JP2003347913A - 電源回路およびこの電源回路を有する携帯用電子機器 - Google Patents
電源回路およびこの電源回路を有する携帯用電子機器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電源回路の出力段回路の占有面積を低減でき、
出力端子に負荷と並列に接続されたコンデンサからの電
流の逆流を容易に阻止できる電源回路および携帯型電子
機器を提供することにある。 【解決手段】第１のＭＯＳトランジスタのバックゲート
とソースとの間に挿入された第２のＭＯＳトランジスタ
と、バックゲートとドレインとの間に挿入された第３の
ＭＯＳトランジスタと、直流電源から受けた電力の電圧
と出力端子の電圧とを比較して電力の電圧が出力端子の
電圧よりも低いときには、バックゲートを介して第１の
ＭＯＳトランジスタにおける寄生ダイオードを逆バイア
スするようにバックゲートをソースおよびドレインのい
ずれか一方に接続し電力の電圧が出力端子の電圧と等し
いか、これよりも高いときにはバックゲートをソースお
よびドレインのいずれか他方に接続するように第２およ
び第３のＭＯＳトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする制御回
路とを備えるものである。
出力端子に負荷と並列に接続されたコンデンサからの電
流の逆流を容易に阻止できる電源回路および携帯型電子
機器を提供することにある。 【解決手段】第１のＭＯＳトランジスタのバックゲート
とソースとの間に挿入された第２のＭＯＳトランジスタ
と、バックゲートとドレインとの間に挿入された第３の
ＭＯＳトランジスタと、直流電源から受けた電力の電圧
と出力端子の電圧とを比較して電力の電圧が出力端子の
電圧よりも低いときには、バックゲートを介して第１の
ＭＯＳトランジスタにおける寄生ダイオードを逆バイア
スするようにバックゲートをソースおよびドレインのい
ずれか一方に接続し電力の電圧が出力端子の電圧と等し
いか、これよりも高いときにはバックゲートをソースお
よびドレインのいずれか他方に接続するように第２およ
び第３のＭＯＳトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする制御回
路とを備えるものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電源回路および
この電源回路を有する携帯用電子機器に関し、詳しく
は、ＩＣ回路の外部に電力用コンデンサが外付けされて
電力を供給するＩＣ化された電源回路において、その出
力段回路の占有面積を低減でき、出力端子に負荷と並列
に接続されたコンデンサからの電流の逆流を容易に阻止
でき、ＩＣ化に適した電源回路に関する。
この電源回路を有する携帯用電子機器に関し、詳しく
は、ＩＣ回路の外部に電力用コンデンサが外付けされて
電力を供給するＩＣ化された電源回路において、その出
力段回路の占有面積を低減でき、出力端子に負荷と並列
に接続されたコンデンサからの電流の逆流を容易に阻止
でき、ＩＣ化に適した電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＰＨＳ、携帯電話等の携帯型電話
機、その他の携帯用電子機器などにおいては、装置の電
源が遮断された状態でもバックアップ電池により動作が
必要な内部回路に電力が供給されている。そのような回
路として、例えば、正しい時刻を表示するために時間計
測をする時計機構やＳＲＡＭ等のデータ保持、受信待機
回路などがある。特に、携帯用電子機器にあっては、通
常、装置の電源が投入されたときに電池駆動（メイン電
池）により装置が動作するが、このときメイン電池から
バックアップ電池への充電が行われる。そして、装置の
