JP2005536035A - フォトダイオード - Google Patents

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Abstract

フォトダイオードは、半導体基板(12)と、この半導体基板内の光検出領域であってドリフト電流成分を生成するための空間電荷ゾーン領域(18)と拡散電流成分を生成するための拡散領域(24)とを備える光検出領域とに加え、半導体基板の中において拡散領域を半導体基板内の隣接する周辺領域に対して少なくとも部分的に隔離するための分離手段(20)を含む。半導体基板内に分離手段を設けることで、フォトダイオード応答性が鈍くなることに起因するフォトダイオードの帯域幅の減少が抑制できる。半導体基板内の分離手段は、拡散領域を半導体基板の隣接する周辺領域に対して区分することで、一方では拡散電流キャリアが生成される拡散領域を縮小させて拡散電流成分となる電荷キャリアの数を減少させる役割を果たし、他方ではその縮小した拡散領域内で生成された拡散電荷キャリアを分離手段によって「吸い取る」ことで光電流を構成できなくする。

Description

本発明はフォトダイオードに関し、特に、光メモリや光コミュニケーションなどに使用される高速フォトダイオードに関する。
フォトダイオードは様々な分野に利用されている。フォトダイオードは例えば、X線検出器、カメラセンサ、三角測量センサ、光カプラ(optocouplers)、モニター装置、光メモリ、光送信システム等に使用されている。特に、最後に述べた光送信システムにおいては、フォトダイオードによってメガヘルツ領域からギガヘルツ領域への信号処理が可能になることが期待されている。
フォトダイオードは、光から生成される電荷キャリアを捕獲し、または電子・正孔対を分離するために、PN接合の電界を利用する。結果として得られる光電流は、ドリフト成分および拡散成分から構成される。このドリフト成分は、PN接合の空間電荷ゾーン内に生成される電荷キャリアによって形成されるので、上記光電流を介して直接的に検出される。このようにして生成される光電流のドリフト成分は、ギガヘルツ領域内の帯域幅を備えている。
上記拡散電流は、空間電荷ゾーン外に生成される電荷キャリアによって形成されている。生成された後には、これらの電荷キャリアは電界の不足(lacking field impact)によって、起電力を有さずに基板を通して拡散し、生成時からオフセットして拡散長に依存する時間的間隔で検出される。この拡散成分の帯域幅は、上記ドリフト成分の帯域幅よりも格段に小さく、すなわち約１０MHzよりも小さい。
光電流全体に対する上記ドリフト成分の割合は、大きな波長においてはゼロに近い。波長が長くなるに従い、光電流の帯域幅は結果的に拡散成分の帯域幅に対応する。これとは対照的に、フォトダイオードの感度は、増大する波長とともに最初は増大する。なぜなら、一方では、光透過の深度は波長が長くなると増大し、他方では、表面における電荷キャリアの再結合率は、深い領域において生成された電荷よりも高いからである。そのため、波長が増大するとフォトダイオードの感度および／または応答性が高くなるという結果が生じる。しかし、約６５０nmのある波長を起点として、波長がさらに長くなるとフォトダイオードの感度は低下する。なぜなら、波長の長い光がさらに深い透過深度を有するために、電荷キャリアはさらに深い領域で生成され、このさらに深い領域で生成されかつフォトダイオードの空間電荷ゾーンに向かって拡散する電荷キャリアが、再結合よりも以前にフォトダイオードの空間電荷ゾーンに到達することがもはや不可能となるからである。
これまで、システム上限られた帯域幅の問題を提起し、数メガヘルツの帯域幅を有するフォトダイオードを求める方法は、結局は高価で格別な処理工程によって生産される個別のフォトダイオードに帰着してきた。そのため、外部装置に係る費用を別にしても、例えば追加的なケーシングピン、ボンディングパッド、高域かつ高電流入力/出力インターフェイスと、追加的なプリント回路基板とに係るさらなる費用を発生させる原因となってきた。
処理工程を変更せずに高速フォトダイオードを得る他の方法は、非特許文献１に開示されている。この中では、処理工程を変更せずに速度を最適化する目的で、ダイオード面の半分は拡散電流を検出するために使用されており、拡散およびドリフト電流成分を備えた光電流から拡散成分を計算する追加的な回路ブロックが、上記検出のために設けられている。この方法の欠点は、光エネルギーの約半分が拡散電流を検出するために使用されることである。さらに、信号経路内には複数の非増幅装置が設けられ、その結果、読み出し時のノイズ特性において重大な劣化を生じさせる。特に、コミュニケーションと光メモリシステムにおいては、ノイズは決定的なパラメータであるので、この方法は限られた環境においてのみ使用可能と言える。
処理工程レベルで生成された従来技術のフォトダイオードの他の欠点は、前述のように、フォトダイオードが波長に依存して一定でない感度特性カーブを示すという欠点である。例えば、様々な波長を有する光源によって様々な装置の中でデータキャリアからデータが読み出されることで達成される光メモリシステムにおける適合性を得るために、感度の線型化が求められる。これまで、このような感度の線型化は、信号処理側においてのみ、例えばデジタル信号プロセッサのような複雑な回路ブロックによって達成されてきた。
ソリッドステート回路のＩＥＥＥジャーナル２０００年７月第７号第３５巻キャサリン・ローマンほか著「光カプラ適用のための標準ＣＭＯＳ技術において集積検出器を持つ非同期２５０Ｍｂ／ｓ光受信器」（"Asynchronous 250-Mb/s Optical Receivers with Integrated Detector in Standard CMOS Technology for Optocoupler Applications"Cathleen Rooman et al, IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. 35, No. 7, July 2000.)
本発明の目的は、高速での読み出しを可能にするフォトダイオードを提供することである。
この目的は、請求項１に記載のフォトダイオードにより達成される。
本発明のフォトダイオードは、半導体基板と、この半導体基板内の光検出(photosensitive)領域であって拡散電流成分を生成するための空間電荷ゾーン領域と拡散電流成分を生成するための拡散領域とを備える光検出領域とに加え、上記半導体基板の中において、上記拡散領域を上記半導体基板内の隣接する周辺領域に対して少なくとも部分的に区分するための分離（アイソレーション）手段を含んでいる。
本発明が基礎とする知見は、以下のとおりである。すなわち、拡散電流によってフォトダイオードの応答性が鈍くなることによるフォトダイオードの帯域幅の減少は、半導体内に分離手段を設けることで抑制することができるという知見である。この半導体内の分離手段は、拡散領域を半導体基板内の隣接する周辺領域に対して区分し、拡散電流成分となる電荷キャリアの数を減少させる役割を果たし、この役割は、一方では、拡散電荷キャリアが生成される拡散領域を縮小させることにより、また他方では、その小さな拡散領域内に生成された拡散電荷キャリアを上記分離手段によって「吸い取る」ことで光電流を構成できなくすることにより実現される。
本発明のある実施例に従えば、半導体基板は第１導電型の基板であり、空間電荷ゾーン領域は上記半導体基板内で第２導電型を有する信号領域から構成され、分離手段は上記半導体基板内で第２導電型を有しかつ上記信号領域に対して所定の間隔を有する分離（アイソレーション）領域から構成されている。本発明の特別な実施例であって、複数の光検出領域が１つのフォトダイオードアレーとして配置される実施例においては、分離領域は次のように配置される。すなわち、分離領域は、各光検出領域から構成される各フォトダイオードをそれぞれの拡散領域に対して区分し、かつ、フォトダイオードの各光検出領域を、隣接するフォトダイオードの隣接する拡散領域から拡散してくる電荷キャリアからシールドするように配置される。半導体基板の分離領域は空間電荷ゾーンを形成し、さらにそれ自身が、読み出しのためにも使用される検出ダイオードを形成することになる。このようにして、少ない拡散と大きなドリフト電流成分とを備えた高速フォトダイオード（これを以下にＨＦダイオードと呼ぶ）のアレーが形成され、このアレーには高い拡散電流成分を有する低速検出ダイオード（これを以下にＬＦダイオードと呼ぶ）のアレーが介在している。他の長所は、上記分離領域によって形成された上記ＨＦダイオードによって提供される光電流の読み出しと上記ＬＦダイオードによって生成される光電流の読み出しとが同時に実行され、上記フォトダイオードの感度特性カーブが波長に関して一定している点である。
本発明のさらに好ましい実施例は、従属項により明らかとなるであろう。
添付の図面に関連し、本発明の好ましい実施の形態を、以下で詳細に説明する。
