幅度调制装置2的电路级之间以及低通滤波器91与正交调制装置6的电路级之间。

接下来，将描述如上配置的失真补偿电路90的操作。

在对其操作进行描述之前，将描述在正交调制装置6的输入IQ信号的幅度被减小的情况下可能发生的问题。

例如，对于GSM系统中的移动站的上行链路传输来说，存在关于移动站下行链路接收频带的多余(unwanted)信号的辐射功率电平的绝对值调节。在对移动站发送部分的设计中，所述调节通常将注意力放在接收频带噪声调节上。

在如JP-A-2003-152563所示的采用了正交调制系统的发送装置中，低通滤波器被放置在正交调制装置6的前级，并且在到达DA转换器之前，从叠加在正交IQ信号上的噪声中去除了高频噪声，从而能够减小接收频带噪声。相反，在采用了极化调制系统的发送装置中，所需的频带宽度是普通基带IQ信号的四倍或更多，并且被设置来减小接收频带噪声的低通滤波器91的fc比采用了正交调制系统的发送装置的高。

在正交调制装置6中，必须优化输入基带IQ信号的幅度，以便满足接收频带噪声调节、相邻信道泄漏功率调节和调制准确度。更具体地说，由于能够减少向数字滤波器去除的噪声添加噪声的原因，并且能够减小DA转换器中量化噪声的影响，因此输入到正交调制装置6的输入基带信号的幅度越大越好。相反，为了提高相邻信道泄漏功率和调制准确度，基带IQ信号的幅度越低越好。因此，基带IQ信号的幅度被设置为在能够满足相邻信道泄漏功率调节的范围内的最大值。

在对最大功率的传输执行了优化的情况下，当以低输出功率传输期间正交调制装置6的基带IQ信号的幅度被减小时，所述装置在偏离最佳点的操作点被使用。由于增加了向数字滤波器去除的噪声添加噪声的原因，并且DA转换器中的量化噪声增加，尽管期望信号的输出电平降低，接收频带噪声的电平也有可能增加。在接收频带噪声调节的容限(margin)较小的移动站的发送部分中，如果执行了上行链路传输功率控制，则接收频带噪声调节不能满足。

因此，本发明第九实施例的失真补偿电路90具有如下配置，其中，如果传输的输出功率比最大输出功率传输的输出功率低，则在所述传输期间，降低低通滤波器91的fc，并且能够消除基带IQ信号的幅度在低输出功率期间降低的情况下的缺点。更具体地说，频带选择部分92将最大传输电平期间的S1(最大)与传输电平信息S1进行比较。如果S1(最大)与S1之间的差小于预定阈值，则频带选择部分将fc(1)的控制信号发送到低通滤波器91，以便将该低通滤波器的fc设置为fc(1)。相反，如果S1(最大)与S1之间的差等于或大于预定阈值，则频带选择部分将fc(2)的控制信号发送到低通滤波器91，以便将该低通滤波器的fc设置为fc(2)。

当放置在相位信号通道中的滤波器的fc变化时，幅度信号与相位信号失步，并且调制准确度与相邻信道泄漏功率两者均受到损害。因此，本发明的第九实施例还具有下列配置，其中，将在本发明第五实施例中描述的调整AM-PM特性的方法用作同步调整方法。

接下来具体描述该同步调整方法和设置系数信息(func6b)的方法。

设置与频带选择部分92切换低通滤波器91的fc的阈值相同的阈值。第六系数选择部分55b将最大传输电平期间的S1(最大)与传输电平信息S1进行比较。如果S1(最大)与S1之间的差小于预定阈值，则将系数信息(func6b(1))发送到第五幅度信息调整部分53b。

相反，如果S1(最大)与S1之间的差等于或大于预定阈值，则将与系数信息(func6b(1))不同的系数信息(func6b(2))发送到第五幅度信息调整部分53b。

如上所述，当切换将在第五幅度信息调整部分53b中与地址指定信号相乘的系数信息时，可以调整相位信息。结果，调整了幅度信号与相位信号之间的同步。

在本发明的第九实施例中，幅度调整部分81时数字乘法电路，并且低通滤波器91时数字滤波器。但是，当然，即使幅度调整部分81被配置成例如调整DA转换器的输出DC值或被配置成由模拟电路实现的可靠的衰减器，或者即使低通滤波器91是模拟滤波器，也能够达到相同的效果。

最后，当然，在将本发明的九个实施例相互组合时，能够实现更加准确的补偿。

当在例如硅半导体基底上形成实施例中描述的极化调制电路时，该电路可以被配置成集成电路。

当将产生任意IQ信号的基带信号生成部分输入到极坐标变换装置1，并且功率放大器4的输出连接到天线时，在实施例中描述的极化调制电路可以被配置成发送装置。

尽管参照特定实施例对本发明进行了具体描述，但是对于本领域技术人员来说，很显然地，在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以进行各种变化和修改。

