JPS6359766A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ この発明は、各種ＯＡ機器において使用されるディスプ
レイ装置などの電源装置に適用して好適なスイッチング
レギュレータに関する。

［従来の技術］ パーソナルコンピュータなどのＯＡ機器に使用されるデ
ィスプレイ装置などでは、定電圧駆動を行うため、その
電源装置に設けられた電源部としては、一般にスイッチ
ングレギュレータが使用される。

第３図は、このような電源回路に使用されているスイッ
チングレギュレータ１０の一例を示す。

この例は、フライバック方式（オン・オフ方式）のスイ
ッチングレギュレータの場合である。

同図に°おいて、１は電源トランスを示し、その１次コ
イル１ａの一端には所定の直流電１２が接続されると共
に、この１次コイル１ａの他端側には、後述する電圧安
定化用のスイッチングトランジスタＱ１が直列接続され
る。

電源トランス１の２次側には、第１及び第２の２次コイ
ルｌｂ、ｌｃが設けられている。フライバック方式のス
イッチングレギュレータの場合、１次側のコイル巻線方
向（その巻き始めを・印で示す）に対して、２次側のコ
イル巻線方向は図示するように逆方向に還定されること
は周知の通りである。

第１及び第２の２次コイルｌｂ、ｌｃの各出力端には夫
々整流回路４，５が接続されて、所定のＭ′ｔＣ電圧に
整流、平滑される。従って゛、各出力端子６，７には負
荷８，９を駆動し得るに足る所定の直流電圧が得られる
ことになる。

また、第１及び第２の２次コイルｌｂ、ｌｃのいずれか
からは、電圧安定化用の電圧が検出される。この例では
、第１の２次コイル１ｂの出力電圧が利用される。その
ため、出力端子６に得られる出力電圧が電圧比較器１１
に供給きれて、電圧源１２から得られる基準電圧と比較
され、その比較出力が発振器１３に供給されることによ
り、比較出力のレベルに応じて発振出力のデユーチーサ
イクルが制御される。これによって１次コイル１ａ側に
接続されたスイッチングトランジスタＱ１の導通角が制
（’ＩＪされる。

そのため、端子６に得られる出力電圧が負荷変動に拘ら
ず、常に一定となるように安定化されるものである。

ところで、このようなスイッチングレギュレータ１０に
あっては、無負荷時、整流回路４に設けられた充放電用
コンデンサの両端電圧が異常に上昇すると、発振器１３
の発振出力が一時停止するように制御されるが、こうす
ると発振出力の周波数が変動することになるので、あま
り好ましくな　　−い。

このようなことを考慮して、従来では、無負荷時でも電
圧が異常上昇しないように、出力端子６の両端にダミー
用の抵抗器１５が接続され、無負荷時、この抵抗器１５
を通して所定の電流を流すようにしている。

同様な理由から、第２の２次コイルｌｃ側にも、ダミー
抵抗器１６がその出力端子７の両端に接続される。

しかし、このように抵抗器６，７を使用して無負荷時の
電圧上昇を抑えるように構成した場合には、抵抗器６，
７での電力消費が大きくなるため、発熱による機器の信
頼性の劣化や、電力ロスの原因となっていた。

このような問題点を解決するため、第４図や第５図に示
すような構成が知られている。

第３図と同一の構成についてはその説明を省略すると共
に、第２の２次コイルｌｃ側については、その構成を省
略する。

第４図において、出力端子６の両端に制御トランジスタ
Ｑ２が接続されると共に、一対の分圧抵抗器１７．１８
が接続される。そして、その接続中点ｐの分圧電圧が制
御トランジスタＱ２のベースに供給される。また、一方
の分圧抵抗器１８と制御トランジスタＱ２のエミッタと
の間には、負荷電圧検出用の抵抗器１９が接続されてい
る。

この構成によれば、出力端子６に負荷８が接続されてい
るときには、制御トランジスタＱ２がオフし、無負荷時
には制御トランジスタＱ２がオンして、無負荷時の定電
圧化が図られる。

第５図に示す構成は、第４図の変形例であって、接続中
点ｐと制御トランジスタＱ２のエミッタ（点ｑ）の各電
圧をオペアンプ２１で増幅したのち、制御トランジスタ
Ｑ２のベースに供給するようにしたものである。

、　［発明が解決しようとする問題点］ところで、この
第４図においても、有負荷時は検出抵抗器１９に所定の
電流が流れるため、これによる電力損失は免れ得ない。

ざらに、このように構成した場合には、負荷８が接続さ
れている状態のとき、抵抗Ｗ１９０両端には負荷電流に
応じた電圧降下が生じるから、負荷変動が生ずるという
欠点を有する。