本発明の一実施の形態による光検出装置を概略的に示した図である。 本発明の一実施の形態による光スキャン装置の検出ダイオード・アレイを概略的に示した図である。 図２ａの光スキャン装置の読み出しおよび制御部のブロック図である。 本発明の特定の実施の形態による図２のダイオード・アレイのためのレイアウトの一例である。 図３ａのレイアウトの断面である。 図３ａのレイアウトにおいて図３ｂの断面に沿って存在する暗電流についてのシミュレーション結果である。 表面および縁の拡散容量の改善を示すため、図３ａのダイオード・アレイのＨＦおよびＬＦダイオードについて、面積および周辺容量をダイオード電圧の関数として示したグラフである。 図３ａのダイオード・アレイのＨＦダイオードについて、接合容量をダイオード電圧の関数として示したグラフである。 図３ａのダイオード・アレイのＬＦダイオードについて、接合容量をダイオード電圧の関数として示したグラフである。 図３ａによるダイオード・アレイのダイオードのスペクトル応答であって、かつ一般的には図１の空間電荷ゾーンによって形成されるダイオードのスペクトル応答を示したグラフである。 図２の実施の形態のＨＦダイオードを読み出すための読み出し回路である。 図９の増幅器のための増幅回路の一実施の形態である。 図２の実施の形態のＬＦダイオードの読み出しの読み出し回路である。 図１１ａの回路に生じる信号の時間波形の例であり、ＬＦダイオードの段階的読み出しを示すための図である。
図１は、全体に対して参照番号１０が付されたフォトダイオードのある実施例を示す。このフォトダイオード１０は、例えばｐ型ドープされた第１導電型の基板であってその全体に対して参照番号１２を付した基板を含み、この基板１２は主表面１４を含み、この主表面１４は部分断面立体図として示す図１においては前面に示す。上記半導体基板１２内には、上記第１導電型とは反対の型であって、例えばn型ドープされた第２導電型の信号領域１６が形成され、その周辺部は図１において１６'で示す。上記信号領域１６はその一端が上記主表面１４と接触しており、上記基板１２の中に所定の深さまで延びている。図１内では、空間電荷ゾーン領域１８がハッチングを付して示されており、これは上記信号領域１６の周辺部１６'に対して両方向に延びている。すなわち、この境界面１６'から信号領域１６の中へと延びる方向と、この周辺部１６'から半導体基板１２の中に延びる方向とであり、後者の方向は、第１導電型の半導体基板１２の中における第２導電型の信号領域１６によって形成されたものである。深さ方向においても、上記空間電荷ゾーン１８はある所定の深さまで延びている。この深さは、一部破断し番号１９を付した部分にハッチングを入れて示している。特に、空間電荷ゾーン１８は、信号領域１６の境界（インターフェイス）即ち周辺部１６'に沿った部分で主表面１４から基板１２の内部へと深く延び、この境界面１６'は所定の深さを有し、例えばn+型ドープされたトラフ（谷）状に形成されている。
半導体基板１２の中には、分離（アイソレーション）領域２０が上記信号領域１６を取り囲むような状態で形成され、この分離領域２０は例えば軽くn型ドープされているかあるいはn-型ドープされている第２導電型の領域であり、その境界面は図１において各連続線２０'と２０''とで示す。この分離領域は、基板１２内に深さ方向への溝(trench）のように延びており、これに関してはさらに後述することになるが、図１に描いた側面断面図においてはハッチング部分２１で示す。上記分離領域２０の外側境界および／または内側境界に沿って上記半導体基板１２と分離領域２０との両方の内部に入り込むように延びる空間電荷ゾーン２２が、基板１２内に分離領域２０によって形成される。側面断面図において斜線を付した領域２３に示すように、上記空間電荷ゾーン２２は、上記分離領域２０の内側境界面２０'に沿って主表面１４から基板１２の内部に向かう深さ方向へも延びている。
空間電荷ゾーン１８と２２との間には、図１内で参照番号２４を付した拡散領域が広がるように位置している。図１内で参照番号２６を付した矢印は、入射光の照射方向を示している。参照番号２８は、分離領域２０の外側にあって、分離領域２０を取り囲む半導体基板１２の周辺領域を示している。参照番号３０a, ３０b, ３０c を付した矢印は、入射光２６によって生成された拡散電荷キャリアを示している。
入射光２６は、信号領域１６に接続された接触導体(contacting conductor)（図示せず）を介してその光電流を検出することでフォトダイオード１０によって検出される。フォトダイオードの１０の光電流は、ドリフト電流成分と拡散電流成分とから構成される。ドリフト電流成分は、導電接合部１６'内の空間電荷ゾーン１８において生成された電荷キャリアで形成され、信号領域１６と半導体基板１２とに印加されたカットオフ電圧によって直接検出される。このようにして生成されたドリフト電流成分は、ギガヘルツ領域内の帯域幅を備えている。
拡散電流成分は、空間電荷ゾーン１８では生成されていない電荷キャリアで形成され、起電力を有さずに半導体基板１２を通して信号検出空間電荷ゾーン１８に拡散する。分離領域２０と空間電荷ゾーン２２とのそれぞれにより、生成された全ての電荷キャリアが信号検出ダイオードに到達するとは限らない。つまり、生成された全ての電荷キャリア３０a〜３０cがフォトダイオード１０の拡散電流になりうるとは限らない。この原因は、空間電荷ゾーン２０が、電荷キャリアが生成される領域を横（主表面）方向から見て２つの部分に分割しているからである。即ち、生成された電荷キャリアの一部分は信号検出ダイオードに達することが可能であるが、他の部分は達することが不可能となる。拡散電流成分になる電荷キャリアが生成される第１部分は、空間電荷ゾーン２２と分離領域２０とにより、拡散領域２４に制限されている。これとは対照的に、外側周辺領域２８で生成された電荷キャリア３０cは、分離領域２０のために信号検出空間電荷ゾーン１８に到達できない。なぜなら、この電荷キャリア３０cは、それをシールドする空間電荷ゾーン２０によって事前に捕獲されてしまうからである。電荷キャリアが生成されて信号検出空間電荷ゾーン１８まで拡散できる実際の拡散領域あるいは捕獲領域(catchment region)は、結局、分離領域２０を含まずに、空間電荷ゾーン２０を超えて半導体基板１２の外側周辺領域２８へと横方向に延びる。即ち、この拡散領域は、半導体基板１２内における電荷キャリアの拡散長によって決定される長さまで延び、つまりは１つの電荷キャリアが、例えばシリコン等の半導体基板１２の材料内において再結合の前に移動することができる平均的あるいは最大限の長さまで延びている。
空間電荷ゾーン２０は他に以下の効果を有する。すなわち、拡散電荷キャリアの効果的な捕獲領域を横方向に拡散領域２４に限定するだけではなく、拡散領域２４内で生成されかつその中で拡散し、起電力を有さずに空間電荷ゾーン１８ではなく空間電荷ゾーン２０に向かって拡散する電荷キャリア３０aを横取りする役割を果たす。
例えば電荷キャリア３０bのように、入射光２６によって拡散領域２４内で生成されるかあるいは半導体基板１２内の信号検出空間電荷ゾーン２２の下方で生成され、再結合の前に空間電荷ゾーン１８に拡散していた残りの電荷キャリアのみが、拡散電流成分になり、フォトダイオード１０の光電流になる。
この拡散電流成分は１０MHz未満の領域にあってドリフト電流成分よりも小さな帯域幅を有することから、分離空間電荷ゾーン２０を設けて拡散電流成分を減少させることで、フォトダイオード１０の読み出し速度および帯域幅の増大がそれぞれ達成される。
分離領域は横方向に広がる構造を持つが、例えば深さ方向において所定のドーピング勾配で減少するドーピング濃度を有する半導体基板１２のドーピング構造により、信号検出空間電荷ゾーンを、基板１２の深さ方向において下方に配置されたさらに深い領域から縦方向にシールドすることができる。なぜなら、このドーピング構造の結果、番号３１で示すように、空間電荷ゾーン２２が半導体基板のより深い領域で張り出し（膨らみ）、信号検出空間電荷ゾーン１８の下方にまで伸びることで、基板のより深い領域から信号検出空間電荷ゾーン１８を縦方向に分離し、および／またはこの深い領域で生成されて信号検出空間電荷ゾーン１８に向かって拡散してくる電荷キャリアをシールドするからである。この効果については、以下で図３ｂと図４とを参照しながらさらに詳細に説明する。この縦方向の分離は、分離領域２０のドーピングを信号領域１６のドーピングよりも弱くし、空間電荷ゾーン２２を信号検出空間電荷ゾーン１８よりも大きく張り出させることで確保されている。
図１に関し、フォトダイオード１０は標準的なCMOS処理によって容易に実現可能であることを指摘しておく。
図１に示すレイアウトは種々の変更が可能である。例えば、分離空間電荷ゾーン２０が信号検出空間電荷ゾーン１８を横方向に完全に取り囲む必要はない。反対に、処理を変更し、信号検出空間電荷ゾーン１８を分離している空間電荷ゾーン領域２２および／または分離領域２０を、信号領域１６の下方においても信号検出空間電荷領域１８を取り囲む半殻形状(semi-shell)に形成することで、半導体基板１２の縦方向においてより深い領域で生成された電荷キャリアに対し、信号検出空間電荷ゾーン１８をシールドすることもできる。既に上述したが、半導体基板１２内の信号領域１６と分離領域２０とをトラフ形状に形成し、シールドする働きを持つ分離空間電荷ゾーンの張り出し（膨らみ）を利用することで、信号検出空間電荷ゾーンの縦方向のシールドを達成できる点については、以下に図３a〜図１１を参照しながら説明する実施例からも明らかになるであろう。
