JP2006128750A - 温度補償型圧電発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】間接型の温度補償方式を採用した温度補償型水晶発振器に於いて、低電圧駆動を実現しようとする場合、常温より低温側と常温近傍は補償が可能であるにも拘わらず、高温端側で充分な補償効果が得られることから、高温端の補償を実現するためにリファレンス電圧Ｖｒｅｆを高く設定する必要があり低電圧駆動に限界があった。
【解決手段】補償電圧発生回路からの近似３次関数補償電圧を直流増幅器を介して前記可変容量ダイオードに供給する、或いは第１の補償電圧発生回路とは別個に第２の補償電圧発生回路を有し、該第２の補償電圧発生回路は補償電圧を前記可変容量ダイオードの他方の端子に供給するものである。
【選択図】図１

Description

本発明は温度補償型圧電発振器、特に発振閉ループ中に挿入した可変容量ダイオードに温度に応じて所定の補償電圧を供給する間接型温度補償方式の温度補償型圧電発振器に関するものである。

近年、携帯電話、自動車電話、コードレス電話等の陸上移動体通信、或いはＧＰＳ等の衛星通信分野では、高い周波数安定度を得ることができる水晶発振器が広く使用されている。
例えば、携帯電話の分野では多チャンネル化に伴い高安定な基準発振器が求められるため、周囲の温度変化に対して周波数変動を抑えた温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）が特に用いられいている。温度補償型水晶発振器は、温度センサとしてサーミスタを用いた直接型、間接型と云った補償方式のものが主流であった。

最近では、小型化や低コスト化の要求により発振回路と温度補償回路を半導体集積回路にて１チップ化されるようになってきた。半導体集積回路による１チップ化に際しては、温度センサとして半導体のｐｎ接合の接合電位（＝ｋＴ／ｑ，ここでｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の電荷）を利用して構成することが多くなった。

一方、ＧＰＳ技術の普及によりＧＰＳ装置の小型化と低電圧駆動、携帯電話への緊急通報機能の付加に伴い、より一層の小型化と低電圧駆動が求められている。
しかし、温度センサとして半導体のｐｎ接合を利用したものにおいては、１チップ化による小型化と低コスト化を実現できたが、温度補償回路に高い電圧を供給する必要があるため低電圧駆動の要求には到底応えることはできないので、温度センサとして低電圧駆動に有利なサーミスタを用いたものが注目されているが、要求に応え切れていないのが現状である。

図９は「電子情報通信学会論文誌 Ｃ１ １９９５年１１月 上野美房 温度補償水晶発振器」に開示された従来の間接型の温度補償型水晶発振器の一例を示す回路図である。
同図に示すように、水晶振動子Ｘｔａｌと発振回路による発振ループに可変容量ダイオードＤ１が直列に挿入されており、この可変容量ダイオードＤ１の一方の端子（カソード）には補償電圧発生回路ＴＣＮから供給される補償電圧が印加されている。
周知のように可変容量ダイオードＤ１は端子間の電圧に応じて容量が変化するので、補償電圧発生回路ＴＣＮから供給される補償電圧に応じて発振ループ内の負荷容量が変化し、発振周波数が変化することになる。

一般に水晶振動子ＸｔａｌとしてはＡＴカット水晶振動子が用いられ、図１０に示すような３次曲線的な温度周波数特性を呈することが知られている。
従って、補償電圧発生回路ＴＣＮから供給される補償電圧と可変容量ダイオードＤ１とによって、この３次曲線的な温度周波数特性を相殺することにより温度補償がなされることになる。

図９に示す補償電圧発生回路ＴＣＮの出力電圧は式（１）のように表され、式（１）のＲ１１，Ｒ２２は式（２）で与えられる。

図１１は、式（１）のリファレンス電圧Ｖｒｅｆを１．１V，３．３Ｖ，５Ｖとしたときの補償電圧発生回路ＴＣＮの出力電圧を示すものである。
図１２は、図１１の電圧変化により可変容量ダイオードＤ１にもたらされる容量変化の結果、どのような周波数変化が得られるのかをシミュレートしたものである。
図１１、図１２から表１のような関係が得られる。

ここで、図１０に示す水晶振動子の実測データと表１とを見比べると、水晶振動子の温度範囲−３０から８５度（摂氏）における周波数差は最大で２０ｐｐｍ程度であり、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを３．３Ｖ以上とすべきであることが判る。

ここで、図１３にリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＝３．３Ｖとしたときの温度補償シミュレーションを示す。
同図から明らかなように、常温より低温側と常温近傍は補償が可能であるにも拘わらず、高温端側で充分な補償効果が得られていないことが判る。
上野美房著「温度補償水晶発振器」電子情報通信学会論文誌 Ｃ１１９９５年１１月 特開平１０−２７０９４１号公報

