JP2000040923A - マイクロ波送信機 - Google Patents
マイクロ波送信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 アッテネータを使用することなく、送信電力
の可変設定を容易に行い、かつ低消費電力化、コスト低
減を図る。 【解決手段】 飽和領域の動作で高周波電力の送信を行
う飽和出力型送信機において、電力増幅器として複数段
の電力増幅用ＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃを配置し、また分圧
抵抗アレー２５、多極スイッチ２６を有するドレイン電
圧設定回路２４を設け、上記多極スイッチ２６の切換え
により可変設定したドレイン電圧を、全てのＦＥＴ２２
Ａ〜２２Ｃのドレイン電極に与えることにより、出力送
信電力を変え得るようにする。これにより、アッテネー
タが不要となる。更に、上記ドレイン電圧設定回路２４
には、サーミスタ等が配置された温度補償回路を付加す
れば、最終段増幅トランジスタの飽和電力の温度特性以
上の温度安定度が得られる。
の可変設定を容易に行い、かつ低消費電力化、コスト低
減を図る。 【解決手段】 飽和領域の動作で高周波電力の送信を行
う飽和出力型送信機において、電力増幅器として複数段
の電力増幅用ＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃを配置し、また分圧
抵抗アレー２５、多極スイッチ２６を有するドレイン電
圧設定回路２４を設け、上記多極スイッチ２６の切換え
により可変設定したドレイン電圧を、全てのＦＥＴ２２
Ａ〜２２Ｃのドレイン電極に与えることにより、出力送
信電力を変え得るようにする。これにより、アッテネー
タが不要となる。更に、上記ドレイン電圧設定回路２４
には、サーミスタ等が配置された温度補償回路を付加す
れば、最終段増幅トランジスタの飽和電力の温度特性以
上の温度安定度が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はマイクロ波送信機、
特にマイクロ波衛星通信の地上局等で用いられる飽和出
力型送信機の構成に関する。
特にマイクロ波衛星通信の地上局等で用いられる飽和出
力型送信機の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６には、従来におけるマイクロ波衛星
通信の地上局の構成が示されており、図示されるよう
に、屋外のバラボラアンテナ１にフィードホーン２を有
する送信機室外ユニット３が取り付けられる。この送信
機室外ユニット３に、同軸ケーブル４を介して送信機室
内ユニット５が接続される。
通信の地上局の構成が示されており、図示されるよう
に、屋外のバラボラアンテナ１にフィードホーン２を有
する送信機室外ユニット３が取り付けられる。この送信
機室外ユニット３に、同軸ケーブル４を介して送信機室
内ユニット５が接続される。
【０００３】図７には、上記送信機室外ユニット３内の
構成が示されており、この室外ユニット３では、飽和出
力型の送信機７に、電力調整用固定減衰器として機能す
るアッテネータ（導波管減衰器）８を介在させて送受分
波器９が接続され、この送受分波器９には、ＬＮＢダウ
ンコンバータ(Low Noise Block Down Converter)１０が
接続される。上記飽和出力型送信機７は、増幅出力電力
が入力電力に拘わらずほぼ一定となる飽和領域を利用し
たもので、当該送信機室外ユニット３において小型、高
効率、低価格を実現するための一つの方法として用いら
れる。
構成が示されており、この室外ユニット３では、飽和出
力型の送信機７に、電力調整用固定減衰器として機能す
るアッテネータ（導波管減衰器）８を介在させて送受分
波器９が接続され、この送受分波器９には、ＬＮＢダウ
ンコンバータ(Low Noise Block Down Converter)１０が
接続される。上記飽和出力型送信機７は、増幅出力電力
が入力電力に拘わらずほぼ一定となる飽和領域を利用し
たもので、当該送信機室外ユニット３において小型、高
効率、低価格を実現するための一つの方法として用いら
れる。
【０００４】図８には、上記飽和出力型送信機７の構成
が示されており、当該例では、中間周波（ＩＦ）信号を
入力し増幅するＩＦ帯増幅器１２を有するＩＦ増幅部、
局部発振器１３と周波数変換器１４からなる周波数変換
部、高周波（ＲＦ）帯増幅器１５を有する高周波電力増
幅部、アイソレータ１６、同軸導波管変換器（又はマイ
クロストリップ線路を用いた導波管変換器）１７、電源
回路１８から構成される。
が示されており、当該例では、中間周波（ＩＦ）信号を