分離トラフ領域２０の深さは、信号トラフ領域１６の深さよりも例えば２〜２０倍大きくなければならない。シールド空間電荷ゾーン２０を形成している分離領域２０と、信号検出空間電荷ゾーン１８を形成している信号領域１６との間の横方向の間隔は、可能な限り小さい方が良く、例えば横方向において、半導体基板１２の材料内における電荷キャリアの拡散長、即ち周囲の温度において電荷キャリアが再結合前に移動する平均的な拡散距離よりも短くてもよい。分離領域２０と信号領域１６との間の望ましい間隔には、１μｍ〜７μｍが含まれる。ドリフト電流成分をできるだけ大きくするために、信号検出空間電荷ゾーン２２の広がりは可能な限り大きい方が良い。また他方では、空間電荷ゾーン１８と２２との間の相互の位置関係は可能な限り近い方が良く、例えば、信号検出空間電荷ゾーン１８の周囲において１.５μｍよりも小さい間隔を持つか、または少なくとも周辺領域の半分以上に渡るのが良い。
図１を参照しながら上述したシールド効果の増大と拡散電流成分の減少とは、上述の図１の説明において仮定したように、分離領域２０をフローティング状態すなわち電流のない状態に保つことで達成されるのではなく、半導体基板１２内のこの領域によって形成されたダイオードを逆方向で作動させ、このダイオードを空間電荷ゾーン２０において生成された光電流を読み出すために使用することで達成される。２つのダイオード間の区別を可能にするために、空間電荷ゾーン１８から形成される第１ダイオードは高速読出しＨＦダイオードと呼び、空間電荷ゾーン２０から形成される他のダイオードはＬＦダイオードと呼ぶ。同時読出しの場合には、分離領域２０から形成される空間電荷ゾーン領域２２内において生成された光電流を読み出すために１つの接触導体が分離領域に対して接続され、空間電荷ゾーン領域１８内において生成された光電流を読み出すために別の接触導体が信号領域１６に対して接続される。図８は、ＨＦダイオードとシールドする働きを持つＬＦダイオードとの同時読出しによる長所を示すため、ナノメータ単位の波長に関しアンペア／ワットの感度を示すグラフである。このグラフは、４個の十字架状に構成されたＬＦダイオードのｎ-型トラフ状分離領域の８個の腕で取り囲まれ、櫛状に構成されたｎ+型トラフ状信号領域を有するＨＦダイオードの場合について、それらダイオードの中の１つについて読出しが実行され、他のそれぞれのダイオードはフローティング状態であるかおよび／または読み出されるかの４つの異なるケースに分けて示している。詳しくは、小さな丸はフローティング分離領域においてＨＦダイオードを読み出す時の感度の挙動を示し、小さな黒い四角はフローティング信号領域１６においてＬＦダイオードを読み出す時の感度の挙動を示し、小さな白い四角はＨＦダイオードの同時読出しを伴ってＬＦダイオードを読み出す時の感度の挙動を示し、小さな十字はＬＦダイオードを同時に読み出す時のＨＦダイオードの読出し時の感度の挙動を示す。このグラフから分かるように、シールドされたＨＦダイオードの感度すなわちスペクトル応答と空間電荷ゾーン１８により形成されたフォトダイオードの感度すなわちスペクトル応答とは、それぞれ波長に対し、同時読出しを伴う場合（小さな十字）と比較して、同時読出しを伴わない場合（小さな丸点）には大きく変化し、これは本件明細書の導入部分で説明した信号波形を示す。しかしながら、シールドされたダイオードの読出しの感度は、分離領域の同時読出しを伴う場合には、波長の変化に対し比較的一定している。その原因は、この場合に光電流に対して強い影響を与えるドリフト電流成分が、一定の光エネルギーを備える波長の変化に関して、一次近似的に一定しているからである。
図２ａ〜図１１を参照し、通常のＣＤおよびＤＶＤ装置への実装に適しているが、フォーカスおよびトラッキング制御に関しさらなる可能性がもたらされおり、検出する光ビームの光検出装置の検出窓からのズレを防止するさらなる方法を有している光スキャン装置を以下に説明する。図２ａを参照して以下に説明する光スキャン装置のダイオード・アレイは、他の用途にも適しているが、以下では、よりよい理解のため、ＣＤ装置へ適用される光スキャン装置への組み込みの枠組み内についてのみ説明する。図２ａがダイオード・アレイを図式的に示す一方で、図２ｂは、光スキャン装置の読み出しおよび制御部を示している。図３ａ、図３ｂおよび図４〜図８は、ＣＭＯＳ技術におけるダイオード・アレイの実現の一実施の形態およびその特性を示しており、図９〜図１１は、ダイオード・アレイのダイオードを読み出すための考えられる評価回路の実施の形態を示している。図２ａ〜図１１ｂを参照する以下の説明においては、高速ダイオードは、この高速ダイオードの空間電荷ゾーンのための分離領域として機能しかつ同時に読み出されるべき低速ダイオードとしても機能するｎ-型トラフ状領域に取り囲まれている。詳しくは、分離および信号領域のための可能な構成としてさらに望ましい実施例を以下に説明する。この特別な実施例においては、分離領域は、拡散電流成分を低減させるためだけではなく、さらに、隣接する２つの高速フォトダイオードを分離あるいは隔離させるために利用されている。
図２〜図１１を参照して以下に説明する光スキャン装置は、基本的に既知の構造を有するＣＤ駆動装置（図示されていない）に組み込まれる。以下で説明する光スキャン装置は、ＣＤ駆動装置の検出および読み出しならびに制御信号の生成部のみを示している。さらに、ＣＤ駆動装置は、駆動装置内に光学ディスクとして装填されたＣＤを回転させる駆動部、光ビームを生成するための光生成手段としてのレーザ・ダイオード、光学系、および、キャリアとトラックの間の間隔、およびキャリアのトラックに対する横方向の位置を、ダイオード・アレイによって検出した光ビームの強度（または輝度）分布から以下で説明するように割り出したトラッキングおよびフォーカス制御のための制御信号に従って設定するためのサーボ手段としてのアクチュエータを含んでいる。光学系は、レーザ・ビームを平行にするためのコリメータ、偏光 (polarization) に応じて透過的および／または偏向的になるビーム・スプリッタ、偏光方向を変える４５°ウエハ、平行にされたレーザ・ビームを読み出すべきデータが記憶されたＣＤの読み出すべきトラックへと集中させるための対物および／または収束レンズ、およびトラックから反射され対物レンズで捕えられた光ビームをダイオード・アレイへとマッピングするための非点収差レンズなどの光学装置から構成されている。ダイオード・アレイ、レーザ・ダイオードおよび光学系は、読み出しヘッドに一体で取り付けられており、変調されてトラックから反射された光ビームが光学系を介してダイオード・アレイに導かれ、最適動作時に光ビームが図２ａのダイオード・アレイの目標位置、例えば中央に位置するように設計された相互に固定の位置にある。調整ミス、温度ドリフト、読み取りヘッドの横方向またはビーム方向のズレなど、いくつかの好ましくない環境によって、反射されたレーザ・ビームが図２ａのダイオード・アレイ上において占める実際の位置が目標位置からずれることにつながり、このずれが、以下で詳細に説明するとおり、図２ｂの読み出しおよび制御部によって、図２ａのダイオード・アレイで検出した強度（または輝度）からサーボ手段のための適切な制御信号を生成することにより対処される。
図２ａは、検出窓内における光ビームの強度分布を検出するため、および光ビームによって伝送されるデータを検出するために設けられた光スキャン装置のダイオード・アレイを示しており、したがって光スキャン装置の検出部を示している。詳しくは、図２ａのダイオード・アレイは、検出ダイオード２０１ａ〜２０１ｅ、２０２ａ〜２０２ｅ、２０３ａ〜２０３ｅ、２０４ａ〜２０４ｅおよび２０５ａ〜２０５ｅからなる５×５のアレイ２００を備えており、最後の数字が５×５のアレイの行の番号を表しており、最後のアルファベットが５×５のアレイの列の番号を表している。さらに、図２ａのダイオード・アレイは、検出ダイオード２５１ａ〜２５１ｄ、２５２ａ〜２５２ｄ、２５３ａ〜２５３ｄおよび２５４ａ〜２５４ｄからなる４×４のアレイ２５０を備えている。アレイ２００および２５０の両者は、お互いに対して、検出ダイオード２５１ａ〜２５４ｄが検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅの間のすき間にそれぞれ位置するように配置されている。換言すれば、検出ダイオード２５１ａ〜２５４ｄが、検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅに対して面心方式で配置され、一体となって体心立方構成を形成している。すべての検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅおよび２５１〜２５４ｄは、読み出すべきトラックから反射され、トラックのピットによって変調されて読み出すべきデータを含んでいる光ビームを検出すべく設けられた同じ検出窓２５６内に一緒に配置されている。２５個の検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅは、これらを順次読み出してこれらの出力信号を多重化形式で出力する読み出し回路２６８（図２ｂ）へと、それぞれ個々に接続されている。ダイオード・アレイ２５０の検出ダイオード２５１ａ〜２５４ｄは、６つの領域Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、およびＦを形成するよう、互いに接続あるいは並列に接続されており、さらに、５×５のアレイ２００の検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅを読み出すために用いられる読み取り速度よりも高速な読み取り速度を発揮する種々の読み出し回路２６０ａ、２６０ｂ、２６０ｃ、２６０ｄ、２６０ｅおよび２６０ｆ（図２ｂ）へと接続されている。詳しくは、図２に示されているように、検出ダイオード２５４ａ、２５３ａおよび２５３ｂが領域Ａを形成すべく組み合わされ、検出ダイオード２５４ｄ、２５３ｄおよび２５３ｃが領域Ｂを形成すべく組み合わされ、検出ダイオード２５２ｄ、２５１ｄおよび２５２ｃが領域Ｃを形成すべく組み合わされ、検出ダイオード２５１ａ、２５２ａおよび２５２ｂが領域Ｄを形成すべく組み合わされ、検出ダイオード２５４ｂおよび２５４ｃが領域Ｅを形成すべく組み合わされ、検出ダイオード２５１ｂおよび２５１ｃが領域Ｆを形成すべく組み合わされている。