本申请以2004年6月29日提交的日本专利申请(No.2004-191342)、2004年12月14日提交的日本专利申请(No.2004-361591)、以及2005年4月28日提交的日本专利申请(No.2005-132398)为基础，它们的内容通过引用结合于此。

工业适用性

本发明的失真补偿电路具有如下效果：在极化调制系统中，在抑制补偿数据的增加和电路规模的增加的同时，还能够正确表示调制信号，或者能够实现功率放大器的低失真特性，并且本发明的失真补偿电路在斜坡控制电路、极化调制电路、发送装置等中都是有用的。

Claims (27)

1、一种用于对极化调制系统中放大器输出信号的失真进行补偿的失真补偿电路，其中，根据至少具有基带正交信号的相位分量的信号来执行相位调制，将该相位调制信号作为输入高频信号输入到该放大器，并且通过驱动该放大器的控制电压来合成与所述正交信号的幅度分量相对应的幅度调制，其中，所述失真补偿电路包括：

稳态特性补偿电路，其根据相对于所述控制电压输入之后处于稳态的控制电压值的输出信号特性，对于每个预定输入高频信号幅度，线性化处于稳态的该放大器的输出信号；以及

瞬时特性补偿电路，其调整所述控制电压，以便在驱动该控制电压期间补偿所述输出信号的瞬时响应特性。

2、如权利要求1所述的失真补偿电路，其中，在将未调制的信号作为输入高频信号输入到所述放大器的情况下，所述稳态特性补偿电路根据相对于所述控制电压值的输出信号幅度特性存储补偿数据。

3、如权利要求2所述的失真补偿电路，

其中，所述输入高频信号是未调制的单载波信号，并且

其中，所述输出信号幅度特性是该输入高频信号的基波分量的输出信号幅度特性。

4、如权利要求1至3中任意一项所述的失真补偿电路，其中，所述瞬时特性补偿电路具有第一幅度信息调制部分，其对所述稳态特性补偿电路校正之后的该控制电压执行调整。

5、如权利要求1至3中任意一项所述的失真补偿电路，

其中，所述瞬时特性补偿电路具有第二幅度信息调整部分，其对所述稳态特性补偿电路校正之前的该控制电压执行调整，以产生控制信号，并且

其中，所述稳态特性补偿电路参考被所述瞬时特性补偿电路调整过的该控制信号来读出所述补偿数据。

6、如权利要求4或5所述的失真补偿电路，其中，所述幅度信息调整部分是乘以第一系数的乘法电路。

7、如权利要求6所述的失真补偿电路，其中，所述乘法电路根据所述放大器相对于控制电压的阶跃响应特性来设置所述第一系数。

8、如权利要求7所述的失真补偿电路，其中，在所述放大器相对于所述控制电压的阶跃响应特性过冲的情况下，设置所述第一系数，以便相对于输入信号压缩该第一系数，并且，在所述阶跃响应特性不过冲的情况下，设置所述第一系数，以便相对于所述输入信号扩展该第一系数。

9、如权利要求4所述的失真补偿电路，其中，所述稳态特性补偿电路还存储补偿数据，所述补偿数据在将未调制的单载波信号作为输入高频信号输入到所述放大器的情况下，以相对于所述控制电压值的输入高频信号的基波分量的传递相位特性为基础，并且所述稳态特性补偿电路参考从所述第一幅度信息调整部分输出的控制信号，以便根据用于对所述相位分量进行相位校正的所述传递相位特性来读出补偿数据。

10、如权利要求5所述的失真补偿电路，其中，所述稳态特性补偿电路还存储补偿数据，所述补偿数据在将未调制的单载波信号作为输入高频信号输入到所述放大器的情况下，以相对于所述控制电压值的输入高频信号基波分量的传递相位特性为基础，并且所述稳态特性补偿电路参考由该稳态特性补偿电路校正后的所述控制信号，以根据用于对所述相位分量进行相位校正的所述传递相位特性来读出补偿数据。

11、一种用于对极化调制系统中放大器输出信号的失真进行补偿的失真补偿电路，其中，根据至少具有基带正交信号的相位分量的信号来执行相位调制，将该相位调制信号作为输入高频信号输入到该放大器，并且通过驱动该放大器的控制电压来合成对应于所述正交信号的幅度分量的幅度调制，其中，所述失真补偿电路包括：

稳态特性补偿电路，其对于每个预定输入高频信号幅度，根据相对于在所述控制电压输入之后处于稳态的控制电压值的传递相位特性存储补偿数据，并且线性化处于稳态的该放大器的输出信号；以及

