JP2005099682A - 光スイッチ制御装置および移動体制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ティルトミラー等の移動体の移動制御時の残留振動を低減でき、高精度な制御が行えること。
【解決手段】処理部１１は、ティルトミラー１の角度を制御する駆動信号を出力し、駆動信号はＤ／Ａ変換器１２によりＤ／Ａ変換され、高電圧増幅器１３により高電圧化してティルトミラー１に供給される。ティルトミラー１は角度変更に対応して自身が有する静電容量が変わる。ミラー角度検出部１４は、この静電容量を検出し補正値として処理部１１にフィードバックする。処理部１１は、実際にティルトミラー１を角度変更したときの補正値を用いて駆動信号を補正する。これにより、ティルトミラー１の角度制御を高精度化することができる。
【選択図】 図２

Description

この発明は、ＭＥＭＳ技術を用いたティルトミラーを備えた光スイッチのミラー等の移動体の移動を制御する制御装置に関し、特に移動体の移動制御時における残留振動を低減させ、精度良く移動制御できる光スイッチ制御装置および移動体制御装置に関する。

近時、インターネットの急速な普及とともに、トラフィックが飛躍的に増加している。トラフィックの増加に対応し大容量光通信網を構築するための方式として波長分割多重（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式がある。このＷＤＭ方式による基幹光ネットワークには、光クロスコネクト（ＯＸＣ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｒｏｓｓ−Ｃｏｎｎｅｃｔ）システムや、光Ａｄｄ／Ｄｒｏｐモジュール（ＯＡＤＭ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｄｄ Ｄｒｏｐ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）が設けられる。これら光クロスコネクトシステムや光Ａｄｄ／Ｄｒｏｐモジュールによって構成される光ノードには、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術を適用したティルトミラー等の光スイッチが用いられている。

このＭＥＭＳ技術を適用したティルトミラーは、微少なミラー構造体と電気回路を一体化して構成したものであり、複数のポートから入力された光を任意のポートに切り換えて出力することを可能にする。このポート切り換えにより、光伝送路上の複数系統の光信号を異なる系統に切り換える光交換が行えるようになる。
図２４は、光スイッチの構造を示す図である。光スイッチとしてＭＥＭＳ技術を適用して構成されたティルトミラーを側面から見た図を示している。図示のティルトミラー１２０は、表面が反射面とされたミラー１２１が中央の軸１２２を中心として図中矢印方向に揺動可能である。ミラー１２１の揺動動作により入射する光Ａの出射角度を水平を基準として両方向の任意の角度（ａ１，ａ２，ａ３方向）に切り換えて出射できるようになっている。ａ１側がマイナス側、ａ３側がプラス側の角度領域である。図示および説明を省略するが、このティルトミラー１２０は平面から見て電極が櫛歯状に形成され、ミラー１２１が全角度方向に連続的に角度を切り換えることができる櫛歯型ＭＥＭＳミラーとなっている。このような３次元型ＭＥＭＳ光スイッチに関する技術は、例えば、下記の非特許文献１に開示されている。

このティルトミラー１２０に設けられたミラー１２１は電気的に接地（ＧＮＤ）され、ミラー１２１の一端はプラスの駆動電極１２３ａに対向し、他端はマイナスの駆動電極１２３ｂに対向する。ミラー１２１とプラスの駆動電極１２３ａとの間には静電容量Ｃａを有し、ミラー１２１とマイナスの駆動電極１２３ｂとの間には静電容量Ｃｂを有する。そして、駆動電圧が０の非駆動時を中心として、プラスおよびマイナスの駆動電圧を供給したとき、この駆動電圧の値に応じてミラー１２１の角度を連続的に可変することができる。ミラー１２１を連続的に角度変更させたとき、静電容量Ｃａ，Ｃｂの値が対応して連続的に変化する。このミラー１２１の角度は、駆動部により制御される。

図２５は、従来の光スイッチの駆動部を示すブロック図である。ティルトミラー１２０の角度を切り換えるための角度に相当する入力信号は、デジタルフィルタ１３０を介してＤ／Ａ変換器１３１によりＤ／Ａ変換された後、高電圧増幅器（Ｈｉｇｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ａｍｐ）１３２により高電圧とされ、ティルトミラー１２０を駆動するために供給される。デジタルフィルタ１３０は、ミラー１２１が保有する自己共振現象を軽減するために入力信号の周波数帯域のうち、共振周波数付近の利得を制限するＢＥＦフィルタ（ＢＥＦ：Ｂａｎｄ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒ）である。このＢＥＦフィルタは、ＦＰＧＡ，ＤＳＰ等によって構成される。図２５に示す駆動部は、入力信号に基づき駆動電圧を出力するフィードフォワード制御系の構成であり、角度変更に対応する入力信号を供給することにより出力された駆動電圧の値に対応してミラー１２１の角度を連続的に可変させることができる。

次に、ＭＥＭＳを適用したティルトミラーを備えた光スイッチの大規模化について説明する。
上述のように、近年、各種のネットワークにおけるデータトラフィックが爆発的に増大し、大容量のデータトラフィックを処理できるフォトニックネットワークの構築が進められている。また、近い将来、各種のネットワークおよびフォトニックネットワークは、メッシュ状に発展することが予想される。このメッシュ状のフォトニックネットワークをフレキシブルに運用するために、ネットワークのノードは、所望のパス（経路，道順）を交換（クロスコネクト）する機能を必要とする。大規模光クロスコネクトを実現するには、接続ノード（例えば１０ノード）×波長（例えば４０波）で決定される数のパスの交換が必要であり、それには数百〜数千に及ぶ大規模化な光スイッチが必要となる。この大規模クロスコネクト機能には、３Ｄ−ＭＥＭＳ技術を適用した光スイッチが最適である。

図２１（ａ）は一般的な光スイッチ制御装置（３Ｄ−ＭＥＭスイッチ制御装置）のブロック図である。この図２１（ａ）に示すコントローラ４７ａは、ミラー（ＭＥＭＳミラー３３）の角度（θ°）と駆動電圧を表す電圧データ（Ｖ）とを対応付けた傾斜角設定テーブルに基づいて、ミラーの角度に対する電圧データを設定する。この電圧データは、Ｄ／Ａ変換器１２およびＭＥＭＳドライバ１５ａに与えられ、ミラーが駆動される。また、ミラーの駆動と同時に、角度センサを用いた角度フィードバック制御が行われ、コントローラ４７ａは、フィードバックされた角度データに基づいてＰＩＤ制御を行い、駆動電圧ずれの補正およびミラー共振現象の抑圧等を行う。所定角度に設定されたミラーは、光ファイバから入力された信号光を偏向しスイッチングする。

なお、この角度フィードバック制御に関する技術も提案されている（非特許文献１参照）。
角度センサを用いた角度検出は、例えば静電容量センサ（増幅器型容量センサ４７ｂ）が用いられる。この静電容量センサは、ミラーの傾斜による駆動電極間の静電容量の変化に基づき、ミラーの傾斜に応じて検出信号の増幅率が変化する。すなわち、ミラーの傾斜にしたがって検出信号の大きさが増減する。この静電容量センサから出力される検出信号はアナログ信号なので、検出信号はサンプルホールド回路４７ｃおよびＡ／Ｄ変換器１２ａをそれぞれ介してディジタル信号に変換され、ディジタル制御されるようになっている。

上記のように、３Ｄ−ＭＥＭＳ光スイッチを用いて大規模な光クロスコネクト装置を実現する場合、光スイッチ制御装置の必要個数は、一例として数百〜数千になる。
この大規模なニーズに対して、角度センサ（静電容量センサ）をＭＥＭＳチップに集積する等の技術開発が行われている。
「高速切り換え３次元型ＭＥＭＳ光スイッチ」、２００２年電子情報通信学会通信ソサエティ大会、ｐ．４４７ Brener et al. :"Nonlinear Servo Control of MEMS Mirrors and Their Performance in a Large Port-Court Optical Switch", Optical Fiber Communication Conf. 2003, Atlanta, Georgia, 2003.