また、第５図に示すような構成の場合には、第４図の場
合よりも検出抵抗器１９の抵抗値を小ざくできるので、
電力損失を軽減することができる反面、無負荷時の出力
電圧を安定化きせるため、オペアンプの他に、電力用の
トランジスタ（制御トランジスタ）を必要とするなどの
欠点を有する。

そこで、この発明ではこのような従来の問題点を構成簡
単に解決したものであって、負荷変動及び電力損失の少
ないスイッチングレギュレータを提案するものである。

［問題点を解決するための技術的手段］上述の問題点を
解決するため、この発明では、電源安定化用の電源トラ
ンスの２次側コイル端に得られる出力電圧が第１の整流
回路によって所定の直流電圧に変換されると共に、この
第１の整流回路と出力端子との間にダミー負荷回路が接
続される。

ダミー負荷回路は、出力端子間に接続された制御トラン
ジスタと、第１の整流回路と並列に接続された第２の整
流回路とで構成される。

この第２の整流回路の出力電圧が制御トランジスタに印
加きれるようになされたことを特徴とするものである。

［作用］ 制御トランジスタＱ３のエミッタ・コレクタ間には点ａ
の電圧、つまり出力電圧が印加され、制御トランジスタ
Ｑ３のベースには、点すの電圧を分圧した電圧が印加さ
れる。

ａ点の電圧は負荷８，９に応じて変動するのに対して、
ｂ点の電圧は負荷変動に拘らず、一定電圧である。

このことから、出力端子６，７に負荷８，９が接続きれ
ているときに、制御トランジスタＱ３がオフ状態となる
ように設定すれば、無負荷状態のときには、制御トラン
ジスタＱ３は自動的にオン状態となる。従って、この負
荷回路３ｏは従来のダミー抵抗器と同等の働きをなす。

［実施例］ 続いて、この発明に係るスイッチングレギュレータの一
例を、上述した電源装置に適用した場合につき、第１図
以下を参照して詳細に説明する。

第１図に示すスイッチングレギュレータ１０はフライバ
ック方式のスイッチングレギュレータに適用した場合で
ある。そのため、電源トランス１の１次コイル１ａに対
して、その２次側に巻回きれた一対の２次コイルｌｂ、
ｌｃのコイル巻き始めは図示するように、反対方向に選
定されている。

各２次コイルｌｂ、ｌｃに設けられた第１の整流回路４
，５と出力端子６．７との間には、夫々ダミー負荷回路
３０．４０が接続される。

ダミー負荷回路３０．４０は、同一に構成されているの
で、何れか一方の構成について説明することにする。

ダミー負荷回路３０は、図示するように、整流回路（以
下筒２の整流回路という）３３と、そのエミッタ・コレ
クタが出力端子６の両端に接続きれた制御トランジスタ
Ｑ３とを有する。

第２の整流回路３３は、ａ点に接続されたダイオード３
１と充放電用のコンデンサ３２とで構成され、その接続
中点すに得られる電圧は直列接続きれた一対の抵抗器３
４．３５で構成された分圧回路３６に供給きれ、その接
続中点Ｃに得られる所定の分圧電圧が制御トランジスタ
Ｑ３のベースに、基準電圧として印加されるものである
。

制御トランジスタＱ３として、この例ではＰＮＰ形のト
ランジスタが使用され、そのエミッタと出力端子６との
間には電圧降下用の抵抗器３７が接続されている。

なお、３８は充放電用のコンデンサを示す。

出力端子６に得られる電圧は上述したように比較器１１
に供給きれて、基準の電圧と比較され、その比較出力で
発振器１３が制御されることにより、スイッチングトラ
ンジスタＱ１の導通角が制御きれ、その結果、負荷変動
に拘らず出力電圧が常に一定に制御されることになる。

ざて、制御トランジスタＱ３のエミッタ・コレクタ間に
は、出力端子６に印加された出力電圧そのものが加わる
から、エミッタ側の電位は負荷変動に応じて変化するこ
とになる。

これに対して、第２の整流回路３３に接続される分圧回
路３６は軽負荷回路であるため、ｂ点の電圧はａ点の電
圧にほぼ等しくなる。従って、０点の電位は負荷変動に
拘らずほぼ一定である。

