CN103220250A

CN103220250A - 用以在gfsk斜降下测量和补偿过度dco频率峰值的方法和系统

Info

Publication number: CN103220250A
Application number: CN2012105414911A
Authority: CN
Inventors: B.热霍瓦; G.利普马
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2011-12-15
Filing date: 2012-12-14
Publication date: 2013-07-24
Anticipated expiration: 2032-12-14
Also published as: DE102012112293A1; US8867660B2; DE102012112293B4; US20130154703A1; CN103220250B

Abstract

本发明涉及用以在GFSK斜降下测量和补偿过度DCO频率峰值的方法和系统。本发明的一个实施例涉及具有调幅路径、频偏部件、表征部件、峰值抵消部件和补偿单元的通信系统。调幅路径被配置成提供调幅信号。频偏部件被配置成生成频偏信号。表征部件被配置成根据调幅信号和频偏信号来生成表征系数。峰值抵消部件被配置成根据调幅信号来识别峰值并生成峰值抵消信号以补偿由所识别的峰值产生的峰值失真。补偿单元利用表征系数、调幅信号和峰值抵消信号来生成修正信号，该修正信号补偿峰值失真和调幅至调频效应。

Description

用以在GFSK斜降下测量和补偿过度DCO频率峰值的方法和系统

背景技术

用于收发机架构的功率效率对于便携式手持设备而言已变成重要问题。下一代无线通信系统、蓝牙、WLAN、GSM-EDGE等采用非恒定包络调制方案以便实现高数据速率。RF调制器概念的传统设计采用矢量调制器架构，其本质上作为使用两个数模转换器（DAC）、两个混频器和线性功率放大器（PA）的单边带上变频器（SSB）进行操作。然而，这些架构是功率低效的，因为其要求完整的线性信号路径。此外，矢量调制器概念要求移动印刷电路板（PCB）上的收发机和功率放大器的分离以避免输出信号到VCD中的寄生耦合。因此，在某些架构中已经由极化调制器概念来替换矢量调制器发射机方法。

极化调制器概念将调制信号分离成调幅（AM）信号和调相（PM）信号。在极化调制中使用的符号或点对应于在矢量调制概念中使用的笛卡尔坐标或从其转换而来。特别地，极化调制概念提供功率效率优点。然而，AM路径可以向PM路径中引入失真，导致数据丢失、减小的带宽等。

附图说明

图1示出了QPSK信号的星座图。

图2是图示出根据本发明的实施例的采用极化调制的通信系统的简化图。

图3是图示出根据本发明的实施例的用于通信系统的DPLL的第二谐波到DCO中的寄生耦合的示图。

图4是图示出根据本发明的实施例的包括具有峰值抵消部件的振幅补偿单元的DPLL系统的示图。

图5A是示出了可以用来缓解不期望的错误或失真的帧的示例的图表。

图5B是图示出根据本发明的实施例的失真和修正的各种示例的图表。

图6是图示出根据本发明的实施例的包括峰值抵消部件的补偿单元的方框图。

图7是图示出根据本发明的实施例的通信系统的方框图。

图8是图示出根据本发明的实施例所提供的蓝牙极化发射机的示图。

图9是图示出根据本发明的实施例的用以用从调幅信号得到的峰值抵消来缓解相位和频率失真的方法的流程图。

具体实施方式

本发明包括用以测量和补偿通信序列的瞬态相位期间的频率峰值的方法和系统。频率峰值可能是由于瞬态相位下的数控振荡器（DCO）而引起的，诸如在斜升和/或斜降期间。因此，所述系统和方法采用峰值抵消，以便在同样修正调幅至调频效应的同时缓解失真。

要认识到的是可以通过利用补偿部件来缓解由调幅（AM）至调频（FM）效应所引起的相位失真。补偿部件估计AM至FM失真效应并生成可以用来使得调相信号预失真的补偿或修正信号。然而，在瞬态相位期间可能引入峰值失真，诸如未被AM至FM补偿或DPLL补偿单独地修正或补偿的斜升或斜降。本发明包括用以缓解峰值失真的峰值抵消部件和/或方法。

本发明的一个实施例涉及具有调幅路径、频偏部件、表征部件、峰值抵消部件和补偿单元的通信系统。调幅路径被配置成提供调幅信号。频偏部件被配置成生成频偏信号。表征部件被配置成根据调幅信号和频偏信号来生成表征系数。峰值抵消部件被配置成根据调幅信号来识别峰值并生成峰值抵消信号以由所识别峰值来补偿峰值失真。补偿单元利用表征系数、调幅信号和峰值抵消信号来生成修正信号，其补偿峰值失真和调幅至调频效应。

