JP2005333484A - リング発振回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】
リングオシレータのトランジスタの閾値のばらつきにより、発振周波数が変動してしまうという課題がある。
【解決手段】
本発明によるリング発振回路20は、定電流回路10およびリングオシレータ20を有している。リングオシレータ20では、複数のインバータ21がリング状に接続されて、発振動作が行われている。このインバータ21の各々に定電流回路10により生成された定電流が供給さている。この定電流回路が生成する定電流の値はインバータの閾値に基づいて決定される。
【選択図】 図1
リングオシレータのトランジスタの閾値のばらつきにより、発振周波数が変動してしまうという課題がある。
【解決手段】
本発明によるリング発振回路20は、定電流回路10およびリングオシレータ20を有している。リングオシレータ20では、複数のインバータ21がリング状に接続されて、発振動作が行われている。このインバータ21の各々に定電流回路10により生成された定電流が供給さている。この定電流回路が生成する定電流の値はインバータの閾値に基づいて決定される。
【選択図】 図1
Description
本発明は発振回路に関し、特に奇数段のインバータをリング状に接続して構成されるリング発振回路に関する。
クロック信号を生成するための回路として、一般的にリング発振回路が用いられている。奇数段のCMOSインバータをリング状に接続して構成された通常のリング発振回路では、温度が変化した場合や、製造ばらつきによりインバータのしきい値が変化した場合に、その発振周波数が変化する。
特許文献1には、温度に依存しないリング発振回路の例が示されている。特許文献1に記載のリング発振回路は、温度に依存しない定電流回路を有している。この定電流回路を構成するp型トランジスタと、リング発振回路を構成する複数のインバータ内のp型トランジスタとでカレントミラーを構成するように接続することで、各インバータに流れる電流をほぼ等しくすることが示されている。
特開2003−283305号公報
上述したような技術では、温度に基づいた発振周波数の変化には対応しているものの、インバータの閾値ばらつきに基づいた発振周波数の変化には対応していなかった。
本発明によるリング発振回路は、複数のインバータがリング状に接続され、前記インバータの各々に定電流が供給されるリングオシレータと、前記定電流を生成する定電流回路とを有し、前記定電流の値は前記インバータの閾値に基づいて決定される。この構成により、インバータの閾値が変動しても安定した発振周波数を得ることが出来る。
また、前記インバータは第1導電型の第1のトランジスタと第2導電型の第2のトランジスタを有し、前記定電流回路は第2導電型の第3のトランジスタを有し、前記定電流回路は前記第3のトランジスタの閾値に基づいて生成する前記定電流の値を決定する。第3のトランジスタにより定電流値が決められるため、インバータのトランジスタの閾値の変動に対応が可能である。
さらに、前記第2のトランジスタと前記第3のトランジスタは同一工程で形成されたトランジスタである。同一工程で形成されているため第2のトランジスタの製造のばらつきによる閾値変化を第3のトランジスタに反映させることが可能である。
また、前記定電流の値は前記インバータの閾値の変動に基づいて変化する。閾値の変化に応じて定電流の値が変化するため、発振周波数を安定させることが出来る。
一方、本発明のリング発振回路では 複数のインバータがリング状に接続され、前記インバータの各々に定電流が供給されるリングオシレータと、前記定電流を生成する定電流回路とを有し、前記定電流回路は、ソースが第1の電源に接続され、ゲートがドレインに接続された第1導電型の第1のトランジスタと、前記第1のトランジスタのドレインと第2の電源との間に接続された第2導電型の第2のトランジスタと、ゲートが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ソースが第1の電源に接続された第1導電型の第3のトランジスタと、ドレインおよびゲートが前記第3のトランジスタのドレインおよび前記第2のトランジスタのゲートに接続された第2導電型の第4のトランジスタと、ドレインおよびゲートが前記第4のトランジスタのソースに接続され、ソースが前記第2の電源に接続された第2導電型の第5のトランジスタを有している。この第5のトランジスタにより、第2のトランジスタのゲート電圧が変化し、インバータの閾値が変動しても安定した発振周波数を得ることが可能である。