電源が遮断されたときにはバックアップ電池から遮断状
態において必要とされる各回路に電力が供給される。
機、その他の携帯用電子機器などにおいては、装置の電
源が遮断された状態でもバックアップ電池により動作が
必要な内部回路に電力が供給されている。そのような回
路として、例えば、正しい時刻を表示するために時間計
測をする時計機構やＳＲＡＭ等のデータ保持、受信待機
回路などがある。特に、携帯用電子機器にあっては、通
常、装置の電源が投入されたときに電池駆動（メイン電
池）により装置が動作するが、このときメイン電池から
バックアップ電池への充電が行われる。そして、装置の
電源が遮断されたときにはバックアップ電池から遮断状
態において必要とされる各回路に電力が供給される。
【０００３】このような電源回路では、バックアップ電
池側からメイン電池が接続された電源回路への電流の逆
流が問題となる。この問題を解決するために、バックア
ップ電池から電源回路への電流の逆流を防止する電源回
路が出願人により特開２００２−１０５２５号「電源回
路およびバックアップ電池を有する携帯用電子機器」と
して出願されている。この出願の発明は、メイン電源の
電圧を昇圧して安定化を図る電源回路とバックアップ電
池との間にＭＯＳトランジスタのスイッチ回路を設け
て、このＭＯＳトランジスタを電源遮断時にＯＦＦする
とともに、そのバックゲートをこのＭＯＳトランジスタ
のソースあるいはドレイン側のいずれかに接続して、こ
れと同時に形成された寄生ダイオードを逆バイアスする
ことで、バックアップ電池から寄生ダイオードを通して
電源ラインへと流れるリーク電流を阻止するものであ
る。そのために、この電源回路では、スイッチ回路のＭ
ＯＳトランジスタとこれのバックゲートをソースとドレ
インのいずれかに選択的に接続する制御回路を設けてい
る。例えば、スイッチ回路がＰＭＯＳトランジスタのと
きには電源ＯＮ時にバックゲートをソースに接続してこ
のＭＯＳトランジスタをＯＮにし、電源ＯＦＦ時にこの
ＰＭＯＳトランジスタをＯＦＦするとともにそのバック
ゲートをドレインに接続してＰＭＯＳトランジスタとと
もに形成される寄生ダイオードを逆バイアスにしてい
る。
池側からメイン電池が接続された電源回路への電流の逆
流が問題となる。この問題を解決するために、バックア
ップ電池から電源回路への電流の逆流を防止する電源回
路が出願人により特開２００２−１０５２５号「電源回
路およびバックアップ電池を有する携帯用電子機器」と
して出願されている。この出願の発明は、メイン電源の
電圧を昇圧して安定化を図る電源回路とバックアップ電
池との間にＭＯＳトランジスタのスイッチ回路を設け
て、このＭＯＳトランジスタを電源遮断時にＯＦＦする
とともに、そのバックゲートをこのＭＯＳトランジスタ
のソースあるいはドレイン側のいずれかに接続して、こ
れと同時に形成された寄生ダイオードを逆バイアスする
ことで、バックアップ電池から寄生ダイオードを通して
電源ラインへと流れるリーク電流を阻止するものであ
る。そのために、この電源回路では、スイッチ回路のＭ
ＯＳトランジスタとこれのバックゲートをソースとドレ
インのいずれかに選択的に接続する制御回路を設けてい
る。例えば、スイッチ回路がＰＭＯＳトランジスタのと
きには電源ＯＮ時にバックゲートをソースに接続してこ
のＭＯＳトランジスタをＯＮにし、電源ＯＦＦ時にこの
ＰＭＯＳトランジスタをＯＦＦするとともにそのバック
ゲートをドレインに接続してＰＭＯＳトランジスタとと
もに形成される寄生ダイオードを逆バイアスにしてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような電源切換回
路にあっては、バックアップ電池とスイッチ回路のＭＯ
Ｓトランジスタとの間にダイオード切換回路が設けられ
る。さらにバックアップ電池の電力で制御回路が動作す
