JP2006158042A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来例では、軽負荷時に間欠発振が発生したり、出力電圧の負荷変動が非常に大きい。また、無駄な消費電力が発生していた。
【解決手段】トランスＴＲの１次巻線Ｎ１に接続した１次側回路には、１次巻線Ｎ１を駆動する主スイッチング素子Ｑｍを設けると共に、出力電圧を検出してフィードバックし、かつ、トランスの３次巻線Ｎ３の誘起電圧を取り込んで出力電圧が定電圧となるように主スイッチング素子Ｑｍを駆動制御する制御回路１を設ける。また、トランスＴＲの２次側回路に、出力端子に擬似負荷として接続したダミー負荷回路３と、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２の電圧を検出する検出回路２と、検出回路２により制御され、ダミー負荷回路３をオン／オフして軽負荷時のみ通電するように制御を行うダミー負荷制御回路４を備えている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源装置、ＰＷＭ制御型のフライバックコンバータ、或いはフォワードコンバータ等のスイッチング電源装置に関する。

(1) ：従来例１
以下、特許文献１を従来例１として説明する。従来例１は、広範囲な負荷変動に対しても電圧制御の安定化を図るスイッチング電源装置に関するものである。

図６にスイッチング電源装置の回路例を示す。このスイッチング電源装置は、基本的構成がＲＣＣ方式で、かつ軽負荷安定化回路５０を設け、負荷１００が大きい（小さい）場合にはこれを自動検出してダミー負荷４０を分離（接続）することができるように形成されている。

２次直流電源３０側には、ダミー負荷４０と直列接続されたスイッチ回路（トランジスタ）５１と、電圧検出回路５２とからなる軽負荷安定化回路５０が設けられている。電圧検出回路５２は、ツェナーダイオードＺＤと分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２とからなり、設定電圧を超えると、トランジスタ（５１）をＯＮさせ、その余の場合にはＯＦＦするものと形成されている。

ここに、ダミー負荷４０は、負荷１００が大きい場合には２次直流電源３０から分離されるので、第１に最大負荷時における電力消費の増大、電源効率の低下という問題を考えることなくダミー負荷４０の値を大きく選択できる。第２に、当該負荷１００の最小側変動に対しても制御安定化が図れる範囲内でその値を小さく選択できる。すなわち、発振周波数をできるだけ高めることにより、パルストランス２０の小型化が図れる。よって、双方事項を勘案の上、適宜に選択決定すればよい。

かかるＲＣＣ方式スイッチング電源装置では、負荷１００が大きければ軽負荷安定化回路５０はダミー負荷４０を２次直流電源３０から分離する。一方、負荷１００が小さく（軽負荷）なると、発振周波数が高まり、制御が不安定になり２次直流電源電圧Ｖ２が上昇して来る。すると、電圧検出回路５２が設定電圧を超えたときにトランジスタ（５１）をＯＮさせてダミー負荷４０を２次直流電源３０に接続する。よって、見掛上の負荷（１００）が増大するので、発振周波数は抑制され２次直流電源電圧Ｖ２を一定に安定化できる。

しかして、スイッチング回路５１と電圧検出回路５２とからなる軽負荷安定化回路５０を設け、負荷１００が小さくなって発振周波数が高くなり制御安定化困難となる場合にダミーに抵抗４０を接続しその余の場合には分離する構成とされているので、負荷１００の最少〜最大の変動があっても２次直流電源電圧Ｖ２を安定化できかつ節電と所定の電源効率を維持することができる。

また、電圧検出回路５２は、ツェナーダイオードＺＤと分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２とから形成されているので、設定電圧の選択等が容易で適用性が広く取扱簡単である。

(2) ：従来例２
以下、特許文献２を従来例２として説明する。従来例２は、入力電圧に高低差の幅があっても、安定した電源電圧が得られるようにした電源回路に関する。図７は電源回路の１実施例を示した図である。

図７に示したように、電源トランス７の２次側にある出力端子Ａ、Ｂに接続された負荷の変動に応じて制御回路８がスイッチングトランジスタ９のベース電圧の印加周期を変更し、これにより１次側トランスに流れる単位時間当たりの電流量を制御してＡ、Ｂ間電圧を定電圧に保っている。