また、上記のリング発振回路において、前記インバータはソースが第1の電源に接続され、ゲートが前記第1のトランジスタのゲートに接続された第1導電型の第6のトランジスタと、ソースが第2の電源に接続され、ドレインが前記第6のトランジスタのドレインに接続された第2導電型の第7のトランジスタとを有し、前記第5のトランジスタと前記第7のトランジスタは同一工程で形成されたトランジスタである。第5のトランジスタと第7のトランジスタが同一工程で形成されることにより、第7のトランジスタの閾値のばらつきを第5のトランジスタに反映させることが可能である。
さらに本発明の他の実施形態のリング発振回路は、複数のインバータがリング状に接続され、前記インバータの各々に定電流が供給されるリングオシレータと、前記定電流を生成する定電流回路とを有し、前記定電流回路は、ソースが第1の電源に接続され、ゲートがドレインに接続された第1導電型の第1のトランジスタと、ソースが抵抗を介して第2の電源に接続され、ドレインが前記第1のトランジスタのドレインに接続された第2のトランジスタと、ゲートが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ソースが第1の電源に接続された第1導電型の第3のトランジスタと、ソースが第2の電源に接続され、ゲートが前記第2のトランジスタのソースと前記抵抗との間のノードに接続され、ドレインが前記第3のトランジスタのドレインおよび前記第2のトランジスタのゲートに接続された第2導電型の第4のトランジスタとを有している。このような構成とすることにより、より少ない素子数で安定した発振周波数を得るリング発振回路を構成することが可能である。
また、上記の他の実施形態のリング発振回路では、前記インバータはソースが第1の電源に接続され、ゲートが前記第1のトランジスタのゲートに接続された第1導電型の第5のトランジスタと、ソースが第2の電源に接続され、ドレインが前記第5のトランジスタのドレインに接続された第2導電型の第6のトランジスタとを有し、前記第4のトランジスタと前記第6のトランジスタは同一工程で形成されたトランジスタである。第5のトランジスタと第7のトランジスタが同一工程で形成されることにより、第6のトランジスタの閾値のばらつきを第4のトランジスタに反映させることが可能である。
本発明により、製造ばらつきなどによりトランジスタの閾値が変動しても安定した発振周波数を得ることが可能となる。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図1は実施の形態1におけるリング発振回路を示す回路図である。図1に示されるようにこの実施の形態1のリング発振回路は定電流回路10、リングオシレータ20および波形整形回路30を有している。
図1に示すように、定電流回路10は、基本電流源11と第2の電流源12とを備えている。基本電流源11は、第1導電型のトランジスタであるPMOSトランジスタP10、第2導電型のトランジスタであるNMOSトランジスタN10およびバイアス電圧生成用抵抗R1を有している。
PMOSトランジスタP10のソースは第1の電源である電源電圧VDDに接続され、PMOSトランジスタP10のゲートとドレインが互いに接続されている。NMOSトランジスタN10のドレインはPMOSトランジスタP10のドレインに接続され、ソースは抵抗R1を介して第2の電源である接地電位(GND)に接続されている。このようにして基本電流源11ではPMOSトランジスタP10、NMOSトランジスタN10および抵抗R1が第1の電源と第2の電源の間に直列に接続されている。
第2の電流源12は第1導電型のトランジスタであるPMOSトランジスタP11、第2導電型のトランジスタであるNMOSトランジスタN11および第2導電型のトランジスタであるNMOSトランジスタN12を有している。
