JP2006094572A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】 負荷に出力される出力電圧を速やかに設定された電圧に移行する。
【解決手段】 スイッチング電源は、負荷の状況に応じて他の電源と切替えられながら電力を供給する。オペアンプＯＰ１は、負荷に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを設定するための指令電圧Ｖｒｅｆと、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧の電圧ＶＡとの差を増幅し誤差信号を出力する。スイッチＳＷ１は、コンデンサＣ１とオペアンプＯＰ１の出力との間に接続され、コンデンサＣ１の電荷を充放電する。比較器ＣＯＭＰ１は、オペアンプＯＰ１から出力される誤差信号と発振器から出力される発振電圧Ｖｏｓｃとを比較し、比較結果に応じて、トランジスタＭ１，Ｍ２を交互にオン／オフする。ドライバ１１は、比較器ＣＯＭＰ１の出力の駆動能力を高める。トランジスタＭ１，Ｍ２は、電源の電圧Ｖｉｎを、コイルＬ１を介して出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷に出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明はスイッチング電源に関し、特に負荷に応じて他の電源と切替えられ電力を供給するスイッチング電源に関する。

複数の電源装置を具備し、負荷に応じて電源装置を切替える電源システムがある。このような電源システムは、負荷の軽重によって電源装置を切替えて、電力効率を向上させている。

図１２は、従来の電源システムのブロック構成図である。図に示すように電源システムは、電源Ｅ１０１、スイッチＳＷ１０１、スイッチング電源１０１、シリーズ電源１０２、コンデンサＣ１０１を有している。出力には、負荷１０３が接続されている。

スイッチＳＷ１０１は、負荷１０３に最大電力を供給したい場合にオンされる。スイッチング電源１０１は、負荷電流が比較的大きい場合に高い電力効率を得ることができるので、負荷１０３が大電流を要するときに使用される。シリーズ電源１０２は、負荷１０３が最も軽いとき使用される。このように、負荷１０３の状況に応じて、スイッチＳＷ１０１、スイッチング電源１０１、およびシリーズ電源１０２の動作を切替え、電力効率を向上させる。なお、スイッチング電源およびシリーズ電源を複数設けて、負荷の状況に応じて細かく動作を切替えることもできる。

スイッチング電源１０１やシリーズ電源１０２には、指令電圧に応じて出力電流を調節できるものがある。
図１３は、従来の降圧型のスイッチング電源の例を示した回路図である。図に示すように、スイッチング電源は、抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３、コンデンサＣ１１１，Ｃ１１２、オペアンプＯＰ１０１、比較器ＣＯＭＰ１０１、ドライバ１１１、トランジスタＭ１０１，Ｍ１０２、およびコイルＬ１０１を有している。なお、他に昇圧型や昇降圧型のスイッチング電源があるが、動作原理は降圧型と類似しているため、説明は図１３の降圧型についてのみ行う。

図に示すスイッチング電源は、コイルＬ１０１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２で分圧し、オペアンプＯＰ１０１の反転入力端子に入力する。オペアンプＯＰ１０１は、誤差増幅器を構成し、分圧された出力電圧Ｖｏｕｔと指令電圧Ｖｒｅｆの差を出力する。オペアンプＯＰ１０１の出力と反転入力端子の間には、抵抗Ｒ１０３とコンデンサＣ１１１から構成される位相補償用の帰還回路が接続されている。比較器ＣＯＭＰ１０１は、オペアンプＯＰ１０１から出力される差信号と、例えば、三角波の発振電圧Ｖｏｓｃとが入力され、これらの大小を比較する。比較器ＣＯＭＰ１０１は、比較結果をドライバ１１１に出力し、ソースに電源からの電圧Ｖｉｎが入力されるＰＭＯＳのトランジスタＭ１０１と、ＮＭＯＳのトランジスタＭ１０２をオン／オフ制御する。この結果、指令電圧Ｖｒｅｆに応じた出力電圧ＶｏｕｔがコイルＬ１０１を介して出力される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式で示される。
Ｖｏｕｔ＝｛１＋（Ｒ１０１／Ｒ１０２）｝×Ｖｒｅｆ …（１）
式（１）のＲ１０１，Ｒ１０２は、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２の抵抗値、Ｖｒｅｆは、指令電圧Ｖｒｅｆの電圧値である。