出力端子Ａ、Ｂ間の負荷の変動は、２次側に配置された分圧抵抗１０、１１、シャントレギュレータ１２、抵抗１３、及びフォトダイオード１４と、１次側に配されたフォトトランジスタ１５とにより検出されるようになっており、前記負荷変動に応じて変動するＡ、Ｂ間電圧の変動をシャントレギュレータ１２により検出し、フォトダイオード１４及びフォトトランジスタ１５を介してこの変動量を１次側に伝達せしめ、これによって、前記端子間の電圧変動を解消するように１次側巻線に流れる前記電流量を制御してＡＢ間電圧を常に一定にするようにしている。

図７において、１６および１７はダイオード及び平滑コンデンサで、２次側巻線に励起された方形波電圧を直流に変換している。１８および１９は整流器および平滑コンデンサで、交流源２０からフィルタ２１を介して印加された交流電圧を直流に変換している。２２は１次側巻線に印加される方形波電流のノイズを抑制するためのスナバーである。

かかる構成によれば、整流用ダイオード５及び整流用コンデンサ６によって入力電圧に比例した直流電圧を作り、トランジスタ２によって、ダミー抵抗１を流れる電流を制御する。このダミー抵抗１に流れる電流の量は、トランジスタ２のベースに印加される電圧が低ければ低い程、すなわち、入力電圧が高い程多くなり、多くの負荷が付加されたものとなる。なお、抵抗３および定電圧ダイオード４は、前記ダミー抵抗１に流れる電流を調整するためのものである。

このように、本実施例によれば、入力電圧が高い時は、ダミー負荷が多く付加され、入力電圧が低い時は、少ない負荷が付加される。この結果、入力電圧に応じた間欠発振防止用のダミー負荷が付加されるとともに無駄な負荷が付加されることもない。
特開平５−２３６７４３号公報 実開平５−８０１８５号公報

(1) ：従来例１では、出力電圧が上昇し、或る設定電圧（ツェナーダイオードで検出した電圧）を超えたら、ダミー抵抗が導通する。よって、出力電圧の負荷変動が非常に大きい。また、ツェナーダイオードで検出しているため、検出点のばらつきが大きくなる。また、ダミー切り替り時にヒステリシスが無いので、ダミー切り替り時に動作にチャタリングが発生する可能性がある。

(2) ：ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、ＲＣＣの基本動作から、軽負荷になると発振周波数が高くなり、かつオン期間も短くなることから、メインスイッチ素子がこのオン期間を確保できなくなる。そのため、間欠発振を起こす。その結果、出力リップル電圧が非常に大きくなったり、出力電圧が上昇してしまうという課題があった。

(3) ：従来例２では、常にダミー負荷が接続されており、入力電圧の大小により負荷量を制御している。よって、パワーロスが大きい。また、大きいトランジスタが必要となる。

そこで本発明は、前記のような従来の課題を解決し、軽負荷時の間欠発振、出力リップル電圧の上昇を防止し、無駄な消費電力を極力少なくすると共に、軽負荷時にのみダミー負荷回路を接続して出力電圧の変動率を改善することを目的とする。

本発明は、前記の目的を達成するため、入力端子と出力端子間にトランスを設け、該トランスの１次巻線に接続した１次側回路と、該トランスの２次巻線に接続した２次側回路とを有し、前記１次側回路に、前記トランスの１次巻線を駆動する主スイッチング素子を設けると共に、前記出力端子から出力電圧を検出してフィードバックし、かつ、トランス巻線の誘起電圧を取り込んで出力電圧が定電圧となるように前記主スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置において、前記２次側回路に、前記出力端子に擬似負荷として接続したダミー負荷回路と、前記トランスの２次巻線電圧を検出する検出回路と、前記検出回路により制御され、前記ダミー負荷回路を軽負荷時にのみ通電するように制御を行うダミー負荷制御回路を備えていることを特徴とする。