入力し増幅するＩＦ帯増幅器１２を有するＩＦ増幅部、
局部発振器１３と周波数変換器１４からなる周波数変換
部、高周波（ＲＦ）帯増幅器１５を有する高周波電力増
幅部、アイソレータ１６、同軸導波管変換器（又はマイ
クロストリップ線路を用いた導波管変換器）１７、電源
回路１８から構成される。
【０００５】このような構成のマイクロ波送信機によれ
ば、ケーブルでの損失を防ぎ、効率よくマイクロ波電力
を送信するため、送信機室内ユニット５から数十ＭＨｚ
から約１ＧＨｚ程度の中間周波（ＩＦ）が送出される。
そして、送信機室外ユニット３では、入力したＩＦ信号
に局部発振信号が混合されることにより送信高周波（Ｒ
Ｆ）へ周波数変換され、このＲＦ信号は電力増幅された
後にアンテナ１から衛星に送信される。
ば、ケーブルでの損失を防ぎ、効率よくマイクロ波電力
を送信するため、送信機室内ユニット５から数十ＭＨｚ
から約１ＧＨｚ程度の中間周波（ＩＦ）が送出される。
そして、送信機室外ユニット３では、入力したＩＦ信号
に局部発振信号が混合されることにより送信高周波（Ｒ
Ｆ）へ周波数変換され、このＲＦ信号は電力増幅された
後にアンテナ１から衛星に送信される。
【０００６】図９には、増幅器の入出力特性が示されて
おり、上記送信機等においては、図示の非飽和領域、即
ち入力値に応じて出力値が直線的に増加する線形領域を
用いる線形出力型送信機と、入力値に拘わらず出力値が
一定となる飽和領域を用いる飽和出力型送信機とがあ
る。
おり、上記送信機等においては、図示の非飽和領域、即
ち入力値に応じて出力値が直線的に増加する線形領域を
用いる線形出力型送信機と、入力値に拘わらず出力値が
一定となる飽和領域を用いる飽和出力型送信機とがあ
る。
【０００７】上述したように、当該例の送信機７は飽和
出力型を採用しており、この飽和出力型送信機７は上記
線形出力型送信機と比較すると、１）同じ送信電力を得
るための増幅器の段数が少なくてよい、２）消費電力が
少なくなる、３）送信電力が最終段の増幅用デバイスの
飽和特性のみで決まるため、温度変動が比較的小さい、
４）周波数特性が平坦となる等の利点がある。
出力型を採用しており、この飽和出力型送信機７は上記
線形出力型送信機と比較すると、１）同じ送信電力を得
るための増幅器の段数が少なくてよい、２）消費電力が
少なくなる、３）送信電力が最終段の増幅用デバイスの
飽和特性のみで決まるため、温度変動が比較的小さい、
４）周波数特性が平坦となる等の利点がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来の
マイクロ波送信機では、上述した送信機室外ユニット３
の入力電力レベルを変えても出力電力が変わらないこと
から、送信電力を上記室内ユニット５からコントロール
することはできない。そのため、従来はアンテナ設置時
に、図７で示したように、上記室外ユニット３の出力導
波管と送受分波器１６との間に導波管型のアッテネータ
８を挿入し、このアッテネータ８の減衰量を変えること
により送信電力の調整を行っている。
マイクロ波送信機では、上述した送信機室外ユニット３
の入力電力レベルを変えても出力電力が変わらないこと
から、送信電力を上記室内ユニット５からコントロール
することはできない。そのため、従来はアンテナ設置時
に、図７で示したように、上記室外ユニット３の出力導
波管と送受分波器１６との間に導波管型のアッテネータ
８を挿入し、このアッテネータ８の減衰量を変えること
により送信電力の調整を行っている。
【０００９】しかしながら、このようなアッテネータ８
による送信電力の調整は、減衰量の異なる数種類のアッ
テネータを用意し、取付け、取外しを繰り返して最適な
ものを選択する作業が必要で、これらの作業が煩雑であ
り、またコスト的にも高くなるという問題があった。更
に、出力送信電力を低く設定する場合でも、アッテネー
タ８を使用することから送信機室外ユニット３自体の消
費電流は変わらず、この場合は無駄に電力を消費するこ
とになるという問題がある。
による送信電力の調整は、減衰量の異なる数種類のアッ
テネータを用意し、取付け、取外しを繰り返して最適な
ものを選択する作業が必要で、これらの作業が煩雑であ
り、またコスト的にも高くなるという問題があった。更
に、出力送信電力を低く設定する場合でも、アッテネー
タ８を使用することから送信機室外ユニット３自体の消
費電流は変わらず、この場合は無駄に電力を消費するこ
とになるという問題がある。
【００１０】また、送信機出力電力の温度特性は、線形
出力型送信機の場合では利得が増幅トランジスタの各段
の温度特性の合計となるのに対し、飽和出力型送信機の
場合では最終段の増幅トランジスタの飽和電力の温度特
