JP2005269351A - 高周波電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 バイポーラトランジスタの飽和領域を利用する低出力時にも、温度に依存した出力電力のばらつきを抑制できる高周波電力増幅器を提供する。
【解決手段】 コレクタ電圧生成部１３０ａには、出力電力の大きさを制御する電力制御信号Ｖctrlが入力される。温度補償回路１４５では、電力制御信号Ｖctrlに、温度補償用電圧源１９０から出力される温度に応じたオフセット電圧Ｖofs（Ｔ） が加算される。温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）が入力された電圧レギュレータ１４０の出力電圧Ｖcc（Ｔ）は、バイポーラトランジスタ１１０のコレクタ端子に印加される。バイポーラトランジスタ１１０のベース電圧は、ベースバイアス回路１２０から印加される。バイポーラトランジスタ１１で増幅された高周波入力信号ＲＦinは、高周波出力信号ＲＦout として、出力整合回路１６を介して出力される。
【選択図】 図１０

Description

本発明は、移動体通信機器等に用いられる高周波電力増幅器に関する。

GSM（Global System for mobile Communications）方式等の携帯電話端末に使用される高周波電力増幅器では、基地局との距離によって出力電力の大きさが制御されている。

図１７は、従来の高周波電力増幅器の一例である高周波電力増幅器１０の回路図である。高周波電力増幅器１０は、バイポーラトランジスタ１１、ベースバイアス回路１２、電圧レギュレータ１４、ＲＦチョークインダクタ１７、入力整合回路１５、出力整合回路１６を備えている。

バイポーラトランジスタ１１のコレクタ端子には、ＲＦチョークインダクタ１７を介して電圧レギュレータ１４が接続されている。電圧レギュレータ１４には、バイポーラトランジスタ１１における信号増幅度を調整する電力制御信号Ｖctrlが入力される。バイポーラトランジスタ１１のエミッタ端子は接地されている。入力整合回路１５はバイポーラトランジスタ１１のベース端子に接続されており、ベース端子には入力整合回路１５を経由して高周波入力信号ＲＦinが入力される。バイポーラトランジスタ１１のベース端子に接続されたベースバイアス回路１２は、ベース電圧Ｖbbの大きさを調整する回路である。バイポーラトランジスタ１１で増幅された高周波入力信号ＲＦinは、高周波出力信号ＲＦout として、コレクタ端子に接続された出力整合回路１６を介して出力される。

バイポーラトランジスタ１１のベース端子への入力電力が十分に大きく、飽和増幅器として動作するときには、一定の入力電力に対し、コレクタ電圧Ｖccのほぼ２乗に比例した出力電力が得られる。図１７では、簡略化のために単段の高周波電力増幅器１０を示しているが、通常はこの高周波電力増幅器１０を２段ないし３段に縦列接続して使用する。

なお、ＥＤＧＥ（Enhanced Data Rate for GSM Evolution）等の通信方式においては、ポーラ変調と呼ばれる手法を用いて、振幅変調信号を電力制御信号Ｖctrlとしてコレクタ端子に入力し、振幅変調を行っている（特許文献１）。

ところで、高周波電力増幅器１０では、コレクタ電圧Ｖccとベース電圧Ｖbbが一定であっても、出力電力はバイポーラトランジスタ１１のデバイス温度によって変動してしまう。よって、従来から、図１７に示すベースバイアス回路１２において、温度に応じてベース電圧Ｖbbを調整することにより、温度に依存した出力電力のばらつきを抑制していた（例えば、特許文献２、特許文献３、特許文献４）。
国際公開第０２／１０１９４４号パンフレット 特公平８−２８６１７号公報 特開２００１−１７６９８２号公報 特開２００２−９５５８号公報

しかしながら、上記のようにベース電圧Ｖbbを温度補償していても、コレクタ電圧Ｖccが低い低出力時、具体的にはバイポーラトランジスタを飽和領域で使用する際には、温度による出力電圧の変動を十分に抑制することができなかった。図１８は、デバイスの温度が９０℃、３０℃、−３０℃の場合における、従来のＧＳＭ方式用高周波電力増幅器におけるコレクタ電圧Ｖccと出力電力との関係を示した図である。図１８から、コレクタ電圧Ｖccが０．６Ｖ未満の領域では、コレクタ電圧Ｖccが低くなるほど温度によって出力電力が大きく変化することが分かる。