PMOSトランジスタP11のソースは電源電圧VDDに接続され、ドレインはNMOSトランジスタN11のドレインに接続されている。NMOSトランジスタN11のソースはNMOSトランジスタN12のドレインに接続されている。NMOSトランジスタN12のゲートとドレインが互いに接続され、ソースは接地電位(GND)に接続されている。このようにして第2の電流源12ではPMOSトランジスタP11、NMOSトランジスタN11およびN12が第1の電源と第2の電源の間に直列に接続されている。
なお第2の電流源12のPMOSトランジスタP11のゲートは基本電流源11のPMOSトランジスタP10のゲートに接続され、NMOSトランジスタN11のゲートおよびドレインは基本電流源11のNMOSトランジスタN10のゲートに接続されている。このように接続することで基本電流源11に流れる電流に基づいて、基本電流源11に流れる電流とほぼ等しい電流を流すカレントミラーを構成している。
リングオシレータ20は奇数段(2n+1段、ただしnは自然数)のインバータ21−1〜21−2n+1がリング状に接続されたリングオシレータである。各インバータ21は、PMOSトランジスタとNMOSトランジスタを有している。各インバータ21内のPMOSトランジスタとNMOSトランジスタは第1の電源(VDD)と第2の電源(GND)間に直列に接続されている。図1を参照して以下にその接続を詳細に示す。
リングオシレータで1段目のインバータ21−1を構成するPMOSトランジスタP1のソースは第1の電源VDDに接続されている。そして、PMOSトランジスタP1のゲートは定電流回路10のPMOSトランジスタP10のゲートに接続され、カレントミラーを構成している。一方、NMOSトランジスタN1のドレイン端子はP型トランジスタP1のドレインに接続され、ソースは第2の電源(GND)に接続されている。
また、2段目のインバータ21−2を構成するPMOSトランジスタP2のソースはVDDに接続され、ゲートは1段目のインバータと同様、PMOSトランジスタP10のゲートに接続されている。一方、NMOSトランジスタN2のドレインはPMOSトランジスタP2のドレインに接続され、ソースは接地に接続されている。また、NMOSトランジスタN2のゲートは、1段目のインバータの出力、すなわち、PMOSトランジスタP1のドレインおよびNMOSトランジスタN1のドレインに接続されている。このNMOSトランジスタのゲートに与えられる電圧が各インバータの入力信号に相当している。
図示されていないが、3段目のインバータも同様に、PMOSトランジスタP3のゲートは定電流回路10に接続され、3段目のインバータの入力となるNMOSトランジスタN3のゲートは2段目のインバータの出力に接続されている。このような構成のインバータが2n+1段にわたり繰り返されることにより、リングオシレータ20が構成される。そして、2n+1段目のインバータ21−2n+1の出力端子、すなわち、PMOSトランジスタP2n+1のドレインおよびNMOSトランジスタN2n+1のドレインに、1段目のインバータを構成するNMOSトランジスタN1のゲートが接続されている。このように、最終段(2n+1段)の出力を1段目のNMOSトランジスタN1のゲートに入力することで、リング状の発振回路を構成している。またこの最終段のインバータ21−2n+1の出力がリングオシレータ20の出力端子となる。
図1に示すように、このリングオシレータ20の出力端子と接地との間には、容量Cが接続されている。この容量Cはリングオシレータ20の発振周波数を調整するために設けられているものである。この容量CがPMOSトランジスタP2n+1を介しての充電およびNMOSトランジスタN2n+1を介しての放電を繰り返すことにより発振動作が行われる。
波形整形回路30は少なくとも1段以上のインバータで構成される。図1に示すように、インバータを構成するPMOSトランジスタP31のソースはVDDに接続されている。そして、PMOSトランジスタP31のゲートは定電流回路10のPMOSトランジスタP10のゲートに接続され、カレントミラーを構成している。一方、NMOSトランジスタN31のドレイン端子はP型トランジスタP31のドレインに接続され、ソースは接地に接続されている。またNMOSトランジスタN31のゲートはリングオシレータ20の出力端子に接続されている。波形整形回路30の最終段のインバータの出力が、この実施の形態1のリング発振回路の出力となる。図1に示された回路では、波形整形用のインバータは1段のみ示されている。したがってPMOSトランジスタP31のドレインとNMOSトランジスタN31のドレインが接続された点がリング発振回路の出力端子である。