図１４は、従来の降圧型のスイッチング電源の他の例を示した回路図である。図１４において、図１３と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図１４に示すスイッチング電源では、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧せずにオペアンプＯＰ１０１の反転入力端子に入力している。図１４のスイッチング電源は、図１３のスイッチング電源と同様に指令電圧Ｖｒｅｆを変化することにより出力電圧Ｖｏｕｔを調節することができる。この場合の出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式で示される。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ …（２）
以上の指令電圧を変えての出力電圧の変更や、スイッチング電源と他の電源の切替え、およびスイッチング電源の起動停止を行う場合、出力電圧が急変する。この出力電圧の急変に対し、スイッチング電源の応答速度を早くして、整定時間を数マイクロ秒〜数１００マイクロ秒以下にすることは、図１３，１４に示すスイッチング電源の受動素子に制約され、困難である。

このような問題に対し、スイッチング電源の出力電圧を低電圧に変更する場合において、出力部のコンデンサ（図１３，１４のコンデンサＣ１１２に対応）の充放電を制御することにより、応答速度の鈍化を低減した電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。また、スイッチング電源は、チョークコイルの電流が常に連続的に流れる連続モードと、断続的に流れる不連続モードとの臨界点において、伝達関数が変化して不安定になるが、この伝達関数を変えることにより、安定性を向上したスイッチング電源装置がある（例えば、特許文献２参照）。
特開２００３−３３３８３７号公報（段落番号〔００３３〕、図１） 特開平５−３０４７７１号公報（段落番号〔００１０〕、図１）

しかし、応答速度の鈍化には、誤差増幅器の影響もある。誤差増幅器は、図１３，１４に示すようにオペアンプを用い、オペアンプの出力を入力に帰還する構成をとる。この帰還部にコンデンサを挿入する場合があり、コンデンサの充放電によって応答速度が鈍化するという問題点があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、出力電圧を変更、起動、停止する場合に、出力電圧を速やかに設定された電圧に移行できるスイッチング電源を提供することを目的とする。

本発明では上記問題を解決するために、負荷に応じて他の電源と切替えられ電力を供給するスイッチング電源において、前記負荷に出力する出力電圧を設定するための指令電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧との差の誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力と入力との間に接続される抵抗とコンデンサとを含む帰還回路と、前記コンデンサの電荷を充放電するスイッチと、電源電圧とグランド間に直列接続された前記負荷に前記電力を供給するスイッチ素子を、前記誤差信号と発振電圧との比較結果に応じて交互にオン／オフする比較器と、を有することを特徴とするスイッチング電源が提供される。

このようなスイッチング電源によれば、スイッチによって、誤差増幅回路の帰還回路に含まれるコンデンサの電荷を保持および充放電し、比較器に出力する誤差信号の整定時間を短くする。

本発明のスイッチング電源では、スイッチによって、誤差増幅回路の帰還回路に含まれるコンデンサの電荷を保持および充放電し、比較器に出力する誤差信号の整定時間を短くするようにした。これによって、負荷に出力される出力電圧を速やかに設定された電圧に移行することができる。

以下、本発明の第１の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第１の実施の形態では、図１２に示したような複数ある電源からスイッチング電源に動作を切替え、また、スイッチング電源から他の電源に動作を切替える場合の応答性の改善について説明する。

図１は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図に示すようにスイッチング電源は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、オペアンプＯＰ１、比較器ＣＯＭＰ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、スイッチＳＷ１、ドライバ１１、トランジスタＭ１，Ｍ２、およびコイルＬ１を有している。スイッチング電源は、コンデンサＣ２に並列に負荷が接続され、例えば、図１２で説明したように、負荷に応じて他の電源と切替えられて電力を供給する。

抵抗Ｒ１，Ｒ２は直列接続され、コイルＬ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に出力する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧せずに、直接オペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力してもよい。

オペアンプＯＰ１は、反転入力端子に抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された出力電圧Ｖｏｕｔ（電圧ＶＡ）が入力される。非反転入力端子には、指令電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプＯＰ１は、誤差増幅器であり、電圧ＶＡと指令電圧Ｖｒｅｆの差の誤差信号（電圧ＶＢ）を比較器ＣＯＭＰ１に出力する。