しかしながら、ティルトミラー１２０は、所望する角度θに傾ける際、ミラー１２１が保有する自己共振現象により、残留振動（振幅）が発生する。ティルトミラー１２０は、上記のように静電容量を有する。ティルトミラー１２０の運動方程式は、慣性モーメントＩ、減衰係数ｃ、ばね定数ｋ、ティルトミラーの静電容量Ｃ、駆動電圧Ｖとしたとき、下記式（１）で表すことができる。

このように、ティルトミラーの静電容量の変化に対し到達角度が変化する。図２６は、ミラーが有する静電容量と回転角度特性を示す図表である。横軸は回転角度θ、縦軸は静電容量Ｃである。図示のように、ミラー１２１は、水平な状態（０°）のときを境に、プラス側の角度領域（図２４中実線で示す傾き側）では、静電容量と回転角度とが比例（線形性）を有し、マイナス側の角度領域（図２４中点線で示す傾き側）では非線形性を示す特性を有している。また、ミラー１２１自身のＱ値が大きく自己共振現象による残留振動が発生する。このため、上記の駆動部による連続的なフィードフォワード制御系の構成では、特にミラー１２１をマイナスの角度側に角度変更したときに残留振動を抑制しきれないという問題があった。このようなティルトミラーを備えた光スイッチは、光伝送経路の光路切り換えにおける角度制御の精度や応答速度の低下を招く。

なお、上記駆動部によるフィードフォワード制御系の構成において、ミラー１２１の自己共振現象を抑制するには、Ｑ値を小さくする必要がある。Ｑ値を小さくすると自己共振現象による残留振動を軽減できるが、その反面、ミラー１２１の角度制御の応答速度が遅くなる。Ｑ値を大きくすることにより、角度制御の応答速度を早くすることができるが、ミラー１２１の自己共振現象による残留振動が悪化（増大）する。

このように、ミラー１２１の自己共振現象を抑制するには、残留振動を軽減できるようにデジタルフィルタ１３０のパラメータの最適化や、ミラー１２１の角度応答制御に影響を与える高電圧増幅器１３２のスルーレートなどを改善する必要があるが、これらの調整に手間がかかると共に、角度変更時の自己共振現象を解消できず、また、応答速度を高速化することができなかった。上記説明では、ティルトミラーを例に説明したが他にＭＥＭＳ技術等を利用した微少な移動体を同様に移動制御する際にも、同様の問題を生じる。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、ティルトミラー等の移動体の移動制御時の残留振動を低減でき、高精度な制御が行える光スイッチ制御装置および移動体制御装置を提供することを目的とする。
また、図２１（ａ）に示す光スイッチ制御装置に設けられたＡ／Ｄ変換器１２ａは、一般に回路規模および消費電力が大きく、また、アナログ回路であるためチャネル間のクロストークに弱い等の特性を有するので、光クロスコネクト装置の大規模化のボトルネックになっている。この理由は、角度センサがアナログ回路であるため、Ａ／Ｄ変換等の複雑なアナログ処理を要し、大規模な光スイッチを実現できないからである。

従来、大規模スイッチを実現するために、数百個のＡ／Ｄ変換器を内蔵するＩＣ（Integrated Circuit）をボード又は基板に実装することは回路の大規模化を招き、そのうえ、Ａ／Ｄ変換器をコントローラＩＣ又はコントローラＬＳＩ（Large Scale Integration）の内部に集積化することは、広大なチップ面積を要し実現不可能であるという課題がある。

第２の発明は、Ａ／Ｄ変換器等のアナログ信号処理を一切含めずに全てディジタル信号処理にすることにより、回路規模の縮小と集積化とを可能とし、光スイッチを大規模化可能な光スイッチ制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、この発明の光スイッチ制御装置は、角度位置に対応して静電容量が変化するミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、前記ミラーの静電容量を検出する静電容量検出手段と、前記静電容量検出手段によって検出された静電容量に基づいて前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、を備えることを特徴とする。

この発明の光スイッチ制御装置によれば、静電容量検出手段は、ミラーを角度制御したときの静電容量を検出し、処理手段は、フィードバックされた静電容量に基づいて駆動信号を補正するため、ミラーの実際の角度位置に対応して駆動信号を補正し高精度な角度制御を行えるようになる。
また、この発明の移動体制御装置は、移動位置に対応して静電容量が変化する移動体を移動制御する移動体制御装置において、前記移動体の静電容量を検出する静電容量検出手段と、前記静電容量検出手段によって検出された静電容量に基づいて前記移動体の移動位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、を備えることを特徴とする。

この発明の移動体制御装置によれば、静電容量検出手段は、移動体を移動制御したときの静電容量を検出し、処理手段は、フィードバックされた静電容量に基づいて駆動信号を補正するため、移動体の実際の移動量に対応して駆動信号を補正し高精度な移動制御を行えるようになる。
さらに、この発明の光スイッチ制御装置は、ミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、ミラーの角度位置に応じて変化する周期的信号を出力するミラー角度センサと、ミラー角度センサから出力された周期的信号の周期を検出する信号周期検出器と、信号周期検出器において検出された周期に基づいてミラーの角度位置を制御するコントローラとを備えることを特徴としている。

この発明の光スイッチ制御装置によれば、例えばＡ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換器等のアナログ信号処理が不要となり、全ての処理がディジタル信号処理になる。従って、回路規模の縮小と集積化とが可能となり、光スイッチの容量の大規模化が可能になる。
また、前記信号周期検出器は、ミラー角度センサから出力される周期的信号により多値状態を保持する多値状態保持部と、周期的信号よりも高速なシステムクロックを用いて多値状態保持部の多値状態の変化を検出する多値状態検出部とを備えて構成されてもよい。

このようにすれば、システムクロックに同期した信号を用いるので、コントローラＩＣにおける処理が容易になり、回路の大規模化および高速化を促進できる。さらに、一般的なディジタル回路（汎用ゲートアレイ，ＦＰＧＡ［Field Programmable Gate Array］等）により実現できるので低コスト化が図れる。

本発明にかかる光スイッチ制御装置によれば、ミラーの角度制御時の静電容量を検出し、この静電容量をフィードバックして前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する構成としたので、実際のミラーの角度位置に対応して高精度な角度制御が行えるという効果を奏する。
また、本発明にかかる移動体制御装置によれば、ミラー等の移動体の移動時の静電容量を検出し、この静電容量をフィードバックして前記移動体の移動位置変更時の駆動信号を補正する構成としたので、実際の移動体の移動状態に対応して高精度な移動制御が行えるという効果を奏する。特に、ミラー等の移動体の傾きが所定の角度（自己共振する容量）にならないように、ミラー等の移動体の傾きをフィードバック制御することで自己共振による残留振動を防止することができる。

さらに、本発明の光スイッチ制御装置によれば、角度センサを含む全ての角度フィードバック処理をディジタル化することができる。また、高速ディジタル周波数検出機能を１個のコントローラＩＣに集積化可能となり、回路規模および実装面積のいずれについても著しい低減できる。
また、本発明の光スイッチ制御装置は、システムクロックに同期した信号を用いるので、コントローラＩＣにおける処理が容易であり、回路の大規模化および高速化に適する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる光スイッチ制御装置および移動体制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。以下制御対象となる移動体がティルトミラーである光スイッチを例に説明する。
（実施の形態１）
はじめに、この発明の光スイッチの実施の形態１について説明する。図１は、この発明の実施の形態１に用いる光スイッチの構造を示す図である。光スイッチとしてＭＥＭＳ技術を適用して構成されたティルトミラーを側面から見た図を示している。図示のティルトミラー１は、表面が反射面とされたミラー２が軸３を中心として揺動可能である。ミラー２が水平な状態で角度は０°であり、図中点線で示す位置がミラー２の揺動方向である。ミラー２の揺動動作により、入射する光Ａの出射角度を任意の角度（ａ１，ａ２方向等）に切り換えて出射できる。この揺動方向は、図２６に示した正の角度領域であり、ミラー２の回転角度と静電容量Ｃは比例する（線形性を有する）領域のみを使用することになる。

図２は、実施の形態１における光スイッチの駆動部の構成を示すブロック図である。駆動部１０は、処理部１１と、Ｄ／Ａ変換器１２と、高電圧増幅器１３と、ミラー角度検出部１４によって構成されている。処理部１１は、ティルトミラー１の角度を切り換えるための角度に相当する駆動信号を出力する。この処理部１１は、ＣＰＵと角度制御プログラム、あるいは、ＦＰＧＡ，ＤＳＰ等によって構成される。処理部１１から出力された駆動信号は、Ｄ／Ａ変換器１２によりＤ／Ａ変換された後、高電圧増幅器（Ｈｉｇｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ａｍｐ）１３によりティルトミラー１を駆動可能な高電圧の駆動信号とされ、このティルトミラー１に供給される。

ミラー角度検出部１４は、高電圧増幅器１３が出力する駆動信号に基づき動作したミラー２の角度を検出する。ここで、ミラー角度検出部１４は、ミラー２自身の角度を直接検出するものではない。ミラー角度検出部１４は、ティルトミラー１の静電容量Ｃａ（図１参照）を検出し、この静電容量Ｃａの値をフィードバック量として処理部１１に帰還出力する。処理部１１はフィードバック制御により帰還されたこの静電容量Ｃａに基づき、駆動信号を補正して出力する。このように、駆動部１０は、ティルトミラー１の角度変更時に、出力する駆動信号をミラー２の静電容量Ｃａの変化に基づき補正して出力するフィードバック制御系の構成である。

図３は、実施の形態１におけるミラー角度検出部の具体的構成例を示す回路図である。図示のように、ミラー角度検出部１４は、コルピッツ型のＬＣ発振回路２０によって構成されている。高電圧増幅器１３が出力する駆動電圧は入力端子２１からコイルＬ２を介してトランジスタ（ＴＲ）ＩＣ１のコレクタに接続される。トランジスタＩＣ１のエミッタには抵抗Ｒ２とコンデンサＣ５の並列回路を介して負電源に接続されている。トランジスタＩＣ１のベースは、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ６の並列回路を介して接地端子（ＧＮＤ）２２に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介して負電源端子２３に接続されている。また、トランジスタＩＣ１の後段には、駆動電圧のライン（出力ライン）上にコイルＬ１と抵抗Ｒ１の直列回路が設けられ、駆動電圧と接地のライン間には、上記静電容量Ｃａを有し、その容量が可変可能な等価な容量可変コンデンサＣａとして配置してある。コイルＬ１、抵抗Ｒ１の後段には、コンデンサＣａと並列にコンデンサＣ２が設けられる。またトランジスタＩＣ１のベースと出力端子２４間にはコンデンサＣ４が接続され、出力端子２４にはコンデンサＣ３が直列接続されている。出力端子２４からは発振周波数に対応する位相を有する正弦波が出力される。