なお、上述の定電流回路10におけるNMOSトランジスタN3と、インバータ21−1〜21−2n+1におけるNMOSトランジスタN1〜N2n+1は、製造時に同一の工程で形成されるトランジスタである。さらに上述のように、基本電流源11と第2の電流源12はカレントミラー接続されている。したがって基本電流源11のPMOSトランジスタP10、NMOSトランジスタN10およびバイアス電圧生成用抵抗R1を通って流れる電流と、第2の電流源12のPMOSトランジスタP11、NMOSトランジスタN11、N12を通って流れる電流は等しくなる。またリングオシレータ20の複数のPMOSトランジスタP1〜P2n+1も、定電流源10の基本電流源11とカレントミラー接続されているのでPMOSトランジスタP1〜P2n+1にも同様の電流が流れる。
上述したようなリング発振回路において、リングオシレータ20の出力端子における出力電圧の波形(XOUT)を示したものが図2である。以下図2を用いてこのリングオシレータ20の動作について説明する。リングオシレータ20の出力端子に接続された容量Cは、PMOSトランジスタP2n+1を介して流れる電流により徐々に充電される。そして、インバータ21の閾値VTHまで電圧が充電されると、この出力端子につながれたNMOSトランジスタN1がON状態となる。その結果、1段目のインバータ21−1の出力はLレベルとなり、2段目のインバータ21−2のNMOSトランジスタN2がOFFとなる。そして3段目のインバータのNMOSトランジスタN3がONし、4段目のNMOSトランジスタがOFFするという動作がインバータ21の段数に応じて繰り返され、NMOSトランジスタN2n+1がONする事で容量Cは放電される。この容量Cの放電に応じて1段目のインバータ21−1のNMOSトランジスタはOFF状態とされ、上述とは逆の動作が繰り返されてNMOSトランジスタN2n+1がオフ状態となり、再び容量Cの充電が開始される。このような動作が繰り返されることにより、リングオシレータ20は所定の周波数で発振する。
ここで、インバータ21の閾値VTHは各インバータ21のPMOSトランジスタの電流値とNMOSトランジスタの電流値が逆転する電圧で決まる値である。上述のとおり、各インバータのPMOSトランジスタには定電流回路10に基づいた電流が流されている。この定電流の値が小さい場合、インバータ21の閾値VTHは、ほぼNMOSトランジスタの閾値Vthによって決定される値となる。つまり、インバータのPMOSトランジスタを流れる電流(定電流回路10が生成する電流)によって容量CがNMOSトランジスタN1の閾値Vthまで充電される時間に応じて、発振周波数が決定されることになる。なお、以降インバータの閾値VTHについて、インバータ21のNMOSトランジスタの閾値Vthを中心として説明し、簡略化のためPMOSトランジスタの閾値については考えないものとする。
ここで、製造時のプロセスばらつきなどによって、インバータ21のNMOSトランジスタの閾値Vthに変動が生じた場合の定電流回路10の動作について詳細に説明する。基本電流源11に流れる定電流の値は、主にバイアス電圧発生用の抵抗R1の値によって決められるが、基本電流源11のNMOSトランジスタN10のゲートには、NMOSトランジスタN11のドレイン電圧が与えられているため、このノードの電圧が変化することによって、NMOSトランジスタN10のゲート電圧が変化し、基本電流源11により生成される定電流も変化することとなる。NMOSトランジスタN10のゲートに与えられる電圧VGN10とし、NMOSトランジスタN11、N12の閾値をそれぞれVthN11、VthN12とした場合、
VGN10=VthN11+VthN12
となる。
VGN10=VthN11+VthN12
となる。