现在将参考附图来描述本发明，其中，自始至终使用相同的附图标记来指代相同的元件，并且其中，所图示的结构和设备不一定按比例绘制。

图1示出了QPSK信号的星座图。相移键控（PSK）是通过改变或调制有时称为载波信号的基准信号的相位来传送数据的数字调制方案。正交相移键控（QPSK）是相移键控（PSK）的示例，其使用四个相位。

用以表示PSK和QPSK的方便方式是通过利用诸如图1所示的星座图。星座图示出了Argand平面中的符号或点，其中，由于其九十度相位分离，将实轴和虚轴分别称为同相轴和象限轴。

符号分布在具有90度的距离的圆上。可以用笛卡尔坐标i(t)+j·q(t)或极坐标r(t)e ^jphase(t)来表达符号的几何位置。两个表达式是等效的，并且可以相互变换。

图2是图示出根据本发明的实施例的采用极化调制的通信系统200的简化图。系统200包括转换部件202、相-频转换器204、数字锁相环路（DPLL）206、内插部件208、数模转换器（DAC）210、混频器或组合器212以及补偿单元214。

处理器（未示出）被配置成从数字信号生成正交同相（I）和正交相位（Q）符号或符号分量。符号分量也称为笛卡尔符号分量。笛卡尔符号分量I和Q被转换部件202接收到。转换部件202将笛卡尔符号分量转换成调幅（AM）符号分量（r）和调相（PM）符号分量（Φ）。在一个示例中，转换部件可以包括坐标旋转数字计算机（CORDIC）。

相位分量被提供给后面是DPLL 206的相-频转换器204，其执行相-频调制。相-频转换器204将相位分量信号转换成所选频率。已转换的信号然后被提供给DPLL 206。然后由DPLL 206生成在第一频率下变化的调相载波信号。该调相载波信号被提供给混频器212。

振幅分量被内插部件208接收到。内插部件208使作为数字信号的调幅信号移位至所选采样率。内插部件208的输出被提供给数模转换器（DAC）210，其将数字信号转换成模拟信号。DAC 210的输出提供模拟信号作为调幅载波信号。该调幅载波信号被提供给混频器212。

混频器212将调相载波信号与调幅载波信号进行组合。通过将AM载波信号的振幅调制到PM载波信号上来将信号进行组合，得到输出信号。然后可以将组合信号发射和/或放大。混频器212可以利用许多适当机制中的一个来将载波信号进行组合。在一个示例中，混频器212是线性混频器。

DPLL 206包括数控振荡器（DCO）。采用极化调制而不是矢量调制缓解功率放大器输出信号到DCO的寄生耦合，从而缓解对于屏蔽印刷电路板（PCB）上的功率放大器与收发机之间的隔室的需要。

各种失真可能被引入调相路径中，包括但不限于调幅至调频效应、寄生调频、峰值失真等。可能仍需要屏蔽以缓解例如从功率放大器（未示出）到DCO的寄生调频。然而，本发明的发明人认识到，用以减少对屏蔽的需要并缓解失真的一个方式是补偿或修正调相路径上的信号。

为了缓解不期望的错误和失真，包括寄生调频，补偿部件214向调相路径提供修正信号。该修正信号用来使调相信号预失真并缓解不期望的错误和失真。在一个示例中，将修正信号与调相信号混频以便使信号预失真。

补偿部件214从一个或多个输入生成修正信号。该输入包括调幅信号的样本、频偏样本、传输功率值、振幅峰值、斜坡过渡信号、瞬态相位等中的一个或多个。

图3是图示出能够被引入到通信系统中的失真的示例的图示。在一个示例中，用于通信系统300的DPLL的第二谐波到DCO中的寄生耦合诱发了失真。系统300包括DPLL 302、混频器和驱动器部件304和变压器或耦合器306。该图示被略微简化以便更全面地图示出寄生耦合。

混频器和驱动器部件304从未示出的部件接收调幅载波信号并从DPLL 302接收调相载波信号。变压器或耦合器306耦合用于天线（未示出）的输出信号。

DPLL 302包括DCO 310、除法器电路308、混频器312、低通滤波器314、部件316以及反馈部件318。混频器312接收相位信号并将其与来自低通滤波器314的输出信号进行组合。混频器312的输出信号被作为输入信号提供给DCO 310。部件316接收选择频率以供DCO 310使用的频率控制字（FCW）。部件316也可以执行其他功能。部件316的输出被作为输入提供给低通滤波器314。反馈部件318还将反馈信号作为输入提供给部件316。

DCO 310接收混频器输出并提供调相信号作为输出。DCO的输出被除法器308接收到，其向混频器和驱动器部件304提供调相载波信号。除法器308通过将信号的频率除以诸如2的所选值来降低调相信号的频率。除法器308的另一输出向反馈部件318提供第二减少的频率信号。

