JP2004040941A

JP2004040941A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2004040941A
Application number: JP2002196762A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Murai; 村井　康弘; Tomomi Yamada; 山田　智巳
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2002-07-05
Filing date: 2002-07-05
Publication date: 2004-02-05

Abstract

【課題】位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置において、無負荷状態となった場合の損失を低減することが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】トランス５０と、トランス５０の１次側に設けられたフルブリッジ型のスイッチング回路４０と、トランス５０の２次側に設けられた出力回路６０，７０と、スイッチング回路４０を位相シフト制御する制御回路８０とを備えている。制御回路８０は、当該スイッチング電源装置の出力電流が所定値未満であることに応答して、動作停止状態となる。このように、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、無負荷状態になると制御回路８０が動作停止状態となることから、位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置が無負荷状態となった場合の損失を低減することが可能となる。
【選択図】　　　　　図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、フルブリッジ型位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチング電源装置として、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。代表的なＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。ここで、大容量が要求されるスイッチング電源装置のスイッチング回路としては、いわゆるフルブリッジ回路が用いられることが一般的であるが、この種のスイッチング回路において発生するスイッチング損失を低減可能な駆動方式として、いわゆる位相シフト制御方式が知られている。位相シフト制御を行う制御回路としては、例えば、ＵＳＰ５，２９１，３８４に記載された制御回路が知られている。
【０００３】
ＵＳＰ５，２９１，３８４に記載されているように、位相シフト制御方式においては、スイッチング回路を構成する各スイッチ素子のスイッチング周期及びデューティを一定に保ちつつ、これらスイッチ素子間の位相を制御することによって、出力電圧が一定に保たれる。具体的には、出力電圧が低下した場合には、スイッチング回路を構成する一方のアームの高位側スイッチと他方のアームの低位側スイッチがともに導通状態となっている期間を長くすることにより、トランスの１次側から２次側に伝送される電力を増大させ、逆に、出力電圧が上昇した場合には、スイッチング回路を構成する一方のアームの高位側スイッチと他方のアームの低位側スイッチがともに導通状態となっている期間を短くすることにより、トランスの１次側から２次側に伝送される電力を減少させる。
【０００４】
したがって、無負荷状態となった場合には、一方のアームの高位側スイッチと他方のアームの低位側スイッチがともに導通状態となっている期間はゼロとされ、これによりトランス２次側には電力が伝送されない状態となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述のとおり、位相シフト制御方式を用いた場合、一般的なデューティ制御によるパルス幅制御方式を用いた場合と比べて、スイッチング損失が全体的に低減されるものの、デューティ制御方式とは異なり、無負荷状態となった場合であってもスイッチング動作が継続されることから、無負荷状態であってもスイッチ素子を駆動するための電力を消費し続ける。また、スイッチング回路において発生するスイッチング損失についても、無負荷もしくは無負荷に近い状態では０Ｗにならない。これらにより、例えば、位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置の入力電源にバッテリを用いた場合、バッテリの消費電力が大きくなり、バッテリ寿命を縮めてしまうことになる。