上述したように、第2の電流源12のNMOSトランジスタN12はリングオシレータ20におけるNMOSトランジスタN1〜N2n+1と同一の工程で形成されたトランジスタである。したがって、例えばプロセスのばらつきによりインバータ21のNMOSトランジスタN1〜N2n+1の閾値Vthが高くなってしまった場合、NMOSトランジスタN12の閾値VthN12も高くなる。一方、NMOSトランジスタN1〜N2n+1の閾値Vthが低くなってしまった場合は、NMOSトランジスタN12の閾値VthN12も低くなる。したがって上述の式でVthN11が一定であるとすると、NMOSトランジスタN10のゲートに与えられる電圧はNMOSトランジスタN12の閾値の変化に基づいて変動する。NMOSトランジスタN12の閾値VthN12はインバータ21のNMOSトランジスタN1〜N2n+1の閾値Vthの変動に基づいているので、Vthが高くなった場合はそれに伴って、NMOSトランジスタN10のゲート電圧VGN10も高くなり、Vthが低くなった場合のVGN10は低くなる。
図3はリングオシレータのNMOSトランジスタの閾値Vthが変化した場合に、基本電流源11のNMOSトランジスタN10のゲートに与えられる電圧と、基本電流源11に流れる電流Irefの関係を概念的に示したものである。インバータ21のNMOSトランジスタN1〜N2n+1の閾値Vthが高くなった場合は、NMOSトランジスタN12の閾値VthN12も高くなる。上述の式に従って、NMOSトランジスタN10のゲートに与えられる電圧VGN10も高くなるため、図3に示されるようにNMOSトランジスタN10に流れる電流の飽和電流値も大きくなる。その結果、基本電流源11の出力電流Irefも大きくなる。(図3参照)一方、NMOSトランジスタN1〜N2n+1の閾値が低くなった場合は、NMOSトランジスタN10のゲートに与えられる電圧も低くなるため、NMOSトランジスタN10に流れる飽和電流値も小さくなる。その結果、基本電流源11の出力電流Irefも小さくなる。(図3参照)基本電流源11に流れる電流Irefに基づいて各インバータ21の電流も定められるため、この電流値は定電流回路10の出力電流に相当する。
図4(a)および図4(b)は、従来のリング発振回路および上記のような定電流回路10を有する実施の形態1のリング発振回路が、容量Cをインバータの閾値Vthまで充電するのに要する時間を示したものである。なお、この時間はリング発振回路が発振する発振周波数の周期に対応する。
図4(a)に示すように従来のリング発振回路では容量Cを充電する電流の値は、インバータの閾値のばらつきに関わらず常に一定である。したがって、製造時のばらつきによってインバータの閾値Vthが高くなってしまった場合は、充電が開始された時間T0から容量Cの電圧がVthに達するまでは、目標とする時点T2よりも長い周期となり図中T3で示される時点で閾値Vthに達し、インバータ21の出力が反転する。
一方、インバータの閾値Vthが低くなってしまった場合は、充電が開始された時間T0から容量Cの電圧がVthに達するまでは、目標とする時点T2よりも短い周期となり図中T1で示される時点で閾値に達してしまい、インバータ21の出力が反転する。
それに対し、実施の形態1のリング発振回路によると、インバータの閾値Vthが高くなってしまった場合は、定電流回路10によって生成される定電流Irefも大きくなる。容量Cはより大きい電流で充電されるため、図4(b)に示されるようにVthに到達する時点T3’は従来の回路でVthが高くなってしまった場合のT3よりも早くなり、目標とする時点T2に近いT3’においてVthに到達する。その後、インバータ21の出力が反転し、既に説明したような発振動作が継続される。
一方、インバータの閾値Vthが低くなってしまった場合は、定電流回路10によって生成される定電流Irefも小さくなる。容量Cはより小さい電流で充電されるため、図4(b)に示されるようにVthに到達する時点T1’は従来の回路でVthが低くなってしまった場合の時点T1よりも遅くなり、目標とする時点T2に近いT1’においてVthに到達する。