るようにダイオード等の切換回路が必要になる。そのた
め、切換回路による電力損失が多くなり、かつ、多少回
路規模も大きくなる欠点がある。その上、電池が外され
る電池交換時あるいは電池が外れたときなどの電源瞬断
時には、機器に内蔵されたＭＰＵの動作や動作中にメモ
リに記憶されたデータが補償されない問題がある。それ
は、バックアップ電池の電圧が通常の動作状態の電源電
圧よりも低い値となっているからである。また、前記の
バックアップ電池からの逆流防止回路では、逆流防止の
ためにスイッチ回路を電源回路とバックアップ電池との
間に設けなければならず、その分、回路規模が大きくな
らざるを得ない。ところで、携帯型機器等では、数十Ｍ
Ｈｚ〜数百ＭＨｚオーダの高周波クロックで動作する関
係から、また、高周波特性の改善のために電源回路の出
力端子には、高周波バイパスのコンデンサがグランドＧ
ＮＤとの間に外付けされている。さらに、３端子レギュ
レータ等のＩＣ化された電源回路では、電力用コンデン
サが３端子レギュレータＩＣの出力端子に外付けされる
ケースも多い。このような回路では、電池交換時あるい
は電池が外れたときなどに、出力端子に接続されるコン
デンサ、特に、電力用コンデンサの電力を利用して、前
記のバックアップ電池では補償できない動作電圧の範囲
において、機器に内蔵されたＭＰＵの動作を終わらせた
り、メモリに記憶されたデータを退避する動作を行う。
そのため、電池交換時あるいは電池が外れたときなどの
電源ＯＦＦ時にこのコンデンサに蓄えられた電荷の電力
供給ライン以外への電流リークが問題になる。
路にあっては、バックアップ電池とスイッチ回路のＭＯ
Ｓトランジスタとの間にダイオード切換回路が設けられ
る。さらにバックアップ電池の電力で制御回路が動作す
るようにダイオード等の切換回路が必要になる。そのた
め、切換回路による電力損失が多くなり、かつ、多少回
路規模も大きくなる欠点がある。その上、電池が外され
る電池交換時あるいは電池が外れたときなどの電源瞬断
時には、機器に内蔵されたＭＰＵの動作や動作中にメモ
リに記憶されたデータが補償されない問題がある。それ
は、バックアップ電池の電圧が通常の動作状態の電源電
圧よりも低い値となっているからである。また、前記の
バックアップ電池からの逆流防止回路では、逆流防止の
ためにスイッチ回路を電源回路とバックアップ電池との
間に設けなければならず、その分、回路規模が大きくな
らざるを得ない。ところで、携帯型機器等では、数十Ｍ
Ｈｚ〜数百ＭＨｚオーダの高周波クロックで動作する関
係から、また、高周波特性の改善のために電源回路の出
力端子には、高周波バイパスのコンデンサがグランドＧ
ＮＤとの間に外付けされている。さらに、３端子レギュ
レータ等のＩＣ化された電源回路では、電力用コンデン
サが３端子レギュレータＩＣの出力端子に外付けされる
ケースも多い。このような回路では、電池交換時あるい
は電池が外れたときなどに、出力端子に接続されるコン
デンサ、特に、電力用コンデンサの電力を利用して、前
記のバックアップ電池では補償できない動作電圧の範囲
において、機器に内蔵されたＭＰＵの動作を終わらせた
り、メモリに記憶されたデータを退避する動作を行う。
そのため、電池交換時あるいは電池が外れたときなどの
電源ＯＦＦ時にこのコンデンサに蓄えられた電荷の電力
供給ライン以外への電流リークが問題になる。
【０００５】このようなことから特開平１０−３４１１
４１号に示される技術では、電源回路の出力段ＭＯＳト
ランジスタに直列にスイッチ回路（ＭＯＳトランジス
タ）を設けて、電源ＯＦＦ時に電流の逆流防止をしてい
る。しかし、これらＭＯＳトランジスタは、電流容量が
大きいためにＩＣ化した場合にこれら２つのＭＯＳトラ
ンジスタを設けることによりその占有面積が増加する問
題点がある。また、携帯型電子機器では、高機能化、表