また、前記スイッチング電源装置において、前記検出回路は、抵抗とコンデンサを含む時定数回路と、該時定数回路により制御される第１のスイッチ素子を含み、軽負荷状態では前記第１のスイッチ素子がオフに制御され、軽負荷以外の通常負荷状態では、前記第１のスイッチ素子がオンに制御されると共に、前記ダミー負荷制御回路は、前記検出回路の第１のスイッチ素子がオンの時に充電されるコンデンサと、該コンデンサの充電電圧によりオン／オフ制御される第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子によりオン／オフ制御される第３のスイッチ素子を含み、軽負荷時に、前記第１のスイッチ素子がオフであれば、前記第２のスイッチ素子がオフで、前記第３のスイッチ素子がオンとなって前記ダミー負荷回路をオンにして通電状態とし、通常負荷時に前記第１のスイッチ素子がオンになると、前記第２のスイッチ素子がオンとなり、前記第３のスイッチ素子がオフとなって前記ダミー負荷回路をオフにして通電状態を停止させることで、軽負荷時のみダミー負荷回路を通電させる制御機能を有することを特徴とする。

また、前記スイッチング電源装置において、前記ダミー負荷回路の切り替え時にヒステリシス動作を行わせるためのヒステリシス回路を、前記検出回路とダミー負荷制御回路との間に設け、前記第１のスイッチ素子がオフ、第２のスイッチ素子がオフの状態と、前記第１のスイッチ素子がオン、第２のスイッチ素子がオンになった状態とで、前記第１のスイッチ素子の入力電位を変化させることで、前記ダミー負荷回路のオン／オフ切り替え時にヒステリシス動作をさせる機能を備えていることを特徴とする。

（作用）
以下、図１を参照しながら、前記構成に基づく作用を説明する。

入力電圧Ｖ１を印加すると、制御回路１は出力電圧が定電圧となるように主スイッチング素子Ｑｍの駆動制御を開始する。この駆動制御により、主スイッチング素子Ｑｍがオン／オフ動作を繰り返し、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に２次巻線電圧Ｖ２が誘起する。この２次巻線電圧Ｖ２を検出回路２が検出する。この場合トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に２次巻線電圧Ｖ２が誘起すると、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してコンデンサＣ１が充電される。

そして、通常負荷時にはＭＯＳＦＥＴＱ１はオンとなる。しかしながら、軽負荷時には、負荷電流（出力電流）Ｉｏの値が小さくなりＭＯＳＦＥＴＱ１はオンにならない。検出回路２では２次巻線電圧Ｖ２を直流電圧に変換し、通常負荷と軽負荷時の発振波形が異なる事からこの電圧の大小により負荷電流（出力電流）Ｉｏを擬似的に検出する。

この場合、軽負荷時には２次巻線電圧波形が傾きが緩やかでありＭＯＳＦＥＴＱ１はオンしない（オフである）。しかし、通常負荷時にはトランスＴＲの２次巻線電圧波形の傾きが急峻になり、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオンになる。そして、軽負荷時にＭＯＳＦＥＴＱ１がオフであれば、コンデンサＣ２は充電されず、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフのままである。この時、トランジスタＱ３のベース−エミッタには、出力端から抵抗Ｒ５を介して電流が流れ、該トランジスタＱ３はオンとなっていて、ダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れる。

一方、通常負荷時にはＭＯＳＦＥＴＱ１がオンとなり、コンデンサＣ２の電圧が上昇し、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンとなる。このため、トランジスタＱ３のベース電位が低下してトランジスタＱ３はオフとなる。そのため、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６に電流が流れなくなり、ダミー負荷回路３が通電停止状態になる。

このように、ダミー負荷制御回路４の制御により、軽負荷時にはダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れている。しかし、通常負荷時には、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６に電流が流れなくなり、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６が出力から切り離される。

また、ヒステリシス回路５が設けてあるので、軽負荷時には出力電流Ｉｏが少ないため、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフ、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフ、トランジスタＱ３がオンとなり、ダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れる。その後、出力電流Ｉｏが増加し、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンになると、オン状態のＭＯＳＦＥＴＱ２を介してヒステリシス回路５に電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位を更に負側へ深くバイアスする。従って、ヒステリシス回路５により、ダミー負荷回路３の切り替わり時にチャタリングの発生を防止している。