性のみによって決まるので、比較的安定している。しか
し、この最終段増幅トランジスタの飽和電力の温度特性
以上の温度安定度が求められることもあり、このような
要請に応えた送信機は存在しない。
出力型送信機の場合では利得が増幅トランジスタの各段
の温度特性の合計となるのに対し、飽和出力型送信機の
場合では最終段の増幅トランジスタの飽和電力の温度特
性のみによって決まるので、比較的安定している。しか
し、この最終段増幅トランジスタの飽和電力の温度特性
以上の温度安定度が求められることもあり、このような
要請に応えた送信機は存在しない。
【００１１】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、アッテネータを使用することな
く、送信電力の可変設定を容易に行い、かつ低消費電力
化、コストの低減を図ることができ、また最終段増幅ト
ランジスタの飽和電力特性以上の温度安定度が得られる
マイクロ波送信機を提供することにある。
であり、その目的は、アッテネータを使用することな
く、送信電力の可変設定を容易に行い、かつ低消費電力
化、コストの低減を図ることができ、また最終段増幅ト
ランジスタの飽和電力特性以上の温度安定度が得られる
マイクロ波送信機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るマイクロ波送信機は、出力値が入力値
に拘わらずほぼ一定となる飽和領域で動作させる電力増
幅器を用いて高周波電力の送信を行う飽和出力型送信機
において、上記電力増幅器として配置された複数段の電
力増幅用電界効果トランジスタと、最終段を含む二段以
上の上記電界効果トランジスタのドレイン電圧を変化さ
せるドレイン電圧設定回路とを設け、このドレイン電圧
設定回路の調整により送信電力を変え得るようにしたこ
とを特徴とする。請求項２に係る発明は、上記ドレイン
電圧設定回路では、上記ドレイン電圧を設定するための
抵抗値を切り換える切換え回路を含んでなることを特徴
とする。請求項３に係る発明は、上記ドレイン電圧設定
回路に、温度変化があっても安定した上記送信電力が得
られるようにする温度補償回路を付加したことを特徴と
する。
に、本発明に係るマイクロ波送信機は、出力値が入力値
に拘わらずほぼ一定となる飽和領域で動作させる電力増
幅器を用いて高周波電力の送信を行う飽和出力型送信機
において、上記電力増幅器として配置された複数段の電
力増幅用電界効果トランジスタと、最終段を含む二段以
上の上記電界効果トランジスタのドレイン電圧を変化さ
せるドレイン電圧設定回路とを設け、このドレイン電圧
設定回路の調整により送信電力を変え得るようにしたこ
とを特徴とする。請求項２に係る発明は、上記ドレイン
電圧設定回路では、上記ドレイン電圧を設定するための
抵抗値を切り換える切換え回路を含んでなることを特徴
とする。請求項３に係る発明は、上記ドレイン電圧設定
回路に、温度変化があっても安定した上記送信電力が得
られるようにする温度補償回路を付加したことを特徴と
する。
【００１３】本発明は、電力増幅を行う素子として複数
の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いるが、この複
数段のＦＥＴのドレイン電圧ＶDを変化させて送信機の
飽和出力電力を調整するようにしたものである。即ち、
図２に示されるように、ＦＥＴは通常、ドレイン電圧Ｖ
DSとゲート電圧ＶGSを加えることで動作し、この場合の
ＦＥＴの静特性と伝達特性は図３に示されるようにな
る。この図３に基づいて、バイアス電圧とＦＥＴの飽和
出力及び利得の関係を説明する。
の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いるが、この複
数段のＦＥＴのドレイン電圧ＶDを変化させて送信機の
飽和出力電力を調整するようにしたものである。即ち、
図２に示されるように、ＦＥＴは通常、ドレイン電圧Ｖ
DSとゲート電圧ＶGSを加えることで動作し、この場合の
ＦＥＴの静特性と伝達特性は図３に示されるようにな
る。この図３に基づいて、バイアス電圧とＦＥＴの飽和
出力及び利得の関係を説明する。
【００１４】図３のグラフ縦軸の右側に、ゲート電圧Ｖ
GSが一定の場合のドレイン電圧ＶDSに対するドレイン電
流ＩDの変化（静特性）が示されており、ドレイン電圧
ＶDSが変わってもドレイン電流ＩDの値がほとんど変化
しない領域が飽和領域であり、ＦＥＴ増幅器では通常こ
の飽和領域を用いることになる。
GSが一定の場合のドレイン電圧ＶDSに対するドレイン電
流ＩDの変化（静特性）が示されており、ドレイン電圧
ＶDSが変わってもドレイン電流ＩDの値がほとんど変化