示装置のカラー表示化、高精細化などにより回路の消費
電力が増加する傾向にある。そのため、その消費電力の
低減の要請は強い。電池交換時あるいは電池が外れたと
きに限らず、前記のコンデンサの電源ＯＦＦ時の電荷リ
ークは、電源ＯＮ時に充電を伴うので、消費電力の増加
につながる。この発明の目的は、このような従来技術の
問題点を解決するものであって、電源回路の出力段回路
の占有面積を低減でき、出力端子に負荷と並列に接続さ
れたコンデンサからの電流の逆流を阻止でき、ＩＣ化に
適した電源回路を提供することにある。この発明の他の
目的は、電源回路の出力段回路の占有面積を低減でき、
出力端子に負荷と並列に接続されたコンデンサからの電
流の逆流を阻止でき、ＩＣ化に適した電源回路を有する
携帯用電子機器を提供することにある。
４１号に示される技術では、電源回路の出力段ＭＯＳト
ランジスタに直列にスイッチ回路（ＭＯＳトランジス
タ）を設けて、電源ＯＦＦ時に電流の逆流防止をしてい
る。しかし、これらＭＯＳトランジスタは、電流容量が
大きいためにＩＣ化した場合にこれら２つのＭＯＳトラ
ンジスタを設けることによりその占有面積が増加する問
題点がある。また、携帯型電子機器では、高機能化、表
示装置のカラー表示化、高精細化などにより回路の消費
電力が増加する傾向にある。そのため、その消費電力の
低減の要請は強い。電池交換時あるいは電池が外れたと
きに限らず、前記のコンデンサの電源ＯＦＦ時の電荷リ
ークは、電源ＯＮ時に充電を伴うので、消費電力の増加
につながる。この発明の目的は、このような従来技術の
問題点を解決するものであって、電源回路の出力段回路
の占有面積を低減でき、出力端子に負荷と並列に接続さ
れたコンデンサからの電流の逆流を阻止でき、ＩＣ化に
適した電源回路を提供することにある。この発明の他の
目的は、電源回路の出力段回路の占有面積を低減でき、
出力端子に負荷と並列に接続されたコンデンサからの電
流の逆流を阻止でき、ＩＣ化に適した電源回路を有する
携帯用電子機器を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るためのこの発明の電源回路および携帯型携帯用電子機
器の特徴は、 出力端子に対して負荷と並列に接続され
たコンデンサと、出力端子に発生する電圧を安定化する
ために所定の制御信号を発生する制御信号発生回路と制
御信号を受けて直流電源から受けた電力の電圧を降下さ
せて出力端子に所定の出力電圧の電力を出力する第１の
ＭＯＳトランジスタとを有する電源回路において、第１
のＭＯＳトランジスタのバックゲートとソースとの間に
挿入された第２のＭＯＳトランジスタと、バックゲート
とドレインとの間に挿入された第３のＭＯＳトランジス
タと、直流電源から受けた電力の電圧と出力端子の電圧
とを比較して電力の電圧が出力端子の電圧よりも低いと
きには、バックゲートを介して第１のＭＯＳトランジス
タにおける寄生ダイオードを逆バイアスするようにバッ
クゲートをソースおよびドレインのいずれか一方に接続
し、電力の電圧が出力端子の電圧と等しいか、これより
も高いときには、バックゲートをソースおよびドレイン
のいずれか他方に接続するように第２および第３のＭＯ
ＳトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする制御回路とを備える
ものである。
るためのこの発明の電源回路および携帯型携帯用電子機
器の特徴は、 出力端子に対して負荷と並列に接続され
たコンデンサと、出力端子に発生する電圧を安定化する
ために所定の制御信号を発生する制御信号発生回路と制
御信号を受けて直流電源から受けた電力の電圧を降下さ
せて出力端子に所定の出力電圧の電力を出力する第１の
ＭＯＳトランジスタとを有する電源回路において、第１