上記のＬＣ発振回路２０においては、ミラー２の角度変更に伴って静電容量Ｃａの値が変化し、出力端子２４から出力される出力信号の発振周波数が変化する。このＬＣ発振回路２０の発振周波数ｆ_LCを下記式（２）に示す。発振周波数ｆ_LCの変動要因は、コイルＬ１のインダクタンスＬ₁、ミラーの静電容量Ｃａ，Ｃｂ、トランジスタＩＣ１の出力アドミタンスｈ_oeと入力インピーダンスｈ_ieである。

ここで、ＬＣ発振回路２０の発振周波数と、ティルトミラー１自身の自己共振周波数の値が近い場合には、ミラー２が共振するため、ＬＣ発振回路２０の発振周波数をミラー２自身の共振周波数より大きくなるよう設定しておく。一例を示すと、ミラー２自身の共振周波数が１．２ｋＨｚのとき、ＬＣ発振回路２０の発振周波数は１００倍程度（１０ＭＨｚ）とする。

上記ＬＣ発振回路２０から出力された周波数成分を含む出力信号は、処理部１１にフィードバックされる。処理部１１は、この出力信号の周波数（正弦波の位相）に基づき、実際のミラー２の回転角度を検出する。なお、処理部１１は、ＣＰＵをプログラム実行させて回転角度の補正を行う。このため、ＬＣ発信回路２０と、処理部１１との間には、ＬＣ発振回路２０の出力である正弦波をパルスに変換するパルス変換部（不図示）が設けられる。図２６に示した回転角度θが正の角度を利用した場合、回転角度θに対応した静電容量Ｃ（Ｃａ）は比例（線形）した値が得られるため、発信周波数に基づいて正確な回転角度を検出できるようになる。処理部１１は、この検出した回転角度に基づいて駆動信号を補正し、Ｄ／Ａ変換器１２に出力する。

なお、駆動電圧が０Ｖのときには、ＬＣ発振回路２０の発振が停止して出力端子２４からの出力を得ることができないため、このときには負電源端子２３に対して駆動電圧に対して負の所定の電圧を印加することにより、駆動電圧が０Ｖのときにおける出力を確保できるようになる。
以上説明した実施の形態１によれば、ティルトミラーが有する静電容量を検出して、この静電容量の変化に基づきティルトミラーの回転角度を高精度に求めることができる。そして、この得られた回転角度をフィードバックして駆動信号を補正する構成であるため、フィードフォワード系に比して高精度にティルトミラーの回転角度を制御できるようになる。
（実施の形態２）
次に、この発明の実施の形態２の光スイッチについて説明する。実施の形態２に用いる光スイッチは、前述した図２４に示す構造である。図示のティルトミラー１２０は、表面が反射面とされたミラー２が中央の軸３を中心として図中矢印方向に揺動可能である。ミラー２の揺動動作により入射する光Ａの出射角度を任意の角度（ａ１，ａ２，ａ３方向）に切り換えて出射できるようになっている。

この実施の形態２では、ミラー角度検出部１４の構成が実施の形態１と異なる。実施の形態２における光スイッチの駆動部の構成は、図２とほぼ同じであり、説明を省略する。図４は、実施の形態２におけるミラー角度検出部の内部構成を示すブロック図である。実施の形態２におけるミラー角度検出部１４は、静電容量を検出する静電容量検出手段として機能する静電容量モニタ部４１と、静電容量比較部４２によって構成されている。静電容量モニタ部４１は、ティルトミラー１２０の揺動方向ａ１，ａ３それぞれの静電容量Ｃａ，Ｃｂを個別に検出し、それぞれの静電容量Ｃａ，Ｃｂに対応した周波数成分を含む駆動信号Ｆ１，Ｆ２を出力する。静電容量比較部４２は、駆動信号Ｆ１，Ｆ２を比較し、周波数の差の値を求め、これを補正値として処理部１１に出力する。そして、処理部１１は、静電容量比較部４２によって求められた補正値に基づいて駆動信号を補正し、Ｄ／Ａ変換器１２（図２参照）に出力する。

図５は、静電容量モニタ部の具体的構成例を示す回路図である。図示のように、静電容量モニタ部４１は、図３に示したコルピッツ型のＬＣ発振回路２０を差動接続して構成されている。前述したように、ティルトミラー１２０の角度変更制御を行うには、プラスの駆動電圧とマイナスの駆動電圧を同時に供給し、この駆動電圧の値に応じてミラー１２１の角度を制御することができる。一方のＬＣ発振回路５１は、図２４に示したティルトミラー１２０に対して正の駆動電圧（＋）側での静電容量Ｃａを検出し、他方のＬＣ発振回路５２は、負の駆動電圧（−）側での静電容量Ｃｂを検出する。

一方のＬＣ発振回路５１の構成を説明する。高電圧増幅器１３（図２参照）が出力するプラス（＋）の駆動電圧は入力端子２１ａからコイルＬ２を介してトランジスタ（ＴＲ）ＩＣ１のコレクタに接続される。トランジスタＩＣ１のエミッタには抵抗Ｒ２とコンデンサＣ５の並列回路を介して負電源に接続されている。トランジスタＩＣ１の後段には、駆動電圧のライン（出力ライン）上にコイルＬ１と抵抗Ｒ１の直列回路が設けられ、駆動電圧と接地のライン間には、上記静電容量Ｃａを有し、その容量が可変可能な等価な容量可変コンデンサＣａとして配置してある。コイルＬ１、抵抗Ｒ１の後段には、コンデンサＣａと並列にコンデンサＣ２が設けられる。またトランジスタＩＣ１のベースと出力端子２４ａ間にはコンデンサＣ４が接続され、出力端子２４ａにはコンデンサＣ３が直列接続されている。

他方のＬＣ発振回路５２は、ＬＣ発振回路５１と同様の構成であり、高電圧増幅器１３（図２参照）が出力するマイナス（−）の駆動電圧は入力端子２１ｂからコイルＬ４を介してトランジスタ（ＴＲ）ＩＣ２のコレクタに接続される。トランジスタＩＣ２のエミッタには抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１０の並列回路を介して負電源に接続されている。トランジスタＩＣ２の後段には、駆動電圧のライン（出力ライン）上にコイルＬ３と抵抗Ｒ３の直列回路が設けられ、駆動電圧と接地のライン間には、上記静電容量Ｃｂを有し、その容量が可変可能な等価な容量可変コンデンサＣｂとして配置してある。コイルＬ３、抵抗Ｒ３の後段には、コンデンサＣｂと並列にコンデンサＣ７が設けられる。またトランジスタＩＣ２のベースと出力端子２４ｂ間にはコンデンサＣ９が接続され、出力端子２４ｂにはコンデンサＣ８が直列接続されている。

そして、これらＬＣ発振回路５１，５２のトランジスタＩＣ１，ＩＣ２のベースは、共に抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１１の並列回路を介して接地端子（ＧＮＤ）２２に接続されるとともに、抵抗Ｒ５を介して負電源端子２３に接続されている。このように、静電容量モニタ部４１はＬＣ発振回路５１，５２の差動接続で構成されている。これにより、電源変動や温度変動などによる回路定数のバラツキを解消でき、高精度な角度制御を行うための出力を出力端子２４ａ，２４ｂから得ることができる。これら出力端子２４ａ，２４ｂからは、周波数成分を含む駆動信号Ｆ１，Ｆ２が出力される。この出力端子２４ａ，２４ｂから出力される駆動信号Ｆ１，Ｆ２は、発振周波数に対応する位相を有する正弦波が出力される。なお、ＬＣ発振回路５１，５２の後段には、駆動信号Ｆ１，Ｆ２である正弦波をパルスに変換するパルス変換部（不図示）が設けられ、後段の静電容量比較部４２に対して周波数に対応した位相を有するパルス状の駆動信号Ｆ１，Ｆ２が出力される。

なお、駆動電圧が０Ｖのときには、ＬＣ発振回路５１，５２の発振が停止して出力端子２４ａ，２４ｂからの出力を得ることができないため、このときには負電源端子２３に駆動電圧に対して負の所定の電圧を印加することにより、駆動電圧が０Ｖのときにおける出力を確保できるようになる。
また、駆動電圧は±２００Ｖ程度の高電圧であるため、ＬＣ発振回路５１，５２に用いるトランジスタＩＣ１，ＩＣ２には高耐圧トランジスタを用いることになる。これらトランジスタＩＣ１，ＩＣ２のコレクタ−エミッタ間の電流を低減するよう、抵抗Ｒ２，Ｒ４の値を大きく設定することにより、ＬＣ発振回路５１，５２の消費電力を低減化できる。