オペアンプＯＰ１の出力と反転入力端子の間には、直列接続された抵抗Ｒ３、コンデンサＣ１、およびスイッチＳＷ１が接続されている。抵抗Ｒ３、コンデンサＣ１は、位相補償用の帰還回路であり、コイルＬ１とコンデンサＣ１によるフィルタの位相が１８０度ずれないように補償している。

スイッチＳＷ１は、負荷に電力を供給する電源が図１２で説明したように切替えられるとき、オン／オフされる。スイッチＳＷ１のオン／オフによって、帰還回路を開放したり閉じたりして、コンデンサＣ１に蓄えられる電荷の充放電を制御し、電源が切替えられるときのコンデンサＣ１の充放電時間を削減する。

比較器ＣＯＭＰ１には、オペアンプＯＰ１から出力される電圧ＶＢと、例えば、三角波の発振電圧Ｖｏｓｃが入力される。比較器ＣＯＭＰ１は、電圧ＶＢと発振電圧Ｖｏｓｃとの大小を比較し、比較結果をドライバ１１に出力する。

ドライバ１１は、トランジスタＭ１，Ｍ２を交互にオン／オフ駆動できるように、比較器ＣＯＭＰ１の出力の駆動能力を高める。
トランジスタＭ１は、ＰＭＯＳのトランジスタであり、トランジスタＭ２は、ＮＭＯＳのトランジスタである。トランジスタＭ１のソースは電源と接続され、電圧Ｖｉｎが入力される。トランジスタＭ１，Ｍ２のドレインは、互いに接続されコイルＬ１の一端と接続されている。トランジスタＭ２のソースは、グランドに接続されている。

トランジスタＭ１，Ｍ２は、比較器ＣＯＭＰ１の比較結果に応じて、交互にオン／オフされる。これによって、電圧ＶｉｎがコイルＬ１に印加され、また、コイルＬ１の一端がグランドに接続され、断続的に電圧ＶｉｎがコイルＬ１に印加される。

コイルＬ１は、一端がトランジスタＭ１，Ｍ２のドレインと接続されている。他端はコンデンサＣ２および抵抗Ｒ１に接続されている。コンデンサＣ２は、一端がグランドに接続されている。コイルＬ１とコンデンサＣ２は、フィルタを構成し、トランジスタＭ１，Ｍ２から出力される断続的な電圧を平滑化する。以上より、指令電圧Ｖｒｅｆに応じた出力電圧ＶｏｕｔがコイルＬ１を介して出力される。なお、指令電圧Ｖｒｅｆが一定であるときには、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバックにより、出力に接続されている負荷が変動しても、それに追従してトランジスタＭ１，Ｍ２のスイッチング動作が制御されるので、図に示すスイッチング電源は、常に一定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力するように動作する。

ここで、図１３，１４の比較器ＣＯＭＰ１０１に入力される発振電圧Ｖｏｓｃについて説明する。
図２は、比較器に入力される発振電圧を示した図である。図１３，１４の比較器ＣＯＭＰ１０１には、図に示すような最大電圧Ｖｏｓｃｔ、最小電圧Ｖｏｓｃｂの三角波の発振電圧が入力される。また、図１の比較器ＣＯＭＰ１にも図２に示す三角波の発振電圧が入力される。

図１３，１４に示すスイッチング電源は、指令電圧Ｖｒｅｆと電圧ＶＡが等しくなるように出力電圧Ｖｏｕｔが調節される。この場合、オペアンプＯＰ１０１から出力される電圧ＶＢは、三角波電圧の振幅内となり、Ｖｏｓｃｂ＝＜ＶＢ＝＜Ｖｏｓｃｔとなる。図１３，１４のコンデンサＣ１１１の両端の電圧Ｃｆは、それぞれ次の式で示される。
Ｃｆ＝ＶＢ−｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｏｕｔ …（３）
Ｃｆ＝ＶＢ−Ｖｏｕｔ …（４）
なお、ＶＢは、オペアンプＯＰ１０１から出力される電圧ＶＢの電圧値、Ｒ１，Ｒ２は、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２の抵抗値、Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値である。コンデンサＣ１１１は、式（３），（４）に示す電圧Ｃｆにより充電されている。