のＭＯＳトランジスタのバックゲートとソースとの間に
挿入された第２のＭＯＳトランジスタと、バックゲート
とドレインとの間に挿入された第３のＭＯＳトランジス
タと、直流電源から受けた電力の電圧と出力端子の電圧
とを比較して電力の電圧が出力端子の電圧よりも低いと
きには、バックゲートを介して第１のＭＯＳトランジス
タにおける寄生ダイオードを逆バイアスするようにバッ
クゲートをソースおよびドレインのいずれか一方に接続
し、電力の電圧が出力端子の電圧と等しいか、これより
も高いときには、バックゲートをソースおよびドレイン
のいずれか他方に接続するように第２および第３のＭＯ
ＳトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする制御回路とを備える
ものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】このように、この発明にあって
は、前記の制御回路により第２および第３のＭＯＳトラ
ンジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御して、直流電源側の電力の
電圧と出力端子の電圧とを比較して直流電源側の電圧が
出力端子の電圧よりも低いときには、第１のＭＯＳトラ
ンジスタのバックゲートを介して第１のトランジスタに
おける寄生ダイオードを逆バイアスしてコンデンサの電
荷が直流電源側のラインへ流れることを阻止するように
第１のＭＯＳトランジスタのバックゲートをそのソース
およびそのドレインのいずれか一方に接続する。一方、
直流電源側の電圧が出力端子の電圧と等しいか、これよ
りも高いときには、第１のＭＯＳトランジスタのバック
ゲートをそのソースおよびそのドレインのいずれか他方
に接続することで第１のトランジスタが直流電源側のラ
インからの電力の電圧を降下させる動作をさせる。この
ような制御では、第２および第３のＭＯＳトランジスタ
のゲート電圧によりこれらトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ
制御するので、その駆動電流は微小で済み、消費電力は
極めて僅かである。しかも、従来のように電源回路の出
力段ＭＯＳトランジスタに直列にスイッチ回路（ＭＯＳ
トランジスタ）を設ける必要はなく、回路規模を増加さ
せないでコンデンサの電荷による電流の直流電源側のラ
インへの電流の逆流を阻止することができる。その結
果、電源回路の出力段回路の占有面積を低減でき、出力
端子に負荷と並列に接続されたコンデンサからの電流の
逆流を阻止できる、ＩＣ化に適した電源回路を容易に実
現できる。
は、前記の制御回路により第２および第３のＭＯＳトラ
ンジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御して、直流電源側の電力の
電圧と出力端子の電圧とを比較して直流電源側の電圧が
出力端子の電圧よりも低いときには、第１のＭＯＳトラ
ンジスタのバックゲートを介して第１のトランジスタに
おける寄生ダイオードを逆バイアスしてコンデンサの電
荷が直流電源側のラインへ流れることを阻止するように
第１のＭＯＳトランジスタのバックゲートをそのソース
およびそのドレインのいずれか一方に接続する。一方、
直流電源側の電圧が出力端子の電圧と等しいか、これよ
りも高いときには、第１のＭＯＳトランジスタのバック
ゲートをそのソースおよびそのドレインのいずれか他方
に接続することで第１のトランジスタが直流電源側のラ
インからの電力の電圧を降下させる動作をさせる。この
ような制御では、第２および第３のＭＯＳトランジスタ
のゲート電圧によりこれらトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ
制御するので、その駆動電流は微小で済み、消費電力は