在某些通信系统中，诸如蓝牙增强数据速率（BT-EDR）系统，使用可变包络调制。然后，将来自混频器和驱动器部件304的输出信号耦合320回到DCO 310。此耦合320生成不期望的AM至FM转换，其导致调制频谱的退化并增加差分误差向量大小。该不期望的转换也称为寄生调频或二阶失真（H2）。另外，存在由DCO 310本身引起的寄生调制322。可以如下所示地缓解寄生调频、峰值失真及其他失真。

图4是图示出包括振幅补偿单元402和峰值抵消部件434的DPLL系统400的图示。系统400在极化发射机架构中补偿不期望的振幅至频率调制效应。系统执行频率调制作为两（2）点调制。由调制信号fmod_f以前馈方式来直接调制DCO 410。另外，修正输入fmod_c被添加到静态频率信道字FCW以修正或缓解DCO 410的预期相位调制。

系统400包括补偿单元402、第一求和部件404、第二求和部件406、第一部件408、DCO 410、第一除法器412、第二除法器414、ΣΔ（sigma delta）部件418、Σ(sigma)部件420、TDC部件422、第三求和部件424、第二Σ部件426、第四求和部件428、环路滤波器430、补偿滤波器434和混频器432。

补偿单元402根据一个或多个输入来执行振幅至频率补偿，该一个或多个输入包括调幅信号“r”和频偏信号，也称为误差信号。补偿单元向第一求和部件404提供修正信号（也称为补偿输出“fcomp”）或补偿信号。补偿单元402包括峰值抵消部件434，其识别提供用于所识别峰值的附加修正以便缓解峰值失真。

第一求和部件404接收修正信号fcomp和（未修正的）调相信号fmod_f并由此提供输出信号。还可以将输出信号称为已修正调相信号。第二求和部件406从第一求和部件接收输出信号并从混频器432接收输出。第二求和部件406将是其输入的和的输出提供给部件408和418。还可以将第二求和部件的输出信号称为已修正调相信号。

第二求和部件406的输出被部件或级408接收到，其然后将信号传递至DCO 410。第二求和部件406的输出还被Σ△调制器或部件418接收到。DCO 410基于来自级408的其输入和来自ΔΣ部件418的输出来生成DCO输出信号（fdco）。DCO输出信号然后被除法器电路416接收到，其包括第一除法器412和第二除法器414。第一除法器412将DCO输出信号频率除以二（2），并且第二除法器414将DCO输出信号频率除以七（7）。第二除法器414的输出被提供给ΔΣ部件481。

第一Σ部件420或积分器和级接收第一除法器412的输出并将其输出作为第一Σ信号提供给第四求和部件428。TDC 422部件也接收第一除法器的输出并向第四求和部件428提供输出。TDC 422对基准频率（fref）和除法器412的输出进行操作。TDC被配置成测量基准频率（fref）的相位与除法器412的输出的相位之间的时间延迟。来自TDC的输出是表示基准频率与除法器412的输出之间的相位/时间误差的数字字。

修正输入fmod_c被第三求和部件424加到频率控制字FCW。该和被提供给第二Σ部件426，其向第四求和部件428提供第二Σ信号。第四求和部件428将TDC输出信号与第二Σ信号相加并减去第一Σ信号以提供作为输出的相位检测器信号。相位检测器信号也被用作误差信号，并且在一个示例中采取数字字的形式。

频偏信号也被提供给环路滤波器430，该环路滤波器430将其输出提供给混频器432。环路滤波器430对频偏信号进行滤波和处理并提供频率控制字，该频率控制字表示瞬时工作频率与DCO 410的新期望的工作频率之间的误差或变化。

极化调制通信系统包括调幅路径和调相路径。调幅路径生成调幅信号和振幅载波信号。调相路径生成调相信号和相位载波信号。如果利用DPLL 400的通信系统的振幅和相位调制路径被完美地匹配，则从PLL环路动态过程去除所发射的信号，并且也称为相位检测器信号的频偏信号仍是零（0）。然而，载波信号的第二谐波的寄生耦合引起DCO 410的寄生调频。DPLL尝试通过利用修正输入（fmod_c）来修正所感知的调相。然而，DPLL 400的低通特性促使DPLL 400对干扰缓慢地进行反应，并且因此DPLL 400仅实现寄生调制的有限抑制。因此，在瞬态相位中仍存在调幅至调频效应，诸如斜升和斜降，也称为峰值。这些峰值可以导致峰值失真，该峰值失真可以使通信序列的其他部分失真，包括数据部分，并且可以阻止同步、频率漂移等。峰值抵消部件434识别峰值并调整修正信号以说明所识别的峰值，如上文所示。