次に、図１２で示した電源システムにおいて電源Ｅ１０１からスイッチング電源１０１に電力供給源を切替えた場合について説明する。
図１２に示すスイッチＳＷ１０１をオンし、電源Ｅ１０１から電力を直接供給する場合、スイッチング電源１０１（図１３，１４に示すスイッチング電源）のトランジスタＭ１０１をオン、トランジスタＭ１０２をオフにしておく。これらのトランジスタＭ１０１，Ｍ１０２の状態は、スイッチング電源の目標出力電圧を、電源Ｅ１０１の電圧Ｖｉｎよりも高くなるように指令電圧Ｖｒｅｆを調節することにより可能である。この場合、スイッチング電源の出力電圧Ｖｏｕｔは、電源Ｅ１０１の電圧Ｖｉｎに制限され、目標値に到達できないため、オペアンプＯＰ１０１の仮想短絡が成り立たなくなる。図１３，１４に示す電圧ＶＡは、指令電圧Ｖｒｅｆよりも低い値となり、オペアンプＯＰ１０１の出力電圧である電圧ＶＢは三角波の発振電圧Ｖｏｓｃよりも高くなり、比較器ＣＯＭＰ１０１の出力はＬ状態に固定される。これにより、トランジスタＭ１０１がオン、トランジスタＭ１０２がオフとなる。

以上の状態では、オペアンプＯＰ１０１の電源電圧をＶＤＤとすると、電圧ＶＢはＶＤＤと等しくなる。よって、図１３，１４のコンデンサＣ１１１の両端の電圧Ｃｆは、それぞれ次の式で示される。
Ｃｆ＝ＶＤＤ−｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｉｎ …（５）
Ｃｆ＝ＶＤＤ−Ｖｉｎ …（６）
この状態から、スイッチング電源に動作が切替えられる場合、図１３，１４のコンデンサＣ１１１の両端の電圧は、式（５），（６）から式（３），（４）に示される値に移行する必要がある。この時間が整定時間の遅れとなる。この整定時間の遅れを解決するのが、図１に示すスイッチＳＷ１である。

スイッチＳＷ１は、スイッチング電源（図１のスイッチング電源）が負荷に電力供給する場合にオンし、他電源により供給する場合はオフされる。スイッチング電源が動作中は、スイッチＳＷ１がオンであるため、コンデンサＣ１の両端の電圧は式（３）で示される。また、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧しない場合は式（４）で示される。

他電源に切替える場合、スイッチＳＷ１をオフにすることにより、他電源が動作中でもコンデンサＣ１の両端の電圧を式（３）または式（４）で示される値に保つことができる。そして、他電源からスイッチング電源に動作を切替えた場合、再度スイッチＳＷ１をオンにする。これによって、スイッチング電源への切替え時のコンデンサＣ１の充放電時間を削減することができ、応答性が改善される。なお、スイッチＳＷ１は、電源を切替える制御装置、例えば、ＣＰＵによってオン／オフされる。

電源の切替え時の電圧波形について説明する。
図３は、電源の切替え時の電圧波形を示す図で、（Ａ）は従来のスイッチング電源による電圧波形、（Ｂ）は本発明のスイッチング電源による電圧波形を示す。図３（Ａ）に示すように、従来のスイッチング電源では、電源の切替えが行われたとき、オペアンプの帰還回路にあるコンデンサの充放電により、整定時間を要する。しかし、図１で示すスイッチング電源では、スイッチＳＷ１により、スイッチング電源が動作していたときのコンデンサＣ１の電圧を保持することによって、電源の切替えが行われても、図３（Ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは速やかに変化する。

このように、帰還回路に直列に挿入したスイッチＳＷ１によって、帰還回路のコンデンサＣ１の電荷を保持し、比較器ＣＯＭＰ１に出力する誤差信号（電圧ＶＢ）の整定時間を短くするようにした。これによって、負荷に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに設定された電圧に移行することができる。

なお、図１では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。
本発明の第２の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第２の実施の形態では、帰還回路のコンデンサの電圧を保持するためのスイッチが、第１の実施の形態に対して抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の間に接続されている。

図４は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図４において、図１と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図に示すように、スイッチＳＷ２は抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の間に接続されている。スイッチＳＷ２は、図１のスイッチＳＷ１と同様にオン／オフされる。そして、式（３）〜（６）で説明したようにコンデンサＣ１の電圧を保持する。これによって、図３と同じ電圧波形が得られ、出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに変化させることができる。なお、図４では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。