以下では、読み出し速度が低速な検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅをＬＦダイオードと称し、読み出し速度がより高速な検出ダイオード２５１ａ〜２５４ｄをＨＦダイオードと称することにする。順次に読み出されるＬＦダイオード２０１ａ〜２０５ｅは、フォーカスおよびトラッキング制御のため、および図２ａのダイオード・アレイを備える光スキャン装置が組み込まれてなるＣＤ駆動装置（図示されていない）のアクチュエータを制御するための制御信号の生成に使用される。ＨＦダイオード２５１ａ〜２５４ｄは、図２ａのダイオード・アレイへと入射する光ビームによって運ばれてきたデータを検出すべく機能する。上記ダイオードを領域Ａ〜Ｆへと分割することによって、以下に説明するとおり、信号Ａ〜Ｄを供給する図２ａに示したダイオード・アレイを、通常のＣＤ装置におけるトラッキングおよびフォーカス制御に使用し、図１２によるダイオード・アレイの原理に基づいたフォーカスおよびサーボ信号の生成が可能になる。領域ＥおよびＦは、以下で説明するとおり、クロストーク現象を検出するために使用できるよう構成されている。
図２ａのダイオード・アレイの構造を説明したので、次に、光スキャン装置においてダイオードの読み出しおよびサーボ信号の生成を担当している部分について説明する。領域Ａ〜Ｆで生成された電流は、前述のとおり、それぞれ読み出し回路２６０ａ、２６０ｂ、２６０ｃ、２６０ｄ、２６０ｅおよび２６０ｆによって読み出されて増幅され、後者は例えばトランスインピーダンス増幅器として構成されるが、その実施の形態については、図９および１０を参照して以下でさらに詳しく説明する。読み出し回路２６０ａ〜２６０ｄの出力は、出力としてＡ／Ｄ変換器２６４へとデータ信号を出力する評価回路２６２へと接続されており、次にＡ／Ｄ変換器２６４の出力において、光ビームによって運ばれてきたデータがデジタル形式で出力される。さらに、評価回路２６２は、ＨＦダイオード領域Ａ、Ｂ、ＣおよびＤの入力信号を、トラッキングおよびフォーカス制御のための制御信号を生成するために利用し、それらを破線で示されているように、さらなるいくつかの出力の１つにおいて出力するように構成できる。評価手段２６２は、図２ａのダイオード・アレイとともに、例えば従来の光検出手段のように使用される対応するモードに置き換えることができる。読み出し回路２６０ｅおよび２６０ｆの出力は、出力としてＡ／Ｄ変換器２６４の制御入力へとクロストーク検出信号を出力する制御手段２６６に接続されている。
ダイオード・アレイ２００の検出ダイオード２０１ａ〜２０５ｅの電流出力信号は、上述のとおり読み出し回路２６８へと供給され、読み出し回路２６８がそれらを２つの計算手段２７０および２７２へと順次出力するが、読み出し回路２６８の構造の実施の形態については、以下で図１１ａを参照してさらに詳細に説明する。計算手段２７０は、図２のダイオード・アレイにおけるスポットの実際の精密な位置を計算する。計算手段２７２は、図２のダイオード・アレイにおけるスポットの楕円変形、すなわち広がりと方向を計算する。計算手段２７０によって計算された情報が制御手段２７４に供給され、制御手段２７４がこの情報にもとづいて、調整ミスおよび温度ドリフトの補正のため、ならびにトラッキング制御のため、適切なアクチュエータへと制御信号を出力し、アクチュエータがトラックを横切るように読み出しヘッドの位置を変化させ、以下でさらに詳細に説明するように図２ａのダイオード・アレイの横方向の位置を変化させる。計算手段２７２の情報は制御手段２７６へと出力され、制御手段２７６がこの情報にもとづいてフォーカス制御のための制御信号を生成し、それらを光学ディスクからの距離を変化させるために対応するアクチュエータに出力する。制御手段２７８は、読み出し回路２６８の読み出し信号を直接受信し、そこからディスクの傾きおよび基板厚さにおけるばらつきを補償するための制御信号を、以下で説明するとおり決定し、Ａ／Ｄ変換器のさらなる制御入力へと出力する。
以下では、図２ａのダイオード・アレイおよび図２ｂの読み出しおよび制御部を備えた光スキャン装置の動作モード、およびその好都合な適用ならびに動作モードについて、当該光スキャン装置が組み込まれてなるＣＤ駆動装置を背景にして説明する。
データの読み出しのため、領域Ａ、Ｂ、ＣおよびＤのＨＦダイオードの信号が、評価回路２６２によって結合され、すなわち、それらの出力信号が合計される。Ａ／Ｄ変換器が、領域Ａ〜Ｄの結合された出力信号を、制御手段２６６からのクロストーク検出信号から得たしきい値にもとづいてデジタル化し、デジタル化したデータを、読み出すべきデータであって読み出されるべくトラックに記憶されたデータとして出力する。説明の最初の部分で述べたように、領域すなわち範囲Ａ〜Ｄの出力信号を、フォーカスおよびトラッキング制御のための制御信号を生成すべく、従来の手法で接続することも可能である。反射されてきたデータを運んでいる光ビームを図２ａのダイオード・アレイへとマッピングするために非点収差レンズを使用することで、評価手段２６２は、非点収差レンズの主軸が図２ａに示した軸ｘおよびｙに沿って延びていると仮定し、焦点が合っていない場合に生じる楕円変形を検出するべく、読み出し回路２６０ａ〜２６０ｄからの各領域Ａ、Ｂ、ＣおよびＤの出力信号を加え合わせて、合計を互いに差し引く、すなわち（Ａ＋Ｃ）−（Ｂ＋Ｄ）を形成することによって、間隔および／またはフォーカス制御のための信号を生成することができる。続いて、アクチュエータが、フォーカス制御信号に従って対物レンズの光学ディスクからの距離を調節する。さらに、評価回路２６２は、位相格子として機能する突起によって生み出される屈折のオーダの干渉によって生じるいわゆるプッシュ‐プル・パターンの信号の（Ａ＋Ｄ）−（Ｃ＋Ｄ）の特長を評価することによって、トラッキング制御のための信号、すなわち回転する光学ディスクを横切る読み出しヘッドの半径方向の移動を制御するための信号を生成することができる。
図１２に示したダイオード・アレイによって生成される領域Ａ、Ｂ、ＣおよびＤの信号に加え、さらに領域ＥおよびＦも信号をもたらす。この場合、これらの領域が２つのトラックの同時読み出し、すなわち、光学ディスクへと焦点合わせされた読み出しスポットの外縁が読み出すべき現トラックと隣接するトラックとを照射してしまうことによるクロストーク現象が予想される位置として設けられるように配置される。通常のダイオード・アレイでは、このようなクロストーク現象が、隣接するトラックに現トラックと異なるバイナリ値（ピットありまたはピットなし）が存在する場合、データ引き出しのためにＡ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄを計算するときに、ビット誤りを生じさせる可能性がある。２つの追加の領域ＥおよびＦを設けることによって、このようなクロストーク現象による励起を検出することが可能である。この目的のため、制御手段２６６が読み出し回路２６０ｅおよび２６０ｆから出力信号を受信し、２つの領域ＥおよびＦの一方の出力信号がしきい値を超えているか否かを検出する。しきい値を超えている場合、クロストーク現象が合計信号において誤りである高すぎる強度値をもたらすおそれがあるため、制御手段２６６は、Ａ／Ｄ変換器２６４によって信号Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄをデジタル化するための決定しきい値を、クロストーク検出信号の分だけ高く、したがってビット誤りを防ぐように設定する。
領域Ａ〜Ｆを構成するためのＨＦダイオード２５１ａ〜２５４ｄの組み合わせ、およびＣＤのトラックの読み出しにおけるこれら組み合わせ信号の使用についてこれまで説明してきたが、次に、ＬＦダイオード２０１ａ〜２０５ｅの出力信号の利用について説明する。ここでは、ＣＤのトラックへと焦点合わせされたスポットが、主軸ＸおよびＹを備える非点収差レンズによって図２のダイオード・アレイ上へとマッピングされ、レーザ・ダイオードからのレーザ・ビームをＣＤ上へと焦点合わせさせ反射光ビームを非点収差レンズに沿って図２のダイオード・アレイ上に位置付けする光学系の対物レンズのＣＤからの距離が小さすぎると、例えばｙ軸に沿った楕円変形がもたらされ、距離が大きすぎるとｘ軸に沿った楕円変形が引き起こされると仮定して、説明する。
ＬＦダイオード２０１ａおよび２０５ｅによって検出した光ビームの強度分布の評価は、計算手段２７０、２７２および制御手段２７４、２７６によって行なわれる。ＬＦダイオード・アレイにおける検出光ビームの強度分布を表わしている読み出し回路２６８の読み出し信号から、計算手段２７０は、強度中心の位置すなわち図２ａのダイオード・アレイにおける光ビームの実際の位置を計算し、この情報を制御手段２７４へと出力し、一方、計算手段２７２は、この情報からレーザ・スポットの形状すなわち楕円変形を割り出し、制御手段２７６へと出力する。計算手段２７０および２７２によって行なわれた計算は、例えばＬＦダイオードの強度値による補間または適合および／または調整関数の決定、ならびに、実際の位置の計算の場合には極値位置の探索、変形の割り出しの場合には等強度線の広がりの分析など、引き続く評価によって確認される。