相位补偿电路，其将用于读出稳态特性补偿电路中的所述补偿数据的参考信号乘以第二系数。

12、如权利要求11所述的失真补偿电路，其中，所述相位补偿电路参考参考信号来乘以第二系数，该参考信号在用于读出稳态特性补偿电路中的所述补偿数据的参考信号中最大。

13、如权利要求12所述的失真补偿电路，

其中，所述失真补偿电路还包括幅度确定部分，其计算以恒定间隔采样的所述控制电压的瞬时幅度值，

其中，所述幅度确定部分具有下列功能：根据多个瞬时幅度值设置预定阈值，并确定所述控制信号与之前采样时刻相比的增加或减小；并且

其中，根据由所述幅度确定部分确定的该控制信号的增加或减小，相对于在该控制信号增加期间设置的所述第二系数，减小在该控制信号降低期间设置的所述第二系数。

14、如权利要求12所述的失真补偿电路，其中，所述相位补偿电路切换所述第二系数，从而对所述相位分量与所述幅度分量之间的同步进行调整。

15、如权利要求6至13中任意一项所述的失真补偿电路，其中，所述失真补偿电路还包括幅度确定部分，其计算以恒定间隔采样的所述控制电压的瞬时幅度值，并根据该瞬时幅度值切换所述第一或第二系数。

16、如权利要求6至13中任意一项所述的失真补偿电路，

其中，所述失真补偿电路还包括幅度确定部分，其计算以恒定间隔采样的所述控制电压的瞬时幅度值，

其中，所述幅度确定部分具有下列功能：根据多个瞬时幅度值设置预定阈值，并确定所述控制信号与之前采样时刻相比的增加或降低，并且

其中，所述失真补偿电路根据由所述幅度确定部分确定的该控制信号的增加或降低设置所述第一或第二系数。

17、如权利要求1至16中任意一项所述的失真补偿电路，其中，存储在所述稳态特性补偿电路中的所述信息是在预定输入高频信号幅度下、相对于在所述控制电压输入之后处于稳态的该控制电压值的输出信号幅度或传递相位特性的逼近多项式。

18、一种用于对极化调制系统中放大器输出信号的失真进行补偿的失真补偿电路，其中，根据至少具有基带正交信号的相位分量的信号来执行相位调制，将该相位调制信号作为输入高频信号输入到该放大器，并且通过驱动该放大器的控制电压来合成对应于所述正交信号的幅度分量的幅度调制，

其中，所述失真补偿电路还包括幅度调整部分，其将所述至少具有基带正交信号的相位分量的信号乘以第三系数，并调整该信号的幅度。

19、如权利要求6至18中任意一项所述的失真补偿电路，其中，所述失真补偿电路根据传输输出功率切换所述第一、第二或第三系数。

20、如权利要求18所述的失真补偿电路，

其中，所述失真补偿电路还包括可变频带低通滤波器，并且

其中，根据所述传输输出功率，切换所述第三系数和该低通滤波器的频带。

21、如权利要求20所述的失真补偿电路，其中，所述失真补偿电路还包括：

稳态特性补偿电路，其对于每个预定输入高频信号幅度，根据相对于输入所述控制电压之后处于稳态的控制电压值的传递相位特性，存储补偿数据，并且，其对所述处于稳态的放大器的输出信号进行线性化；以及

相位补偿电路，其将用于读出所述稳态特性补偿电路中的补偿数据的参考信号乘以第二系数，

其中，所述相位补偿电路参考参考信号乘以所述第二系数，该参考信号在用于读出所述稳态特性补偿电路中的补偿数据的参考信号中最大，并且所述相位补偿电路根据对低通滤波器频带的切换来切换所述第二系数，从而对所述相位分量与所述幅度分量之间的同步进行调整。

22、如权利要求6、11、12或18中任意一项所述的失真补偿电路，其中，所述失真补偿电路根据通过检测环境温度获得的检测信号来切换所述第一、第二或第三系数，从而对所述输出信号的温度特性进行补偿。

23、如权利要求6、11、12或18中任意一项所述的失真补偿电路，其中，所述失真补偿电路根据输入到所述放大器的频率切换所述第一、第二或第三系数，从而对所述输出幅度的频率特性进行补偿。

24、一种用于加速晶体管电路的启动特性的瞬时特性补偿电路，所述晶体管电路通过调整控制电压来控制输出信号幅度，

其中，所述瞬时特性补偿电路是乘法电路，其将所述控制电压乘以第四系数，并且

其中，所述乘法电路根据相对于所述放大器的控制电压的阶跃响应特性来设置该第四系数。

25、如权利要求24所述的瞬时特性补偿电路，其中，在所述阶跃响应特性不过冲的情况下，设置所述第四系数以便相对于所述输入信号扩展该第四系数。

26、一种斜坡控制电路，其包括如权利要求24或25所述的瞬时特性补偿电路。

27、一种发送装置，其包括如权利要求1至23中任意一项所述的失真补偿电路、如权利要求24或25所述的瞬时特性补偿电路、或如权利要求26所述的斜坡控制电路。

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