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置において、無負荷状態となった場合の損失を低減することが可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、入力電源としてバッテリを用いた場合に、バッテリの電力消費を低減することが可能な位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるスイッチング電源装置は、トランスと、前記トランスの１次側に設けられたフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記スイッチング回路を位相シフト制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、スイッチング電源装置の出力電流が第１の値未満であることに応答して動作停止状態となることを特徴とする。
【０００９】
本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、無負荷状態になると制御回路が動作停止状態となることから、位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置が無負荷状態となった場合の損失を低減することが可能となる。
【００１０】
また、前記制御回路の出力信号を受けて前記スイッチング回路を駆動するドライバをさらに備え、前記動作停止状態においては、前記出力信号を固定して制御を行うことが好ましい。これによれば、ドライバの出力も固定されることから、無負荷状態においてドライバが消費する電力を削減することが可能となる。
【００１１】
さらに、前記制御回路は、前記出力回路に接続されるバッテリから前記バッテリに対して並列接続される負荷に流れる電流が第２の所定値以上であることに応答して前記動作停止状態から動作状態に復帰することが好ましい。
【００１２】
さらに、前記第１の値が前記第２の値よりも小さいことが好ましい。
【００１３】
また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、一対の出力電源端子間にバッテリ及び負荷が並列に接続され、これらバッテリ及び負荷に電力を供給する位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置であって、無負荷状態となったことに応答してスイッチング動作が停止するとともに、前記負荷に流れる電流が所定値以上となったことに応答してスイッチング動作が再開することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明によるスイッチング電源装置は、電気自動車やハイブリッド型自動車用のスイッチング電源装置のように、スイッチング電源装置の入力端にバッテリが設けられ、且つ、出力端と負荷との間にバッテリが設けられる場合に効果を発揮する。したがって、以下に説明する本発明の好ましい実施態様においては、本発明によるスイッチング電源装置をハイブリッド型自動車用のスイッチング電源装置として用いた場合を例に説明する。
【００１５】
図１は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置をハイブリッド型自動車用の電源装置として用いた場合のシステム構成を概略的に示すブロック図である。
【００１６】
図１に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１０をハイブリッド型自動車用の電源装置として用いた場合、スイッチング電源装置１０は主バッテリ１１と副バッテリ１２との間に接続され、主バッテリ１１より入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉｎ（例えば１５０Ｖあるいは３００Ｖ）を降圧して出力電源端子３，４間に出力電圧Ｖｏ（例えば約１４Ｖ）を発生させ、これによって副バッテリ１２を充電するとともに、エアコン、カーオーディオ、ヘッドライト等からなる負荷１３を駆動する役割を果たす。
【００１７】
主バッテリ１１に対する充電は、エンジン１４及び駆動系１５より供給される動力に基づいて発電するモータ・発電機１６によって行われる。すなわち、エンジン１４が発生する動力が駆動系１５によって消費される動力よりも上回っている場合には、残余の動力がモータ・発電機１６に供給されて発電が行われるとともに、制動時のように駆動系１５が動力を発生している場合には、かかる動力がモータ・発電機１６に供給されて発電が行われる。一方、エンジン１４が発生する動力を超える動力を駆動系１５が必要としている場合には、主バッテリ１１に充電された電力を用いてモータ・発電機１６が動力を発生し、これが駆動系１５に供給される。