次に、静電容量比較部４２の内部構成について説明する。静電容量比較部４２には、前段に設けられた静電容量モニタ部４１が出力する駆動信号Ｆ１，Ｆ２が入力される。静電容量比較部４２は、これら駆動信号Ｆ１，Ｆ２にそれぞれ含まれる周波数の差分の値を取り、この差分の値を補正値として処理部１１にフィードバックする。
図６は、静電容量比較部の具体的構成例を示す回路図である。この図６に示す構成は、論理回路素子によって構成したものであり、２つのフリップフロップ（Ｄ型Ｆ／Ｆ）６１，６２と、否定論理和（ＮＡＮＤ）回路６３と、抵抗体６４，６５を用いて構成されている。Ｄ型Ｆ／Ｆ６１，６２のデータ入力端子は共にハイレベル「１」が供給され、クロック端子にそれぞれ駆動信号Ｆ１，Ｆ２が入力される。また、Ｄ型Ｆ／Ｆ６１のＱ出力は抵抗６４を介して出力端子６６に接続され、Ｄ型Ｆ／Ｆ６２の反転Ｑ出力は抵抗６５を介して出力端子６６に接続されている。また、Ｄ型Ｆ／Ｆ６１のＱ出力と、Ｄ型Ｆ／Ｆ６２のＱ出力はＮＡＮＤ回路６３を介してこれらＤ型Ｆ／Ｆ６１，６２のクリア端子に接続されている。図面には、Ｄ型Ｆ／Ｆ６１はＤ１、Ｄ型Ｆ／Ｆ６２はＤ２として記載してある。

図７は、図６に示す静電容量比較部における各部の出力波形を示すタイムチャートである。静電容量モニタ部４１によって検出された周波数成分を含む駆動信号Ｆ１，Ｆ２は、それぞれの周波数に対応したクロックとして入力される。Ｄ型Ｆ／Ｆ６１，６２はこれら駆動信号Ｆ１，Ｆ２の立ち上がりのタイミングでデータを保持し、Ｑ端子および反転Ｑ端子から出力する。この後、これら２つのＤ型Ｆ／Ｆ６１，６２のＱ端子の出力が共にローレベル「０」となったときに、Ｄ型Ｆ／Ｆ６１，６２の保持がクリアされる。以上のようにデータ保持とクリアを繰り返す。上記構成によれば、Ｄ型Ｆ／Ｆ６１，６２は、駆動信号Ｆ１，Ｆ２の位相の進み、および遅れに対応した極性を有し、駆動信号Ｆ１，Ｆ２の位相差に応じて出力するパルス幅が変化する。そして、これら２つのパルス幅の変化によって駆動信号Ｆ１，Ｆ２に含まれる周波数を比較する。抵抗６４，６５は、Ｄ型Ｆ／Ｆ６１のＱ出力と、Ｄ型Ｆ／Ｆ６２の反転Ｑ出力の和を所定の電圧値に変換する。出力端子６６は、位相の進み、あるいは遅れに対応した極性を有するパルスを出力する。図７に示す回路構成は、入力した駆動信号Ｆ１，Ｆ２の周波数を比較し、その差分を電圧として出力する。

上記構成によれば、図５に示す差動接続されたＬＣ発振回路５１，５２の出力端子２４ａ，２４ｂからはそれぞれ、ミラー１２１（図２４参照）の角度に対応した駆動信号Ｆ１，Ｆ２が出力され、図６に示す静電容量比較部４２では、これらの差分の値を求めて出力端子６６から出力する。このとき、図２６に示すように、ミラー１２１の角度が回転角度０°を中心としてプラス側のときには、回転角度と静電容量とが比例する線形領域を使用する。また、マイナス側のときには、回転角度と静電容量とが比例しない非線形領域を使用することになる。しかしながら、いずれの場合であっても、ＬＣ発振回路５１，５２を差動接続することにより、回転角度に対応した静電容量を正確に求めることができ、差分の値に基づいて駆動信号の補正値を正確に得ることができるようになる。処理部１１は、静電容量比較部４２の出力端子６６から出力された値を補正値として、Ｄ／Ａ変換器１２に出力する駆動信号を補正する。

そして、ティルトミラー１２０において、実際にミラー１２１の角度を変更する範囲は、プラス側の回転角度θが３〜４°程度であり、マイナス側の回転角度θは−２°程度であり、図２６に示した角度範囲のうち一部を使用することになる。特に、マイナス側の領域は角度範囲を限定している。このように、マイナス側の角度範囲においては、図２６に示したような回転角度と静電容量の関係が非線形ながらも定量化できる範囲を使用する。

以上説明した実施の形態２によれば、ティルトミラーの角度を静電容量の変化で検出し、この検出した値をフィードバックして駆動信号を補正する構成としたので、ティルトミラーに設定した角度変更範囲の全域に渡り、高精度な角度制御が行え、ミラーの残留振動も解消することができるようになる。特に、ティルトミラーの揺動方向全域であるプラス側の角度領域およびマイナス側の角度領域のいずれにおいても、精度良く角度制御できるようになる。
（実施の形態３）
次に、この発明の光スイッチの実施の形態３について説明する。実施の形態３では、実施の形態１および実施の形態２において説明した、ミラー角度検出部１４の他の構成例について説明する。はじめに、図８は、静電容量モニタ部の他の構成例を示す回路図である。図８に示す構成は、水晶振動子ＩＣ３を備え、図２４に示したティルトミラー１２０の角度制御に適用することができる。すなわち、図５に示したＬＣ発振回路５１，５２に代えて設けることができる。水晶振動子ＩＣ３の前後には、それぞれティルトミラー１２０の静電容量Ｃａ，Ｃｂが並列接続され、反転素子（ＮＯＴ）ＩＣ２と水晶振動子ＩＣ３により、ミラー１２１の角度変更時、静電容量Ｃａ，Ｃｂの値に対応した共振周波数の信号が出力端子２４から出力される。

この出力端子２４から出力される信号は共振周波数に対応した周期を有する正弦波であり、図示しないパルス変換部を介して処理部１１に直接フィードバック出力される。このような構成時には、ミラー角度検出部１４は、図８に示す構成の静電容量モニタ部４１だけで構成することができ、図４記載の静電容量比較部４２の構成は不要となる。したがって、処理部１１では、入力されたパルスの位相を補正値としてＤ／Ａ変換器１２に出力する駆動信号を補正する。

また、図９は、静電容量モニタ部の他の構成例を示すブロック図である。図９に示す構成は、周波数スイーパー９１と、ＬＣ共振回路９２を備え、図２４に示したティルトミラー１２０の角度制御に適用することができる。すなわち、図５に示したＬＣ発振回路５１，５２に代えて設けることができる。周波数スイーパー９１は発生した信号の周波数を走査してＬＣ共振回路９２に供給する。ＬＣ共振回路９２は、入力端子２１ａ，２１ｂから駆動信号が入力され、コイルＬと、コンデンサＣａ，ＣｂのＬＣ共振により所定の共振周波数を得る。コンデンサＣはティルトミラー１２０の静電容量Ｃａ，Ｃｂに相当する。ミラー１２１の角度変更時、周波数スイーパー９１による周波数走査によりＬＣ共振回路９２の出力端子２４ａ，２４ｂからは静電容量Ｃａ，Ｃｂに基づき共振周波数に対応した周期を有する正弦波の駆動信号Ｆ１，Ｆ２が出力される。駆動信号Ｆ１，Ｆ２は、図示しないパルス変換部を介して静電容量比較部４２に出力される。

次に、図１０は、静電容量比較部の他の構成例を示すブロック図である。図１０に示す静電容量比較部４２の構成は、静電容量モニタ部４１が出力する駆動信号Ｆ１，Ｆ２に含まれる周波数の差分（位相）をカウンタを用いて検出するものである。位相検出器１０１は、駆動信号Ｆ１，Ｆ２それぞれに含まれる周波数の位相差を検出し、一定位相差でパルスを発出する。カウンタ１０２は、位相検出器１０１から出力されたパルス数をカウントする。このカウンタ１０２は、駆動信号Ｆ１，Ｆ２間の位相差に応じたカウント値を出力する。カウンタ１０２が出力するカウント値は、処理部１１にフィードバックされる。処理部１１では、カウント値を補正値として駆動信号を補正し、Ｄ／Ａ変換器１２（図２参照）に出力する。

また、図１１は、静電容量比較部の他の構成例を示すブロック図である。図１１に示す静電容量比較部４２には、静電容量モニタ部４１が出力する駆動信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれタイマ１１１ａ，１１１ｂに入力される。タイマ１１１ａ，１１１ｂは、駆動信号Ｆ１，Ｆ２のパルス幅を成形してスイッチ１１２ａ，１１２ｂに出力する。スイッチ１１２ａ，１１２ｂは、成形したパルス幅によって基準電流源１１３ａ，１１３ｂのオン／オフを切り換え制御する。スイッチ１１２ａ，１１２ｂによって切り換え制御された電流は、Ｉ／Ｖ変換部１１４ａ，１１４ｂに入力され電圧変換される。Ｉ／Ｖ変換部１１４ａ，１１４ｂに流れる電流（電荷量）は、駆動信号Ｆ１，Ｆ２のパルス周波数に比例する。コンパレータ１１５は、電圧変換された駆動信号Ｆ１，Ｆ２の周波数の差分を処理部１１に出力する。

以上説明した実施の形態３のように、ミラー角度検出部１４を構成する静電容量モニタ部４１と、静電容量比較部４２は、各種の構成を採ることができ、いずれにおいてもティルトミラー１２０の角度変更に伴う静電容量の変化を検出して精度良い補正値を処理部１１に出力することができる。
以上説明した光スイッチ制御装置によれば、ティルトミラーの角度変更に伴う静電容量の変化を検出し、駆動信号を出力する処理部に対して補正値をフィードバックすることにより、処理部は、入力された補正値に基づいて駆動信号を正確に補正することができ、駆動時の残留振動を低減させ、光切り換えを精度良く制御できるようになる。