本発明の第３の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第３の実施の形態では、帰還回路のコンデンサの電圧を保持するためのスイッチが、第１の実施の形態に対して抵抗Ｒ３とオペアンプＯＰ１の反転入力端子の間に接続されている。

図５は、第３の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図５において、図１と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図に示すように、スイッチＳＷ３は抵抗Ｒ３とオペアンプＯＰ１の反転入力端子の間に接続されている。スイッチＳＷ３は、図１のスイッチＳＷ１と同様にオン／オフされる。そして、式（３）〜（６）で説明したようにコンデンサＣ１の電圧を保持する。これによって、図３と同じ電圧波形が得られ、出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに変化させることができる。なお、図５では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。

本発明の第４の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第４の実施の形態では、スイッチング電源を停止状態から起動する場合の応答性の改善について説明する。
図６は、第４の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図６において、図１と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図に示すように、スイッチＳＷ４はコンデンサＣ１と並列に接続されている。

図６のスイッチング電源が動作中、オペアンプＯＰ１の入力側の電圧ＶＡと出力側の電圧ＶＢの関係がＶＡ＞ＶＢとなる場合、コンデンサＣ１の電圧ＶＡ側の電極には、正電荷が、電圧ＶＢ側の電極には、負電荷が充電される。この状態において、スイッチング電源の動作を停止すると、コンデンサＣ１の電荷は上記と同じ状態で保持される。続いて、スイッチング電源を起動して、出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧となるときの電圧ＶＡと電圧ＶＢの関係がＶＡ＜ＶＢとなる場合は、起動時に上記電荷を放電し、さらにコンデンサＣ１の電圧ＶＡ側に負電荷を、電圧ＶＢ側に正電荷を充電することが必要となる。以上のスイッチング電源の起動において、停止時に保持されるコンデンサＣ１の電荷の放電が応答性を損なうことになる。なお、上記では、停止状態を挟む前後の稼動状態では、出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧が異なり、停止後の出力電圧Ｖｏｕｔが、停止前の出力電圧Ｖｏｕｔより低く、ＶＡ＞ＶＢからＶＡ＜ＶＢという変化が生じるということを前提条件としている。なお、スイッチング電源の停止時は、オペアンプＯＰ１の出力は、ハイインピーダンスとなっている。

図６のスイッチング電源は、スイッチＳＷ４によってこの遅れを解消する。スイッチＳＷ４は、スイッチング電源が停止状態でオンし、稼動時にオフする。つまり、スイッチング電源が停止状態でオンすることにより、コンデンサＣ１の電荷を放電する。これによって、スイッチング電源が起動するときのコンデンサＣ１の放電動作を削除することができ、オペアンプＯＰ１の出力する誤差信号の応答性が改善される。

図７は、電源の稼動時および停止時の電圧波形を示す図で、（Ａ）は従来のスイッチング電源による電圧波形、（Ｂ）は本発明のスイッチング電源による電圧波形を示す。図に示すように停止状態を挟む前後の稼動状態において、出力電圧Ｖｏｕｔの停止後の稼動時の目標電圧が、停止前の稼動時の目標電圧より低いと、ＶＡ＞ＶＢからＶＡ＜ＶＢという変化が生じうる。この場合、従来のスイッチング電源では、コンデンサＣ１の電圧ＶＡ側の電極の電荷を放電し、負の電荷を充電する必要があるため、図７（Ａ）に示すように、停止後の稼動時において、コンデンサＣ１１１の両端の電圧（図のＶＢ−ＶＡ）の整定時間に時間を要する。しかし、図６のスイッチング電源では、停止後、スイッチＳＷ４をオンにするため、コンデンサＣ１の電荷が放電される（ＶＢ−ＶＡの電圧が０Ｖとなる）。そして、停止後の稼動時にはスイッチＳＷ４をオフにし、コンデンサＣ１に電荷を充電すればよいので、図７（Ｂ）に示すように、コンデンサＣ１の両端の電圧（図のＶＢ−ＶＡ）の整定時間が短縮される。

このように、帰還回路に並列に挿入したスイッチＳＷ４によって、帰還回路のコンデンサＣ１の電荷を放電し、比較器ＣＯＭＰ１に出力する誤差信号（電圧ＶＢ）の整定時間を短くするようにした。これによって、負荷に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに設定された電圧に移行することができる。