ＧＳＭ方式の携帯電話で用いられる高周波電力増幅器は、図１８に示す５〜３５dBm の領域で使用され、出力電力の温度によるばらつきが大きくなる領域で制御を行う必要がある。また、ＥＤＧＥ方式の携帯電話では、コレクタ端子に入力される振幅変調信号が図１８に示す−８〜３２dBm の領域で用いられる。つまり、ＧＳＭ方式の携帯電話よりもさらに温度による出力電力のばらつきが著しい領域で使用される。また、ポーラ変調によるＥＤＧＥ方式では、振幅の誤差が直接、変調精度の悪化に繋がるので、ＧＳＭ方式よりさらに出力の安定性が求められる。また、ポーラ変調は、将来、Ｗ−CDＭＡ（Wideband CDMA）方式にも適応され得る技術であり、Ｗ−CDＭＡ方式ではＥＤＧＥ方式よりさらに低い出力電力まで制御する必要である。したがって、バイポーラトランジスタの飽和領域が使用される低出力時にも温度変化による出力電力の変動を抑制する技術が求められている。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、低出力電力時においても温度による出力電力のばらつきが抑制される高周波電力増幅器を提供することである。

本発明に係る高周波増幅器は、バイポーラトランジスタの飽和領域においても出力電力の温度依存性を抑制できる高周波電力増幅器であって、バイポーラトランジスタと、バイポーラトランジスタにベース電圧を印加するベースバイアス回路と、バイポーラトランジスタにコレクタ電圧を印加するコレクタ電圧生成手段とを備え、コレクタ電圧生成手段は、入力された電力制御信号に基づき温度補償を行う温度補償回路を含む。

コレクタ電圧生成手段は、基準温度において所望のコレクタ電流が得られるコレクタ電圧と、実温度において所望のコレクタ電流を得るために必要なコレクタ電圧との差を、コレクタオフセット電圧として加えるようになっていてもよい。

また、温度補償回路は、温度補償用電圧源と、電力制御信号と、温度補償用電圧源から出力されたオフセット電圧とを加算する加算器とを含んでいてもよい。

また、温度補償回路は、温度補償用電圧源と、電力制御信号から、温度補償用電圧源から出力されたオフセット電圧を減算する減算器とを含んでいてもよい。

また、コレクタ電圧生成手段が、電圧レギュレータを含んでいてもよい。

また、コレクタ電圧生成手段が、ＤＣ／ＤＣコンバータを含んでいてもよい。

また、コレクタ電圧生成手段が、演算増幅器と、Ｐ型電界効果トランジスタ又はＰＮＰ型バイポーラトランジスタとを含んでいてもよい。

電力制御信号は振幅変調信号であってもよい。

また、バイポーラトランジスタを複数備え、複数のバイポーラトランジスタが多段に接続されていてもよい。

本発明に係る通信装置は、ベースバンド回路と、ベースバンド回路の出力信号を振幅変調信号と位相変調信号とに変換するコンバータと、振幅変調信号に基づき温度補償を行う温度補償回路を含むコレクタ電圧生成手段と、位相変調信号に基づき発振周波数を制御する電圧制御発振器と、コレクタ電圧生成手段の出力電圧がコレクタ端子に印加され、電圧制御発振器の出力がベース端子に入力されるバイポーラトランジスタと、バイポーラトランジスタにベース電圧を印加するベースバイアス回路とを備える。

本発明に係る高周波増幅器及び通信装置は、バイポーラトランジスタのコレクタ端子に電圧を供給するコレクタ電圧生成手段に、温度補償回路を備えている。よって、基準となる温度において所望の出力電力が得られるような電力制御信号に、実温度において該所望の出力電力が得られるよう温度補償を行えるため、バイポーラトランジスタの飽和領域においても、出力電力の温度によるばらつきを抑制できる。

本発明の実施形態を説明するに先立ち、バイポーラトランジスタの飽和領域においてベース電圧Ｖbbを温度補償しただけでは出力電力のばらつきを十分に抑制できない理由と、その解決方法である本願発明の原理とを説明する。

まず、バイポーラトランジスタにおいて、ベース電圧Ｖbbを温度補償すれば出力電力のばらつきを抑制できるコレクタ電圧領域（以下、非飽和領域という。）と、出力電力のばらつきを抑制できないコレクタ電圧領域（以下、飽和領域という。）とを比較する。

図１及び図２は、それぞれ、あるバイポーラトランジスタにおけるコレクタ電圧を０．６Ｖ（非飽和領域）及び０．１Ｖ（飽和領域）に固定した際の、相互コンダクタンス（ベース電圧Ｖbbに対するコレクタ電流Ｉcc）と、ベース電圧波形と、コレクタ電流波形とを同時に示した図である。バイポーラトランジスタのデバイス温度が−３０℃、３０℃、９０℃の場合を示す曲線を、細点線、実線、荒点線で示している。以下、常温である３０℃を基準温度と呼ぶ。また、３０℃におけるベース電圧Ｖbbとコレクタ電圧Ｖccを、それぞれ、基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）と呼ぶ。