しない領域が飽和領域であり、ＦＥＴ増幅器では通常こ
の飽和領域を用いることになる。
【００１５】一方、グラフ縦軸の左側にドレイン電圧Ｖ
DSが一定の場合のゲート電圧ＶGSの変化に対するドレイ
ン電流ＩDの変化（伝達特性）が示されており、このド
レイン電流ＩDは、ピンチオフ電圧をＶＰ、ドレイン電
流の飽和値をＩDSSとすると、
DSが一定の場合のゲート電圧ＶGSの変化に対するドレイ
ン電流ＩDの変化（伝達特性）が示されており、このド
レイン電流ＩDは、ピンチオフ電圧をＶＰ、ドレイン電
流の飽和値をＩDSSとすると、
【数式１】ＩD＝ＩDSS｛１−（ＶGS／ＶＰ）｝2 で表される。
【００１６】また、このＦＥＴの相互コンダクタンスｇ
ｍは、
ｍは、
【数式２】ｇｍ＝ｄＩD／ｄＶGS＝２・ＩDSS｛１−（Ｖ
GS／ＶＰ）｝／ＶＰ で表され、これはこのグラフの傾きに相当する。
GS／ＶＰ）｝／ＶＰ で表され、これはこのグラフの傾きに相当する。
【００１７】そして、これらの特性から、次のことがい
える。まず、飽和領域でドレイン電圧ＶDを変化させて
も動作点はあまり変化せず、上記相互コンダクタンスｇ
ｍも変わらない。そして、このＦＥＴ増幅器での電力利
得は、上記ｇｍの二乗に比例するので、飽和領域内で
は、ゲート電圧ＶGSが一定のままドレイン電圧ＶDSを変
えても、入力電力が小さい場合の電力利得はほとんど変
化しない。
える。まず、飽和領域でドレイン電圧ＶDを変化させて
も動作点はあまり変化せず、上記相互コンダクタンスｇ
ｍも変わらない。そして、このＦＥＴ増幅器での電力利
得は、上記ｇｍの二乗に比例するので、飽和領域内で
は、ゲート電圧ＶGSが一定のままドレイン電圧ＶDSを変
えても、入力電力が小さい場合の電力利得はほとんど変
化しない。
【００１８】次に、ゲートに入力される高周波入力電圧
波形がＶGS＝０〜ＶＰの範囲を越えた場合、出力電流波
形は矩形波に近づくが、この矩形波の基本波成分のみ
を、フーリエ変換により取り出すと、飽和出力時の出力
電力ＰOSATは、
波形がＶGS＝０〜ＶＰの範囲を越えた場合、出力電流波
形は矩形波に近づくが、この矩形波の基本波成分のみ
を、フーリエ変換により取り出すと、飽和出力時の出力
電力ＰOSATは、
【数式３】ＰOSAT＝２・ＩDSS（Ｖmax−Ｖｋ）／π2 （ここで、Ｖmax，Ｖｋは図示の点のドレイン電圧値で
ある）で表わされる。この数式３において、上記Ｖmax
はドレイン電圧ＶDとＶｋを結んだ線の延長であるか
ら、飽和出力電圧ＰOSATはドレイン電圧ＶDを変えるこ
とで変化・調整できることが理解される。
ある）で表わされる。この数式３において、上記Ｖmax
はドレイン電圧ＶDとＶｋを結んだ線の延長であるか
ら、飽和出力電圧ＰOSATはドレイン電圧ＶDを変えるこ
とで変化・調整できることが理解される。
【００１９】本発明は、このような特性を飽和出力型送
信機に適用することで、送信出力の調整制御を可能とし
たものであり、例えば切換え回路を操作してドレイン電
圧を設定する設定回路により、最終段を含む二段以上の
ＦＥＴのドレイン電圧を変化させれば、送信電力を容易
に調整することができる。
信機に適用することで、送信出力の調整制御を可能とし
たものであり、例えば切換え回路を操作してドレイン電
圧を設定する設定回路により、最終段を含む二段以上の
ＦＥＴのドレイン電圧を変化させれば、送信電力を容易
に調整することができる。
【００２０】しかも、最終段だけでなく、数段のＦＥＴ
を調整制御の対象とすることにより、該当する各段のＦ
ＥＴの飽和出力レベルが同時に下がるので、各ＦＥＴの
信頼性を損なうことなく、送信電力の可変幅を大きくす
ることが可能となる。即ち、送信電力の制御を最終段の
ＦＥＴのみで行う場合は、出力電力の制御幅を大きくす
る必要があるが、この場合は最終段ＦＥＴが過飽和状態
となってゲートに過大な順方向の電流が流れることにな
り、これが熱の発生原因となり素子の劣化等を生じさせ
る。
を調整制御の対象とすることにより、該当する各段のＦ
ＥＴの飽和出力レベルが同時に下がるので、各ＦＥＴの
信頼性を損なうことなく、送信電力の可変幅を大きくす
ることが可能となる。即ち、送信電力の制御を最終段の
ＦＥＴのみで行う場合は、出力電力の制御幅を大きくす
る必要があるが、この場合は最終段ＦＥＴが過飽和状態
となってゲートに過大な順方向の電流が流れることにな
り、これが熱の発生原因となり素子の劣化等を生じさせ
る。
【００２１】また、請求項３の発明によれば、上記ドレ
イン電圧設定回路に、温度変化があっても安定した出力
電力が得られるようにする温度補償回路を付加したの
で、出力送信電力において最終段増幅トランジスタの飽
和電力特性以上の温度安定度が得られるという利点があ