図２ａのダイオード・アレイにおけるスポットの位置情報によって、制御手段２７４は、読み取りヘッド内のズレ、すなわちレーザ・ダイオード、光学系および／またはダイオード・アレイの間のズレ、ならびにこれらの間の温度ドリフトを補償するための制御および／またはサーボ信号を生成し、トラッキング制御のための制御およびサーボ信号を生成する。例えば、手段２７０によって計算された図２ａのダイオード・アレイにおけるレーザ・スポットの実際の位置の、この場合には２つの軸ＸおよびＹの交点に位置する目標位置からのずれにもとづき、制御手段２７４は、例えばピエゾ素子など適切なアクチュエータを制御してダイオード・アレイを横方向にオフセットさせ、あるいは読み出しヘッドの相対位置を読み出すべきトラックを横切って調整する他のアクチュエータを制御する。ダイオード・アレイを横方向に調整できることにより、光検出装置ならびに関連する光学手段およびレーザ・ダイオードが組みつけられる読み出しヘッドの製造工程に課されていた要件が緩和され、読み出しヘッドおよび／またはＣＤ装置の製造におけるコストの低減が可能になる。ここで、ＬＦダイオードのマトリクス２００が、この目的のため、電子的調整のためにより大きい面積がもたらされるよう、ＨＦダイオードのマトリクス２５０の領域を横切って広がってもよいことに注意すべきである。
調整ミスおよび温度ドリフトと丁度同じように、読み出そうとするトラックに対する読み取りヘッドの横方向のズレも、上述のように、光ビームによって生み出されて図２ａのダイオード・アレイ上で検出されるスポットの実際の位置のオフセットにつながる。しかしながら、図２ａのＬＦダイオード・アレイ２００、および／またはこれによって検出可能であるスポットの実際の位置によって、この実際の位置の進路の監視が量に関しては充分正確に可能であり、トラック補正のための前方監視制御(look-ahead control)および／またはサーボ信号の生成が可能になる。スポットの実際の位置が目標位置から離れるほど、制御手段２７６が例えば読み取りヘッドの半径方向の変位および／またはトラックを横切る方向のオフセットを担当するアクチュエータを駆動する強さが大きくなり、ずれの増加がより急速であるほど、制御手段２７６の側において予測による駆動の強さが大きくなる。
光学ディスクのディスクの目標平面からの傾き、および記憶媒体すなわち光学ディスクにおける基板厚さのばらつきは、反射のばらつきにつながる。したがって、ＬＦダイオード２０１ａ〜２０５ｅによって検出された光強度の平均値が、制御手段２７８によって、これら変化する反射の比をデータ引き出しにおいて考慮し、反射が少ない場合にはＡ／Ｄ変換器によるデジタル化において信号Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄをデジタル化するための決定しきい値をより低く設定し、そうでない場合には、より高く設定するために使用される。これは、ＣＤ装置の製造工程および光学ディスクそのものの生産に課される要件も緩和し、コストの節約をもたらす。
すでに述べたように、焦点合わせの誤差は、図２の検出ダイオード・アレイ上のレーザ・スポットの楕円変形をもたらす。この楕円変形は、ＬＦダイオード２０１ａ〜２０５ｅによって検出でき、計算手段２７２によって決定され、検出された楕円変形および／またはその向きおよび広がりに応じて、制御手段２７６が、フォーカス制御のための制御信号および／または対物レンズのＣＤからの距離を変化させるためのアクチュエータへの制御信号を設定できる。
続く図面を参照し、図２ａのダイオード・アレイの好都合な実施例について以下に説明する。このダイオード・アレイは、例えば０．６μｍの標準ＣＭＯＳ技術などＣＭＯＳ技術において実現され、且つ、本発明に係る高速HＦダイオードのシールドが分離領域により形成され、その同時読出しを伴うものである。まず、ダイオード・アレイの配置を、図３ａおよび３ｂを参照して説明する。図３ａは、ダイオード・アレイの平面図を示しており、図３ｂは、図３ａにおいて破線によって示された断面に沿った断面図を表わしている。ダイオード・アレイの全体は、エピタキシャルなｐ-型ドープのシリコン（Ｓｉ-）基板３００上に形成されている。ｐ-型のトラフ３０２が、ダイオード・アレイによって占められる領域の全体にわたって広がっているが、図３ａでは示されていない。ＬＦダイオードは、ｐ-型のトラフ中に十字架の形態のｎ-型のトラフによって形成されており、参照番号３０４ａ〜３０８ｅで示されている。
ｎ-型のトラフ３０４ａ〜３０８ｅは、図３ｂから分かるように、断面に沿って下方へとエピタキシャルｐ-型基板３００まで広がっている。ＨＦダイオードは、ｐ-型のトラフ３０２中に、二重櫛構造の正方形のｎ+型拡散領域によって形成され、参照番号３１０ａ〜３１３ｄが与えられている。図３ｂは、ｎ+型拡散領域３１３ｂを通過する断面のみを、二重櫛構造の３つの櫛歯３１３ｂ１、３１３ｂ２および３１３ｂ３のみを特に示して図示している。十字架構造のｎ-型トラフ３０４ａ〜３０８ｅの４つの腕が、隣接する２つのｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１０ｄの間をそれぞれ延びており、隣接するｎ+型拡散領域からなる各組が、隣接するｎ-型トラフの２つの腕によって本質的に分離されており、腕はお互いに向かって延びるとともに隙間によって隔てられている。個々のＬＦおよびＨＦダイオードのｎ型電極の接続は、導電線を適当な方法で導くことによってもたらすことができる。図３ｂから分かるように、レイアウトの例示の寸法は以下のとおりである。すなわち、ｎ-型トラフの深さが１．６μｍであり、ｎ-型トラフの４つの腕の幅が２．８μｍであり、ｎ+型拡散領域の櫛歯は深さが０．１６μｍであって、幅が０．６μｍであり、エピタキシャルＳｉ基板３００の厚さは３．７μｍであり、ｐ-型トラフ３０２は厚さが１．３μｍであって、深さが１．３μｍである。ｐ-型トラフ３０２中にｎ-型トラフ３０４ａ〜３０８ｅおよびｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１３ｄによってそれぞれ形成されるＬＦおよびＨＦダイオードの、横方向の形態、断面、ならびにドーピングから生じる利点は、図４〜図８を参照して以下でより詳細に説明する。
ＨＦダイオードのｎ+型拡散領域の櫛状構造の利点は、次世代の記憶システムに関連するであろう近赤外範囲すなわち４０５ｎｍの波長についての貫入深さがシリコンにおいて約２００ｎｍであり、電子・正孔対が主に表面上に生み出される点にある。これは、電子・正孔対が横方向のｐｎ接合によって、すなわちｐｎ境界（インターフェイス）が表面に対して本質的に直交するように表面から離れて延びるｐｎ接合の部位によって、より効率的に分離されることを意味し、ｐｎ接合のそのような部位は、ｎ+型拡散領域およびｎ-型トラフの周囲に沿って生じる。ｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１３ｄの櫛構造のために、ｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１３ｄにおいて周囲の長さの横表面に対する比がきわめて大きいため、よりコンパクトな構造と比べ、ｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１３ｄおよび／または帯状のダイオードの櫛歯３１３ｂ１〜３１３ｂ３の感度および／または応答の向上が、この波長範囲においてもたらされる。
ｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１３ｄの櫛状構造のさらなる利点は、それらが低いフォトダイオード容量を示すという点にある。これは、可能な限り高速な読み出しを可能にするため、そして図９および図１０を参照して説明するトランスインピーダンス増幅器によって実行される読み出しにおいて帯域幅の増加につながるため、好都合である。このように、例えば最大２５０ＭＨｚの広い帯域幅および例えば最大２００ｋΩの高いトランスインピーダンスを有するトランスインピーダンス増幅器が読み出しのために使用された場合、トランスインピーダンス増幅器およびダイオードから構成される読み出しシステムの帯域幅ｆ-3dBは、例えばフォトダイオード容量Ｃdiodeに次のように依存するであろう。
Figure 2005536035
ここで、Ｒfはトランスインピーダンスを表わし、Ａはトランスインピーダンス増幅器の直流増幅を表わし、Ｃdiodeはフォトダイオードの容量を表わしている。したがって、データ引き出しを担当しているＨＦダイオードに望まれる広い帯域幅を達成するため、トランスインピーダンス増幅器に課される要件を最小化するために、読み出されるダイオードの境界（インターフェイス）容量を可能な限り低くすることが必要である。図５には、ＨＦダイオードのｎ+型拡散領域３１０ａ〜３１３ｄの二重櫛状構造が、フォトダイオード容量の低減をもたらすことが示されている。図５には、ＨＦダイオードを横断するダイオード電圧Ｖに対して、ＨＦダイオードの面積容量が、単位面積あたりの単位で描かれており（丸点で示されている）、同じくＨＦダイオードの周辺容量および／または側壁容量が、単位長さあたりの単位で示されている（四角で示されている）。図から分かるように、ＨＦダイオードの櫛構造は、高い周辺長/表面積の比ゆえに低いダイオード容量をもたらし、したがって図９および図１０を参照しつつ以下でより詳細に説明するが、読み出しシステムにおいて達成可能な帯域幅を大きくする。