なお、停止状態を挟む前後の稼動状態で、出力電圧Ｖｏｕｔが停止前の出力電圧よりも高く、ＶＡ＜ＶＢからＶＡ＞ＶＢに変化が生じる場合においても、上記と同様の方法で整定時間の短縮ができる。

また、図６では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。
本発明の第５の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。スイッチング電源の停止時にコンデンサＣ１の電荷を放電することができればよいので、第５の実施の形態では、コンデンサの電荷を放電するためのスイッチが第４の実施の形態に対し、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回路に並列に接続されている。

図８は、第５の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図８において、図６と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図に示すように、スイッチＳＷ５は抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回路に並列に接続されている。

スイッチＳＷ５は、第４の実施の形態と同様に稼動時にはオフ、停止時にはオンされる。スイッチＳＷ５が抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回路に並列に接続されても、図６のスイッチング電源と同様にコンデンサＣ１の電荷が放電される。そして、図７で示す電圧波形と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに変化させることができる。なお、図８では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。

本発明の第６の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第６の実施の形態では、スイッチング電源を起動したときのオーバーシュートを回避し、整定時間を改善する。
図９は、第６の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図９において、図１と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図に示すように、スイッチＳＷ６はオペアンプＯＰ１の出力とグランドの間に接続されている。

図１３，１４のスイッチング電源において、起動時にオペアンプＯＰ１０１の出力電圧が指令電圧Ｖｒｅｆに対応する最終値よりも高い場合、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが生じる。図９のスイッチング電源は、スイッチＳＷ６によってこのオーバーシュートを回避する。スイッチＳＷ６は、スイッチング電源が停止状態でオンされ、起動時にオフされる。

スイッチング電源が停止状態でスイッチＳＷ６をオンすることにより、オペアンプＯＰ１の出力電圧ＶＢを０Ｖに固定する。これによって、スイッチング電源が起動するときの電圧ＶＢの初期値を０Ｖとし、スイッチング電源の起動時のオーバーシュートを回避し、整定時間が改善される。

図１０は、電源の停止時から起動時への電圧波形を示す図で、（Ａ）は従来のスイッチング電源による電圧波形、（Ｂ）は本発明のスイッチング電源による電圧波形を示す。停止時のオペアンプＯＰ１０１の出力電圧ＶＢが指令電圧Ｖｒｅｆに対応する最終値より高い場合、図（Ａ）に示すように、起動するとき出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが生じる。しかし、図９のスイッチング電源では、停止時にスイッチＳＷ６をオンにして、電圧ＶＢを０Ｖに固定することによって、図（Ｂ）に示すようにスイッチング電源が起動するときの電圧ＶＢの初期値が０Ｖとなり、オーバーシュートを回避し、整定時間が改善される。

このように、オペアンプＯＰ１の出力とグランドの間のスイッチＳＷ６によって、帰還回路のコンデンサＣ１の電荷を放電し、比較器ＣＯＭＰ１に出力する誤差信号（電圧ＶＢ）の整定時間を短くするようにした。これによって、負荷に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに設定された電圧に移行することができる。

なお、図９では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。
本発明の第７の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第１〜６の実施の形態のスイッチング電源は、組み合わせることができる。第１〜３の実施の形態のうちの１つ、第４，５の実施の形態の１つ、および第６の実施の形態の３つを組み合わせることにより、６種類の回路を構成することができる。また、２つを組み合わせる場合は１１種類の回路を構成することができる。第７の実施の形態では、第２，４，６の実施の形態を組み合わせた場合について説明する。

図１１は、第７の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。図１１において、図４，６，９と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。図に示すように、スイッチＳＷ７は、帰還回路の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の間に接続されている。スイッチＳＷ８は、コンデンサＣ１と並列に接続されている。スイッチＳＷ９は、オペアンプＯＰ１の出力とグランドの間に接続されている。

スイッチＳＷ７は、第２の実施の形態で説明したように、図１１のスイッチング電源が負荷に電力供給する場合にオンし、他電源により供給する場合オフする。そして、他電源から図１１のスイッチング電源に動作が切替えられた場合、再度スイッチＳＷ７をオンにする。これによって、スイッチング電源への切替え時のコンデンサＣ１の電荷が保持され、オペアンプＯＰ１から出力される誤差信号（電圧ＶＢ）の整定時間が改善される。