なお、上述した各実施の形態では、制御対象である移動体をティルトミラーを備えた光スイッチを例に説明したが、ＭＥＭＳ技術等により微少な移動体を移動制御する構成であれば同様に適用することができ、高精度な移動制御が行えるようになる。特に、ミラー等の移動体の傾きが所定の角度（自己共振する容量）にならないように、ミラー等の移動体の傾きをフィードバック制御することで自己共振による残留振動を防止することができる。
（実施の形態４）
次に、この発明の光スイッチの実施の形態４について説明する。

図１２は実施の形態４における光スイッチの構成図である。この図１２に示す光スイッチ３０は、入力されたｎチャネル（ｎは自然数を表す。）の単波長光をチャネル毎に切り換えし、切り換えたｎチャネルの単波長光を任意の出力チャネルに出力するものである。すなわち、光スイッチ３０は、光交換機能を有し、入力ポートのｎチャネルの信号光λ１〜λｎの任意の信号光λｊ（ｊは１〜ｎを表す。）を、ｎチャネルの任意の出力ポートに切り換える。

ここで、信号光交換部３１は、入力信号光のパスをいずれかの出力信号光のパスに切り換えて信号光を出力するものである。また、光スイッチ制御装置３６は、信号光交換部３１に設けられたｎ個のミラー（以下に示すＭＥＭＳミラー３３）と、ｎ個のミラーに駆動電圧を供給する駆動電極間の静電容量に基づいて各ミラー面の角度位置を制御するものであって、光スイッチ光学系３２と、静電容量２８ａ，２８ｂとをそなえて構成されている。

図１３は光スイッチ光学系３２の一例を示す斜視図である。この図１３に示す光スイッチ光学系３２は、ｎ波の信号光のそれぞれが入力されるレンズ（集光レンズ）４６がアレイ（格子）状に配置された入力コリメータアレイ３１ａと、この入力コリメータアレイ３１ａのｎ個のレンズ４６のそれぞれから出力される信号光を所定角で反射するｎ個のＭＥＭＳミラー（ティルトミラー）３３がアレイ状に配置された入力ミラーアレイ３１ｂと、この入力ミラーアレイ３１ｂのｎ個のＭＥＭＳミラー３３のそれぞれにおいて反射された信号光を更に所定角で反射するｎ個のＭＥＭＳミラー３３がアレイ状に配置された出力ミラーアレイ３１ｃと、出力ミラーアレイ３１ｃのｎ個のＭＥＭＳミラー３３にて反射された複数の信号光を集光するｎ個のレンズ４６がアレイ状に配置された出力コリメータアレイ３１ｄとをそなえて構成されている。

ここで、ｎ個のＭＥＭＳミラー３３は、いずれも、設定駆動電圧に応じて角度位置を変動可能なものであり、また、各ミラー面の角度位置は、ＭＥＭＳミラー３３自身−駆動電極（図示省略）間の静電容量に基づいて変動可能である。入力ミラーアレイ３１ｂと出力ミラーアレイ３１ｃとは、いずれも、図１３に示す直角二等辺三角形を表す仮想線上に、両アレイ面が直角になるように立設されており、また、ｎ個のＭＥＭＳミラー３３をアレイ面上に設けている。

また、２ｎ個のＭＥＭＳミラー３３の角度（傾斜角度）は、後述する傾斜角設定テーブル（図１６）に基づいて決定され、さらに、傾斜角は２軸制御によって所望の角度にダイナミックに調整可能になっている。なお、傾斜角を最適な角度からずらすことにより、信号光の損失を調整することも可能である。
ここで、入力側チャネル（例えば１）と出力側チャネル（例えば１７６）との対応関係を、（１，１７６）と表すと、光スイッチ光学系３２において、例えばパス（１，３）の信号光は、入力コリメータアレイ３１ａにて集光され、集光された信号光は、入力ミラーアレイ３１ｂのパス（１，３）に位置するＭＥＭＳミラー３３において反射され、反射された信号光は、出力ミラーアレイ３１ｃのパス（１，６）に位置するＭＥＭＳミラー３３にて再度反射され、出力コリメータアレイ３１ｄのパス（１，６）に相当するレンズ４６から出力され、入力ポートと異なるポートから出力される。これにより、パス（１，３）の信号光が、パス（１，６）にスイッチされるのである。

ＭＥＭＳミラー３３の構造について更に詳述する。
図１４（ａ）は実施の形態４におけるＭＥＭＳミラー３３の上面図である。この図１４（ａ）に示すＭＥＭＳミラー３３は、例えば円形のミラー３３ａと、環状の内側支持枠３３ｂと、円形のくり抜き穴を設けた外側支持枠３３ｃとをそなえ、ミラー３３ａが２本のトーションバー（支軸）３４ａ，３４ｂにより可動になっている。このミラー３３ａは、トーションバー（第１のトーションバー）３４ａを介して内側支持枠３３ｂに取り付けられており、ミラー３３ａの右端部と左端部とが、トーションバー３４ａを中心として、紙面垂直方向にそれぞれ逆方向に揺動可能になっている。さらに、内側支持枠３３ｂは、上記トーションバー３４ａの設置方向と垂直方向に交差する方向に設けられたトーションバー（第２のトーションバー）３４ｂを介して外側支持枠３３ｃに取り付けられている。そして、内側支持枠３３ｂの上側端部と下側端部とが、トーションバー３４ｂを中心として、紙面垂直方向にそれぞれ逆方向に揺動できるようになっている。

ＭＥＭＳミラー３３の下部に、電極７０ａ〜７０ｄが設けられており、電極７０ａ，７０ｂのペアと電極７０ｃ，７０ｄのペアとが独立に２軸制御されるようになっている。そして、ＭＥＭＳミラー３３は、プラス（又はマイナス）の駆動電圧を印加された電極側に静電気力により所望角だけ傾斜し揺動可能になっている。電極７０ａ，７０ｂがトーションバー３４ａを軸として紙面垂直方向に所定距離揺動し、また、電極７０ｃ，７０ｄはトーションバー３４ｂを軸として紙面垂直方向に所定距離揺動するのである。

また、ミラー３３ａは、トーションバー３４ａ，３４ｂの各中心線の回りの異なる円周方向に揺動可能であるとともに、ミラー面は所望の角度を保った状態を維持できるようになっており、これにより、２本のトーションバー３４ａ，３４ｂのそれぞれの中心軸周囲の揺動量がそれぞれ独立して２軸制御される。また、ミラー３３ａ，２本のトーションバー３４ａ，３４ｂ，内側支持枠３３ｂおよび外側支持枠３３ｃは導体部材により形成されており、これらの導体部材は、接地ＧＮＤに対して静電容量を有する。

なお、ミラー３３ａ，内側支持枠３３ｂ，外側支持枠３３ｃの形状は種々のものを用いることができる。
図１５は実施の形態４における他のＭＥＭＳミラーの上面図であり、この図１５に示すＭＥＭＳミラー３５は、上記のミラー３３ａ，内側支持枠３３ｂ，外側支持枠３３ｃのそれぞれと同等のミラー３５ａ，内側支持枠３５ｂ，外側支持枠３５ｃをそなえるとともに、トーションバー３４ａ，３４ｂをそなえて構成され、２軸制御によって、ミラー面は所望の角度を保った状態を維持できる。また、ミラー３５ａ，内側支持枠３５ｂ，外側支持枠３５ｃ，トーションバー３４ａ，３４ｂの全部又は一部は、接地ＧＮＤに対して静電容量を有する導体部材からなる。このミラー３３ａの裏面に、一対の電極が２個設けられている。なお、ＭＥＭＳミラー３５は、上述のＭＥＭＳミラー３３についての機能，動作と同一であり、また、以下に述べるＭＥＭＳミラー３３についての機能，動作と同一であるので重複説明を省略する。

次に、ミラー３３ａの静電容量について図１４（ｂ）を参照して説明する。
図１４（ｂ）は実施の形態４におけるＭＥＭＳミラー３３の断面図である。この図１４（ｂ）に示す断面は、図１４（ａ）に示すＡＢ間の断面を表示し、また、参照のために、ＭＥＭＳドライバ１５ａ，１５ｂを表示している。この図１４（ｂ）に示すミラー３３ａは、ほぼ平坦なミラー面を有し電気的に接地されており、また、ミラー３３ａの下側に基板２７が設けられている。この基板２７上には、プラスの駆動電極（正電極）２７ａとマナスの駆動電極（負電極）２７ｂとが設けられ、プラスの駆動電極２７ａとミラー３３ａとの対向により静電容量ＣＰ（符号２８ａが付されたもの）が形成され、また、マイナスの駆動電極２７ｂとミラー３３ａとの対向により静電容量ＣＮ（符号２８ｂが付されたもの）が形成されている。さらに、プラスおよびマイナスの各駆動電極２７ａ，２７ｂは、プラス（＋）およびマイナス（−）の各ＭＥＭＳドライバ１５ａ，１５ｂから出力される駆動電圧が加えられている。各ＭＥＭＳドライバ１５ａ，１５ｂは、いずれも、入力された駆動信号に応じた駆動電圧を出力する。この駆動信号は、以下に述べるコントローラ３７によって入力され、これにより、ミラー３３ａの角度位置がフィードバック制御されるようになっている。