図１において、例えば、ベースバイアス点が１．２５Ｖの基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）が、バイポーラトランジスタのベース端子に印加されているとき、基準温度においては、所望のコレクタ電流４００ｍＡが得られ、ひいては所望の出力電力が得られる。ここで、実温度が−３０℃や９０℃である場合、基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）をベース端子に印加しても４００ｍＡのコレクタ電流が得られないことは、図１から明らかである。ただし、図１のベース電圧波形図に細点線や荒点線で示しているように、基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）のベースバイアス点を温度に応じて変化させ、ひいては電圧ピーク値を変化させれば、所望のコレクタ電流４００ｍＡが得られる。このように、非飽和領域においては、ベースバイアス回路において、基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）に温度に応じて適当なベースオフセット電圧を加えることによって、所望の出力電力が得られようになる。

ところが、コレクタ電圧Ｖccが飽和領域にあるときは、基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）にベースオフセット電圧を加えても所望のコレクタ電流Ｉccを得られない場合がある。例えば、基準温度において、図２に示すようにベースバイアス点が１．２５Ｖの基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）を印加したとき、所望のコレクタ電流７０ｍＡが得られる。ところが、図４から分かるように、実温度が９０℃である場合、基準ベース電圧Ｖbb（３０℃）にベースオフセット電圧をいくら加えても、７０ｍＡのコレクタ電流Ｉccは得られない。また、デバイス温度が−３０℃のときには、得たいコレクタ電流Ｉccの大きさによって、加えなければならないベースオフセット電圧の大きさが大きく異なり、ベースオフセット電圧の調整が困難になる。このように飽和領域では、ベース電圧Ｖbbを調整しただけでは所望の出力電力を得られないか、得にくくなっている。

上述のように、非飽和領域及び飽和領域において、相互コンダクタンスが図１及び図２のように異なる理由を、図３及び図４を用いて説明する。図３（ａ）及び図４（ａ）は、それぞれ、コレクタ電圧Ｖccを０．６Ｖ及び０．１Ｖに固定したときのベース電圧Ｖbbとベース電流Ｉbbとの関係（以下、ベースＩ−Ｖ特性という）を示した図である。また、図３（ｂ）及び図４（ｂ）は、それぞれ、コレクタ電圧Ｖccを０．６Ｖ及び０．１Ｖに固定した際のベース電流Ｉbbと電流増幅率hfe との関係を示した図である。図１及び図２に示したコレクタ電流Ｉccは、図３（ａ）及び図４（ａ）に示すベース電流Ｉbbに、それぞれ、図３（ｂ）及び図４（ｂ）に示す電流増幅率hfe （Ｉcc／Ｉbb）を掛け合わせることによって求められる。

図３（ａ）、図４（ａ）に示すベース電圧Ｖbbとベース電流Ｉbbとの関係は次式（１）で表される。
Ｉbb＝exp(Ｖbb／ｋＴ) …（１）
上式（１）において、ｋはボルツマン定数、Ｔはデバイス温度である。式（１）と図３（ａ）及び図４（ａ）から分かるように、ベースＩ−Ｖ特性を示す曲線は、コレクタ電圧Ｖccが飽和領域にあるか否かによって変化するわけではない。つまり、ベース電流Ｉbbの立ち上がり電圧は、基準温度よりも高温時には低電圧側に、低温時に高電圧側にあり、同じベース電圧Ｖbbにおけるベース電流Ｉbbは、基準電圧よりも高温時に大きく、低温時に小さくなっている。また、基準温度を示した曲線と、−３０℃、９０℃を示した曲線との間隔は、ベース電圧Ｖbbの大きさによらずあまり変化しない。図３（ａ）及び図４（ａ）から、図１及び図２に示した非飽和領域と飽和領域とにおける相互コンダクタンスの違いは、ベース電圧Ｖbbやベース電流Ｉbbによってもたらされるものではないことがわかる。

次に、図３（ｂ）及び図４（ｂ）から、非飽和領域（Ｖcc＝０．６Ｖ）と飽和領域（Ｖcc＝０．１Ｖ）とにおける電流増幅率hfe の違いを見る。例えば、ベース電圧Ｖbbが１．４〜１．６Ｖの領域において、図３（ａ）からベース電流Ｉbbは、デバイス温度が−３０℃、３０℃、９０℃のときに、それぞれ、２〜１３ｍＡ、４〜１７ｍＡ、７．５〜２５ｍＡになっている。図３（ｂ）から、これらベース電流値における電流増幅率hfe を見てみると、温度によって大きさに違いはあるが、変化の仕方は温度によらずほぼ一定であることがわかる。

図４（ａ）から、コレクタ電圧Ｖccが０．１Ｖの場合、ベース電圧Ｖbbが１．４〜１．６Ｖの領域において、ベース電流Ｉbbは、デバイス温度が−３０℃、３０℃、９０℃のときに、それぞれ、８〜５３ｍＡ、１８〜６６ｍＡ、３２〜８３ｍＡになっている。図４（ｂ）から、これらベース電流値における各電流増幅率hfe は、コレクタ電流Ｉcc値によって変化しており、また、その変化の度合いは温度によって大きく異なっている。