以上のようにして、軽負荷時の間欠発振、出力リップル電圧の上昇を防止し、無駄な消費電力を極力少なくすると共に、軽負荷時にのみダミー負荷回路を出力端子に接続して出力電圧の変動率を改善することができる。

(1) ：トランスの２次巻線電圧波形から負荷電流（出力電流）を擬似的に検出することで軽負荷状態を検出し、軽負荷と判断された時のみダミー負荷回路を通電状態にして、出力端子にダミー負荷回路を接続できる。そのため、出力電圧の変動が少なくなる。また、負荷電流が大きくなると、ダミー抵抗が切り離される為、電力ロスが減少する。

(2) ：ヒステリシス回路を設けているため、ダミー負荷回路のオン／オフ切り替え時の動作にチャタリングが無くなり、出力電圧変動も少なくなる。

(3) ：軽負荷時の間欠発振、出力リップル電圧の上昇を防止し、無駄な消費電力を極力少なくすると共に、軽負荷時にダミー負荷回路を接続して出力電圧の変動率を改善することができる。

§１：スイッチング電源装置の回路構成の説明
図１はスイッチング電源装置の回路例、図２はスイッチング電源装置の詳細な回路の説明図である。以下、図１、図２に基づきスイッチング電源装置の回路構成を説明する。

図１に示したように、このスイッチング電源装置は、入力端子と出力端子間にトランスＴＲを設け、該トランスの１次巻線に接続した１次側回路と、該トランスの２次巻線に接続した２次側回路等で構成されている。

前記１次側回路は、入力端子間に接続された平滑用コンデンサＣ１１と、主スイッチング素子（例えば、バイポーラ型トランジスタ）Ｑｍと、該主スイッチング素子Ｑｍを駆動して出力端子の出力電圧（負荷電圧）が定電圧となるように制御を行う制御回路１と、入力端子と制御回路１及び主スイッチング素子Ｑｍの入力端子（例えば、トランジスタのベース）間に接続された抵抗Ｒ１１等で構成されている。

この場合、トランスＴＲには１巻線Ｎ１と、２次巻線Ｎ２と、３次巻線Ｎ３が設けてあり、主スイッチング素子Ｑｍの端子（この例では、コレクタ）が１次巻線Ｎ１の一方の端子に接続されている。また、３次巻線Ｎ３の一方の端子が制御回路１に接続されている。前記制御回路１には、スイッチング電源装置の出力電圧（出力端子の電圧）をフィードバックして入力し、定電圧制御するように構成されている。

トランスＴＲの２次側回路は、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に接続され、該２次巻線Ｎ２に発生する２次巻線電圧Ｖ２を検出する検出回路２と、ダミー負荷回路３と、ダミー負荷回路３の制御を行うダミー負荷制御回路４と、ダミー負荷回路の切り替え時にヒステリシスを持たせるヒステリシス回路５と、整流用のダイオードＤ３と、出力側平滑用コンデンサＣ３等で構成されている。

検出回路２は、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２の両端子間に接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２及びコンデンサＣ１の直列回路を含む時定数回路と、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１（以下、単に「ＭＯＳＦＥＴＱ１」と記す）で構成されている。なお、図２では、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートをＧ、ソースをＳ、ドレインをＤで示してある。

ダミー負荷回路３はダミー負荷抵抗Ｒ６で構成されている。また、ダミー負荷制御回路４は、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ２（以下、単に「ＭＯＳＦＥＴＱ２」と記す）、抵抗Ｒ５、バイポーラ型トランジスタＱ３（以下、単に「トランジスタＱ３」と記す）等で構成されている。ヒステリシス回路５は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ４の直列回路で構成されている。

ところで、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に誘起した２次巻線電圧Ｖ２の波形（後述する）は、出力端子に流れる負荷電流（出力電流）Ｉｏに従って波形の傾斜が異なっている。そこで検出回路２では、負荷電流（出力電流）Ｉｏを前記波形の傾きに従った直流電圧に変換し、負荷電流（出力電流）Ｉｏを擬似的に検出する。