る。
イン電圧設定回路に、温度変化があっても安定した出力
電力が得られるようにする温度補償回路を付加したの
で、出力送信電力において最終段増幅トランジスタの飽
和電力特性以上の温度安定度が得られるという利点があ
る。
【００２２】
【発明の実施の形態】図１には、実施形態の第１例に係
るマイクロ波送信機の構成が示され、この例は図７の飽
和出力型送信機（室外ユニット）の高周波電力増幅器に
適用したものである。図１において、第１例では、周波
数変換器（例えば図８の１４）から出力された高周波信
号を供給する入力端子Ｔ1とその出力端子Ｔ2との間に、
コンデンサ２１Ａを介して第１段ＦＥＴ（電力増幅用Ｆ
ＥＴ）２２Ａ、コンデンサ２１Ｂを介して第２段ＦＥＴ
２２Ｂ、コンデンサ２１Ｃを介して第３（最終段）ＦＥ
Ｔ２２Ｃ、そしてコンデンサ２１Ｄが配置される（な
お、このＦＥＴの段数は任意である）。また、各段のＦ
ＥＴ２２Ａ〜２２Ｃのゲート電圧設定用の抵抗２３Ａ〜
２３Ｆが図示されるように配置され、端子Ｔ3には電源
電圧−Ｖが与えられる。
るマイクロ波送信機の構成が示され、この例は図７の飽
和出力型送信機（室外ユニット）の高周波電力増幅器に
適用したものである。図１において、第１例では、周波
数変換器（例えば図８の１４）から出力された高周波信
号を供給する入力端子Ｔ1とその出力端子Ｔ2との間に、
コンデンサ２１Ａを介して第１段ＦＥＴ（電力増幅用Ｆ
ＥＴ）２２Ａ、コンデンサ２１Ｂを介して第２段ＦＥＴ
２２Ｂ、コンデンサ２１Ｃを介して第３（最終段）ＦＥ
Ｔ２２Ｃ、そしてコンデンサ２１Ｄが配置される（な
お、このＦＥＴの段数は任意である）。また、各段のＦ
ＥＴ２２Ａ〜２２Ｃのゲート電圧設定用の抵抗２３Ａ〜
２３Ｆが図示されるように配置され、端子Ｔ3には電源
電圧−Ｖが与えられる。
【００２３】そして、上記の各ＦＥＴ２２Ａ，２２Ｂ，
２２Ｃのドレイン電圧（ＶD）を設定するためのドレイ
ン電圧設定回路２４が設けられ、このドレイン電圧設定
回路２４は、電圧設定用分圧抵抗アレー２５、この分圧
抵抗アレー２５の抵抗値を選択する多極スイッチ（切換
えスイッチ）２６、電圧比較器２７、基準電圧源２８、
安定化電源部２９からなり、この安定化電源部２９に電
源電圧＋Ｖが供給される。
２２Ｃのドレイン電圧（ＶD）を設定するためのドレイ
ン電圧設定回路２４が設けられ、このドレイン電圧設定
回路２４は、電圧設定用分圧抵抗アレー２５、この分圧
抵抗アレー２５の抵抗値を選択する多極スイッチ（切換
えスイッチ）２６、電圧比較器２７、基準電圧源２８、
安定化電源部２９からなり、この安定化電源部２９に電
源電圧＋Ｖが供給される。
【００２４】即ち、このドレイン電圧設定回路２４は上
記分圧抵抗アレー２５で選択された抵抗値に基づいて設
定された電圧と基準電圧を上記電圧比較器２７で比較
し、その差電圧をゼロとするように安定化電源部２９に
対しフィードバックを実行することにより（安定化電源
回路）、安定したドレイン電圧を設定するものである。
当該例では、上記多極スイッチ２６を操作することによ
り、１ｄＢ間隔で送信電力（出力電力）を可変設定でき
るようになっている。なお、この送信電力の可変幅は任
意であり、また上記ドレイン電圧の可変設定は、全ての
ＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃに対して行わず、最終段とその他
の一段（３段以上の場合はその他の数段）に対して実行
することもできる。
記分圧抵抗アレー２５で選択された抵抗値に基づいて設
定された電圧と基準電圧を上記電圧比較器２７で比較
し、その差電圧をゼロとするように安定化電源部２９に
対しフィードバックを実行することにより（安定化電源
回路）、安定したドレイン電圧を設定するものである。
当該例では、上記多極スイッチ２６を操作することによ
り、１ｄＢ間隔で送信電力（出力電力）を可変設定でき
るようになっている。なお、この送信電力の可変幅は任
意であり、また上記ドレイン電圧の可変設定は、全ての
ＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃに対して行わず、最終段とその他
の一段（３段以上の場合はその他の数段）に対して実行
することもできる。
【００２５】第１例は以上の構成からなり、図１のドレ
イン電圧設定回路２４によれば、上述のように、多極ス
イッチ２６を切り換えて分圧抵抗アレー２５の抵抗値を
選択すれば、所望の値に可変設定したドレイン電圧ＶD
を全段のＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃのドレイン電極に与える
ことができる。これにより、送信電力を可変調整するこ