次に、図１２に示す光スイッチ制御装置３６は、光パスを設定するための制御信号に基づいてプラスおよびマイナスの各ディジタル駆動信号を出力するコントローラ３７と、このコントローラ３７からの各ディジタル駆動信号をアナログ駆動信号に変換する２個のＤ／Ａ変換器（ＤＡコンバータ）１２と、これらのＤ／Ａ変換器１２から出力される各アナログ駆動信号に基づいて各駆動電圧を信号光交換部３１内の光スイッチ光学系３２に加えるプラスおよびマイナスの各ＭＥＭＳドライバ１５ａ，１５ｂと、内部コイルとＭＥＭＳミラー（光スイッチ光学系３２内）の角度位置により決定される静電容量とによってＬＣ発振された発振周波数（ディジタル周波数：周期信号）を出力する発振器型容量センサ（ミラー角度センサ）１６と、発振器型容量センサ１６から出力されるディジタル周波数を検出し検出したディジタル周波数をコントローラ３７に入力するディジタル周波数検出部１７と、上記の光スイッチ光学系３２から出力される信号光のパワーをモニタする光パワーモニタ部１８と、光パワーモニタ部１８にてモニタされたパワー値をディジタルパワー値データに変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤコンバータ）１２ａとをそなえて構成されている。

ここで、コントローラ３７は、入力光パス（入力ポート）と出力光パス（出力ポート）とを対応付けた傾斜角設定テーブル４５（図１６）を有し、システム（例えばシステムの主制御部［図示省略］）等によって角度設定データ（光パス設定用制御信号）が入力されると、傾斜角設定テーブル４５の保持データに基づいて、光パス設定用の制御信号を出力する。なお、この角度設定データは、予め管理者が上記保持データを記録した記録媒体から上記保持データを、コントローラ３７が読み込むようにもできる。この光パス設定用の制御信号は、光パスの識別番号又は入出力光パス番号等のデータを含む。

また、コントローラ３７は、ＰＩＤ（Proportional plus Integral plus Derivative Control：比例，積分，微分）制御を用いてミラーの角度位置を制御する。このＰＩＤ制御の定義例は、比例動作，積分動作，微分動作の３種類の制御動作を組み合わせた制御方法である。この３種類の制御動作とは、コントローラ３７がミラー面の角度を調整した時点において、ミラー面の実際の角度と光パス設定用の制御信号に含まれるミラー面の目標角度との間にずれ（偏差）が生じている場合の制御動作である。この制御動作は、（ｉ）ず
れの変動に即座に追従する動作（比例動作）と、（ｉｉ）実角度と目標角度との各値が一致するまで制御を継続する動作（積分動作）と、（ｉｉｉ）ずれの変化量（変化率）に基づいて予測した将来の角度位置に対応する予測追従する動作（微分動作）との３種類である。

図１６は実施の形態４におけるコントローラ３７（図１２等）の傾斜角設定テーブル４５の一例を示す図である。この図１６に示す傾斜角設定テーブル４５は、各光パスについて、入力ポート番号と、出力ポート番号と、Ｘ軸の制御角Ｘ１，Ｘ２と、Ｙ軸の制御角Ｙ１，Ｙ２とをそれぞれ関連付けて保持したものである。例えば、入力ポート，出力ポートがそれぞれ（１，３），（１，６）の場合、入力側ミラー，出力側ミラーのＸ軸がそれぞれプラスＸ１度，プラスＸ２度であり、また、入力側ミラー，出力側ミラーのＹ軸がそれぞれマイナスＹ１度，マイナスＹ２度である。これらの２軸制御情報が通知され、この制御情報に基づいて駆動電圧が増減されるようになっている。

次に、図１２に示す発振器型容量センサ１６は、図３に示すコルピッツ型のＬＣ発振回路２０を用いることができ、図３に示す容量可変コンデンサ（可変キャパシタ）Ｃａは、駆動電圧のライン（出力ライン）に設けられたコイル（インダクタ）Ｌ２，Ｌ１等によってＬＣ発振する。
図１７（ａ）〜図１７（ｃ）はそれぞれ実施の形態４におけるＭＥＭＳドライバ１５ａ，１５ｂおよび発振器型容量センサ（容量センサと表示されたもの）１６の動作を説明するためのタイムチャートである。ＭＥＭＳドライバ１５ａ，１５ｂは、コントローラ３７から、図１７（ａ）に示す角度設定値θ１を通知されると、図１７（ｂ）に示すアナログ電圧Ｖ１を出力する。

そして、このＬＣ発振により、出力端子２４（図３等）からＭＥＭＳミラー３３ａの傾斜角度（図１４（ａ））に対応する発振周波数を有する正弦波（余弦波の意味を含む。）が出力される。この出力は、図１７（ｃ）に示す容量センサ出力であって、図１７（ｃ）中では、簡略化のためパルス状に整形した波形として示す。この発振周波数は角度の変化にともなって変化する。この正弦波がこの発明の周期的信号として機能するのである。

出力された正弦波は、所定閾値より大きい又は小さいレベルの波形が入力された場合にそれぞれ「１」又は「０」を出力する素子（例えばコンパレータ）に入力され所定幅のパルスに整形されるように構成することもできる。
なお、周期的信号の波形は、発振器型容量センサ１６（図１２）の後段に設けられたディジタル周波数検出部１７が、波形の周期的なオンオフを検出できる波形を用いることができ、例えば三角波等を用いることができる。

図１８は実施の形態４におけるディジタル周波数検出部１７のブロック図である。この図１８に示すディジタル周波数検出部１７は、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）１７ａと、エッジ検出部１７ｂと、カウンタ１７ｃとをそなえて構成されている。フリップフロップ１７ａは、発振器型容量センサ１６（図１２）から出力される周期的信号により１又は０の２値状態を更新するものであって、多値状態保持部として機能しており、発振器型容量センサ１６から入力される周期的信号データを保持する。そして、この保持された周期的信号データが、高速なシステムクロックのタイミングで読み出されるようになっている。

なお、多値状態保持部（図示省略）は、２値状態「１」又は「０」を保持する、複数のフリップフロップ１７ａが結合された例えば論理素子等を用いることができ、この論理素子を用いて３値以上の状態を保持することができる。
図１９（ａ）〜図１９（ｄ）はそれぞれ実施の形態４におけるディジタル周波数検出部１７の動作を説明するためのタイムチャートである。この図１９（ａ）に示す発振器型容量センサ１６の出力波形は所定周波数でオフオンしており、図１９（ｂ）に示すシステムクロック波形は発振器型容量センサ１６の出力の速度よりもきわめて早い周期を有する波形である。この図１９（ａ）に示す発振器型容量センサ１６の出力波形は、図１７（ｃ）に示す発振器型容量センサ１６の出力波形のＴ１と付した時間の波形を拡大したものである。

そして、図１９（ｃ）に示すフリップフロップ（Ｆ／Ｆ：２値状態保持部）１７ａの波形はシステムクロックに同期したものである。
さらに、図１８に示すエッジ検出部１７ｂは、周期的信号よりも高速なシステムクロックを用いてフリップフロップ１７ａの２値状態の変化を検出するものであって、多値状態検出部として機能している。このエッジ検出部１７ｂは、フリップフロップ１７ａの立ち上がりエッジ又はフリップフロップ１７ａの立ち下がりエッジを検出し、そのパルス数をカウントし、そして、図１９（ｄ）に示すように、容量センサ出力（図１９（ａ））の周期的信号に等しい周波数を検出できる。この図１９（ｄ）に示す発振器型容量センサ１６の出力波形のＴ１と付した時間は、図１９（ａ）を参照して後述する。

なお、ディジタル周波数検出部１７とコントローラ３７とが同一の半導体チップに集積化されて構成されることが好ましく、このようにすれば、チップの小型化が図れる。
従って、本発明の光スイッチ制御装置３６は、ミラーの角度位置に応じて変化する周期的信号（ディジタル周波数）を出力する発振器型容量センサ（ミラー角度センサ）１６と、この発振器型容量センサ１６から出力された周期的信号の周期を検出するディジタル周波数検出部（信号周期検出器）１７と、ディジタル周波数検出部１７において検出された周期に基づいてミラー３３ａ（図１４（ｂ）等）の角度位置を制御するコントローラ３７とをそなえて構成されている。

また、本発明の光スイッチ制御装置３６によれば、例えばＡ／Ｄ変換器１２ａ等のアナログ信号処理が不要となり、全ての処理がディジタル信号処理になる。従って、回路規模の縮小と集積化とが可能となり、光スイッチ３０（図１２参照）の容量の大規模化が可能になる。
このような構成によって、本発明の光スイッチ制御装置３６の動作について図２０を参照して詳述する。

図２０は実施の形態４における光スイッチ制御装置３６の動作を説明するためのフローチャートである。まず、光スイッチ制御装置３６のコントローラ３７は、光パスの初期値を設定し（ステップＡ１）、角度調整を開始する（ステップＡ２）。この調整は、発振器型容量センサ１６からのモニタ値を参照した状態で行われ、角度位置が光パス設定値になるまでの間、ＮＧと付されたフローを通り、角度調整および角度モニタが繰り返される。そして、角度調整が光パス設定値になったことが検出されると、ステップＡ３における角度調整は終了する。