スイッチＳＷ８は、図１１のスイッチング電源が停止したときオンし、起動するときにオフする。つまり、スイッチング電源が停止状態でオンすることにより、コンデンサＣ１の電荷を放電する。これによって、スイッチング電源が起動するときのコンデンサＣ１の放電動作を削除することができ、オペアンプＯＰ１から出力される誤差信号の整定時間が改善される。

スイッチＳＷ９は、図１１のスイッチング電源が停止したときオンし、起動するときにオフする。スイッチング電源が停止状態でスイッチＳＷ９をオンすることにより、オペアンプＯＰ１の出力電圧ＶＢを０Ｖに固定する。これによって、スイッチング電源が起動するときのオペアンプＯＰ１の出力電圧ＶＢの初期値を０Ｖとし、スイッチング電源の起動時のオーバーシュートを回避し、誤差信号の整定時間が改善される。また、スイッチＳＷ７〜ＳＷ９に上記の制御を必ず適用するのでなく、指令電圧Ｖｒｅｆや出力電圧Ｖｏｕｔの変化により制御の適用を決めるようにしてもよい。

もちろん、上記とは異なる第１〜６の実施の形態の組み合わせによっても、上記と同様に応答性を改善し、オーバーシュートを回避することができる。また、図１１では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧して、オペアンプＯＰ１に入力するようにしたが、直接入力するようにしてもよい。

また、実施の形態の説明は全て同期式のものを例にして説明したが、トランジスタＭ２をダイオードに置き換えて非同期式としてもよい。この場合、ドライバ１１は、トランジスタＭ１のみを駆動することになる。

第１の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 比較器に入力される発振電圧を示した図である。 電源の切替え時の電圧波形を示す図で、（Ａ）は従来のスイッチング電源による電圧波形、（Ｂ）は本発明のスイッチング電源による電圧波形を示す。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 第３の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 第４の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 電源の稼動時および停止時の電圧波形を示す図で、（Ａ）は従来のスイッチング電源による電圧波形、（Ｂ）は本発明のスイッチング電源による電圧波形を示す。 第５の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 第６の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 電源の停止時から起動時への電圧波形を示す図で、（Ａ）は従来のスイッチング電源による電圧波形、（Ｂ）は本発明のスイッチング電源による電圧波形を示す。 第７の実施の形態に係るスイッチング電源の回路図である。 従来の電源システムのブロック構成図である。 従来の降圧型のスイッチング電源の例を示した回路図である。 従来の降圧型のスイッチング電源の他の例を示した回路図である。

符号の説明

Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
ＳＷ１〜ＳＷ９ スイッチ
ＯＰ１ オペアンプ
ＣＯＭＰ１ 比較器
１１ ドライバ
Ｍ１，Ｍ２ トランジスタ
Ｌ１ コイル

Claims (7)

1. 負荷に応じて他の電源と切替えられ電力を供給するスイッチング電源において、
   前記負荷に出力する出力電圧を設定するための指令電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧との差の誤差信号を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力と入力との間に接続される抵抗とコンデンサとを含む帰還回路と、
   前記コンデンサの電荷を充放電するスイッチと、
   電源電圧とグランド間に直列接続された前記負荷に前記電力を供給するスイッチ素子を、前記誤差信号と発振電圧との比較結果に応じて交互にオン／オフする比較器と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源。
2. 負荷に応じて他の電源と切替えられ電力を供給するスイッチング電源において、
   前記負荷に出力する出力電圧を設定するための指令電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧との差の誤差信号を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力と入力との間に接続される抵抗とコンデンサとを含む帰還回路と、
   前記コンデンサの電荷を充放電するスイッチと、
   電源電圧とグランド間にダイオードと直列接続された前記負荷に前記電力を供給するスイッチ素子を、前記誤差信号と発振電圧との比較結果に応じてオン／オフする比較器と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源。
3. 前記スイッチは、前記帰還回路に直列に挿入されることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源。
4. 前記スイッチは、前記帰還回路に並列に挿入されることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源。
5. 前記スイッチは、前記誤差増幅器の出力と前記グランドとの間に挿入されることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源。
6. 前記スイッチは、前記帰還回路に直列、前記帰還回路に並列、および、前記誤差増幅器の出力と前記グランドとの間のうち少なくとも２箇所に挿入されることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源。
7. 前記スイッチは、前記他の電源との切替え、当該スイッチング電源の稼動、および停止に応じてオン／オフされることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源。
   

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