つまり、この実施の形態1におけるリング発振回路では、リングオシレータ20のインバータのNMOSトランジスタの閾値Vthのばらつきに対応して、リングオシレータ内インバータ21に流れる電流を変化させることにより、周期が安定し、発振周波数の製造ばらつきによる変動を抑えることが可能である。具体的には、リングオシレータ20内のトランジスタの閾値に対応した閾値を有し、リングオシレータ20のインバータのトランジスタと同一工程で作られたトランジスタ(NMOSトランジスタN12)が定電流回路10に配置されている。この定電流回路10はNMOSトランジスタN12の閾値に基づいた定電流を生成するため、プロセスばらつきなどにより、トランジスタの閾値に変動が生じた場合でも安定した発振周波数を得ることが可能となる。詳細にはリングオシレータ20により発振される信号の周期TはT=α*C*Rで表される。(αは他の要因に基づく係数とする)ここで定電流回路10での定電流生成及びリングオシレータ20による充電はVthに依存するので、実際の周波数はVth/R*1/(C*Vth)*α=1/(C*R)*αとなり、ほぼ定電流を生成する抵抗値と充放電を行う容量値で決定される。
上述の関係を式で説明すれば、リング発振回路の出力周波数fは、定電流回路10の生成する定電流に比例し、リングオシレータのNMOSトランジスタの閾値に反比例する。(f∝Iref,f∝1/Vth)また定電流回路10の生成する定電流は、閾値に比例し抵抗Rに反比例するためIref∝Vth/Rである。一方、容量Cが大きくなった場合も発振周波数は低下するためf∝1/Cである。したがってf∝Iref・1/(C・Vth)の関係が成り立つ。これらのことを考え、他の要素により定められる係数をαとすると、出力周波数には以下の式が成り立つ。
f=α・Vth/R・1/(Vth・C)=α・1/(R・C)
f=α・Vth/R・1/(Vth・C)=α・1/(R・C)
このように、リング発振回路の発振周波数fはVthが打ち消され、閾値のばらつきによる影響を削除することが可能となる。また、温度変化に伴う閾値Vthの変動(高温時にNMOSトランジスタの閾値が低下し、低温時には上昇すること)にも対応が可能である。なお、リングオシレータ20より出力された信号は、図2に示すように三角波に近い形状であるが、波形整形回路30におけるインバータにおいて波形整形され、図6に示すような振幅が大きいパルス状の出力波形OUTとなって後段の回路に出力される。
図5は本発明の実施の形態2に関するリング発振回路を示す回路図である。このリング発振回路は実施の形態1と同様、定電流回路50、リングオシレータ20、波形整形回路30を有している。実施の形態2のリング発振回路は実施の形態1と定電流回路50の構成が異なるものである。リングオシレータ20、波形整形回路30に関しては同一の構成であるため、詳細な説明は省略する。
実施の形態2における定電流回路50は基本電流源51、第2の電流源52を有している。基本電流源51は、第1導電型の第1のトランジスタであるPMOSトランジスタP53、第2導電型の第2の第2のトランジスタであるNMOSトランジスタN53およびバイアス電圧生成用抵抗R5を有している。
PMOSトランジスタP53のソースは第1の電源である電源電圧VDDに接続され、ゲートとドレインが接続されている。NMOSトランジスタN53のドレインはPMOSトランジスタP53のドレインに接続され、ソースは抵抗R1を介して第2の電源である接地電位(GND)に接続されている。このようにして基本電流源51ではPMOSトランジスタP53、NMOSトランジスタN53および抵抗R5が第1の電源と第2の電源の間に直列に接続されている。
第2の電流源52は第1導電型の第3のトランジスタであるPMOSトランジスタP54、第2導電型の第4のトランジスタであるNMOSトランジスタN54を有している。
PMOSトランジスタP54のソースは電源電圧VDDに接続され、ドレインはNMOSトランジスタN54のドレインに接続されている。NMOSトランジスタN54のソースは接地電位(GND)に接続されている。このようにして第2の電流源12ではPMOSトランジスタP54、NMOSトランジスタN54が第1の電源と第2の電源の間に直列に接続されている。
なお第2の電流源52のPMOSトランジスタP54のゲートは基本電流源51のPMOSトランジスタP53のゲートに接続されている。このように接続することで基本電流源51に流れる電流に基づいて、基本電流源11に流れる電流とほぼ等しい電流を流すカレントミラーを構成している。