【００１８】
また、図１に示すように、スイッチング電源装置１０と副バッテリ１２との間には、これらの間に流れる電流Ｉｏ１を検出しこれに応じた検出電圧Ｖ１を生成する電流検出回路２１が設けられ、さらに、副バッテリ１２と負荷１３との間には、これらの間に流れる電流Ｉｏ２を検出しこれに応じた検出電圧Ｖ２を生成する電流検出回路２２が設けられている。これら検出電圧Ｖ１及びＶ２は、いずれもスイッチング電源装置１０に供給されている。これら電流検出回路２１、２２としては、特に限定されないが、カレントトランスやホール素子等を用いることができる。
【００１９】
図２は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１０の回路図である。
【００２０】
図２に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１０は、一対の入力電源端子１，２に供給される入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力電圧Ｖｏを生成し、これを一対の出力電源端子３，４に供給する装置であり、入力電源端子１，２に接続された入力コンデンサ３０と、入力コンデンサ３０に接続されたフルブリッジ型のスイッチング回路４０と、１次巻線５１及び２次巻線５２，５３を有するトランス５０と、トランス５０の２次巻線５２，５３に接続された整流回路６０と、整流回路６０と一対の出力電源端子３，４との間に接続された平滑回路７０と、スイッチング回路４０の動作を制御する制御回路８０と、それぞれ検出電圧Ｖ１及びＶ２に基づいて制御信号Ｓ１及びＳ２を生成する判定回路８１，８２と、ドライバ９１〜９４とを備えている。
【００２１】
スイッチング回路４０は、入力コンデンサ３０の両端間に直列接続された第１のスイッチ素子４１及び第２のスイッチ素子４２と、同じく入力コンデンサ３０の両端間に直列接続された第３のスイッチ素子４３及び第４のスイッチ素子４４とを備え、第１及び第２のスイッチ素子４１，４２からなる直列体はフルブリッジ回路の第１のアームを構成し、第３及び第４のスイッチ素子４３，４４からなる直列体はフルブリッジ回路の第２のアームを構成している。これら第１乃至第４のスイッチ素子４１〜４４としては、公知である種々のスイッチ素子を用いることができるが、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を用いることが好ましい。
【００２２】
整流回路６０は、トランス５０の２次巻線５２の一端と整流出力点６０ａとの間に接続されたダイオード６１と、トランス５０の２次巻線５３の一端と整流出力点６０ａとの間に接続されたダイオード６２とを備えている。
【００２３】
平滑回路７０は、整流出力点６０ａと出力電源端子３との間に接続された出力チョークコイル７１と、一対の出力電源端子３，４間に接続された出力コンデンサ７２とを備えている。また、出力電源端子４は、トランス５０の２次側センタータップ５０ａに直接接続されている。このような構成により、整流回路６０と平滑回路７０は出力回路を構成している。
【００２４】
制御回路８０は出力コンデンサ７２の両端間に現れる出力電圧Ｖｏを監視し、これに基づいて出力電圧Ｖｏが予め定められた値となるようスイッチング回路４０の動作を制御する回路であり、位相シフト制御方式によってその出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄを生成する。生成された出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄはそれぞれドライバ９１〜９４に供給され、ドライバ９１〜９４はこれらに基づいてそれぞれ駆動信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄを生成し、対応するスイッチ素子４１〜４４を駆動する。
【００２５】
図３は、制御回路８０によって生成される出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄの波形図である。尚、ドライバ９１〜９４により生成される駆動信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄの波形は、それぞれ出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄの波形と略一致している。
【００２６】