そして、検出回路２の前記時定数回路のＣＲ時定数を予め適切な値に選定することにより、トランスＴＲの２次巻線電圧の電圧波形の傾きが緩やかな時にはＭＯＳＦＥＴＱ１がオンにならないようにし、前記電圧波形の傾きが急峻になるとＭＯＳＦＥＴＱ１がオンになるように構成している。

§２：スイッチング電源装置の動作の概要
図１、図２に示したスイッチング電源装置の動作概要は次の通りである。

入力端子に入力電圧Ｖ１（直流電圧）を印加すると、コンデンサＣ１１により平滑化された電圧が発生する。この時、制御回路１は出力電圧が定電圧となるように主スイッチング素子Ｑｍの駆動制御を開始する。この駆動制御により、主スイッチング素子Ｑｍがオン／オフ動作を繰り返し、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１に電流が流れて、２次巻線Ｎ２、３次巻線Ｎ３に誘起電圧を発生する。

この場合、制御回路１はトランスＴＲの３次巻線Ｎ３の誘起電圧を入力し、かつ、出力電圧Ｖｏをフィードバックして取り込み、主スイッチング素子Ｑｍの駆動制御を行なって出力電圧の定電圧制御を行う。

そして、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に誘起した２次巻線電圧Ｖ２を検出回路２が検出する。この場合、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してコンデンサＣ１を充電する。

その充電の過程でＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間の浮遊容量Ｃgs（以下「容量Ｃgs」と記す）が充電されるが、その容量Ｃgsの充電電圧によりＭＯＳＦＥＴＱ１がオンになったり、オフのままだったりする（詳細は後述する）。そして、２次巻線電圧の極性が反転すると、コンデンサＣ１の電荷も放電され、次のサイクルには再び充電されるというような動作を繰り返す。

前記の動作に伴ってＭＯＳＦＥＴＱ１の容量Ｃgsが充電と放電を繰り返すが、軽負荷時には、負荷電流（出力電流）Ｉｏの値が小さくなり、容量Ｃgsの充電電圧はＭＯＳＦＥＴＱ１がオンになるための閾値に達せず、該ＭＯＳＦＥＴＱ１はオンにならない（オフのままである）。しかし、軽負荷以外の通常負荷時（軽負荷時より負荷電流が多い状態）には、容量Ｃgsの充電電圧が前記閾値を超えるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオンになる。

また、軽負荷時にＭＯＳＦＥＴＱ１がオフであれば、コンデンサＣ２は充電されず、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフのままである。この時、トランジスタＱ３のベース−エミッタには、出力端から抵抗Ｒ５を介して電流が流れ、該トランジスタＱ３はオンとなって、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６には電流（ダミー負荷電流）が流れる。

一方、通常負荷時には、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンとなり、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２が充電される。そして、コンデンサＣ２の充電電圧が所定値に達すると、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンになる。そのため、トランジスタＱ３がオフとなり、ダミー負荷回路３のダミー抵抗Ｒ６に流れていた電流は停止し、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６が動作停止状態（オフ）になる。

また、ヒステリシス回路５は、出力側に前記ダミー負荷回路３を挿入したり、切り離したりする際にヒステリシス動作をさせることで切り替え時の状態を安定化させる（チャタリングを除去する）。すなわち、前記ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフ、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフの状態と、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンになった状態とで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧を変化させる（ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンになるとゲート電圧が更に低くなる）ことで、前記ダミー負荷回路３のオン／オフ切り替え時にヒステリシス動作をさせる機能を備えている。

以上のようにして、軽負荷時にのみ出力端子にダミー負荷回路３を挿入し、軽負荷時以外の通常負荷時には出力側からダミー負荷回路３を切り離すように動作する。

§３：スイッチング電源装置の詳細な動作
図３は各部の波形図である。図４は負荷電流対入力電流特性図である。図５は出力リップル電圧波形図である。以下、図１、図２を参照しながら図３乃至図５に基づいてスイッチング電源装置の動作を詳細に説明する。