以上から、温度による電流増幅率hfe の変動の仕方の違いが、図１及び図２に示した相互コンダクタンスの温度依存性に最も影響していると言える。よって、使用されるベース電圧領域における電流増幅率hfe の変動の仕方を温度によらず一定にできれば、図２に示した飽和領域における特性を、図１に示した特性のようにでき、ベースバイアス回路での温度補償によって所望の出力電力が得られることになる。

次に、高周波トランジスタが飽和領域で動作するときに、電流増幅率hfe の変動の仕方を、見かけ上、温度に依存させないようにする方法を説明する。図５は、−３０℃、３０℃及び９０℃におけるコレクタ電流Ｉccとコレクタ電圧Ｖccとの特性（以下、コレクタＩ−Ｖ特性と言う）を示す図である。また、図６は、図５の一部を拡大した図である。図５、図６において、ベース電流Ｉbbは一定になっている。コレクタ電圧Ｖccが約０．５Ｖ以下の飽和領域においては、コレクタ電流Ｉccの立ち上がり電圧は、基準温度よりも低温時には、基準温度におけるコレクタ電流Ｉccの立ち上がり電圧よりも低く、高温時には基準温度におけるコレクタ電流Ｉccの立ち上がり電圧よりも高くなっている。

図６において、例えば所望のコレクタ電流Ｉccが１ｍＡであるとき、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）は０．０７Ｖになる。実温度が−３０℃、９０℃のときには、上述のベース電圧Ｖbbを温度補償した場合と同様に、基準電圧に温度に依存したコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）を加えることによって所望のコレクタ電圧Ｖccが得られる。具体的には、実温度９０℃では基準電圧にオフセット電圧Ｖcc_ofs（９０℃）＝Ａを加え、実温度−３０℃では基準電圧にオフセット電圧Ｖcc_ofs（−３０℃）＝−Ｂを加える。デバイス温度とコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）との関係は、バイポーラトランジスタの製造方法や構造に起因するデバイス特有の値である。デバイス温度とコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）との関係は、例えば、図７に示すような簡単な線形で表される。

図８は、上記のように基準コレクタ電圧Ｖccにコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofsを加える温度補償を行った場合の、ベース電圧Ｖbbとコレクタ電流Ｉccとの関係を示す図である。図２（ａ）に示した場合と同様、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）は０．１Ｖに固定されている。デバイス温度が９０℃のときには、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）に１５ｍＶのコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（９０℃）を加えている。そして、デバイス温度が−３０℃のときは、基準コレクタ電圧Ｖccに−１５ｍＶのコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（９０℃）を加えている。

図８に示すようにコレクタ電圧Ｖccを温度補償することにより得られた曲線は、図２（ａ）に示した曲線とは違い、コレクタ電流Ｉccの最高値が、温度によらずほぼ同じになる。また、図３では、所望するコレクタ電流Ｉccによってベースオフセット電圧が大きく異なる場合があったが、コレクタ電圧Ｖccを温度補償した後では、ベースオフセット電圧の変化が少ない。上記のようにコレクタ電圧Ｖccを温度補償した場合、コレクタ電圧Ｖccと出力電力との関係は図９に示すようになり、温度によるばらつきが充分抑制されることがわかる。よって、以下に示す各実施形態に係る高周波増幅器は、コレクタ電圧Ｖccを温度に応じて補正する温度補償回路を備えている。このような高周波電力増幅器によれば、飽和領域における出力電力のばらつきを抑制できる。

（第１の実施形態）
図１０は、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１００の等価回路図である。高周波電力増幅器１００は、バイポーラトランジスタ１１０、ＲＦチョークインダクタ１７０、コレクタ電圧生成部１３０ａ、ベースバイアス回路１２０、入力整合回路１５０及び出力整合回路１６０を備えている。

バイポーラトランジスタ１１０のコレクタ端子には、コレクタ電圧生成部１３０ａがＲＦチョークインダクタ１７０を介して接続されている。コレクタ電圧生成部１３０ａには、出力電力の大きさを制御する電力制御信号Ｖctrlが入力される。コレクタ電圧生成部１３０ａは、温度補償回路１４５及び電圧レギュレータ１４０を備えている。

入力整合回路１５０はバイポーラトランジスタ１１０のベース端子に接続されており、ベース端子にはこの入力整合回路１５０を経由して高周波入力信号ＲＦinが入力される。バイポーラトランジスタ１１０で増幅された高周波入力信号ＲＦinは、高周波出力信号ＲＦout として、コレクタ端子に接続された出力整合回路１６０を経由して出力される。バイポーラトランジスタ１１０のエミッタ端子は接地されている。

ベースバイアス回路１２０は、バイポーラトランジスタ１１０のデバイス温度に基づきベース電圧Ｖbbを調整する回路である。ベースバイアス回路１２０は、先に図１（ａ）及び図８を用いて説明したように、基準ベース電圧Ｖbbに温度に応じてベースオフセット電圧を加えるような温度補償を行う。このようなベースバイアス回路は従来から一般的に使用されている回路であり、また、本願発明の主要部分ではないため、詳細な説明は省略する。