ＬＦダイオードのトラフ構造の利点は、主として、この構造がｎ+型拡散領域にくらべ、より大きい垂直（深さ）方向のトラフの広がりをもたらす点にある。さらに、ｎ-型トラフ３０４ａ〜３０８ｅの十字架としての横方向の形状は、各ＨＦダイオードが、隣接する４つのｎ-型トラフ３０４ａ〜３０８ｅの腕によってほぼ完全に囲まれることにつながる。ここに全体として、これらＨＦダイオードのための一種の保護リングが、横方向およびｎ-型トラフの深い断面によって垂直方向にも形成される。ＨＦダイオードの周囲に沿って電荷が生まれた場合、それらは隣接するＨＦダイオードよりはむしろＬＦダイオード３０４ａ〜３０８ｅによって捕えられ、したがって横方向においてＨＦダイオード間のクロストーク分離がもたらされる。ＨＦダイオードによって捕えられないエピタキシャル層３００中の拡散性の電荷キャリアは、隣接するＬＦダイオードの１つによって捕えられ、隣接する他のＨＦダイオードへと拡散することはできず、これを本願においては、ＨＦダイオードの垂直クロストーク分離と称する。これは、ＨＦダイオードによって検出される空間強度分布の解像度の向上をもたらす。
ＬＦダイオードによる上記拡散電荷キャリアの「吸い取り」のさらなる利点は、これら拡散電荷キャリアが、それらの拡散時間に起因してダイオード応答のパルスの形態を不鮮明にし、低速なデータ読み出し速度につながる点にある。ＬＦダイオードは、上述し以下で図１１ａを参照してさらに詳細に説明する読み出しを、ｋＨｚ範囲のより低い周波数で行なうが、ＬＦダイオードによって捕えられる低速な拡散電流は、逆に、前述のように、検出窓で検出される光ビームの整列の制御のために使用できるＬＦダイオードの部分へと入射する光ビームの強度分布の検出に影響しない。ＬＦダイオード・トラフ３０４ａ〜３０８ｅによる拡散電荷キャリアの「吸い取り」が、上述のように、横および縦の両方の視点からＨＦダイオード３１０ａ〜３１３ｄの信号検出空間電荷ゾーンのシールドをもたらすことを特に指摘できる。横方向のシールドは、ＬＦダイオード・トラフ３０４ａ〜３０８ｅのクロストーク防止機能の仕組みにおいてすでに述べた。縦方向のシールドは、ＬＦダイオード・トラフ３０４ａ〜３０８ｅによって構成される空間電荷ゾーンの張り出しに起因して生じ、これら領域は図３ｂの側面断面図において、ダイオード領域３０８ｂおよび３０８ｃについて参照番号３２８ｂおよび３２８ｃで表わされている。深さが大きくなるにつれて大きくなる空間電荷ゾーン３２８ｂおよび３２８ｃの張り出しは、所定のドーピング勾配で減少するドーピング濃度を有する基板３００のドーピング構造からもたらされ、さらに以下で説明する図４のシミュレーションからももたらされる。さらに、空間電荷ゾーン３２８ｂおよび３２８ｃの大規模な広がりは、高度にドープされたＨＦダイオードに比べＬＦダイオード・トラフのドープが弱いことによって支援され、ＨＦダイオード領域３１０ａ〜３１３ｄにくらべて１０倍大きいＬＦダイオード・トラフ３０４ａ〜３０８ｅの深さの広がりによって助けられる。
ＬＦダイオードをｎ+型拡散領域ではなくｎ-型トラフによって形成することは、より小さい容量値が達成できる点で好都合である。これを示すため、ｎ-型トラフ・ダイオードである点以外は図５に示したｎ+型拡散領域ダイオード容量値がもとづいているものと同じ構造を有するｎ-型トラフ・ダイオードについて、側壁フォトダイオード容量（菱形で示されている）および表面フォトダイオード容量（三角で示されている）が、図５のグラフにおいてダイオード電圧Ｖに対して描かれている。図から分かるように、ｎ-型トラフ・ダイオードの容量はｎ+型拡散ダイオードと比べて小さい。さらに、ｎ-型トラフ３０４ａ〜３０８ｅの十字架形状が、高い周辺長／表面積の比に起因してダイオード容量を小さくする。ＬＦダイオードの構造の選択によって実現されるダイオード容量の低減は、次に、ＬＦダイオードの読み出しに低い信号／雑音比をもたらす。したがって、以下で図１１ａを参照してより詳細に説明するが、ＬＦダイオードが積分(integration)によって読み出され、光電流が光電流固有の境界容量で積分されるｎ-型トラフ・ＬＦダイオードの積分読み出しの場合には、そのような読み出しシステムの信号／雑音比には次の公式が当てはまる。
Figure 2005536035
ここで、Ｔintは積分時間であり、ＵThは、積分サイクルの開始時にＬＦダイオードを所定の電位に設定するために設けられたトランジスタのしきい値電圧であり、Ｉphはダイオードの光電流であり、Ｃdiodeはフォトダイオード容量である。したがって、信号／雑音比はダイオード容量の低下とともに向上し、これが十字架構造ｎ-型トラフのさらなる利点である。
シミュレーションプログラムの助けを借り、光学的に誘発された電荷キャリアの表示として、温度に関連して生成された少数電荷キャリアの電流密度のシミュレーションを、二重櫛構造ｎ+型拡散領域の櫛歯の数を除き、図３ｂの断面に対応する断面に沿って実行した。このシミュレーションの結果を図４に示してあり、等間隔で配置された矢印の方向および長さが、それぞれの位置における暗電流の方向および大きさを示しており、画像の左手下方に配置された図の縮尺は長さをマイクロメートルで示している。さらに、暗電流の大きさは、破線の等高線および／または濃淡によって示されている。図４は、シミュレーションの目的のためにｐ-型トラフなしで設けられたエピタキシャルｐ-基板４０４において、２つのＬＦダイオードｎ-型トラフ４０２ａおよび４０２ｂに囲まれたいくつかのＨＦダイオードｎ+型拡散領域４００ａ、４００ｂ、４００ｃ、４００ｄ、４００ｅおよび４００ｆを示している。ｎ-型トラフ４０２ａ、４０２ｂに接するため、表面４０５上にｎ+型ドープのトラフ・コンタクト領域４０６ａおよび４０６ｂが設けられている。フィールド酸化膜が参照番号４０７で示され、表面４０５上に位置している。結果としてもたらされるｎ+型領域４００ａ〜４００ｆ間のＨＦダイオードの導電性の変わり目を示すため、実線が用いられている。図４から分かるように、シミュレーションの結果は、空間電荷ゾーンがＨＦダイオード櫛歯４００ａ〜４００ｆの直下までほぼ完全に広がり、より深い領域において生成された拡散電荷キャリアに対するＨＦダイオード櫛歯４００ａ〜４００ｆのシールドを可能にしており、増加したドリフト電流成分および減少した拡散電流成分によって、ＨＦダイオードのより広い帯域幅を可能にしている。シミュレーションによって計算され等間隔の位置に置かれた暗電流を表わす矢印は、光によって生成された電荷キャリアのコースの指標として機能する。図から分かるように、２μｍよりも下方で生成された電荷キャリアのわずかな部分だけがＨＦダイオードの櫛歯４００ａ〜４００ｆへと到達し、ＨＦダイオードの光電流が実質的にドリフト電流から構成される。これは、すでに述べたように、より深くで生成された電荷キャリアは、長い拡散経路ゆえに生成と検出との間に長い時間のズレを生むため、周囲をＬＦダイオードによってシールドされていないＨＦダイオードに比べて速度の向上を意味する。低い拡散電流の理由は、ＬＦダイオード４０２ａおよび４０２ｂが、Ｓｉ／ＳｉＯ2表面の下方２μｍの深さよりも下方の少数電荷キャリアの大部分を取り除いたためである。ＨＦダイオード４００ａ〜４００ｆの直下の中央部分４０８のみが、より深い領域で生成された電荷キャリアを捕まえる。やはり図から分かるように、隣接するＨＦダイオードの隣接するｎ+型ＨＦダイオード櫛歯への電荷キャリアの拡散は効果的に防止され、良好なクロストーク分離が達成されている。
以上の検討から、十字架構造によってＨＦダイオードを囲んでいるＬＦダイオードによる拡散流の「吸い取り」に起因するさらなる利点が明らかである。将来の光記憶システムの波長である４０５ｎｍの波長について、光の貫入深さが０．１９６μｍであり、ＤＶＤ装置の動作波長である６５０ｎｍの波長の光について２．８９μｍであり、ＣＤ‐ＲＯＭ装置の動作波長である７８０ｎｍの波長の光について８．０μｍであることを考えると、図４のシミュレーションから、６５０ｎｍおよび７８０ｎｍの波長の照射によって、生成された電荷キャリアはＨＦダイオード櫛歯４００ａ〜４００ｆの光電流に貢献しないことが分かる。したがって、一定の光エネルギーにおいて、ＨＦダイオードの光電流の量が、これらの光の各波長に対して敏感でなくなる。したがって、上記ｎ-型トラフ形状にＬＦダイオードが存在することによって、ＨＦダイオードのスペクトル応答を線型化する効果がある。この線型化効果は、ＬＦダイオード（小さな正方形で示されている）およびＨＦダイオード（小さな十字で示されている）のスペクトル応答を波長に対して描いたグラフを示している図８においても表れている。両方の曲線は、図２ａおよび図２ｂの光スキャン装置の動作における場合のように、ＨＦおよび／またはＬＦダイオードのスペクトル応答をこれらダイオードを同時に読み出した場合について示している。図から分かるように、ＬＦダイオードは、表面における電荷キャリアの再結合率(recombination rate)がより下方深くで生成された電荷の再結合率よりも高いので、ダイオードのスペクトル応答および／または感度が波長が長くなるにつれて増加することから、フォトダイオードの典型的なスペクトル応答の挙動を示している。