解決しようとする問題点は、間接型の温度補償方式を採用した温度補償型水晶発振器に於いて、低電圧駆動を実現しようとする場合、常温より低温側と常温近傍は補償が可能であるにも拘わらず、高温端側で充分な補償効果が得られることから、高温端の補償を実現するためにリファレンス電圧Ｖｒｅｆを高く設定する必要があり低電圧駆動に限界があった。

本発明は、上記の課題を解決するために、請求項１の発明は、３次の温度周波数特性を有する圧電振動子を含む発振閉ループに可変容量ダイオードを直列に挿入し、該可変容量ダイオードの一方の端子に補償電圧発生回路から温度に応じた近似３次関数補償電圧を供給する構成の温度補償型圧電発振器に於いて、
前記補償電圧発生回路からの近似３次関数補償電圧を直流増幅器を介して前記可変容量ダイオードに供給することを特徴とするものであり、
請求項２の発明は、３次の温度周波数特性を有する圧電振動子を含む発振閉ループに可変容量ダイオードを直列に挿入し、該可変容量ダイオードの一方の端子に第１の補償電圧発生回路から温度に応じた近似３次関数補償電圧を供給する構成の温度補償型圧電発振器に於いて、
前記第１の補償電圧発生回路とは別個に第２の補償電圧発生回路を有し、該第２の補償電圧発生回路は補償電圧を前記可変容量ダイオードの他方の端子に供給することを特徴とするものであり、
請求項３の発明は、３次の温度周波数特性を有する圧電振動子を含む発振閉ループに可変容量ダイオードを直列に挿入し、該可変容量ダイオードの一方の端子に第１の補償電圧発生回路から温度に応じた近似３次関数補償電圧を供給する構成の温度補償型圧電発振器に於いて、
前記第１の補償電圧発生回路からの近似３次関数補償電圧を直流増幅器を介して前記可変容量ダイオードの一方の端子に供給すると共に、
前記第１の補償電圧発生回路とは別個に第２の補償電圧発生回路を有し、該第２の補償電圧発生回路は補償電圧を前記可変容量ダイオードの他方の端子に供給することを主要な特徴とするものである。

本発明の温度補償型圧電発振器は、補償電圧発生回路の後段に直流増幅器を配置したことにより補償周波数の可変幅を大きくすることが可能となり、また、高温端を補償する為の第２の補償電圧発生回路を設けることにより高温端に於ける補償を実現できるという利点がある。

以下本発明を実施例に基づいて詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態例を示す温度補償型圧電発振器の回路図である。
従来の温度補償型圧電発振器を示す図９との違いは、補償電圧発生回路ＴＣＮ−１の出力と可変容量ダイオードＤ１のカソードとの間に低電圧動作差動アンプＤＣａｍｐ１を挿入したところにある。
この低電圧動作差動アンプＤＣａｍｐ１は、補償電圧発生回路ＴＣＮ−１の出力を一方の入力に供給し、他方の入力にリファレンス電圧Ｖｒｅｆ２を供給した直流増幅器であり、２つの入力の電圧差を増幅して出力するものである。

図２は図１０に示すＮｏ５の水晶振動子を用いた場合の特性をシミュレートしたものであり、Ｎｏ５の水晶振動子の温度周波数特性と、補償電圧発生回路ＴＣＮ−１と低電圧動作差動アンプＤＣａｍｐ１と可変容量ダイオードＤ１により得られる補償温度特性と、補償後の温度周波数特性とを重ね書きしたものである。
同図から明らかなように温度範囲−３０から８５度（摂氏）における周波数偏差は１．１ｐｐｍと良好な結果が得られた。

図３は本発明の第２の実施形態例を示す温度補償型圧電発振器の回路図である。
第１の実施形態例との違いは、可変容量ダイオードＤ１のアノード側に第２の補償電圧発生回路ＴＣＮ−２からの補償電圧を供給するようにしたところにある。
図４は可変容量ダイオードＤ１のカソード側に印加される電圧と、アノード側に印加される電圧と、可変容量ダイオードＤ１の両端に印加された全体の電圧を重ね書きしたものである。同図から明らかなように、可変容量ダイオードＤ１のアノード側に印加される電圧、即ち第２の補償電圧発生回路ＴＣＮ−２からの補償電圧は、常温より低温側と常温近傍では殆ど変化していないのに対し、高温端に近づくに連れて大きく変化するように設定されている。
これにより、図５に示すように第１の補償電圧発生回路ＴＣＮ−１だけでは補償しきれない高温端の補償を低電圧駆動でも確実に実現することができるのである。