一方、負荷８が出力端子６に接続されると、負荷電流の
増加に伴ない、ａ点の電位は低下し、ａ。

５間には０．７〜２．０ボルト程度の電位差が生ずる。

従って、負荷接続時は制御トランジスタＱ３がオフする
ように、接続中点Ｃの電位従って、分圧回路３６の定数
及び抵抗器３７の抵抗値が選定される。

無負荷のときの制御トランジスタＱ３のエミッタ側の電
位、つまり出力端子６の両端電位はほぼ接続中点ａの電
位となっている。このため、無負荷時の方が、負荷時の
エミッタ電位よりも、０．７〜２．０ボルト程度高くな
るから、無負荷時には制御トランジスタＱ３がオンする
。

すなわち、この制御トランジスタＱ３！、を無負荷時の
みオンとなるから、そのエミッタ・コレクタ間に接続さ
れた抵抗器３７は、第３図に示したダミー抵抗器と同等
の働きをなすことになる。

第２図は、この発明のざらに他の例を示すもので、この
例では分圧回路３６として、一対のダイオード５０．５
１と抵抗器３５とで構成きれた直列回路が使用きれる。

この場合、一対のダイオード５０．５１は接続中点す側
に接続される。

これによって、これら一対のダイオード５０゜５１と制
御トランジスタＱ３とで、定電流回路、この例ではカレ
ントミラー回路を構成することになる。

ざて、この構成においても、負荷時には制御トランジス
タＱ３がオフし、無負荷時には制ｔｘ　トランジスタＱ
３がオンするように、夫々の定数が選定されるのは言う
までもない。

ダミー負荷回路３０をこのように定電流回路構成とすれ
ば、無負荷時に流れる電流が常時一定となる。

なお、上述ではこの発明をフライバック方式のスイッチ
ングレギュレータに適用したが、その詳細な説明は省略
するが、フォワード方式（オン・オン方式）のスイッチ
ングレギュレータにも適用することができるのはいうま
でもない。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば、第１の整流回
路と出力端子との間にダミー負荷回路を接続することに
よって、出力電圧を無負荷時でも一定となるように制御
したものであるから、従来に比べ次のような特徴を有す
る。

第１に、負荷を流れる電流通路には、電圧検出用の抵抗
器が接続されていないために、この電圧検出用抵抗器に
よる電力損失や負荷変動が大幅に改善される。

第２に、オペアンプやパワートランジスタを使用しない
でも、出力電圧を検出することができるから、構成が簡
単になる。

第３に、負荷に対して直列に負荷電流検出用の抵抗器が
接続きれていないために、ａ点の整流出力電圧そのもの
を負荷に供給することができる。

従って、電源効率が大幅に改善される。

第４に、ダミー負荷回路を定電流回路で構成する場合に
は、無負荷時に流れる電流値の設定が容易になる。

それは、このようにカレントミラー構成では、使用する
抵抗器が少ないため、温度による変動が少なく、そのた
め制御トランジスタＱ３のオン、オフの設定電流を比較
的正確に設定することができるからである。

従って、この発明に係るスイッチングレギュレータは、
上述したように負荷電流の多い電源装置や、２次出力と
して複数の出力端子が存在するような電源装置（いずれ
もＯＡ機器など）に適用して極めて好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るスイッチングレギュレータの一
例を示す要部の接続図、第２図はこの発明のさらに他の
例を示す第１図と同様な接続図、第３図〜第５図は従来
の説明に供する接続図である。 １・・・電源トランス ４．５・・・第１の整流回路 ６．７・・・出力端子 ８．９・・・負荷 ３０．４０・・・ダミー負荷回路 ３３・・・第２の整流回路 ３６・・・分圧回路 Ｑ３　・・・制御トランジスタ 第１図 ｙユ；又イッテン２゛しぞ−レータ 第２ＥＩ ＬＱ：又イッテングレぞユレーク 第３図 １Ω、：又イッテンクルギーレーグ 第４図 Ｂン入イッナン２゛し■−レーク 第５図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）電源安定化用の電源トランスの二次側コイル端に
   得られる出力電圧が第１の整流回路によって所定の直流
   電圧に変換されると共に、 この第１の整流回路と出力端子との間にダミー負荷回路
   が接続され、 このダミー負荷回路は、上記出力端子間に接続された制
   御トランジスタと、 上記第１の整流回路と並列に接続された第２の整流回路
   とで構成され、 この第２の整流回路の出力電圧が上記制御トランジスタ
   に印加されるようになされたことを特徴とするスイッチ
   ングレギュレータ。
2. （２）上記第２の整流回路の出力電圧を抵抗分圧した電
   圧が上記制御トランジスタにその基準電圧として供給さ
   れるようになされたことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のスイッチングレギュレータ。
3. （３）上記第２の整流回路の出力電圧をダイオードと抵
   抗とによって分圧した電圧が上記制御トランジスタにそ
   の基準電圧として供給されるようになされたことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチングレギュ
   レータ。