本実施態様にかかるスイッチング電源装置１０は位相シフト制御方式が採用されることから、図３に示すように、ＯＵＴ−ａとＯＵＴ−ｂは、所定のデッドタイムをはさんで交互にハイレベルとなり、ＯＵＴ−ｃは、ＯＵＴ−ｂに対して位相シフトされ、ＯＵＴ−ｄは、ＯＵＴ−ａに対して位相シフトされる。ここで、トランス５０の１次側の電圧Ｖｍｔの波形は、ＯＵＴ−ａに対するＯＵＴ−ｄの位相シフト量、並びに、ＯＵＴ−ｂに対するＯＵＴ−ｃの位相シフト量によって決まる。具体的には、図３に示すように、ＯＵＴ−ａとＯＵＴ−ｄがいずれもハイレベルとなっている期間においては、第１のスイッチ素子４１及び第４のスイッチ素子４４の両方がオン状態となるため、トランス５０の１次側の電圧ＶｍｔはＶｉｎに一致する一方、ＯＵＴ−ｂとＯＵＴ−ｃがいずれもハイレベルとなっている期間においては、第２のスイッチ素子４２及び第３のスイッチ素子４３の両方がオン状態となるため、トランス５０の１次側の電圧Ｖｍｔは−Ｖｉｎとなる。その他の期間においては、トランス５０の１次側の電圧Ｖｍｔはゼロである。
【００２７】
したがって、トランス５０の２次側へ伝送される電力は、ＯＵＴ−ａに対するＯＵＴ−ｄの位相シフト量及びＯＵＴ−ｂに対するＯＵＴ−ｃの位相シフト量によって決まり、出力電圧Ｖｏが目標値（例えば１４Ｖ）よりも低くなると、制御回路８０は、ＯＵＴ−ａに対するＯＵＴ−ｄの位相シフト量及びＯＵＴ−ｂに対するＯＵＴ−ｃの位相シフト量を減少させ、これによって、ＯＵＴ−ａ及びＯＵＴ−ｄがいずれもハイレベルとなる期間、並びに、ＯＵＴ−ｂ及びＯＵＴ−ｃがいずれもハイレベルとなる期間を長くする。一方、出力電圧Ｖｏが目標値（例えば１４Ｖ）よりも低くなると、制御回路８０は、ＯＵＴ−ａに対するＯＵＴ−ｄの位相シフト量及びＯＵＴ−ｂに対するＯＵＴ−ｃの位相シフト量を増大させ、これによって、ＯＵＴ−ａ及びＯＵＴ−ｄがいずれもハイレベルとなる期間、並びに、ＯＵＴ−ｂ及びＯＵＴ−ｃがいずれもハイレベルとなる期間を短くする。このため、無負荷状態になると、ＯＵＴ−ａ及びＯＵＴ−ｄがいずれもハイレベルとなる期間、並びに、ＯＵＴ−ｂ及びＯＵＴ−ｃがいずれもハイレベルとなる期間はゼロとなり、トランス５０の２次側には電力が伝送されない状態とされる。
【００２８】
図４は、無負荷状態における出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄの波形図である。
【００２９】
図４に示すように、無負荷状態になると、ＯＵＴ−ｃの位相がＯＵＴ−ｂに対して約１８０°（約半周期）シフトし、ＯＵＴ−ｄの位相がＯＵＴ−ａに対して約１８０°シフトするため、ＯＵＴ−ａ及びＯＵＴ−ｄがいずれもハイレベルとなる期間、並びに、ＯＵＴ−ｂ及びＯＵＴ−ｃがいずれもハイレベルとなる期間はなくなる。これにより、トランス５０の１次側の電圧Ｖｍｔはゼロに固定される。
【００３０】
このような状態となっても、デューティ制御を用いたパルス幅制御方式によるスイッチング電源装置とは異なり、スイッチング回路４０が所定の周期でスイッチング動作を継続するため、ドライバ９１〜９４においてスイッチング回路４０を駆動するための電力を消費し続ける。また、無負荷もしくは無負荷に近い状態では、スイッチング回路４０においてもスイッチング損失が発生する。このような電力消費を低減すべく、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１０においては判定回路８１，８２が設けられ、これらにより生成される制御信号Ｓ１，Ｓ２を用いて無負荷状態においてドライバ９１〜９４が消費する電力及びスイッチング回路４０において発生するスイッチング損失の低減が図られている。
【００３１】
図５は、判定回路８１，８２の回路図である。
【００３２】
図５に示すように、判定回路８１，８２は、いずれもコンパレータ８３及び抵抗８４〜８６によって構成される。コンパレータ８３は反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）を有しており、反転入力端子（−）は基準電圧Ｖｒｅｆとグランド間に接続された抵抗８４と抵抗８５の接点Ａに接続され、非反転入力端子（＋）には検出電圧Ｖ１またはＶ２が供給される。
【００３３】
ここで、抵抗８４の抵抗値は、抵抗８５の抵抗値よりも十分に大きくなるように設定され、さらに、抵抗８４と抵抗８５の抵抗比は判定回路８２よりも判定回路８１の方が大きくなるように設定されている。これにより、判定回路８１においては、電流検出回路２１により検出された電流Ｉｏ１がゼロに近い所定値Ｉｍｉｎ１未満となり（Ｉｏ１＜Ｉｍｉｎ１）、検出電圧Ｖ１が接点Ａの電圧以下に低下すると、コンパレータ８３の出力である制御信号Ｓ１はローレベル（Ｌ）となり、それ以外の状態（Ｉｏ１≧Ｉｍｉｎ１）においてはコンパレータ８３の出力である制御信号Ｓ１はハイレベル（Ｈ）となる。一方、判定回路８２においては、電流検出回路２２により検出された電流Ｉｏ２が所定値Ｉｍｉｎ２（＞Ｉｍｉｎ１）未満となり（Ｉｏ２＜Ｉｍｉｎ２）、検出電圧Ｖ２が接点Ａの電圧以下に低下すると、コンパレータ８３の出力である制御信号Ｓ２はローレベル（Ｌ）となり、それ以外の状態（Ｉｏ２≧Ｉｍｉｎ２）においてはコンパレータ８３の出力である制御信号Ｓ２はハイレベル（Ｈ）となる。