包括频偏信号和调幅信号r[k]的一个或多个输入被补偿单元402用来生成修正信号。在另一示例中，所述一个或多个输入包括通过使用数字滤波器来对频偏信号进行滤波并抑制或去除DPLL诱发的失真而获得的已滤波的频偏信号。

补偿单元402使用一个或多个适当方法来生成修正信号。在一个示例中，使用查找表（未示出）方法。查找表具有每个条目2个存储值，调幅信号的平方和立方量值，对应于查找表中的瞬时地址。利用误差信号来更新查找表中的地址。以相位检测器时钟速率的速率来执行查找表的更新，所述相位检测器时钟速率是用来生成频偏信号的速率。为了更新表格，首先将瞬时频率误差或变化确定为电流频偏值减去先前频偏值的差并乘以步长参数。可以以已滤波的频偏信号的形式来提供该值。所述瞬时频率误差用来更新r[k-k0]的地址处的表格条目值，其中，k0是补偿或修正信号输出值fcomp[k-k0]与当前频偏值p[k]之间的延迟。修正或补偿信号fcomp[k]还应相对于发射载波信号s(t)在时间上对准。结果，应将补偿信号路径的时间延迟调整至包络信号路径的延迟。

利用适当的方法基于输入来生成修正信号。在一个示例中，补偿单元402根据以下公式来生成修正信号：

Figure 2012105414911100002DEST_PATH_IMAGE001

其中，r是包络或调幅信号的当前样本，是第一系数且

Figure 2012105414911100002DEST_PATH_IMAGE003

是第二系数。如下所示，可以通过在通信序列的斜坡部分期间执行最小二乘估计来得出第一和第二系数。

图5A是示出了可以用来缓解不期望错误或失真的示例帧的图表。所示的示例帧是根据蓝牙标准的增强型数据速率（EDR）帧。该帧包括训练或斜坡部分551和数据部分552。斜坡部分551在本示例中是GFSK斜坡。数据部分552是EDR部分。另外，图表示出了瞬时频偏值553。可以看到的是斜坡部分包括量值的扫动。在斜坡部分551与数据部分552之间存在保护时间。要注意的是，在部分551和552之间和周围存在峰值。

图5B是图示出根据本发明的实施例的相位修正补偿和峰值抵消效应的一系列图表。该图表图示出与图5A中所示的帧类似的帧，但具有不同的信号和补偿。该图表在x轴上描绘时间并在y轴上描绘调相信号值。该图表图示出没有补偿501、仅具有振幅效应补偿502且具有峰值抵消和振幅效应补偿503的蓝牙（BT）增强型数据速率（EDR）分组上的频率失真。

在三个部分中描绘了该分组，斜坡或瞬态部分505、保护时间部分506和数据部分507。在本示例中，斜坡部分505对应于GFSK前导和报头。在本示例中，数据部分507是增强型数据速率部分且包括DxPSK有效负荷。斜坡部分505包括在开头处的斜升部分和在该部分的结尾处的斜降部分。保护时间部分506是斜坡部分505与数据部分507之间的关闭或静止时段。数据部分507包括在实际数据传输之前的初始过渡时段。

用两条线、线510和线511示出了第一区501。线510描绘具有从调幅至调频效应得到的未补偿的失真的调相信号。在斜坡部分505期间，信号仍在零以上直至保护部分506。其后，信号501发展至在数据部分507期间在非零值附近循环。线511描绘遭受调幅至调频效应但被DPLL控制环路补偿的调相信号。在斜坡部分505期间，信号511由于DPLL控制环路补偿而适当地朝着零值移动。然而，在数据部分507的初始过渡时段（也称为EDR斜升）期间，来自DPLL控制环路的补偿不能够从来自部分505的斜降的峰值进行修正。因此，511的信号在数据部分507期间花费一定的时间在零值附近循环。称为峰值失真的此失真可能导致许多困难，包括接收机同步失败、频率漂移、DEVM违反以及相邻信道功率（ACP）规范违反。

图表的第二区502描绘了具有振幅效应补偿的频率响应。在这里，线520描绘了具有由调幅至调频效应引起的未补偿失真的调相信号，并且作为由线510所示的信号进行操作。线521描绘了由DPLL控制环路和AM至FM补偿或修正所补偿的调相信号。线523图示出振幅补偿或修正信号。线522描绘了残余失真。