(1) ：トランスＴＲの１次側回路の動作
入力端子に入力電圧Ｖ１が印加されると、主スイッチング素子Ｑｍは、制御回路１の駆動制御によりオン／オフ駆動される。そして、主スイッチング素子Ｑｍがオンになると、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１に電流が流れて、２次巻線Ｎ２、３次巻線Ｎ３に誘起電圧を発生する。その後、３次巻線Ｎ３の誘起電圧が減少すると、制御回路１により主スイッチング素子Ｑｍがオフに駆動される。このようにして、１次巻線Ｎ１には主スイッチング素子Ｑｍにより矩形波電圧が印加される。

すなわち、制御回路１は、トランスＴＲの３次巻線Ｎ３の誘起電圧を入力し、かつ、出力電圧Ｖｏをフィードバックして取り込み、主スイッチング素子Ｑｍの駆動制御を行う。このような動作により、主スイッチング素子Ｑｍがオン／オフ動作を繰り返し、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１に矩形波電圧が印加されると共に、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に２次巻線電圧Ｖ２が誘起する。

(2) ：検出回路２の動作
前記のようにしてトランスＴＲの２次巻線Ｎ２に２次巻線電圧Ｖ２が誘起すると、検出回路２が２次巻線電圧Ｖ２を検出する。この場合、トランスＴＲの２次巻線Ｎ２に２次巻線電圧Ｖ２が誘起すると、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してコンデンサＣ１が充電される。この時、ＭＯＳＦＥＴＱ１の容量Ｃgsを介して電流が流れることにより容量Ｃgsは充電と放電を繰り返す。

そして、軽負荷時には、負荷電流（出力電流）Ｉｏの値が小さくなり、容量Ｃgsの充電電圧はＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧の閾値に達せず、該ＭＯＳＦＥＴＱ１はオンにならない（オフの状態）。しかし、軽負荷以外の通常負荷時には、容量Ｃｇｓの充電電圧がＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧の閾値を超えるため、該ＭＯＳＦＥＴＱ１はオンになる。以下、通常負荷時及び軽負荷時の動作を図３を参照しながら説明する。

(a) ：図３のＡ図（トランス２次巻線電圧波形）、Ｂ図（Ｑ１Ｖgs波形）、Ｃ図（Ｑ２Ｖgs波形）はそれぞれ負荷電流（出力電流）Ｉｏ＝０％の時（軽負荷時の状態に対応）の波形図である。また、図３のＤ図（トランス２次巻線電圧波形）、Ｅ図（Ｑ１Ｖgs波形）、Ｆ図（Ｑ２Ｖgs波形）は、負荷電流（出力電流）Ｉｏ＝５０％の時（通常負荷時の状態に対応）の波形図である。

そして、図３のＡ図及びＤ図は、トランス２次巻線電圧波形、図３のＢ図及びＥ図は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のＶgs（ゲート−ソース間電圧）波形、図３のＣ図及びＦ図は、ＭＯＳＦＥＴＱ２のＶgs（ゲート−ソース間電圧）波形である。なお、図３のＢ図及びＥ図の「Ｖth」は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のＶgs（ゲート−ソース間電圧）の閾値（オン／オフの閾値）を示す。

(b) ：トランスＴＲの２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２波形は、図３のＡ図、Ｄ図のように、負荷電流Ｉｏに従って傾斜が異なっている。すなわち、図３のＡ図に示した２次巻線電圧波形は緩やかな傾斜（ライズタイムｔｒ≒３００ｎＳ）となっているが、図３のＤ図に示した２次巻線電圧波形は急峻な傾斜（ライズタイムｔｒ≒１００ｎＳ）となっていて、両者の波形の傾斜は図示のように異なっている。

検出回路２では、トランスＴＲの２次巻線電圧Ｖ２を、この波形の傾斜に従った（傾きに従った）直流電圧に変換し、負荷電流（出力電流）Ｉｏを擬似的に検出する。

(c) ：検出回路２において、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１から成る時定数回路のＣＲ時定数を適切に選択することで、前記傾きが緩やかな時（図３のＡ図参照）にＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖgsが閾値Ｖthに達しないで（図３のＢ図参照）ＭＯＳＦＥＴＱ１はオンしない（オフである）。しかし、前記傾きが急峻になると（図３のＤ図、Ｅ図参照）、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖgsは、閾値Ｖthを超えるため、オンになる。