とができ、第１例ではこのときの送信電力の可変幅を大
きくすることが可能となる。
イン電圧設定回路２４によれば、上述のように、多極ス
イッチ２６を切り換えて分圧抵抗アレー２５の抵抗値を
選択すれば、所望の値に可変設定したドレイン電圧ＶD
を全段のＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃのドレイン電極に与える
ことができる。これにより、送信電力を可変調整するこ
とができ、第１例ではこのときの送信電力の可変幅を大
きくすることが可能となる。
【００２６】即ち、この飽和出力型送信機において、送
信電力の制御を最終段のＦＥＴ２２Ｃのみで行うと、こ
のＦＥＴ２２Ｃに入力する電力が変わっていないため、
出力電力の制御幅を大きくしなければならない。しか
し、この制御幅を大きくし過ぎると、この最終段のＦＥ
Ｔ２２Ｃが過飽和状態になり、当該ＦＥＴ２３Ｃのゲー
トに過大な順方向の電流が流れる。例えば、上述した図
３の右側の飽和出力時の出力電流波形において飽和電流
値（ＩDSS）を超えるＧ部分の電流がゲート電流として
流れ、これが熱の発生原因となって素子の劣化を生じさ
せる等により、信頼性が損なわれる。
信電力の制御を最終段のＦＥＴ２２Ｃのみで行うと、こ
のＦＥＴ２２Ｃに入力する電力が変わっていないため、
出力電力の制御幅を大きくしなければならない。しか
し、この制御幅を大きくし過ぎると、この最終段のＦＥ
Ｔ２２Ｃが過飽和状態になり、当該ＦＥＴ２３Ｃのゲー
トに過大な順方向の電流が流れる。例えば、上述した図
３の右側の飽和出力時の出力電流波形において飽和電流
値（ＩDSS）を超えるＧ部分の電流がゲート電流として
流れ、これが熱の発生原因となって素子の劣化を生じさ
せる等により、信頼性が損なわれる。
【００２７】そこで、当該例では最終段だけでなく、全
段（最終段とその前段の２段でもよい）のＦＥＴ２２Ａ
〜２２Ｃにおいてドレイン電圧を可変制御しており、こ
れにより出力電力の大きな可変幅を得ることができる。
段（最終段とその前段の２段でもよい）のＦＥＴ２２Ａ
〜２２Ｃにおいてドレイン電圧を可変制御しており、こ
れにより出力電力の大きな可変幅を得ることができる。
【００２８】図４には、第１例の高周波電力増幅器の入
出力特性［図（Ａ）］と電流特性［図（Ｂ）］が示され
ており、これはドレイン電圧ＶDを４Ｖから２ボルト単
位で１０Ｖまで変化させたものである。まず、図４
（Ａ）の入出力特性に示されるように、飽和領域Ｆにお
いて出力Ｐoutがドレイン電圧ＶDに応じて変化してお
り、実用的に充分なレベルで考えると、マイクロ波帯の
送信電力において約６〜７ｄＢ（図の１目盛が１ｄＢに
相当する）の調整幅が得られる。例えば、最終段のＦＥ
Ｔ２２Ｃのみで調整を行う場合は、２ｄＢ程度が限界で
あるから、大きい可変幅で送信電力を調整できることに
なる。
出力特性［図（Ａ）］と電流特性［図（Ｂ）］が示され
ており、これはドレイン電圧ＶDを４Ｖから２ボルト単
位で１０Ｖまで変化させたものである。まず、図４
（Ａ）の入出力特性に示されるように、飽和領域Ｆにお
いて出力Ｐoutがドレイン電圧ＶDに応じて変化してお
り、実用的に充分なレベルで考えると、マイクロ波帯の
送信電力において約６〜７ｄＢ（図の１目盛が１ｄＢに
相当する）の調整幅が得られる。例えば、最終段のＦＥ
Ｔ２２Ｃのみで調整を行う場合は、２ｄＢ程度が限界で
あるから、大きい可変幅で送信電力を調整できることに
なる。
【００２９】次に、図４（Ｂ）には入力電力に対するド
レイン電流Ｉdd（ｍＡ）の変化が示されており、図示さ
れるように、ドレイン電圧ＶDが小さくなる程、各段Ｆ
ＥＴ２２Ａ〜２２Ｃのドレイン電流Ｉddが小さくなって
いる。このことは、送信電力を低く設定する場合に、各
段のＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃで消費される電流が小さくな
ることを意味しており、当該例では消費電力の低下が図
れることになる。
レイン電流Ｉdd（ｍＡ）の変化が示されており、図示さ
れるように、ドレイン電圧ＶDが小さくなる程、各段Ｆ
ＥＴ２２Ａ〜２２Ｃのドレイン電流Ｉddが小さくなって
いる。このことは、送信電力を低く設定する場合に、各
段のＦＥＴ２２Ａ〜２２Ｃで消費される電流が小さくな
ることを意味しており、当該例では消費電力の低下が図
れることになる。
【００３０】図５には、実施形態の第２例の構成が示さ
れており、この第２例は上記ドレイン電圧設定回路に温
度補償手段を設けたものである。図５のドレイン電圧設
定回路３１では、電圧設定用分圧抵抗アレー３２の中に
分圧用抵抗として、通常用いられる抵抗３３Ａ〜３３Ｎ