线523的修正信号显著地减少了失真。然而，如上所述，可以看到的是峰值区域导致了可能导致同步误差等的残余失真或峰值失真。

图表的第三区503描绘了具有振幅效应补偿和峰值抵消的频率响应。在这里，线530描述了具有由AM至FM效应引起的未补偿失真的调相信号且以与线510类似的方式进行操作。线531描绘了由DPLL控制环路和AM至FM补偿或修正所补偿的调相信号。线531以与上文所示的线521类似的方式进行操作。线533图示出包括峰值抵消的振幅补偿或修正信号。线532描绘了残余失真。

可以看到的是残余失真532遍及整个分组大约为零。在区502中所示的峰值失真或残余失真在区503中不存在。此外，线533的修正信号包括说明峰值的峰值抵消部分，其在线523的修正信号中不存在。

图6是图示出根据本发明的实施例的包括峰值抵消部件622的补偿单元600的方框图。补偿单元600通过估计失真并识别峰值以沿着调相路径使信号预失真来缓解通信系统中的失真。

补偿单元600包括系数发生器602、第一函数部件508、第二函数部件610、峰值抵消部件622、第一混频器616、第二混频器618以及加法器或求和部件620。

系数发生器602从包括频偏信号的一个或多个输入生成系数a2（二阶系数）和a3（三阶系数）。可以在通信序列的斜坡部分期间生成或估计该系数。

调幅信号“r”被第一函数部件608和第二函数部件610接收到。第一函数部件608从调幅信号生成第一输出且第二部件610从调幅信号生成第二输出。第一输出是最大振幅值的平方，如下面更详细地描述的。第二输出是最大振幅值的立方。

峰值抵消部件622接收作为输入的第一输出和第二输出及斜坡信号的结尾并在第一输出处生成二阶因数且在第二输出处生成三阶因数。峰值抵消部件622包括第一存储604和第二存储606。存储部件604和606对时钟进行操作以存储值。第一存储604存储第一输出并对斜坡信号的结尾进行操作以提供第一存储输出。第一峰值求和部件612从第一输出减去第一存储输出以产生二阶因数。第二存储606存储第二输出并且也对斜坡信号的结尾进行操作以提供第二存储输出。第二峰值求和部件614从第二输出减去第二存储输出以产生三阶因数。还可以将第一存储输出和第二存储输出称为峰值补偿信号。

第一混频器616将a2系数与二阶因数相乘以提供第一混频器输出。第二混频器618将a3系数与三阶因数相乘以提供第二混频器输出。求和部件620将第一混频器输出与第二混频器输出相加以生成可以用来沿着调相路径对调相信号进行预失真或补偿的输出信号fcomp。输出信号fcomp也称为修正信号。

以下讨论提供关于用以生成包括峰值抵消且可以用来使调相信号预失真以缓解包括峰值失真的失真的补偿或修正信号的机制的附加细节。

考虑可以将由AM至FM效应生成的频率失真建模为信号振幅r的2阶和3阶函数，在GFSK部分期间的AM至FM频率偏移是：

其中，r_MAX是信号的斜坡部分期间的最大振幅，

Figure 2012105414911100002DEST_PATH_IMAGE005

是二阶系数（如上文示为a2），并且是三阶系数（如上文示为a3）。

在GFSK斜升的结尾处，DPLL输出频率因此是：

Figure 2012105414911100002DEST_PATH_IMAGE007

其中，t₁是刚好在GFSK斜升的结尾之后的时刻。然后，失真被DPLL控制环路缓解，并且在DPLL瞬变之后，剩余频率是：

其中

，且t₂等于t₁加DPLL瞬变值。

在GFSK斜降的结尾处，AM至FM失真瞬间消失，因为信号振幅下降至零，同时仍存在DPLL补偿且输出频率是

直至DPLL瞬变的结尾，在那里，DPLL补偿已返回至零。t₃表示刚好在GFSK斜降的结尾之后的时刻。

这组成GFSK斜降频率峰值，其导致峰值失真，并且需要被补偿以避免或缓解峰值失真。其量值是

在GFSK部分期间，即在GFSK斜升之后的DPLL瞬变之后，启用频率峰值补偿算法。其生成准确地抵消频率峰值的补偿信号f_comp，并且被示为：

其中，

和

具有作为在GFSK部分期间在AM至FM补偿单元中直接内部可用的中间值的非常期望的特征，同时和

是借助于GFSK斜升期间的最小二乘估计而根据DPLL相位误差输出来估计的。

在这里示出了经由最小二乘估计来获得系数的一个示例。如上文所示，获得此后表示为m₁至m_N的量值斜坡样本和此后表示为y₁至y_N的瞬时频偏样本。在帧的斜坡或训练部分期间获得斜坡样本和频偏样本。在一个示例中，针对在26 MHz下采样的1毫秒斜坡获得26个斜坡和频偏样本。在另一示例中，针对3微秒斜坡获得75个斜坡和频偏样本。诸如大于26个的大量样本缓解了相位噪声效应。执行频偏样本对比量值斜坡样本的2和3阶多项式最小二乘法拟合。该拟合旨在确定用于a₂和a₃（多项式的第二和第三阶系数）的最佳或适当值。要注意的是，可以将此方法扩展至任何多项式拟合阶，并且不限于特定的第二和第三阶拟合，如在此所示的。