(3) ：ダミー負荷制御回路４の動作
前記のようにして、軽負荷時にＭＯＳＦＥＴＱ１がオフであれば、コンデンサＣ２は充電されず、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフのままである（図３のＣ図参照）。この時、トランジスタＱ３のベース−エミッタには、出力端から抵抗Ｒ５を介して電流が流れ、該トランジスタＱ３はオンとなっていて、ダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れている。

一方、通常負荷時には、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンとなり、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２が充電を開始する。そして、コンデンサＣ２の電圧が徐々に上昇し、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間電圧Ｖgsが閾値に達すると（図３のＥ図、Ｆ図参照）、該ＭＯＳＦＥＴＱ２はオンとなる。このため、トランジスタＱ３のベース電位が低下してトランジスタＱ３はオフとなる。そのため、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６に電流が流れなくなり、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６が出力から切り離される。

このように、ダミー負荷制御回路４の制御により、軽負荷時にはダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れている。しかし、通常負荷時には、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６に電流が流れなくなり、ダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６が出力から切り離される。

(4) ：ヒステリシス回路の動作
図４はヒステリシス動作の特性図である。以下、図１、２を参照しながら、図４に基づいてヒステリシス回路の動作を説明する。

図４において、横軸は負荷電流（出力電流）Ｉｏ、縦軸は入力電流Ｉinを示す。図４に示したように、軽負荷時にはダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れている。このため、軽負荷時には入力電流Ｉinが大きくなっている。この状態から負荷電流Ｉｏが次第に増加すると、或る状態でダミー負荷抵抗Ｒ６が切り離される。

この時、ダミー負荷抵抗Ｒ６に流れていたダミー負荷電流が無くなるため、入力電流Ｉinは一時的に減少する。すなわち、軽負荷時にダミー負荷抵抗Ｒ６が動作している間、入力電流Ｉinが大きくなっているが、軽負荷状態から通常負荷状態へ遷移する過程で、ダミー負荷抵抗Ｒ６が出力から切り離される。

この状態で一時的に入力電流Ｉinが減少し、その後、出力電流Ｉｏが増加するにつれて入力電流Ｉinも増加する。このダミー負荷抵抗Ｒ６の切り替わりの時に、チャタリングの発生を無くすために、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ４からなるヒステリシス回路５が動作をする。前記ヒステリシス回路５のヒステリシス動作は次の通りである。

先ず、軽負荷時には出力電流Ｉｏが少ないため、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフ、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフ、トランジスタＱ３がオンとなり、ダミー負荷抵抗Ｒ６にダミー負荷電流が流れる。その後、出力電流Ｉｏが増加し、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンになると、オン状態のＭＯＳＦＥＴＱ２を介してヒステリシス回路５に電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位を更に負側へ深くバイアスする。

従って、その後、出力電流Ｉｏが再び減少した場合、ヒステリシス動作を行う。すなわち、出力電流Ｉｏが小さい値から次第に大きくなる時に、或る電流Ｉαで、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンとなる。また、出力電流Ｉｏが大きい値から次第に小さくなる時に、或る電流Ｉβで、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフ、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフとなるがＩβ＜Ｉαの関係があり、切り替わり時にチャタリングを防止している。

(5) ：出力リップル電圧波形の説明
図５は出力リップル電圧波形図である。図５において、Ａ図はダミー負荷抵抗無し、出力電流Ｉｏ＝０％、間欠発振の状態を図示しており、縦軸が出力電圧（出力リップル電圧）波形を示している（交流で表示）。この場合の出力リップル電圧波形は繰り返しの周期が発振周期よりも長くなっていることがわかる。

また、図５において、Ｂ図はダミー負荷抵抗有り、負荷電流（出力電流）Ｉｏ＝０％、正常の状態を図示しており、縦軸が出力リップル電圧波形を示している（交流で表示）。この場合の出力電圧波形は、ほぼＧＮＤレベルとなっている。