しかしながら、波長が長くなるにつれて半導体基板への光の貫入深さが大きくなるため、この場合には約６５０ｎｍであるが或る波長以上では、拡散電荷キャリアが再結合前にＬＦダイオードの空間電荷ゾーンにもはや到達しない。したがって、６５０ｎｍ以上では、より長い波長について感度の低下が生じる。しかしながら、ＨＦダイオードの特性曲線は、ＬＦダイオードのそれと基本的に相違している。図から分かるように、４００ｎｍ〜４６０ｎｍの範囲において０．００８Ａ／Ｗの小さい上昇しか示していない。４６０ｎｍ〜７００ｎｍまで、ＨＦダイオードの感度はほぼ一定のままであり、７００ｎｍ〜８００ｎｍの区間で０．２１Ａ／Ｗだけ低下している。すでに何度か説明し、以下で詳細に説明するように、ＨＦダイオードの読み出しにトランスインピーダンス増幅器の増幅を使用し、能動フィードバックが通常、部分的に三極(triode)領域で使用されその構成のために使用されるトランジスタの非線型性に起因する±５％の変動にさらされることを考慮した場合、ＨＦダイオードのスペクトル応答はほぼ線型であると考えることができる。これは、すべての波長においてほぼ一定の増幅を有する読み出しシステムをもたらす。また、ＨＦダイオードの櫛歯ダイオード構造の粗い表面に起因し、さらに結果として得られる酸化物厚さのばらつきに起因して、ＨＦダイオードは、６５０ｎｍ〜８００ｎｍの波長領域においてＬＦダイオードの場合のような干渉現象を呈さず、これらの波長の干渉現象はスペクトル応答関数にわずかの影響しか有さない。ＨＦダイオードの構造に関してさらに好都合な点は、図８から分かるように、近紫外の範囲の波長すなわち将来の光記憶システムの波長において、ＨＦダイオードが比較的良好な感度を有する点である。
完全を期すためだけの目的で、ダイオード電圧に対し、１つのＨＦダイオード（図６）およびＬＦダイオード（図７）の容量を表わしている２つのグラフを図６および７に示す。図から分かるように、ＨＦダイオードの絶対容量は、３．３Ｖにおける９８フェムトファラッドから、０．１Ｖで１６５フェムトファラッドに達する。これは、読み出しのためのトランスインピーダンス増幅器を使用して簡単に読み出すことができる値の範囲である。容量の変化は、ダイオードを横断する電圧が読み出し回路によって一定に保たれるため、問題にならない。ＬＦダイオードの接合部容量の絶対値は、３．３Ｖ〜１Ｖの電圧範囲において１９．７フェムトファラッドと２２．４フェムトファラッドの間の範囲にあり、以下で説明する図１１ａの読み出し回路によって光電流の積分が行なわれる範囲を表わしている。
図２ａ、図２ｂのダイオード・アレイのハードウェアの実現の実施の形態を、図３〜図８を参照して以上説明したので、考えられるＬＦおよび／またはＨＦダイオードの読み出し回路の実施の形態について、図９〜図１１を参照して以下で説明する。まず、図９および図１０がＨＦダイオードの読み出しに関係し、一方、図１１ａがＬＦダイオードの読み出しを取り扱う。
図９は、１つのＨＦダイオードおよび／または１つのＨＦダイオード領域を構成するように結合されおよび／または並列に接続された複数のＨＦダイオードについて、読み出しの基本構成を図式的に示している。この中では、読み出されるべきこのＨＦダイオードおよび／またはＨＦダイオード領域は参照番号５００で示されており、光電流Ｉphを生成している。ＨＦダイオードは、参照電位５０２とトランスインピーダンス増幅器５０４の入力の間に接続されるが、トランスインピーダンス増幅器５０４の構造については、図１０を参照しつつ例示の実施の形態を使用して以下で詳細に説明する。インピーダンスＺf（ｓ）はトランスインピーダンス増幅器５０４のフィードバック分枝のインピーダンスを表わしており、Ｚi（ｓ）はソース・インピーダンスを表わしている。Ｕ0は、トランスインピーダンス増幅器５０４の出力における出力電圧である。図９の基本構成の分析は、この構成の伝達関数を
Figure 2005536035
 とし、ここでＡ（ｓ）はトランスインピーダンス増幅器５０４の増幅度を示している。無限の増幅度を有する理想の増幅器の場合には、この方程式Ｕ0＝Ｚf（ｓ）がＩphをもたらし、光電流Ｉphが係数Ｚf（ｓ）で電圧に変換されることを示している。
実装にＣＭＯＳ技術が使用される場合には、Ｚf（ｓ）をオーミック抵抗値Ｒfと考えることができ、Ｚi（ｓ）を、トランスインピーダンス増幅器の入力トランジスタのゲート容量ＣgとＨＦダイオード５００の接合および／または境界容量Ｃdとから構成される容量値と考えることができる。ｓは、読み出し周波数に関する変数である。トランスインピーダンス増幅器５０４が充分に広い帯域幅を有し、すなわちＡ（ｓ）＝Ａであると仮定し、上記の仮定および／または検討に照らすと、上述の公式は次式のようになる。
Figure 2005536035
 この方程式から−３ｄＢの帯域幅は次式のようになる。
Figure 2005536035
後者の方程式は、ＨＦ読み出しの−３ｄＢの帯域幅が主として３つのパラメータによって決定されることを示している。−３ｄＢの帯域幅は、増幅度Ａの量が増加すると増加し、Ａは安定性の理由から負でなくてはならない。さらに、−３ｄＢの帯域幅は、フィードバック抵抗値または入力容量が増加すると減少する。フィードバック抵抗値が６３ｋΩであり、電圧増幅値が３０であるとき、例えば１４２ＭＨｚの帯域幅がもたらされる。
図１０は、トランスインピーダンス増幅器５０４の一実施の形態を示しており、ここでは、多くの光ピックアップ・ユニットで用いられている標準的な演算増幅器と比べて、入力トランジスタの数が少ないことによって優れた雑音特性を奏する単一入力増幅器である。図１０のトランスインピーダンス増幅器は、３つの増幅部６００、６０２および６０４、ならびにフィードバック経路６０６を含んでいる。増幅部６００〜６０４のそれぞれは、装置のパラメータの大きさを除き構造において同一であり、したがって以下では、第１の増幅部６００に関してのみ構造を説明する。第１の増幅段はｐＭＯＳトランジスタＭ2を含み、このトランジスタのゲートがバイアス端子ｖbiasに接続され、ソース端子は供給電圧電位(supply voltage potential)６０７に接続されている。第２の増幅段は、２つのｎＭＯＳトランジスタＭ1およびＭ3からなる。トランジスタＭ1のゲート端子が、トランスインピーダンス増幅器の入力Ｉinに接続されている。トランジスタＭ2のドレイン端子が、トランジスタＭ1のドレイン端子に接続されるとともに、トランジスタＭ3のゲートおよびドレイン端子に接続されている。ｎＭＯＳトランジスタＭ1およびＭ3のソース端子は、それぞれアースおよび／または参照電位６０８に接続されている。さらに、トランジスタＭ2のドレイン端子は、次の増幅段６０２のトランジスタＭ1’のゲート端子に接続されている。同様に、第２の増幅段６０２のトランジスタＭ2’のドレイン端子は、第３の増幅段６０４のトランジスタＭ1”のゲート端子に接続されている。第３の増幅段のｐＭＯＳトランジスタＭ2”のドレイン端子は、フィードバック経路６０６を介して入力Ｉinに接続されている。ｐＭＯＳトランジスタＭ4およびｎＭＯＳトランジスタＭ5のソース／ドレイン間接続部が、フィードバック経路６０６内に接続されている。ｐＭＯＳトランジスタＭ4のゲート端子がアースへと接続される一方で、ｎＭＯＳトランジスタＭ5のゲート端子は、トランスインピーダンス増幅器のＲf_control端子へと接続されている。さらに、第３の増幅段のｐＭＯＳトランジスタＭ2”のドレイン端子がトランスインピーダンス増幅器の出力Ｖoutに接続され、ここに出力電圧Ｕ0（図９参照）が印加される。
入力Ｉinにおける大きな入力電流のためにトランジスタを飽和に保つように、第２の増幅段６０２を、ゲート長などの装置特有のパラメータに関し、他の増幅段６００および６０４と異なるようにしてもよい。オーミック・フィードバック抵抗値の寄生容量は、システムの帯域幅を大きく減少させてしまうため、トランジスタＭ5およびＭ4による能動フィードバックが代わりに選択されている。抵抗値の実際の大きさは、入力Ｒf_controlの電圧により、ｎＭＯＳトランジスタＭ5を介して設定される。ｐＭＯＳトランジスタＭ4は、線型化のために機能する。
出力電圧Ｕ0（図９参照）を増幅して充分な電圧の振れを得、例えばＣＭＯＳチップからの信号を駆動するため、トランスインピーダンス増幅器の出力Ｖ_outに電圧増幅器を接続してもよいことに着目できる。このために、この後段の電圧増幅器は、好ましくは、上記のトランスインピーダンス構成のＨＦ読み出しの−３ｄＢの帯域幅に悪影響を与えないように、選択されなければならない。
図１１ａは、ＬＦダイオードを読み出すためのＬＦ読み出し回路を示している。読み出しがｋＨｚの範囲で行なわれるため、積分のアプローチが選択され、詳しくはＬＦダイオードのバリア層容量が光電流の積分に使用されている。
まず、図１１ａにおいては参照番号７００で示されている、ＬＦダイオードの読み出しを担当するＬＦダイオードの読み出し回路の部分のみが示されており、まずこの部分のみを以下で説明することを指摘しておかなければならない。ＬＦダイオード７００は、供給電位７０２およびアースおよび／または参照電位７０４の間に、スイッチＳ１と直列に逆接続されている。図１１ａの等価回路図においては、破線が、ＬＦダイオード７００のバリア層または接合部容量Ｃdを、ＬＦダイオード７００と並列に接続されたキャパシタとして示している。ＬＦダイオード７００とスイッチＳ１との間の接続が、ｎＭＯＳトランジスタＭ4のゲートに接続され、次いでｎＭＯＳトランジスタＭ4のドレイン端子が、供給電位７０２に接続されている。トランジスタＭ4のソース端子は、スイッチＳ２を介して出力増幅器７０６の入力に接続されている。ソース／ドレイン間接続を有するｎＭＯＳトランジスタＭ5が、出力増幅器７０６の入力とアース７０４との間に接続されるとともに、ゲート端子が入力ｖ_biasに接続されている。スイッチＳ２を閉じると、トランジスタＭ4およびＭ5が協働してソース・フォロワを構成する。