在N个样本内执行估计，其中，Y是表示频偏样本y₁至y_N的矢量，并且M是表示斜坡样本m₁至m_N的阵列。A是表示在上文被示为

和

的第2和第3阶系数a2和a3的系数矢量。

系数矢量A的最小二乘估计等于：

因此，获得第二阶和第三阶系数。

图7是图示出根据本发明的实施例的通信系统700的方框图。系统700包括补偿单元，其具有向调相路径提供修正信号以便补偿包括不期望的频移的不期望失真或误差的峰值抵消部件。该补偿部件还缓解由于峰值抵消部件而由频率峰值产生的失真。

系统700包括转换部件724，其接收符号分量，诸如笛卡尔符号分量，并将接收到的符号分量转换成相位和振幅分量。相位分量被提供给调频部件722且振幅分量被提供给调幅部件720。

调幅部件720以所选频率来生成或调制来自振幅部件的振幅信号。调幅部件720以诸如40 MHz的适当频率进行操作以生成振幅信号。第二调幅部件704将振幅信号调制到更高频率。在一个示例中，该更高频率是160 MHz。第三调幅部件706将振幅信号调制到载波频率。在一个示例中，载波频率是700 MHz。该振幅信号然后被提供给混频器726。

相位分量被相频转换器722接收到，其将相位分量转换成作为相位信号的所选频率。在一个示例中，所选频率是40 MHz。相位信号在求和部件724处加到修正信号。如上所述，该修正信号至少部分地补偿失真或误差，包括不期望的频移。相位信号在调制部件310处被转换成更高频率。在一个示例中，该更高频率是160 MHz。相位信号被提供给DPLL 712，其输出表示调相载波信号。调相载波信号被提供给混频器726，在那里，其与调幅载波信号进行组合并作为输出信号被提供。可以进一步将输出信号放大、发射等。

DPLL 712还向同步部件708提供也称为相位差分信号的频偏信号。同步部件708的输出被提供给系数计算部件709。此外，延迟振幅DT12信号也被提供给系数计算部件709。延迟振幅DT12信号对应于被DT12延迟的部件720的输出。在那里放置延迟DT12以补偿由部件720直至系数计算部件709所输出的振幅信号之间的延迟。

由来自部件720的振幅信号组成的第二信号被DT1延迟并被提供给补偿部件702。也称为AM至FM补偿部件的振幅补偿部件702根据被DT1延迟的振幅信号、表征系数以及可能的一个或多个附加输入来生成修正信号。

补偿部件702被配置成用两个阶段进行操作，估计阶段和预失真阶段。在估计阶段期间，补偿部件702和系数计算部件709利用帧的量值斜坡部分和瞬时频偏值来估计调相路径的失真，包括调幅至调频效应和二阶失真效应。在某些类型的帧配置（诸如GFSK调制）期间存在量值斜坡。瞬时频偏值或样本是以频偏信号或已滤波的频偏信号的形式提供的。失真效应是由包括但不限于频率信道、最大功率、温度、芯片工艺等的帧传输条件引起的。补偿部件702通过向求和部件724提供修正信号来利用估计失真来使调相信号预失真。还要注意的是应将频率修正信号的时间延迟调整至包络信号路径的延迟，使得频率修正信号相对于在混频器726处提供的输出信号在时间上对准。

如图5B中所示和上文所述，补偿单元702的峰值抵消部件通过监视振幅样本或值来识别峰值。一旦识别了峰值，则峰值抵消部件生成被用作用于所识别的峰值的修正信号的频率峰值补偿信号。通过在通信序列的斜坡部分期间识别最大振幅值并使用所识别的最大振幅值和系数来改变修正信号并说明峰值，生成峰值补偿信号。

在一个示例中，针对每个帧计算所估计失真。然而，本发明的发明人认识到后续帧的训练或斜坡部分可以基本上类似于当前或先前帧。因此，在另一示例中，在一段时间内或针对所选数目的帧重新使用所估计的失真以缓解功率消耗和计算。