極めて僅かである。しかも、従来のように電源回路の出
力段ＭＯＳトランジスタに直列にスイッチ回路（ＭＯＳ
トランジスタ）を設ける必要はなく、回路規模を増加さ
せないでコンデンサの電荷による電流の直流電源側のラ
インへの電流の逆流を阻止することができる。その結
果、電源回路の出力段回路の占有面積を低減でき、出力
端子に負荷と並列に接続されたコンデンサからの電流の
逆流を阻止できる、ＩＣ化に適した電源回路を容易に実
現できる。
【０００８】
【実施例】図１は、この発明の電源回路を適用した一実
施例のブロック図、図２は、この発明の他の実施例のブ
ロック図である。なお、各図において、同一の構成要素
は同一の符号で示す。図１において、１０は、安定化電
源回路であり、１は、その出力電圧を制御する制御信号
を発生する差動増幅回路であり、２は、切換スイッチ回
路、３は、切換制御回路である。６は、安定化された定
電圧Ｖｏを発生する出力端子であり、トランジスタＱ1
は、安定化電源回路１０の出力段のＰチャネルＭＯＳ
（Ｐ−ＭＯＳ）トランジスタである。
施例のブロック図、図２は、この発明の他の実施例のブ
ロック図である。なお、各図において、同一の構成要素
は同一の符号で示す。図１において、１０は、安定化電
源回路であり、１は、その出力電圧を制御する制御信号
を発生する差動増幅回路であり、２は、切換スイッチ回
路、３は、切換制御回路である。６は、安定化された定
電圧Ｖｏを発生する出力端子であり、トランジスタＱ1
は、安定化電源回路１０の出力段のＰチャネルＭＯＳ
（Ｐ−ＭＯＳ）トランジスタである。
【０００９】出力端子６には、電力用のコンデンサＣが
負荷９に並列になるように出力端子６とグランドＧＮＤ
との間に外付けされている。電源ライン＋Ｖccは、電池
７の正極側に端子８を介して接続されている。また、出
力端子６とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ1，Ｒ2の直列
抵抗回路５が挿入されている。この直列抵抗回路５は、
出力端子６の出力電圧Ｖｏの検出信号を抵抗Ｒ1，Ｒ2の
分圧電圧Ｖｓとして発生して差動増幅回路１の（＋）入
力端子に加える。４は、差動増幅回路１の（−）入力端
子に加えられる基準電圧Ｖｒを発生する基準電圧発生回
路である。９は、出力端子６に接続されて電力供給され
る、ＭＰＵ、メモリ、その他の各種回路としての負荷で
ある。
負荷９に並列になるように出力端子６とグランドＧＮＤ
との間に外付けされている。電源ライン＋Ｖccは、電池
７の正極側に端子８を介して接続されている。また、出
力端子６とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ1，Ｒ2の直列
抵抗回路５が挿入されている。この直列抵抗回路５は、
出力端子６の出力電圧Ｖｏの検出信号を抵抗Ｒ1，Ｒ2の
分圧電圧Ｖｓとして発生して差動増幅回路１の（＋）入
力端子に加える。４は、差動増幅回路１の（−）入力端
子に加えられる基準電圧Ｖｒを発生する基準電圧発生回
路である。９は、出力端子６に接続されて電力供給され
る、ＭＰＵ、メモリ、その他の各種回路としての負荷で
ある。
【００１０】ここで、差動増幅回路１は、電源ライン＋
Ｖccからの電力で動作する。そして、抵抗Ｒ2の端子電
圧Ｖｓが差動増幅回路１の（＋）入力端子に帰還され、
抵抗Ｒ2に発生する端子電圧が基準電圧Ｖrに一致するよ
うに差動増幅回路１が動作して出力端子６に安定化され
た定電圧Ｖｏが発生する。この定電圧Ｖｏは、 Ｖｏ＝（ｒ1＋ｒ2）・Ｖｒ／ｒ2 となる。ただし、ｒ1は抵抗Ｒ1の抵抗値、ｒ2は抵抗Ｒ2
の抵抗値である。
Ｖccからの電力で動作する。そして、抵抗Ｒ2の端子電
圧Ｖｓが差動増幅回路１の（＋）入力端子に帰還され、
抵抗Ｒ2に発生する端子電圧が基準電圧Ｖrに一致するよ