温度補償回路１４５は、温度補償用電圧源１９０と加算器１８０とを備えている。温度補償用電圧源１９０からは、温度Ｔや出力電力等に応じて定められた温度補償オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） が出力される。加算器１８０は、入力された電力制御電圧Ｖctrlに温度補償オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） を加算する。これにより、次式（２）に示す温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）が生成される。
Ｖctrl’（Ｔ）＝Ｖctrl＋Ｖofs（Ｔ） …（２）

上式（２）で表される温度補償出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）は、電圧利得ｇ、オフセット電圧Ｖdcの電圧レギュレータ１４０に入力される。このとき、電圧レギュレータ１４０からの出力電圧、つまりコレクタ電圧生成部１３０ａからの出力電圧Ｖcc（Ｔ）は、次式（３）で表される。
Ｖcc（Ｔ）＝ｇ・Ｖctrl’（Ｔ）＋Ｖdc …（３）

ところで、電力制御信号Ｖctrlは、デバイス温度が基準温度（例えば、Ｔ＝３０℃とする）のときには、温度補正を行わなくとも所望の出力電力が得られるような制御信号である。つまり、
Ｖofs（３０℃）＝０ …（４）
Ｖctrl’（３０℃）＝Ｖctrl …（５）
となる。式（５）から、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）は、次式（６）で表される。
Ｖcc（３０℃）＝ｇ・Ｖctrl’（３０℃）＋Ｖdc
＝ｇ・Ｖctrl＋Ｖdc …（６）

基準温度においては、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）が、出力電力Ｗを得るために必要な電圧である。先に説明したように、デバイス温度がＴ℃の時には、次式（７）に示すように、基準コレクタ電圧Ｖcc(３０℃)にコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）を加えたコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）が所望の出力電圧Ｗを得るために必要な電圧になる。
Ｖcc（Ｔ）＝Ｖcc（３０℃）＋Ｖcc_ofs（Ｔ） …（７）
コレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）は、先に図５、図６を用いて説明したように、バイポーラトランジスタ１１０のコレクタＩ−Ｖ特性から求められる。

式（７）に式（６）を代入すると、温度Ｔにおいて所望の出力電力を得るために必要なコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）は、次式（８）で表される。
Ｖcc（Ｔ）＝ｇ・Ｖctrl＋Ｖdc＋Ｖcc_ofs（Ｔ）
＝ｇ（Ｖctrl＋Ｖcc_ofs（Ｔ）／ｇ）＋Ｖdc …（８）

式（８）から、温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）は、次式（９）で表される。
Ｖctrl’（Ｔ）＝Ｖctrl＋Ｖcc_ofs（Ｔ）／ｇ …（９）
よって、温度補償オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） は、次式（１０）で表される。
Ｖofs（Ｔ） ＝Ｖcc_ofs（Ｔ）／ｇ …（１０）

なお、コレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）は、図１８に示したように、温度補償を行っていないときのコレクタ電圧Ｖccと出力電力との関係からも求めることができる。つまり、図１８において、次式（１１）に示すように、所望の出力電力Ｗを得るために必要な基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）と、実温度Ｔにおいて出力電力Ｗを得るために必要なコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）との差をコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）としてもよい。
Ｖcc_ofs（Ｔ）＝Ｖcc（Ｔ）−Ｖcc(３０℃) …（１１）

この高周波電力増幅器１００は、例えばＧＳＭ方式等のように基地局との距離によって出力電力が定められる通信方式を利用する携帯電話等に用いることができる。高周波電力増幅器１００によれば、バイポーラトランジスタの飽和領域においても、温度による出力電力のばらつきを抑制して、出力電力を安定させることができる。なお、高周波電力増幅器１００を飽和領域以外の領域で使用する場合には、温度補償回路１４５において、必ずしも温度補償を行う必要はない。また、図１０では、単段の高周波電力増幅器１０を示しているが、バイポーラトランジスタ１１０に複数個のバイポーラトランジスタを縦列接続し、２段ないし３段構成の高周波電力増幅器として使用してもよい。

なお、温度補償回路１４５の構成は、図１０に示す構成に限定されるものではない。すなわち、温度補償回路１４５に制御電力Ｖctrlが入力されたときに、式（２）又は式（９）で表される大きさの温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）が出力される回路構成になっていればよい。温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）は、温度補償回路１４５におけるアナログ回路処理、又はデジタル回路による演算処理によって生成されてもよい。

また、温度補償回路１４５は、温度毎に温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） のテーブル数値を格納したレジスタや、マイコンを備えていてもよい。この場合、温度補償回路１４５では、例えば、電力制御信号Ｖctrlが入力されたときに、温度センサ等で測定されたデバイス温度Ｔに応じてレジスタからオフセット電圧Ｖofs（Ｔ） を読み出し、マイコンでデジタル演算処理を行って温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）を生成するようにしてもよい。