以上、ＬＦダイオード７００のための読み出し回路の部分の構造を説明したので、次に動作モードを説明する。ＬＦダイオード７００を横切って加わる電圧Ｕd［i］は、初めは、スイッチＳ１をオンにすることによって供給電圧Ｖddに設定される。スイッチＳ１が開かれるとすぐに、電圧Ｕd［i］は、ＬＦダイオード７００の境界容量Ｃdを介し、光電流によるフォトダイオード容量Ｃdの放電によって減少する。電圧Ｕdと時間との関係について、以下が真である。
Figure 2005536035
この式では、ダイオード容量ＣdがＵd［i］から独立であると仮定し、ｔresetはスイッチＳ１が開かれた時点を表わし、ｔは現時点の時間を表わし、τは積分変数である。Ｃdが小さくなると電圧の振れが大きくなることが分かる。Ｕd［i］は、トランジスタＭ4およびＭ5によって構成されスイッチＳ２によって開閉される電圧フォロアへの入力電圧である。電圧フォロアのトランジスタＭ5のソース端子における信号が、電圧読み取り値を引き出すため出力増幅器７０６によって増幅される。
すべてのＬＦダイオードを読み出すため、読み出し回路は、各ＬＦダイオードについてスイッチＳ１、スイッチＳ２およびトランジスタＭ4を有している。スイッチＳ１およびＳ２は、信号reset(i)およびselect［i］によって制御される。選択およびリセット信号のためのタイミングの仕組みは、入力クロックから２５個の規則的に位相シフトされたパルスが生成されるものである。ｉ番目のパルスが、ｉ番目のＬＦフォトダイオードのダイオード電圧を、入力クロック期間の継続時間の間だけ出力増幅器７０６へと導くために使用される。（ｉ＋１）番目のパルスが、ｉ番目のＬＦフォトダイオードをリセットするために使用される。したがって、リセットおよび選択の信号は、５×５のＬＦダイオード・アレイの各ＬＦフォトダイオードに段階的な手法で印加され、信号は２５番目のクロック期間ごとにパルスを有し、各ＬＦダイオードについて、リセット信号のパルスが選択信号のパルスのすぐ後に続いている。したがって、各ＬＦダイオードのリセットとこのダイオードの読み出しの時刻の間に２３のクロック期間が経過し、読み出しおよび／または多重化送信において、現在の光電流が記憶されている分に加えられる。２５個のＬＦダイオードのすべてのリセットおよび／または選択信号は、それぞれお互いに対して１クロック期間だけズレており、２５個のＬＦダイオードのすべてが、順次および／または段階的な手法(series and/or cascaded manner)で読み出される。出力増幅器および／または出力バッファは、好ましくは、立ち上がり時間がクロック期間の半分よりも短くなるように設計される。クロック速度は、例えば２５ＭＨｚとすることができる。この場合、クロック・パルスの立ち下がり縁を、電圧フォロアの出力信号をサンプリングするために使用することができる。読み出しの仕組みを示すため、図１１ｂは、互いに上下に配置された３つのグラフで増幅器７０６の出力信号if_out、および段階状多重化制御のためのクロックｃｌｋの波形の例を示し、最下段のグラフでＬＦダイオードのリセットおよび選択の波形の例を時間との関係で示している。
このＬＦダイオードの多重読み出し動作により、図３〜図１１の光検出装置を集積回路として実装する際に、すべてのＬＦダイオードのためにただ１つの出力バッファ７０６、ならびにただ１つのピンおよび／またはただ１つのパッドがあればよい。
上記説明に関し、記載した導電型、すなわちｎ-導電型およびｐ-導電型を反転させることもでき、さらに、アレイの他にＬＦダイオードの他の構成も可能であることを指摘しておかなければならない。
図２〜図１１の上記説明に関し、図２ａのダイオード・アレイを図２ａの手段の１つ、またはいくつか、あるいはすべてと統合でき、例えばチップの形式の光検出手段を構成できる点を指摘しておかなければならない。
結論として、空間電荷ゾーンの所定の広がりを有する領域を含む信号検出ダイオードの実施例を提案し、この中では、上記ダイオードがその対応するレイアウトと他の分離領域とを用いて他の空間電荷ゾーンからシールドされており、その結果、拡散電荷キャリアが信号検出ダイオードまで到達することが略不可能になる。そのため、このダイオードによって生成された光電流は拡散電流のごく一部のみを含み、したがって広い帯域幅を持つ。また、上述の高速フォトダイオードとダイオード・アレイとは、標準的なＣＭＯＳ工程によって容易に実現可能であるにも関わらず、広い帯域幅での信号検出を可能にするものである。これにより、ＳＯＣ（system-on-chip）システムでの集積が可能となり、コストの大幅な低減が可能になる。さらに、保証された回路および／またはその最適化を読出しに使用することもできるので、この点に関し、新たな開発を必要としない。また、信号経路内に追加的な回路ブロックを設ける必要もなく、従って信号の品質を損なうこともない。その上、上述のフォトダイオードが分離空間電荷ゾーン領域の同時読出しを伴えば、ダイオード特性カーブの線型化をもたらすので、これを光メモリへの適応において利用し、均一な読出しシステムを生み出すことも可能である。

Claims (11)

  1. 半導体基板（１２）と、
    上記半導体基板内の光検出領域（１８；２４）であって、ドリフト電流成分を生成するための空間電荷ゾーン領域（１８）と拡散電流成分を生成するための拡散領域（２４）とを備える光検出領域と、
    上記半導体基板（１２）内において上記拡散領域（２４）を上記半導体基板の隣接する周辺領域（２８）に対して少なくとも部分的に隔離するための分離手段（２０）と、を含むフォトダイオード。
  2. 請求項１に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記半導体基板（１２）は第１導電型であり、上記空間電荷ゾーン領域は第２導電型の信号領域により形成されていることを特徴とするフォトダイオード。
  3. 請求項２に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記信号領域（３１０a 〜３１３ｄ）は櫛状構造を含むことを特徴とするフォトダイオード。
  4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記分離手段は上記半導体基板（１２）内において上記信号領域（１６）から所定の間隔をおいて設けられた第２導電型の分離領域（２０）により形成されていることを特徴とするフォトダイオード。
  5. 請求項４に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記所定の間隔は上記半導体基板（１２）内における自由電荷キャリアの拡散長よりも短いことを特徴とするフォトダイオード。
  6. 請求項４または５に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記所定の間隔は１μｍ〜７μｍの範囲であることを特徴とするフォトダイオード。
  7. 請求項４乃至６のいずれか１項に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記分離領域（２０）は、上記空間電荷ゾーン領域（１８）を形成する上記信号領域（１６）の深さよりも所定倍数分だけ深い所定の深さを持つことを特徴とするフォトダイオード。
  8. 請求項７に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記所定の倍数は、２〜１０であることを特徴とするフォトダイオード。
  9. 請求項４乃至７のいずれか１項に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記分離領域（３０４ａ〜３０８ｅ）は互いに距離をおいて向かい合う十字架状の複数の腕を備え、上記各腕は、上記光検出領域とこれに隣接しかつこの光検出領域とともに１つのフォトダイオード・アレイ（２５０）の一部を構成するさらなる上記光検出領域との間に延びていることを特徴とするフォトダイオード。
  10. 請求項８に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記分離手段は１つのアレイ（２００）を構成する複数の分離領域（３０４ａ〜３０８ｅ）を含み、上記分離領域（３０４ａ〜３０８ｅ）と上記光検出領域とは、上記分離領域（３０４ａ〜３０８ｅ）の上記腕によって形成される隙間の中に上記光検出領域がそれぞれ形成されるように配置されていることを特徴とするフォトダイオード。
  11. 請求項２乃至１０のいずれか１項に記載のフォトダイオードにおいて、
    上記分離領域（２０）によって形成される空間電荷ゾーン領域（２２）内で生成される光電流を読み取るために、上記分離領域に接続された接触導体をさらに備えることを特徴とするフォトダイオード。
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