このように、Ｉｏ＝０の軽負荷時にダミー負荷抵抗Ｒ６が無いと、図５のＡ図のような間欠発振状態となり出力電圧が不安定になる。そこで前記のように軽負荷時にのみダミー負荷回路３のダミー負荷抵抗Ｒ６に通電して動作させれば、図５のＢ図のように、出力電圧にリップルも無くなり出力電圧が安定することが分かる。

なお、以上の説明では、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源装置の例について説明したが、本発明はこのような例に限らず、例えば、ＰＷＭ制御型のフライバックコンバータ、或いはフォワードコンバータ等のスイッチング電源装置にも前記と同様にして適用可能である。

実施の形態におけるスイッチング電源装置の回路例である。 実施の形態におけるスイッチング電源装置の詳細な回路の説明図である。 実施の形態における各部の波形図である。 実施の形態におけるヒステリシス動作の特性図である。 実施の形態における出力リップル電圧波形図である。 従来例１の説明図である。 従来例２の説明図である。

符号の説明

１ 制御回路
２ 検出回路
３ ダミー負荷回路
４ ダミー負荷制御回路
５ ヒステリシス回路
Ｑｍ 主スイッチング素子
Ｑ１ ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３ バイポーラ型トランジスタ
Ｃ１１ 入力側平滑用コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 出力側平滑用コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ ダイオード
Ｒ１１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ 抵抗
Ｒ６ ダミー負荷抵抗
ＴＲ トランス
Ｎ１ トランスＴＲの１次巻線
Ｎ２ トランスＴＲの２次巻線
Ｎ３ トランスＴＲの３次巻線
Ｖ１ 入力電圧
Ｖ２ ２次巻線電圧
Ｖｏ 出力電圧

Claims (3)

1. 入力端子と出力端子間にトランスを設け、該トランスの１次巻線に接続した１次側回路と、該トランスの２次巻線に接続した２次側回路とを有し、
   前記１次側回路に、
   前記トランスの１次巻線を駆動する主スイッチング素子を設けると共に、前記出力端子から出力電圧を検出してフィードバックし、かつ、トランス巻線の誘起電圧を取り込んで出力電圧が定電圧となるように前記主スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置において、
   前記２次側回路に、
   前記出力端子に擬似負荷として接続したダミー負荷回路と、
   前記トランスの２次巻線電圧を検出する検出回路と、
   前記検出回路により制御され、前記ダミー負荷回路をオン／オフして軽負荷時のみ通電するように制御を行うダミー負荷制御回路を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記検出回路は、抵抗とコンデンサを含む時定数回路と、該時定数回路により制御される第１のスイッチ素子を含み、
   軽負荷状態では前記第１のスイッチ素子がオフに制御され、軽負荷以外の通常負荷状態では、前記第１のスイッチ素子がオンに制御されると共に、
   前記ダミー負荷制御回路は、前記検出回路の第１のスイッチ素子がオンの時に充電されるコンデンサと、該コンデンサの充電電圧によりオン／オフ制御される第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子によりオン／オフ制御される第３のスイッチ素子を含み、
   軽負荷時に、前記第１のスイッチ素子がオフであれば、前記第２のスイッチ素子がオフで、前記第３のスイッチ素子がオンとなって前記ダミー負荷回路をオンにして通電状態とし、
   通常負荷時に前記第１のスイッチ素子がオンになると、前記第２のスイッチ素子がオンとなり、前記第３のスイッチ素子がオフとなって前記ダミー負荷回路をオフにして通電状態を停止させることで、軽負荷時のみダミー負荷回路を通電させる制御機能を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記ダミー負荷回路の切り替え時にヒステリシス動作を行わせるためのヒステリシス回路を、前記検出回路とダミー負荷制御回路との間に設け、
   前記第１のスイッチ素子がオフ、第２のスイッチ素子がオフの状態と、前記第１のスイッチ素子がオン、第２のスイッチ素子がオンになった状態とで、前記第１のスイッチ素子の入力電位を変化させることで、前記ダミー負荷回路のオン／オフ切り替え時にヒステリシス動作をさせる機能を備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
   

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