なお、図１０に示すバイポーラトランジスタ１１０は通常のバイポーラトランジスタであってもよいが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ；Heterojunction Bipolar Transistor）であれば、本発明の効果をより発揮できる。なお、電圧レギュレータ１４０の特性はどのようであっても良く、温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）の大きさは、電圧レギュレータの入出力特性に合わせて決めるとよい。

（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２００の回路図である。高周波電力増幅器２００の構成要素のうち、第１の実施形態で説明した構成要素と同じものについては、同一の参照符号を付して一部説明を省略する。

コレクタ電圧生成部１３０ｂは、温度補償用電圧源１９０、演算増幅器２１０、抵抗２３０、２４０、２５０、２６０及びＰ型電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ；Field- Effect Transistor ）２２０を備えている。以下、抵抗２３０，２４０、２５０、２６０の抵抗値を、それぞれ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４とする。

演算増幅器２１０は、抵抗Ｒ３、Ｒ４と共に２入力加算器を構成している。また、演算増幅器２１０と電界効果型トランジスタ２２０は、電圧レギュレータを構成している。演算増幅器２１０には、抵抗２５０を介して電力制御信号Ｖctrlが入力され、また、抵抗２６０を介して、温度補償用電圧源１９０から出力された温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） が入力される。

コレクタ電圧生成部１３０ｂに入力される電力制御信号Ｖctrlと、コレクタ電圧生成部１３０ｂから出力されるコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）との関係は、温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） と抵抗値Ｒ１〜Ｒ４を用いて、次式（１２）で表される。

基準温度では、電力制御信号Ｖctrlを補正しなくとも、所望の出力電力Ｗが得られる。このときにバイポーラトランジスタ１１０のコレクタ端子に印加される基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）は、次式（１３）で表される。

デバイス温度がＴ℃である場合にも、上記所望の出力電力Ｗを得るためには、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）に温度に依存したコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）を加えておけばよい。コレクタオフセット電圧Ｖcc_ofsは、式（１２）及び式（１３）より、以下の式（１４）で表される。

このコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）の数値は、第１の実施形態で説明したように、図６に示すコレクタＩ−Ｖ特性や、図１８に示すような、温度補償を行っていない場合のコレクタ電圧Ｖccと出力電力との関係から求められる。なお、温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） は、上式（１４）を逆算すれば求められる。このように、コレクタ電圧を温度補償することによって、バイポーラトランジスタを飽和領域で使用する低出力時にも温度による出力電力のばらつきを抑制することができる。なお、Ｐ型電界効果型トランジスタ２２０は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであってもよい。

なお、携帯電話等の通信機器における高周波増幅器では、一般に、バイポーラトランジスタを含む増幅部を多段に縦列接続して使用する。図１２は、縦列接続された高周波増幅器３００の一例を示す回路図である。高周波増幅器３００は、高周波電力増幅部３６０ａ、３６０ｂ及び３６０ｃとコレクタ電圧生成部１３０ｂとを備えている。高周波電力増幅部３６０ａの出力信号は、バイポーラトランジスタ３１０のベース端子に入力され、高周波電力増幅部３６０ｂの出力信号は、バイポーラトランジスタ１１０のベース端子に入力される。

高周波電力増幅部３６０ｂは、バイポーラトランジスタ３１０、入力整合回路３５０、ベースバイアス回路３２０及びＲＦチョークインダクタ３７０を備えている。高周波電力増幅部３６０ｃは、バイポーラトランジスタ１１０、入力整合回路１５０、ベースバイアス回路１２０、ＲＦチョークインダクタ１７０、出力整合回路１６０を備えている。

バイポーラトランジスタ３１０、１１０のコレクタ端子は、いずれもコレクタ電圧生成部１３０ｂに電気的に接続されている。よって、バイポーラトランジスタ３１０、１１０には、温度に応じて補正された電力制御信号Ｖctrlに基づくコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）が印加される。

なお、高周波電力増幅部３６０ｂ、３６０ｃに個別にコレクタ電圧生成部を設け、各バイポーラトランジスタ３１０、１１０のコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）を個別に制御するようにしてもよい。

（第３の実施形態）
図１３は、本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅器４００の回路図である。高周波電力増幅器４００に含まれる構成要素のうち、第１の実施形態及び第２の実施形態で説明した構成要素と同じものについては、同一の参照符号を付して一部説明を省略する。

コレクタ電圧生成部１３０ｃは、温度補償用電圧源１９０、演算増幅器２１０、抵抗２４０、２６０及びＰ型電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）２２０を備えている。以下、抵抗２４０、２６０の抵抗値を、それぞれＲ２、Ｒ４とする。