还要注意的是图7示出了补偿单元702、系数计算部件709。然而，要认识到的是可以将这些中的任何或全部组合成单个补偿单元。

图8是图示出根据本发明的实施例所提供的蓝牙极化发射机800的图示。发射机800包括补偿部件822以缓解来自调幅路径的不期望误差和失真，并且还补偿峰值失真。图8图示了具有被配置成生成三个不同“频率区域”的多个分频器的极化发射机，其中，在每个频率区域中执行的发射机操作取决于等于蓝牙工作频率（例如4804至4960MHz）的两倍的DCO频率的降低。将认识到的是图8图示出可以用来生成许多频率区域的分频器配置的简化示例且并不意图作为限制性示例。

在第一区域802中，来自DCO 808的输出信号S_DCO的频率被分频器810划分以生成686 MHz– 708 MHz的工作频率，或者共同地被分频器810和812划分以生成343 MHz– 354 MHz的工作频率。第一区域802中的频率被用来生成时钟信号，其驱动DAC 818的采样以生成具有期望频率的模拟调幅信号。

在第二区域804中，来自DCD 808的输出信号S_DCO的频率进一步被分频器814划分以生成用于某些数字操作的171 MHz - 177的工作频率。如图8中所示，用4（或2，取决于分频器810和812的选择性使用）进行的另外的整除生成用于振幅和调制路径两者中的数字操作的信号。这些数字操作可以包括由(一个或多个)内插器820进行的AM信号和/或(一个或多个)PM信号的CIC内插。

在第三区域806中，来自DCD 808的输出信号S_DCO的频率进一步被分频器816划分以生成42 MHz– 44 MHz的工作频率。如图8所示，用4进行的另外整除生成用于极化发射机的数字部分中的其他操作的信号，分别地诸如CORDIC和脉冲整形滤波器。

可以使用另外的分频器（未示出）来将42 MHz– 44 MHz信号向下划分至10～11MHz时钟信号以供在第四区域808中使用。在附加部件的数字操作中可以使用10～11MHz时钟信号，诸如DxPSK脉冲整形器和/或定时控制等。

补偿单元822在第三区域中进行操作以缓解不期望的相位信号误差和包括峰值失真的失真结果。补偿单元822得到调相失真的估计，包括调幅至调频效应。在通信序列的斜坡部分期间至少部分地从斜坡值和已滤波或未滤波的频偏值得到该估计。频偏值被滤波以缓解从DPLL引入的偏差。

补偿单元822还包括峰值抵消部件，其通过监视如在图5B中所示和上文所述的振幅样本或值来识别峰值、斜升和斜降序列。一旦识别了峰值，则该峰值抵消部件生成被用作用于所识别的峰值的修正信号的频率峰值补偿信号。通过在通信序列的斜坡部分期间识别最大振幅值并使用所识别最大振幅值和系数或估计来说明峰值来生成峰值补偿信号或量。

在通信序列的（一个或多个）数据部分期间，补偿部件822利用估计和峰值补偿信号来使调相信号预失真以缓解不期望的误差和失真。

图9是图示出用以缓解包括由调幅信号和峰值失真引起的那些的调相失真的方法900的流程图。方法900包括在峰值序列期间识别峰值并生成峰值补偿信号。结果，缓解了由峰值序列引起的误差和失真。

该方法在方框902处开始，在那里，接收调幅信号。可以对信号进行采样以获得个别的振幅样本。由于来自沿着调幅路径的位置的延迟，还可以使调幅信号延迟。要注意的是本发明的替换方法和系统预想到利用除来自调幅路径的调幅信号之外的信号。例如，恒定包络调制方案省略了调幅路径，并且通过调节电源电压来利用功率斜升和斜降。

在方框904处根据调幅信号来计算或确定一个或多个因数。该因数可以包括来自以上等式的那些。在一个示例中，该因数包括当前振幅样本的平方和当前振幅样本的立方。

在方框906处监视该因数以识别最大值。然后将最大值存储在存储部件中，诸如双稳态多谐振荡器（flip-flop）。在一个示例中，最大值表示用于当前帧的最大振幅样本的平方和立方。

在方框908处识别峰值序列的开始。在以上图5A和5B中示出了峰值部分或序列的示例。通过监视振幅信号来识别峰值序列。

在方框910处在所识别的峰值序列期间生成峰值补偿信号。可以将峰值补偿信号与表征系数和/或其他失真估计进行组合以便在峰值序列期间生成修正信号。可以利用该修正信号来沿着极化调制器的调相路径使调相信号预失真。

在非峰值部分或序列期间，可以将因数与表征系数和/或其他失真估计进行组合以生成修正信号。根据一个或多个输入来生成表征系数，该一个或多个输入包括频偏样本或信号。上文示出了生成表征系数的示例。