【００３４】
ここで、制御信号Ｓ１がローレベル（Ｌ）となるのは、副バッテリ１２が実質的に満充電状態であり、且つ、負荷１３がほとんど電力を消費していないか或いは消費電力の全てが副バッテリ１２から与えられるような軽負荷状態である。このような状態においては、スイッチング電源装置１０は無負荷状態となる。一方、制御信号Ｓ２がローレベル（Ｌ）となるのは、負荷１３がほとんど電力を消費していない状態であり、副バッテリ１２の充電状態とは無関係である。
【００３５】
尚、コンパレータ８３の出力ラインと基準電圧Ｖｒｅｆとの間には抵抗８６が設けられていることから、電源投入時においては制御信号Ｓ１及びＳ２はいずれもハイレベル（Ｈ）となる。
【００３６】
次に、制御信号Ｓ１及びＳ２に基づいた制御回路８０の動作について説明する。
【００３７】
図６は、制御信号Ｓ１及びＳ２に基づく制御回路８０の動作を示すフローチャートである。
【００３８】
まず、制御回路８０に対して電源が投入されると、制御回路８０は「動作状態」となり、位相シフト制御方式により上述した波形を有する出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄが生成される（ステップ１）。生成された出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄはそれぞれドライバ９１〜９４に供給され、ドライバ９１〜９４はこれらに基づいてそれぞれ駆動信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄを生成し、対応するスイッチ素子４１〜４４を駆動する。これにより出力電源端子３，４間には出力電圧Ｖｏが発生するとともに、副バッテリ１２の充電レベル及び負荷１３の状態に応じた電流Ｉｏ１が、副バッテリ１２及び／又は負荷１３に供給される。
【００３９】
この間、制御回路８０は制御信号Ｓ１の論理レベルを監視し（ステップ２）、これがハイレベル（Ｈ）である間は上述した「動作状態」を保持するが、これがローレベル（Ｌ）となると、「動作停止状態」に変化する（ステップ３）。ここで「動作停止状態」とは、出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄが一方の論理レベル若しくはハイインピーダンス状態に固定され、これによって、ドライバ９１〜９４の出力である駆動信号ＯＵＴ−Ａ〜ＯＵＴ−Ｄが変化しなくなる状態を指す。このような状態とする方法としては特に限定されず、種々の方法を用いることができる。すなわち、制御信号Ｓ１がローレベル（Ｌ）に変化したことに応答して、制御回路８０に含まれる内部回路の一部又は全部（制御信号Ｓ１及びＳ２のレベルを監視し、これに基づいて状態の切り替えを行う部分を除く）の動作を停止させてもよいし（第１の方法）、制御回路８０の動作クロックの供給を遮断乃至は動作クロック自体を停止させてもよいし（第２の方法）、さらには、出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄとグランドとの間にスイッチを付加し、これをＯＮさせることにより出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄを強制的に接地させてもよい（第３の方法）。また、制御回路８０（制御信号Ｓ１及びＳ２のレベルを監視し、これに基づいて状態の切り替えを行う部分を除く）に対する動作電圧の供給を遮断してもよい（第４の方法）。
【００４０】
これにより、制御信号Ｓ１がローレベル（Ｌ）であることによって、副バッテリ１２が実質的に満充電状態であり、且つ、負荷１３が軽負荷状態または無負荷状態であることが検知されると、スイッチング回路４０の動作自体が停止され、ドライバ９１〜９４がスイッチング回路４０を駆動するための電力を消費しなくなる。特に、上記第１、第２及び第４の方法によれば、制御回路８０において消費する電力も低減される。
【００４１】
このようにして制御回路８０が「動作停止状態」となっている間、制御回路８０は制御信号Ｓ２の論理レベルを監視し（ステップ４）、これがローレベル（Ｌ）である間は「動作停止状態」を保持するが、これがハイレベル（Ｈ）となると、再び「動作状態」に復帰する（ステップ１）。