とサーミスタ（又はその他の感温抵抗）３４Ａ〜３４Ｎ
が直列接続され、また図１の回路と同様に多極スイッチ
２６、電圧比較器２７、基準電圧源２８、安定化電源部
２９が設けられる。
れており、この第２例は上記ドレイン電圧設定回路に温
度補償手段を設けたものである。図５のドレイン電圧設
定回路３１では、電圧設定用分圧抵抗アレー３２の中に
分圧用抵抗として、通常用いられる抵抗３３Ａ〜３３Ｎ
とサーミスタ（又はその他の感温抵抗）３４Ａ〜３４Ｎ
が直列接続され、また図１の回路と同様に多極スイッチ
２６、電圧比較器２７、基準電圧源２８、安定化電源部
２９が設けられる。
【００３１】この第２例によれば、上記多極スイッチ２
６で設定されたドレイン電圧毎に、温度変化に応じてサ
ーミスタ３４Ａ〜３４Ｎの抵抗値が変化することによ
り、ドレイン電圧を一定に維持することが可能となる。
従って、送信電力の出力において温度による影響を確実
に防止でき、最終段ＦＥＴ２２Ｃの飽和電力の温度特性
以上の温度安定度を得ることが可能となる。
６で設定されたドレイン電圧毎に、温度変化に応じてサ
ーミスタ３４Ａ〜３４Ｎの抵抗値が変化することによ
り、ドレイン電圧を一定に維持することが可能となる。
従って、送信電力の出力において温度による影響を確実
に防止でき、最終段ＦＥＴ２２Ｃの飽和電力の温度特性
以上の温度安定度を得ることが可能となる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
飽和出力型送信機において、最終段を含む二段以上の電
界効果トランジスタのドレイン電圧を変化させるドレイ
ン電圧設定回路を設け、このドレイン電圧の調整により
送信電力を変え得るようにしたので、アッテネータを使
用することなく、送信電力の可変設定を容易に行うこと
ができる。また、送信電力を低く設定する場合は、各段
のトランジスタのドレイン電流を小さくすることができ
るので、アッテネータを使用する場合に比べると、低消
費電力化を図ることが可能となる。更に、コスト高のア
ッテネータを用いないので、コストも低減することがで
きる。
飽和出力型送信機において、最終段を含む二段以上の電
界効果トランジスタのドレイン電圧を変化させるドレイ
ン電圧設定回路を設け、このドレイン電圧の調整により
送信電力を変え得るようにしたので、アッテネータを使
用することなく、送信電力の可変設定を容易に行うこと
ができる。また、送信電力を低く設定する場合は、各段
のトランジスタのドレイン電流を小さくすることができ
るので、アッテネータを使用する場合に比べると、低消
費電力化を図ることが可能となる。更に、コスト高のア
ッテネータを用いないので、コストも低減することがで
きる。
【００３３】請求項３の発明によれば、上記ドレイン電
圧設定回路に、温度変化があっても安定した出力電力が
得られるようにする温度補償回路を付加したので、最終
段増幅トランジスタの飽和電力特性以上の温度安定度が
得られるという利点がある。
圧設定回路に、温度変化があっても安定した出力電力が
得られるようにする温度補償回路を付加したので、最終
段増幅トランジスタの飽和電力特性以上の温度安定度が
得られるという利点がある。
【図１】本発明の実施形態の第１例に係るマイクロ波送
信機の構成を示す回路図である。
信機の構成を示す回路図である。
【図２】実施形態のＦＥＴのバイアス回路を示す図であ
る。
る。
【図３】実施形態のＦＥＴの静特性と伝達特性を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図４】実施形態例の高周波電力増幅器の入出力特性
［図（Ａ）］と電流特性［図（Ｂ）］を示すグラフであ
る。
［図（Ａ）］と電流特性［図（Ｂ）］を示すグラフであ
る。
【図５】実施形態の第２例に係るドレイン電圧設定回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図６】マイクロ波衛星通信地上局（送信部）の構成を
示す図である。
示す図である。
【図７】従来の送信機室外ユニットの構成を示す図であ
る。
る。
【図８】従来の送信機室外ユニット内における飽和出力
型送信機の構成を示す回路図である。
型送信機の構成を示す回路図である。
【図９】一般の増幅器の入出力特性を示す図である。
３ … 送信機室外ユニット、 ７ … 飽和出力型送信機、 ８ … アッテネータ、 ２２Ａ〜２２Ｃ … ＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）、 ２４，３１ … ドレイン電圧設定回路、 ２５，３２ … 電源電圧設定用分圧抵抗アレー、 ２６ … 多極スイッチ、 ３４Ａ〜３４Ｎ … サーミスタ。