虽然下面将上述方法900图示和描述为一系列动作或事件，但将认识到的是不应在限制性意义上解释此类动作或事件的所示排序。例如，某些动作可以按照不同的顺序和/或与除在此所示和/或所述的那些之外的其他动作或事件同时地发生。另外，并不是要求所有的所示动作来实现本文的公开的一个或多个方面或实施例。并且，可以在一个或多个单独动作和/或阶段中执行在此描绘的动作中的一个或多个。

特别地关于由上述部件或结构（组件、器件、电路、系统等）执行的各种功能，用来描述此类部件的术语（包括对“装置”的参考）除非另外指明、否则意图对应于任何部件或结构，其执行所描述的部件的指定功能（例如在功能上等价），即使并不是在结构上等价于执行本发明的在此举例说明的示例性实施方式中的功能的所公开结构。另外，虽然可能已相对于多个实施方式中的一个公开了本发明的特定特征，但针对任何给定或特定应用，在可能是期望和有利的时，可以将此类特征与其他实施方式的一个或多个其他特征进行组合。此外，在详细描述和权利要求中使用了术语“包括”、“包含”、“具有（having、has）”、“带有”或其变形的程度上，此类术语意图以类似于术语“包括”的方式是包括性的。

Claims

1.一种通信系统，其包括：

频偏部件，其被配置成生成频偏信号；

表征部件，其被配置成根据第一信号和所述频偏信号来生成表征系数；

峰值抵消部件，其被配置成根据所述第一信号来识别峰值并生成峰值抵消信号以补偿由所识别峰值产生的峰值失真；以及

补偿单元，其被配置成利用所述表征系数、所述第一信号和所述峰值抵消信号来生成修正信号，其补偿所述峰值失真和调幅至调频效应。

2.根据权利要求1所述的系统，还包括被配置成接收所述调相信号和所述修正信号并由此生成已修正的调制信号的求和部件。

3.根据权利要求2所述的系统，还包括数字锁相环路，其包括数控振荡器并被配置成根据已修正的调制信号来生成载波调相信号。

4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述数字锁相环路还被配置成向所述频偏部件提供划分的信号。

5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述频偏信号表示调相信号的瞬时频偏。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一信号是调幅信号，并且其中，所述峰值抵消部件被配置成监视所述调幅信号以识别频率峰值。

7.根据权利要求6所述的系统，其中，所述峰值抵消部件被配置成确定最大振幅值。

8.根据权利要求7所述的系统，其中，所述峰值抵消部件被配置成根据所述最大振幅值来生成具有所选阶的多项式因数。

9.根据权利要求8所述的系统，其中，所述补偿单元被配置成利用具有所述表征系数的多项式因数来生成所述修正信号。

10.根据权利要求9所述的系统，其中，所述调幅信号和调相信号具有通信序列，所述通信序列具有第一部分和第二部分，其中，所述表征部件被配置成在通信序列的第一部分期间产生表征系数，并且所述补偿单元在通信序列的第二部分期间利用表征系数来生成修正信号。

11.一种补偿系统，其包括：

系数发生器，其被配置成根据频偏信号来生成多个系数；

因数单元，其被配置成根据第一信号来生成多个因数；

峰值抵消存储部件，其被配置成识别峰值并根据所述第一信号来确定最大振幅值，并且仅在所识别峰值期间提供作为输出的最大振幅值；

峰值抵消求和部件，其被配置成将峰值抵消存储部件的输出与所述多个因数相加以生成峰值补偿因数；

混频器，其被配置成将所述峰值补偿因数与所述多个系数相乘以生成混频因数；以及

求和部件，其被配置成将所述混频因数相加以生成修正信号。

12.根据权利要求11所述的系统，其中，所述多个系数包括二阶系数和三阶系数。

13.根据权利要求11所述的系统，其中，所述系数发生器被配置成利用最小二乘估计来生成所述多个系数。

14.根据权利要求11所述的系统，其中，所述多个因数包括二阶因数和三阶因数。

15.根据权利要求11所述的系统，其中，所述最大振幅值包括最大振幅值的平方和立方。

16.根据权利要求11所述的系统，还包括用以用所述修正信号来使调相信号预失真并生成已修正的调相信号的求和部件。

17.一种补偿峰值失真的方法，所述方法包括：

接收第一信号；

根据所述第一信号来确定一个或多个因数；

将所述一个或多个因数的一部分存储为最大因数值；

根据所述第一信号来识别峰值序列的开始；以及

根据所述一个或多个因数和所述最大因数值来在所述峰值序列期间生成峰值补偿信号。

18.根据权利要求17所述的方法，还包括在所述峰值序列期间使用所述峰值补偿信号作为中间修正信号。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括根据频偏信号来生成一个或多个表征系数并根据所述中间修正信号和所述表征系数来生成修正信号。

20.根据权利要求17所述的方法，还包括根据所述一个或多个因数来生成中间修正信号。