【００４２】
したがって、副バッテリ１２が実質的に満充電状態であり、且つ、負荷１３が軽負荷または無負荷である状態から、負荷１３が所定値以上の電力を消費し始めると、スイッチング回路４０の動作が再開され、スイッチング電源装置１０による電力供給が再開される。
【００４３】
以上説明したように、本実施態様においては、制御信号Ｓ１及びＳ２に基づいて制御回路８０が動作状態或いは動作停止状態とされることから、電力供給が不要である期間においてドライバ９１〜９４及びスイッチング回路４０にて消費されていた電力を削減することが可能となる。
【００４４】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４５】
例えば、上記実施態様においては、検出電圧Ｖ１及びＶ２に基づいて制御回路８０を「動作状態」及び「動作停止状態」のいずれかに切り替えているが、動作状態をさらに「通常動作状態」と「軽負荷動作状態」に分け、検出電圧Ｖ１及びＶ２に基づき副バッテリ１２が実質的に満充電状態であることが検出された場合、軽負荷動作状態とすることによって、スイッチング電源装置１０の出力電圧Ｖｏが通常のレベルよりも低くなるように構成しても構わない。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置の無負荷時もしくは無負荷に近い状態における消費電力を低減することが可能となる。したがって、入力電源としてバッテリを用いた場合、バッテリの消費電力を低減することが可能となるとともに、その寿命を維持することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置をハイブリッド型自動車用の電源装置として用いた場合のシステム構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置１０の回路図である。
【図３】通常負荷状態における出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄの波形図である。
【図４】無負荷状態における出力信号ＯＵＴ−ａ〜ＯＵＴ−ｄの波形図である。
【図５】判定回路８１，８２の回路図である。
【図６】制御信号Ｓ１及びＳ２に基づく制御回路８０の動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０　スイッチング電源装置
１１　主バッテリ
１２　副バッテリ
１３　負荷
１４　エンジン
１５　駆動系
１６　モータ・発電機
２１，２２　電流検出回路
３０　入力コンデンサ
４０　スイッチング回路
４１〜４４　スイッチ素子
５０　トランス
５０ａ　２次側センタータップ
５１　１次巻線
５２，５３　２次巻線
６０　整流回路
６０ａ　整流出力点
６１，６２　ダイオード
７０　平滑回路
７１　出力チョークコイル
７２　出力コンデンサ
８０　制御回路
８１，８２　判定回路
８３　コンパレータ
８４〜８６　抵抗
９１〜９４　ドライバ

Claims

トランスと、前記トランスの１次側に設けられたフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記スイッチング回路を位相シフト制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、スイッチング電源装置の出力電流が第１の値未満であることに応答して動作停止状態となることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御回路の出力信号を受けて前記スイッチング回路を駆動するドライバをさらに備え、前記動作停止状態においては、前記出力信号を固定して制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記制御回路は、前記出力回路に接続されるバッテリから前記バッテリに対して並列接続される負荷に流れる電流が第２の所定値以上であることに応答して前記動作停止状態から動作状態に復帰することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
前記第１の値が前記第２の値よりも小さいことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
一対の出力電源端子間にバッテリ及び負荷が並列に接続され、これらバッテリ及び負荷に電力を供給する位相シフト制御方式によるスイッチング電源装置であって、無負荷状態となったことに応答してスイッチング動作が停止するとともに、前記負荷に流れる電流が所定値以上となったことに応答してスイッチング動作が再開することを特徴とするスイッチング電源装置。