タ）、 ２４，３１ … ドレイン電圧設定回路、 ２５，３２ … 電源電圧設定用分圧抵抗アレー、 ２６ … 多極スイッチ、 ３４Ａ〜３４Ｎ … サーミスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飯塚 伸介 埼玉県上福岡市福岡二丁目１番１号 新日 本無線株式会社川越製作所内 (72)発明者 内田 雅明 埼玉県上福岡市福岡二丁目１番１号 新日 本無線株式会社川越製作所内 Ｆターム(参考） 5J092 AA01 AA41 AA51 CA02 CA36 CA92 FA18 HA09 HA25 HA29 HA38 HA43 KA11 KA23 KA49 MA08 MA22 SA14 TA01 TA02 VL03
Claims (3)
- 【請求項１】 出力値が入力値に拘わらずほぼ一定とな
る飽和領域で動作させる電力増幅器を用いて高周波電力
の送信を行う飽和出力型送信機において、 上記電力増幅器として配置された複数段の電力増幅用電
界効果トランジスタと、 最終段を含む二段以上の上記
電界効果トランジスタのドレイン電圧を変化させるドレ
イン電圧設定回路とを設け、 このドレイン電圧設定回路の調整により送信電力を変え
得るようにしたことを特徴とするマイクロ波送信機。 - 【請求項２】 上記ドレイン電圧設定回路は、上記ドレ
イン電圧を設定するための抵抗値を切り換える切換え回
路を含んでなることを特徴とする請求項１記載のマイク
ロ波送信機。 - 【請求項３】 上記ドレイン電圧設定回路に、温度変化
があっても安定した上記送信電力が得られるようにする
温度補償回路を付加したことを特徴とする請求項１又は
２記載のマイクロ波送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10206290A JP2000040923A (ja) | 1998-07-22 | 1998-07-22 | マイクロ波送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10206290A JP2000040923A (ja) | 1998-07-22 | 1998-07-22 | マイクロ波送信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000040923A true JP2000040923A (ja) | 2000-02-08 |
Family
ID=16520868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10206290A Pending JP2000040923A (ja) | 1998-07-22 | 1998-07-22 | マイクロ波送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000040923A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001284972A (ja) * | 2000-03-29 | 2001-10-12 | Sanyo Electric Co Ltd | 高周波信号増幅装置、携帯電話機 |
| JP2005269351A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
| JP2015149593A (ja) * | 2014-02-06 | 2015-08-20 | 株式会社東芝 | 増幅器 |
-
1998
- 1998-07-22 JP JP10206290A patent/JP2000040923A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001284972A (ja) * | 2000-03-29 | 2001-10-12 | Sanyo Electric Co Ltd | 高周波信号増幅装置、携帯電話機 |
| JP2005269351A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
| JP4514485B2 (ja) * | 2004-03-19 | 2010-07-28 | パナソニック株式会社 | 高周波電力増幅器 |
| JP2015149593A (ja) * | 2014-02-06 | 2015-08-20 | 株式会社東芝 | 増幅器 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040604 |
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