図６は本発明の第３の実施形態例を示す温度補償型圧電発振器の回路図である。
第２の実施形態例と同様に、可変容量ダイオードＤ１のアノード側に第２の補償電圧発生回路ＴＣＮ−２からの補償電圧を供給するようにしたところが特徴であるが、第２の実施形態例との違いは、第２の補償電圧発生回路ＴＣＮ−２が３つの異なる補償電圧発生部を備えているところにある。
つまり、１つの温度センサと３つの低電圧動作差動アンプ（直流増幅器）ＤＣａｍｐ１〜３を備えており、それぞれの直流増幅器に供給されるリファレンス電圧Ｖｒｅｆ１〜３は異なる値に設定されており、例えば、
７０゜Ｃ ＜ １．２ｍＶ／゜Ｃ
７５゜Ｃ ＜ １．６ｍＶ／゜Ｃ
８５゜Ｃ ＜ ４．０ｍＶ／゜Ｃ
とすることにより、図７に示す様な特性が得られることになる。
これにより、図８に示すように第１の補償電圧発生回路ＴＣＮ−１だけでは補償しきれない高温端の補償を低電圧駆動でも確実に実現することができるのである。

本発明の第１の実施形態例を示す温度補償型圧電発振器の回路図。 第１の実施形態例の特性をシミュレートしたもの。 本発明の第２の実施形態例を示す温度補償型圧電発振器の回路図。 可変容量ダイオードＤ１のカソード側、アノード側に印加される電圧と、両端に印加された全体の電圧を重ね書きしたものである。 第２の実施形態例の特性をシミュレートしたもの。 本発明の第３の実施形態例を示す温度補償型圧電発振器の回路図。 可変容量ダイオードＤ１のカソード側、アノード側に印加される電圧と、両端に印加された全体の電圧を重ね書きしたものである。 第３の実施形態例の特性をシミュレートしたもの。 従来の間接型の温度補償型水晶発振器の一例を示す回路図。 ＡＴカット水晶振動子の温度周波数特性。 リファレンス電圧Ｖｒｅｆを１．１V，３．３Ｖ，５Ｖとしたときの補償電圧発生回路ＴＣＮの出力電圧。 可変容量ダイオードＤ１にもたらされる容量変化による周波数変化。 リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＝３．３Ｖとしたときの温度補償シミュレーション。

符号の説明

ＴＣＮ−１・・・第１の補償電圧発生回路
ＴＣＮ−２・・・第２の補償電圧発生回路
Ｘｔａｌ・・・水晶振動子
ＤＣａｍｐ１〜４・・・低電圧動作差動アンプ（直流増幅器）
Ｄ１・・・可変容量ダイオード

Claims (3)

1. ３次の温度周波数特性を有する圧電振動子を含む発振閉ループに可変容量ダイオードを直列に挿入し、該可変容量ダイオードの一方の端子に補償電圧発生回路から温度に応じた近似３次関数補償電圧を供給する構成の温度補償型圧電発振器に於いて、
   前記補償電圧発生回路からの近似３次関数補償電圧を直流増幅器を介して前記可変容量ダイオードに供給することを特徴とする温度補償型圧電発振器。
2. ３次の温度周波数特性を有する圧電振動子を含む発振閉ループに可変容量ダイオードを直列に挿入し、該可変容量ダイオードの一方の端子に第１の補償電圧発生回路から温度に応じた近似３次関数補償電圧を供給する構成の温度補償型圧電発振器に於いて、
   前記第１の補償電圧発生回路とは別個に第２の補償電圧発生回路を有し、該第２の補償電圧発生回路は補償電圧を前記可変容量ダイオードの他方の端子に供給することを特徴とする温度補償型圧電発振器。
3. ３次の温度周波数特性を有する圧電振動子を含む発振閉ループに可変容量ダイオードを直列に挿入し、該可変容量ダイオードの一方の端子に第１の補償電圧発生回路から温度に応じた近似３次関数補償電圧を供給する構成の温度補償型圧電発振器に於いて、
   前記第１の補償電圧発生回路からの近似３次関数補償電圧を直流増幅器を介して前記可変容量ダイオードの一方の端子に供給すると共に、
   前記第１の補償電圧発生回路とは別個に第２の補償電圧発生回路を有し、該第２の補償電圧発生回路は補償電圧を前記可変容量ダイオードの他方の端子に供給することを特徴とする温度補償型圧電発振器。
   
   

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