またNMOSトランジスタN53のゲートはNMOSトランジスタN54のドレインに接続され、NMOSトランジスタN54のゲートはNMOSトランジスタ53のソースと抵抗R5の間のノードに接続されている。ここで第2の電流源52のNMOSトランジスタN54は、インバータ21のNMOSトランジスタN1〜N2n+1と同一工程で形成されたトランジスタであり、実施の形態1同様、インバータ21のNMOSトランジスタ製造時におけるVthのばらつきを反映した閾値VthN54を有しているものとする。このような定電流回路50において、インバータ21の閾値Vthのばらつきに基づいて定電流回路50が生成する定電流値について説明する。
上述したように第2の電流源回路52においてNMOSトランジスタN54のゲートはNMOSトランジスタN53のソースと抵抗R5の間のノードに接続されている。この場合、基本電流源51では抵抗による電圧降下が他のPMOSトランジスタP53、NMOSトランジスタN53の動作による電圧の変動よりも十分に大きいので、NMOSトランジスタN54のゲートには一定の電圧が与えられているとみなすことが出来る。このように様な場合、NMOSトランジスタN54には基本的にNMOSトランジスタN54の閾値にVthN54基づいた飽和電流が流れている。この閾値VthN54と飽和電流の関係は閾値VthN54が高くなればNMOSトランジスタN54に流れる電流も増加し、閾値VthN54が低くなればNMOSトランジスタN54に流れる電流も減少するという関係になる。つまり、NMOSトランジスタN54の閾値VthN54の変化に基づいて、NMOSトランジスタN54による電圧降下の値が変動してくる。つまりNMOSトランジスタN54に流れる電流量が大きいほどNMOSトランジスタによる電圧降下の値は大きくなる。
ここで、NMOSトランジスタN53のゲートはNMOSトランジスタN54のドレインに接続されている。つまり、NMOSトランジスタN53による電圧降下が大きければNMOSトランジスタN53のゲートに与えられる電圧は大きくなり、NMOSトランジスタN54による電圧降下が小さければNMOSトランジスタN53のゲートに与えられる電圧は小さくなる。
上述したように、NMOSトランジスタN54に流れる電流量はその閾値VthN54に基づいて定まるものである。そして、このNMOSトランジスタN54はインバータ21におけるNMOSトランジスタと同一の工程で作られたトランジスタであるため閾値VthN54は、閾値Vthの変動を反映した値となる。
その結果、実施の形態1と同様にインバータ21のNMOSトランジスタの閾値が高くなってしまった場合は、NMOSトランジスタN53のゲートに高い電圧が与えられるため、定電流回路50の生成する電流値は大きくなる。また、インバータ21のNMOSトランジスタの閾値が低くなってしまった場合は、NMOSトランジスタN53のゲートに低い電圧が与えられるため、定電流回路50の生成する電流値は小さくなる。
このようにインバータ21のNMOSトランジスタVthの変動に基づいて、実施の形態1と同様に電流値が変化することにより、実施の形態1と同様、周期が安定し、発振周波数の閾値ばらつきによる変動を抑えることが出来る。
さらに、実施の形態2の定電流回路50によれば、NMOSトランジスタN54のゲートをNMOSトランジスタN53と抵抗R5との間のノードに接続することにより、実施の形態1におけるNMOSトランジスタN12を省略して同様の効果を得ることが可能となる。また、第1の電源(VDD)と第2の電源(GND)の間に接続される定電流回路の電流を調整するためのトランジスタの段数が削減されるので、第1の電源電圧がより低くなった場合でも、本発明の降下を受けることが可能となる。
以上詳細に説明したように、本発明の実施の形態によれば製造のばらつきにより、リングオシレータのインバータの閾値、詳細にはそのNMOSトランジスタの閾値が変化してしまった場合でも、定電流回路が生成する定電流の値が、閾値の変動に合わせて変化する。このことにより、トランジスタの閾値の変化に基づいて発振周波数の周期が変動してしまうことを防ぐことができ、安定したリング発振回路の周波数を得ることが出来る。
本発明のさらに詳細な構成によれば、定電流回路にはリングオシレータのインバータの閾値の変動を反映するトランジスタ(N12、N54)が設けられている。このトランジスタの閾値に基づいて定電流回路が生成する定電流値が定まるため、インバータ21の閾値が変動しても安定した発振周波数を得ることが可能である。また、このトランジスタ(N12、N54)はインバータのNMOSトランジスタN1〜N2n+1と同一の工程で形成されるため、NMOSトランジスタN1〜N2n+1の閾値の変動を正確に反映するトランジスタとなっている。このため製造ばらつきによる発振周波数の変動が少ないリング発振回路を得ることが出来る。