そして、ＯＫと付されたフローを通り、コントローラ３７は、光パワー調整を開始する（ステップＡ４）。ここで、光パワー値が設定値になるまで、ＮＧと付されたフローを通り、調整が続行される（ステップＡ５）。そして、光パワー値が設定値になると、ステップＡ５のＯＫと付されたフローを通り、光パスの設定が完了する（ステップＡ６）。
このように、角度センサ（発振器型容量センサ１６）によるフィードバック制御が行われるので、従来技術を用いた場合と同様に、約０．１°〜０．０１°の角度制御が可能となり、また、光スイッチ光学系３２（図１２）において温度変化によって発生するずれ量が、ダイナミックかつ自動的に補正可能となる。

また、このように、光スイッチ光学系３２において、発振器型容量センサ１６によるフィードバック制御と、光フィードバックとが行われる。
実施の形態４における光スイッチ制御装置３６は、一般的な光スイッチ制御装置３６と異なり、発振器型容量センサ１６（ミラー角度検出部）からコントローラ３７へのフィードバック制御が常時可能である。

ここで、この発明と、従来の技術とを比較する。
図２１（ａ）は一般的な光スイッチ制御装置のブロック図である。この図２１（ａ）に示す光スイッチ制御装置４７ｄの静電容量センサ（例えば増幅器型容量センサ）４７ｂは、ミラー３３ａの角度位置を検出すると、その検出信号はサンプルホールド回路４７ｃおよびＡ／Ｄ変換器１２ａをそれぞれ介してディジタル信号に変換されてコントローラ４７ａに入力されている。

一方、図２１（ｂ）は本発明の光スイッチ制御装置３６のブロック図である。この図２１（ｂ）に示す光スイッチ制御装置３６は、発振器型容量センサ（発振器型容量センサ回路，静電容量モニタ手段）１６と、ディジタル周波数検出部１７（ディジタル周波数検出回路，静電容量検出手段）とをそなえ、ミラー角度検出部（発振器型容量センサ１６）からコントローラ３７へのフィードバック制御部分が全てディジタル化されたものである。

これにより、Ａ／Ｄ変換器１２ａ，Ｄ／Ａ変換器１２においてアナログ信号処理が行われずに、従来の技術と同一の機能が実現される。従って、この発明によれば、回路規模の縮小と集積化とが可能となり、光スイッチ３０を大規模化できる。
このように、実施の形態４に係る発明は、ｎ個の入力ポートからの光を任意のポートに切り換えて出力可能である。さらに、この発明は、入力ＷＤＭ光を入力ミラーアレイ３１ｂ（図１３参照）および出力ミラーアレイ３１ｃのそれぞれにおいて分離された単波長光を順次反射して出力ポートから出力する。
（実施の形態５）
電磁駆動型のＭＥＭＳミラーに対し、ミラー角度検出部として発振器型インダクタンスセンサを用いることもできる。

実施の形態５におけるミラーの上面は、例えば図２２（ａ）に示すような形状を有し図１４（ａ）に示すものと同一なので重畳説明を省略する。
図２２（ａ）は実施の形態５におけるＭＥＭＳミラーの上面図であり、図２２（ｂ）は図２２（ａ）に示すＭＥＭＳミラーのＡＣについての断面図である。この図２２（ｂ）に示す永久磁石（磁石）５０がミラー３３ａの上部に設けられ、また、ミラー３３ａの裏面に、一対の電極が２個設けられている。永久磁石５０の下端部がＮ極である場合の構成例が示されている。ここで、永久磁石５０の下端部から垂直下方に、磁束密度Ｂが発生している。換言すれば、磁界（磁場）の強さＨは、永久磁石５０側が大きく、基板２７側が小さい。

そして、ミラー３３ａの基板２７側の面には、駆動コイル３８ａ，３９ａが取り付けられ、また、基板２７のミラー３３ａ側の面には、センスコイル３８ｂ，３９ｂが形成されている。そして、駆動コイル３８ａおよびセンスコイル３８ｂは、それぞれ、自己インダクタンスＬ１＋（Ｌ１プラス）およびＬ２＋を有し、また、駆動コイル３９ａおよびセンスコイル３９ｂは、それぞれ、自己インダクタンスＬ１−（Ｌ２マイナス）およびＬ２−を有する。駆動コイルに駆動信号となる低周波の交流電流が流れることにより、起動コイルは永久磁石５０による磁束密度Ｂに従って電磁力を生じ、ミラー角度が傾斜する。センスコイルは駆動コイルとの間に、角度に従って変動する相互インダクタンスＭを有し、相互インダクタンスの検出による角度のセンシングを行う。

図２３は実施の形態５におけるミラー角度検出部の具体的構成例を示す回路図である。
この図２３に示すミラー角度検出部１４は、ハートレー型発振回路として動作するものである。具体的には、ミラー３３ａは、発振周波数を得るため、発振器型インダクタンスセンサとして機能している。ここで、角度変化によって図２２に示す駆動コイルとセンスコイルとの間における相互インダクタンスＭが変化し、これにより、式（３）で表される発振周波数ｗが出力される。

なお、永久磁石５０の下端部がＳ極でもよい。磁束密度Ｂの発生方法は、電線又は導体棒を紙面裏側に２個のセンスコイルと平行になるように設け、紙面左側から右側に対して定常電流を流す方法や、あるいは、ソレノイドコイル（図示省略）の中心軸をミラーの鉛直方向に設けた状態でソレノイドコイルに電流を流す方法等を用いることができる。
このように、ミラー角度センサが、ミラー３３ａの角度位置の変動に起因するインダクタンスの変化に応じて周期的信号を変化させる発振器型インダクタンスセンサを用いて構成することができる。
（付記１）角度位置に対応して静電容量が変化するミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
前記ミラーの静電容量を検出する静電容量検出手段と、
前記静電容量検出手段によって検出された静電容量に基づいて前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。
（付記２）角度位置に対応して静電容量が変化するミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
プラスおよびマイナスの駆動電圧を有する駆動信号に基づき、該駆動信号の駆動電圧の値に対応した角度位置に移動するミラーと、
前記プラスおよびマイナスの駆動電圧の駆動信号をそれぞれ前記ミラーに供給したとき、前記プラスの駆動電圧の駆動信号により得られる第１の静電容量と、前記マイナスの駆動電圧の駆動信号により得られる第２の静電容量と、をそれぞれ検出する静電容量検出手段と、
前記静電容量検出手段によって検出された前記第１の静電容量および前記第２の静電容量に基づいて前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。
（付記３）角度位置に対応して静電容量が変化するミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
プラスおよびマイナスの駆動電圧を有する駆動信号に基づき、該駆動信号の駆動電圧の値に対応した角度位置に移動するミラーと、
前記プラスおよびマイナスの駆動電圧の駆動信号をそれぞれ前記ミラーに供給したとき、前記プラスの駆動電圧の駆動信号により得られる第１の静電容量と、前記マイナスの駆動電圧の駆動信号により得られる第２の静電容量と、をそれぞれ検出する静電容量検出手段と、
前記静電容量検出手段によって検出された前記第１の静電容量と、前記第２の静電容量値の差分を求める静電容量比較手段と、
前記静電容量比較手段によって求められた静電容量の値の差分の信号に基づいて前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。
（付記４）前記静電容量検出手段として、前記静電容量の変化に基づき発信周波数が変化する発振回路を用いたことを特徴とする付記１〜３のいずれか一つに記載の光スイッチ制御装置。
（付記５）前記静電容量検出手段として用いられる発振回路は、静電容量の変化に基づき発振周波数が変化するＬＣ発振回路であることを特徴とする付記４に記載の光スイッチ制御装置。
（付記６）前記静電容量検出手段として用いられるＬＣ発振回路は、静電容量の変化に基づき発振周波数が変化するコルピッツ発振回路であることを特徴とする付記５に記載の光スイッチ制御装置。
（付記７）前記静電容量検出手段は、
前記静電容量の変化に基づき共振周波数が変化する共振回路と、
前記共振回路を共振させるために走査した周波数を前記共振回路に供給する周波数スイーパーと、
を備えたことを特徴とする付記１〜３のいずれか一つに記載の光スイッチ制御装置。
（付記８）前記静電容量検出手段として、前記静電容量の変化に基づき前記第１の静電容量に対応した第１の発信周波数と、前記第２の静電容量に対応した第２の発信周波数をそれぞれ出力する発振回路を用い、
前記静電容量比較手段として、前記静電容量検出手段から出力された前記第１の発信周波数と、前記第２の発信周波数との差分を求める周波数比較回路を用いたことを特徴とする付記３に記載の光スイッチ制御装置。
（付記９）前記静電容量比較手段として用いる周波数比較回路は、前記静電容量検出手段から出力された前記第１の発信周波数と、前記第２の発信周波数のそれぞれの位相の進みと遅れに対応して異なる極性の信号を出力し、
前記処理手段は、前記静電容量比較手段から出力された差分の値と極性の信号に基づいて前記駆動信号を補正することを特徴とする付記８に記載の光スイッチ制御装置。
（付記１０）前記静電容量比較手段として用いる周波数比較回路は、前記静電容量検出手段から出力された前記第１の発信周波数と、前記第２の発信周波数を対応する電圧に変換する周波数−電圧変換手段を備え、
前記処理手段は、前記静電容量比較手段から出力された差分の値の電圧に基づいて前記駆動信号を補正することを特徴とする付記９に記載の光スイッチ制御装置。
（付記１１）前記ミラーは、中央が軸支され双方向に揺動可能な一端および他端を有し、該一端と該一端に対向する第１の駆動電極との間に前記第１の静電容量を有し、前記他端と該他端に対向する第２の駆動電極との間に前記第２の静電容量を有することを特徴とする付記１〜１０のいずれか一つに記載の光スイッチ制御装置。
（付記１２）移動位置に対応して静電容量が変化する移動体を移動制御する移動体制御装置において、
前記移動体の静電容量を検出する静電容量検出手段と、
前記静電容量検出手段によって検出された静電容量に基づいて前記移動体の移動位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
を備えることを特徴とする移動体制御装置。