うに差動増幅回路１が動作して出力端子６に安定化され
た定電圧Ｖｏが発生する。この定電圧Ｖｏは、 Ｖｏ＝（ｒ1＋ｒ2）・Ｖｒ／ｒ2 となる。ただし、ｒ1は抵抗Ｒ1の抵抗値、ｒ2は抵抗Ｒ2
の抵抗値である。
【００１１】切換スイッチ回路２は、トランジスタＱ1
のバックゲートのバイアス回路であって、Ｐ−ＭＯＳト
ランジスタＱ2，Ｑ3とからなり、トランジスタＱ2のド
レインがトランジスタＱ1のソースに接続され、そのソ
ースがトランジスタＱ1のバックゲートに接続されてい
る。また、トランジスタＱ3は、そのドレインがトラン
ジスタＱ1のドレインに接続され、そのソースがトラン
ジスタＱ1のバックゲートに接続されている。そこで、
このトランジスタＱ2は、この電源回路１０の起動時の
初期状態には、トランジスタＱ2のドレイン−ソース間
に順方向に寄生する寄生ダイオード（ボディダイオー
ド）を介して切換制御回路３のインバータ３ｂに電力を
供給してインバータ３ｂを動作させる。トランジスタＱ
3のドレイン−ソース間に順方向に寄生する寄生ダイオ
ード（ボディダイオード）は、このインバータ３ｂに電
力を供給する前記の電流に対しては逆方向に入るので
え、この電流は出力側に流れ出さない。切換制御回路３
は、出力端子６から電力供給を受けて動作するコンパレ
ータ３ａと、抵抗ｒとトランジスタＱ1のバックゲート
とを介して電力供給を受けるインバータ３ｂとからな
る。コンパレータ３ａの（−）入力端子は出力端子６に
接続され、（＋）入力端子は電源ライン＋Ｖccに接続さ
れている。そして、コンパレータ３ａの出力端子は、ト
ランジスタＱ3のゲートに接続され、この出力でこのト
ランジスタが駆動される。さらに、コンパレータ３ａの
出力は、インバータ３ｂに入力され、これを介してトラ
ンジスタＱ2のゲートに供給される。なお、ここでのイ
ンバータ３ｂは、初期状態で“Ｌ”の出力を発生する。
切換制御回路３は、トランジスタＱ2，Ｑ3を制御してこ
れらトランジスタをＯＮ／ＯＦＦしてトランジスタＱ1
のバックゲートをソースあるいはドレインに接続する制
御回路であるので、単にゲート制御電圧を発生させれば
よい。これら回路は、実質的にデジタル動作となるの
で、これら回路の動作電流は、数百ｎＡのオーダで済
む。そのため、回路規模も小さく、消費電力も極めて少
ない。
のバックゲートのバイアス回路であって、Ｐ−ＭＯＳト
ランジスタＱ2，Ｑ3とからなり、トランジスタＱ2のド
レインがトランジスタＱ1のソースに接続され、そのソ
ースがトランジスタＱ1のバックゲートに接続されてい
る。また、トランジスタＱ3は、そのドレインがトラン
ジスタＱ1のドレインに接続され、そのソースがトラン
ジスタＱ1のバックゲートに接続されている。そこで、
このトランジスタＱ2は、この電源回路１０の起動時の
初期状態には、トランジスタＱ2のドレイン−ソース間
に順方向に寄生する寄生ダイオード（ボディダイオー
ド）を介して切換制御回路３のインバータ３ｂに電力を
供給してインバータ３ｂを動作させる。トランジスタＱ
3のドレイン−ソース間に順方向に寄生する寄生ダイオ
ード（ボディダイオード）は、このインバータ３ｂに電
力を供給する前記の電流に対しては逆方向に入るので
え、この電流は出力側に流れ出さない。切換制御回路３
は、出力端子６から電力供給を受けて動作するコンパレ
ータ３ａと、抵抗ｒとトランジスタＱ1のバックゲート
とを介して電力供給を受けるインバータ３ｂとからな
る。コンパレータ３ａの（−）入力端子は出力端子６に
接続され、（＋）入力端子は電源ライン＋Ｖccに接続さ
れている。そして、コンパレータ３ａの出力端子は、ト
ランジスタＱ3のゲートに接続され、この出力でこのト
ランジスタが駆動される。さらに、コンパレータ３ａの
出力は、インバータ３ｂに入力され、これを介してトラ