演算増幅器２１０は、抵抗Ｒ４とともに２入力減算器を構成している。また、演算増幅器２１０と電界効果型トランジスタ２２０は、電圧レギュレータを構成している。演算増幅器２１０の正入力には、電力制御信号Ｖctrlが入力される。また、負入力には、温度補償用電圧源１９０から出力された温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） が抵抗２６０を介して入力される。

コレクタ電圧生成部１３０に入力される電力制御信号Ｖctrl（Ｔ）と、コレクタ電圧生成部１３０ｃから出力されるコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）との関係は、温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） と抵抗値Ｒ２、Ｒ４を用いて、次式（１６）で表される。

基準温度では、電力制御信号Ｖctrlを補正しなくとも、所望の出力電力Ｗが得られる。このときにバイポーラトランジスタ１１０のコレクタ端子に印加される基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）は、次式（１７）で表される。

デバイス温度がＴ℃である場合に上記所望のコレクタ電力Ｗを得るために必要なコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）は、基準コレクタ電圧Ｖcc（３０℃）に温度に依存したコレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）を加えた電圧であり、次式（１８）で表される。

式（１６）と式（１８）から、温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） は、次式（１９）で表される。

コレクタオフセット電圧Ｖcc_ofs（Ｔ）の値は、第１の実施形態で説明したように、図５に示すコレクタＩ−Ｖ特性や、図１８に示すような温度補償回路を設けていない場合のコレクタ電圧Ｖccと出力電圧の関係から求められる。このようにコレクタ電圧を温度補償することによって、バイポーラトランジスタを飽和領域で使用する低出力時にも温度による出力電力のばらつきを抑制することができる。

なお、携帯電話等の通信機器における高周波増幅器では、一般に、バイポーラトランジスタを含む増幅部を多段に縦列接続して使用する。図１４は、高周波電力増幅部３６０ａ、３６０ｂ、３６０ｃが縦列接続されてなる高周波電力増幅器５００を示す回路図である。バイポーラトランジスタ３１０、１１０のコレクタ端子は、いずれもコレクタ電圧生成部１３０ｃに電気的に接続されている。よって、バイポーラトランジスタ３１０、１１０には、温度に応じて補正された電力制御信号Ｖctrlに基づくコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）が供給される。

なお、図１４において高周波電力増幅部３６０ｂ、３６０ｃに個別にコレクタ電圧生成部を設け、各バイポーラトランジスタ３１０、１１０のコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）を個別に制御するようにしてもよい。

（第４の実施形態）
図１５は、本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器６００の構成を示す回路図である。高周波電力増幅器６００の構成要素のうち、第１の実施形態等で説明した構成要素と同じものについては、同じ参照符号を付して説明を省略する。高周波電力増幅器６００のコレクタ電圧生成部１３０ｄは、温度補償回路１４５とＤＣ／ＤＣコンバータ６１０を備えている。温度補償回路１４５では、例えば第１の実施形態で説明したように入力制御電圧Ｖctrlに温度依存性を有する温度補償用オフセット電圧Ｖofs（Ｔ） が加えられることにより、温度依存性を有する温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）を生成される。

温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１０に入力される。温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）の大きさは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１０の出力電圧の大きさが、所望のコレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）となるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１０の入出力特性に合わせて決めるとよい。

また、図１５では、単段の高周波電力増幅器６００を示しているが、バイポーラトランジスタ１１０に複数個のバイポーラトランジスタを縦列接続し、２段ないし３段構成の高周波電力増幅器としてもよい。

（第５の実施形態）
図１６は、本発明の第５の実施形態に係る通信装置７００の構成を示す図である。この通信装置７００は、携帯電話等の通信機器として利用できる。この通信装置７００において、先の実施形態において説明した構成要素には同じ参照符号を付して一部説明を省略する。

通信装置７００は、ベースバンド回路７１０、ＲＦ変調回路７２０、高周波電力増幅器７３０を備えている。ＲＦ変調回路７２０は、コンバータ７４０、温度補償回路１４５、電圧制御発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator）７５０を備えている。高周波電力増幅器７３０は、バイポーラトランジスタ１１０、電圧レギュレータ１４０、ベースバイアス回路１２０、入力整合回路１５０及び出力整合回路１６０を備えている。温度補償回路１４５と電圧レギュレータ１４０とは、コレクタ電圧生成部１３０ｅを構成している。

コンバータ７４０は、ベースバンド回路７１０から出力されたＩＱ信号を振幅変調信号と、位相変調信号Ｖphase とに変換する。振幅変調信号は、電力制御信号Ｖctrlとして温度補償回路１４５に、また、位相変調信号Ｖphase は電圧制御発振器７５０に入力される。電圧制御発振器７５０では、位相変調信号Ｖphase に基づいて発振周波数が制御される。電圧制御発信器７５０の出力信号は、入力整合回路１５０を経由してバイポーラトランジスタ１１０に入力される。