（付記１３）ミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
前記ミラーの角度位置に応じて変化する周期的信号を出力するミラー角度センサと、
前記ミラー角度センサから出力された周期的信号の周期を検出する信号周期検出器と、
前記信号周期検出器において検出された周期に基づいて前記ミラーの角度位置を制御するコントローラと、
を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。

（付記１４）前記信号周期検出器が、
前記ミラー角度センサから出力される周期的信号により多値状態を保持する多値状態保持部と、
前記周期的信号よりも高速なシステムクロックを用いて前記多値状態保持部の多値状態の変化を検出する状態検出部とを備えて構成されたことを特徴とする付記１３に記載の光スイッチ制御装置。

（付記１５）前記信号周期検出器と前記コントローラとが同一の半導体チップに集積化されて構成されたことを特徴とする付記１３に記載の光スイッチ制御装置。
（付記１６）前記ミラー角度センサが、
前記ミラーの角度位置の変動に起因する静電容量の変化に応じて前記周期的信号を変化させる発振器型静電容量センサを用いて構成されたことを特徴とする付記１３に記載の光スイッチ制御装置。

（付記１７）前記ミラー角度センサが、
前記ミラーの角度位置の変動に起因するインダクタンスの変化に応じて前記周期的信号を変化させる発振器型インダクタンスセンサを用いて構成されたことを特徴とする付記１３に記載の光スイッチ制御装置。

以上のように、本発明にかかる光スイッチ制御装置および移動体制御装置は、ＭＥＭＳ等の微少な機構を有するミラー等の移動体を高精度に移動制御するものに適用して有用であり、特に、ＷＤＭ信号を用いた光クロスコネクトシステムにおける光路を連続的な任意の角度に切り換え、この光路の切り換えを低光損失で高速に行う光スイッチに適している。

本発明の光スイッチ制御装置によれば、ミラー角度の検出フィードバック制御を用いた制御回路の規模を削減でき、これにより、例えば数百〜数千の大規模なスイッチングの制御回路を小型化できる。

この発明の実施の形態１に用いる光スイッチの構造を示す図である。 実施の形態１における光スイッチの駆動部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１におけるミラー角度検出部の具体的構成例を示す回路図である。 実施の形態２におけるミラー角度検出部の内部構成を示すブロック図である。 静電容量モニタ部の具体的構成例を示す回路図である。 静電容量比較部の具体的構成例を示す回路図である。 図６に示す静電容量比較部における各部の出力波形を示すタイムチャートである。 静電容量モニタ部の他の構成例を示す回路図である。 静電容量モニタ部の他の構成例を示すブロック図である。 静電容量比較部の他の構成例を示すブロック図である。 静電容量比較部の他の構成例を示すブロック図である。 実施の形態４における光スイッチの構成図である。 光スイッチ光学系の一例を示す斜視図である。 （ａ）は実施の形態４におけるＭＥＭＳミラーの上面図であり、（ｂ）は実施の形態４におけるＭＥＭＳミラーの断面図である。 実施の形態４における他のＭＥＭＳミラーの上面図である。 実施の形態４におけるコントローラの傾斜角設定テーブルの一例を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）はそれぞれ実施の形態４におけるＭＥＭＳドライバおよび発振器型容量センサの動作を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態４におけるディジタル周波数検出部のブロック図である。 （ａ）〜（ｄ）はそれぞれ実施の形態４におけるディジタル周波数検出部の動作を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態４における光スイッチ制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。 （ａ）は一般的な光スイッチ制御装置のブロック図であり、（ｂ）は本発明の光スイッチ制御装置のブロック図である。 （ａ）は実施の形態５におけるＭＥＭＳミラーの上面図であり、（ｂ）は実施の形態５におけるＭＥＭＳミラーの断面図である。 実施の形態５におけるミラー角度検出部の具体的構成例を示す回路図である。 光スイッチの構造を示す図である。 従来の光スイッチの駆動部を示すブロック図である。 ミラーが有する静電容量と回転角度特性を示す図表である。

符号の説明

１，１２０ ティルトミラー
２，１２１ ミラー
３，１２２ 軸
１０ 駆動部
１１ 処理部
１２ Ｄ／Ａ変換器
１３ 高電圧増幅器
１４ ミラー角度検出部
２０，５１，５２ ＬＣ発振回路
４１ 静電容量モニタ部
４２ 静電容量比較部
４５ 傾斜角設定テーブル
Ｃａ，Ｃｂ ミラーの静電容量
Ｆ１，Ｆ２ 駆動信号
１２ａ Ａ／Ｄ変換器
１５ａ，１５ｂ ＭＥＭＳドライバ
１７ ディジタル周波数検出部
１７ａ フリップフロップ（多値状態保持部）
１７ｂ エッジ検出部
１７ｃ カウンタ
１８ 光パワーモニタ部
２７ 基板
２７ａ マイナスの駆動電極
２７ｂ プラスの駆動電極
２８ａ，２８ｂ 静電容量
３０ 光スイッチ
３１ 信号光交換部
３１ａ 入力コリメータアレイ
３１ｃ 出力ミラーアレイ
３１ｄ 出力コリメータアレイ
３２ 光スイッチ光学系
３３ ＭＥＭＳミラー
３３ａ ミラー
３３ｂ 内側支持枠
３３ｃ 外側支持枠
３４ａ，３４ｂ トーションバー
３６ 光スイッチ制御装置
３７，４７ａ コントローラ
３８ａ，３９ａ 駆動コイル
３８ｂ，３９ｂ センスコイル
４６ レンズ
４７ｂ 容量センサ
４７ｃ サンプルホールド回路
４７ｄ 光スイッチ制御装置
５０ 永久磁石

Claims (7)

1. 角度位置に対応して静電容量が変化するミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
   前記ミラーの静電容量を検出する静電容量検出手段と、
   前記静電容量検出手段によって検出された静電容量に基づいて前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
   を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。
2. 角度位置に対応して静電容量が変化するミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
   プラスおよびマイナスの駆動電圧を有する駆動信号に基づき、該駆動信号の駆動電圧の値に対応した角度位置に移動するミラーと、
   前記プラスおよびマイナスの駆動電圧の駆動信号をそれぞれ前記ミラーに供給したとき、前記プラスの駆動電圧の駆動信号により得られる第１の静電容量と、前記マイナスの駆動電圧の駆動信号により得られる第２の静電容量と、をそれぞれ検出する静電容量検出手段と、
   前記静電容量検出手段によって検出された前記第１の静電容量と、前記第２の静電容量の値の差分を求める静電容量比較手段と、
   前記静電容量比較手段によって求められた静電容量の値の差分の信号に基づいて前記ミラーの角度位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
   を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。
3. 前記静電容量検出手段として、前記静電容量の変化に基づき発信周波数が変化する発振回路を用いたことを特徴とする請求項１または２に記載の光スイッチ制御装置。
4. 前記静電容量検出手段として、前記静電容量の変化に基づき前記第１の静電容量に対応した第１の発信周波数と、前記第２の静電容量に対応した第２の発信周波数をそれぞれ出力する発振回路を用い、
   前記静電容量比較手段として、前記静電容量検出手段から出力された前記第１の発信周波数と、前記第２の発信周波数との差分を求める周波数比較回路を用いたことを特徴とする請求項２に記載の光スイッチ制御装置。
5. 移動位置に対応して静電容量が変化する移動体を移動制御する移動体制御装置において、
   前記移動体の静電容量を検出する静電容量検出手段と、
   前記静電容量検出手段によって検出された静電容量に基づいて前記移動体の移動位置変更時の駆動信号を補正する処理手段と、
   を備えることを特徴とする移動体制御装置。
6. ミラーを角度制御する光スイッチ制御装置において、
   前記ミラーの角度位置に応じて変化する周期的信号を出力するミラー角度センサと、
   前記ミラー角度センサから出力された周期的信号の周期を検出する信号周期検出器と、
   前記信号周期検出器において検出された周期に基づいて前記ミラーの角度位置を制御するコントローラと、
   を備えることを特徴とする光スイッチ制御装置。
7. 前記信号周期検出器が、
   前記ミラー角度センサから出力される周期的信号により多値状態を保持する多値状態保持部と、
   前記周期的信号よりも高速なシステムクロックを用いて前記多値状態保持部の多値状態の変化を検出する多値状態検出部とを備えて構成されたことを特徴とする請求項６に記載の光スイッチ制御装置。
   

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