10、50・・・定電流回路
11、51・・・基本電流源
12、52・・・第2の電流源
20 ・・・リングオシレータ
30 ・・・波形整形回路
11、51・・・基本電流源
12、52・・・第2の電流源
20 ・・・リングオシレータ
30 ・・・波形整形回路
Claims (8)
- 複数のインバータがリング状に接続され、前記インバータの各々に定電流が供給されるリングオシレータと、
前記定電流を生成する定電流回路とを有し、
前記定電流の値は前記インバータの閾値に基づいて決定されるリング発振回路。 - 前記インバータは第1導電型の第1のトランジスタと第2導電型の第2のトランジスタを有し、前記定電流回路は第2導電型の第3のトランジスタを有し、前記定電流回路は前記第3のトランジスタの閾値に基づいて生成する前記定電流の値を決定する請求項1に記載のリング発振回路。
- 前記第2のトランジスタと前記第3のトランジスタは同一工程で形成されたトランジスタであることを特徴とする請求項2に記載のリング発振回路。
- 前記定電流の値は前記インバータの閾値の変動に基づいて変化することを特徴とする請求項1乃至3に記載のリング発振回路。
- 複数のインバータがリング状に接続され、前記インバータの各々に定電流が供給されるリングオシレータと、
前記定電流を生成する定電流回路とを有し、
前記定電流回路は、ソースが第1の電源に接続され、ゲートがドレインに接続された第1導電型の第1のトランジスタと、
前記第1のトランジスタのドレインと第2の電源との間に接続された第2導電型の第2のトランジスタと、
ゲートが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ソースが第1の電源に接続された第1導電型の第3のトランジスタと、
ドレインおよびゲートが前記第3のトランジスタのドレインおよび前記第2のトランジスタのゲートに接続された第2導電型の第4のトランジスタと、
ドレインおよびゲートが前記第4のトランジスタのソースに接続され、ソースが前記第2の電源に接続された第2導電型の第5のトランジスタを有することを特徴とするリング発振回路。 - 前記インバータはソースが第1の電源に接続され、ゲートが前記第1のトランジスタのゲートに接続された第1導電型の第6のトランジスタと、ソースが第2の電源に接続され、ドレインが前記第6のトランジスタのドレインに接続された第2導電型の第7のトランジスタとを有し、前記第5のトランジスタと前記第7のトランジスタは同一工程で形成されたトランジスタであることを特徴とする請求項5に記載のリング発振回路。
- 複数のインバータがリング状に接続され、前記インバータの各々に定電流が供給されるリングオシレータと、
前記定電流を生成する定電流回路とを有し、
前記定電流回路は、ソースが第1の電源に接続され、ゲートがドレインに接続された第1導電型の第1のトランジスタと、
ソースが抵抗を介して第2の電源に接続され、ドレインが前記第1のトランジスタのドレインに接続された第2導電型の第2のトランジスタと、
ゲートが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ソースが第1の電源に接続された第1導電型の第3のトランジスタと、
ソースが第2の電源に接続され、ゲートが前記第2のトランジスタのソースと前記抵抗との間のノードに接続され、ドレインが前記第3のトランジスタのドレインおよび前記第2のトランジスタのゲートに接続された第2導電型の第4のトランジスタとを有するリング発振回路。 - 前記インバータはソースが第1の電源に接続され、ゲートが前記第1のトランジスタのゲートに接続された第1導電型の第5のトランジスタと、ソースが第2の電源に接続され、ドレインが前記第5のトランジスタのドレインに接続された第2導電型の第6のトランジスタとを有し、前記第4のトランジスタと前記第6のトランジスタは同一工程で形成されたトランジスタであることを特徴とする請求項7に記載のリング発振回路。
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