温度補償回路１４５は、入力された電力制御信号Ｖctrlに対して演算処理を行い、温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）を出力する。この温度補償回路出力電圧Ｖctrl’（Ｔ）は、電圧レギュレータ１４０に入力される。このとき、電圧レギュレータ１４０からは、コレクタ電圧Ｖcc（Ｔ）が出力され、バイポーラトランジスタ１１０のコレクタ端子に印加される。

なお、通信装置７００では、温度補償回路１４５を高周波電力増幅器７３０の外部に設けたが、温度補償回路１４５は、第１〜第４の実施形態で説明したように高周波電力増幅器７３０の内部に設けていてもよい。また、電圧レギュレータ１４０の代わりに、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてもよい。また、図１６において、図１２及び図１４に示したようにバイポーラトランジスタ１１０を含む複数個のバイポーラトランジスタを縦列接続してもよい。

本発明にかかる高周波電力増幅器及び通信装置は、携帯電話等における高周波電力増幅器や携帯電話等の通信装置として有用である。

コレクタ電圧が０．６Ｖであるときの相互コンダクタンス、ベース電圧波形及びコレクタ電流波形を示した図 コレクタ電圧が０．１Ｖであるときの相互コンダクタンス、ベース電圧波形及びコレクタ電流波形を示した図 コレクタ電圧が０．６であるときのベース電圧とベース電流との関係を示した図及びベース電流と電流増幅率hfe との関係を示した図 コレクタ電圧が０．１Ｖであるときのベース電圧とベース電流との関係を示した図及びベース電流と電流増幅率hfe との関係を示した図 コレクタ電圧とコレクタ電流の関係を示した図 図５の一部拡大図 デバイス温度とコレクタオフセット電圧の関係を示した図 コレクタ電圧の温度補償によって得られた、ベース電圧とコレクタ電流との関係を示した図 コレクタ電圧と本発明の高周波電力増幅器からの出力電力との関係を示した図 本発明の第１実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図 本発明の第２実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図 図１１に示す高周波電力増幅器の使用態様の一例を示す図 本発明の第３実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図 図１３に示す高周波電力増幅器の使用態様の一例を示す図 本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図 本発明の第５の実施形態に係る通信装置の回路図 従来の高周波電力増幅器の構成を示す回路図 従来の高周波電力増幅器におけるコレクタ電圧と出力電力の関係を示す図

符号の説明

１００ 高周波電力増幅器
１１０ バイポーラトランジスタ
１２０ ベースバイアス回路
１３０ａ コレクタ電圧生成部
１４０ 電圧レギュレータ
１４５ 温度補償回路
１５０ 入力整合回路
１６０ 出力整合回路
１７０ ＲＦチョークインダクタ
１８０ 加算器
１９０ 温度補償用電圧源

Claims (10)

1. バイポーラトランジスタの飽和領域においても出力電力の温度依存性を抑制できる高周波電力増幅器であって、
   バイポーラトランジスタと、
   前記バイポーラトランジスタにベース電圧を印加するベースバイアス回路と、
   前記バイポーラトランジスタにコレクタ電圧を印加するコレクタ電圧生成手段とを備え、
   前記コレクタ電圧生成手段は、入力された電力制御信号に基づき温度補償を行う温度補償回路を含む、高周波電力増幅器。
2. 前記コレクタ電圧生成手段は、基準温度において所望のコレクタ電流が得られるコレクタ電圧と、実温度において当該所望のコレクタ電流を得るために必要なコレクタ電圧との差を、コレクタオフセット電圧として加えることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
3. 前記温度補償回路は、
   温度補償用電圧源と、
   前記電力制御信号と前記温度補償用電圧源から出力されたオフセット電圧とを加算する加算器とを含む、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
4. 前記温度補償回路は、
   温度補償用電圧源と、
   前記電力制御信号から、前記温度補償用電圧源から出力されたオフセット電圧を減算する減算器とを含む、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
5. 前記コレクタ電圧生成手段が、電圧レギュレータを含む、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
6. 前記コレクタ電圧生成手段が、ＤＣ／ＤＣコンバータを含む、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
7. 前記コレクタ電圧生成手段が、
   演算増幅器と、
   Ｐ型電界効果トランジスタ又はＰＮＰ型バイポーラトランジスタとを含む、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
8. 前記電力制御信号が振幅変調信号であることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
9. 前記バイポーラトランジスタを複数備え、
   前記複数のバイポーラトランジスタは、多段に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
10. ベースバンド回路と、
    前記ベースバンド回路の出力信号を振幅変調信号と位相変調信号とに変換するコンバータと、
    前記振幅変調信号に基づき温度補償を行う温度補償回路を含むコレクタ電圧生成手段と、
    前記位相変調信号に基づき発振周波数を制御する電圧制御発振器と、
    前記コレクタ電圧生成手段の出力電圧がコレクタ端子に印加され、前記電圧制御発振器の出力がベース端子に入力されるバイポーラトランジスタと、
    前記バイポーラトランジスタにベース電圧を印加するベースバイアス回路とを備えた、通信装置。

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