ンジスタＱ2のゲートに供給される。なお、ここでのイ
ンバータ３ｂは、初期状態で“Ｌ”の出力を発生する。
切換制御回路３は、トランジスタＱ2，Ｑ3を制御してこ
れらトランジスタをＯＮ／ＯＦＦしてトランジスタＱ1
のバックゲートをソースあるいはドレインに接続する制
御回路であるので、単にゲート制御電圧を発生させれば
よい。これら回路は、実質的にデジタル動作となるの
で、これら回路の動作電流は、数百ｎＡのオーダで済
む。そのため、回路規模も小さく、消費電力も極めて少
ない。
【００１２】このような構成の安定化電源回路１０にあ
っては、電池交換時あるいは電池が外れたときなどの電
源瞬断時には、電源ライン＋Ｖccに電池７からの電圧が
加わらなくなり、出力端子６の電圧が電源ライン＋Ｖcc
の電圧よりも高くなる。そこで、出力端子６側から電力
供給を受けてコンパレータ３ａが動作して、その出力電
圧がＬＯＷレベル（以下“Ｌ”）となり、トランジスタ
Ｑ3のゲートには“Ｌ”が加わり、このときトランジス
タＱ3がＯＮになる。トランジスタＱ3がＯＮになるとイ
ンバータ３ｂに電力が供給されてこれが動作して、トラ
ンジスタＱ2のゲートにはインバータ３ｂを介してＨｉ
ｇｈレベル（以下“Ｈ”）の電圧が加わる。そこで、ト
ランジスタＱ2がＯＦＦになる。これにより、トランジ
スタＱ1のバックゲートは、トランジスタＱ3を介してド
レイン側に接続され、トランジスタＱ1のバックゲート
には、コンデンサＣの電圧が印加される。そこで、Ｐチ
ャネルのＮ型サブストレート（あるいはＮウエル層）の
バックゲート電圧によりＮ型サブストレート（あるいは
Ｎウエル層）とＰ層のソース側との間に形成される寄生
ダイオードが逆バイアスされ、コンデンサＣの電荷によ
る電流が電源ライン＋Ｖcc側へリークすることが阻止さ
れる。その結果、この電源ライン＋Ｖccに接続される回
路にコンデンサＣの電荷によるリーク電流が流れないで
済む。なお、出力電圧を検出するための直列抵抗回路５
には電流が流れるが、通常、これらは高抵抗に設定され
ているので、その電流は微小である。
っては、電池交換時あるいは電池が外れたときなどの電
源瞬断時には、電源ライン＋Ｖccに電池７からの電圧が
加わらなくなり、出力端子６の電圧が電源ライン＋Ｖcc
の電圧よりも高くなる。そこで、出力端子６側から電力
供給を受けてコンパレータ３ａが動作して、その出力電
圧がＬＯＷレベル（以下“Ｌ”）となり、トランジスタ
Ｑ3のゲートには“Ｌ”が加わり、このときトランジス
タＱ3がＯＮになる。トランジスタＱ3がＯＮになるとイ
ンバータ３ｂに電力が供給されてこれが動作して、トラ
ンジスタＱ2のゲートにはインバータ３ｂを介してＨｉ
ｇｈレベル（以下“Ｈ”）の電圧が加わる。そこで、ト
ランジスタＱ2がＯＦＦになる。これにより、トランジ
スタＱ1のバックゲートは、トランジスタＱ3を介してド
レイン側に接続され、トランジスタＱ1のバックゲート
には、コンデンサＣの電圧が印加される。そこで、Ｐチ
ャネルのＮ型サブストレート（あるいはＮウエル層）の
バックゲート電圧によりＮ型サブストレート（あるいは
Ｎウエル層）とＰ層のソース側との間に形成される寄生
ダイオードが逆バイアスされ、コンデンサＣの電荷によ
る電流が電源ライン＋Ｖcc側へリークすることが阻止さ
れる。その結果、この電源ライン＋Ｖccに接続される回
路にコンデンサＣの電荷によるリーク電流が流れないで
済む。なお、出力電圧を検出するための直列抵抗回路５
には電流が流れるが、通常、これらは高抵抗に設定され
ているので、その電流は微小である。
【００１３】一方、電池７が装填されたときあるいは装
填されているときには、電池７の正極側が端子８を介し
て電源ライン＋Ｖccに接続されているので、差動増幅回
路１が動作する。そして、トランジスタＱ2のボディダ
イオードを介してインバータ３ｂに電力が供給され、イ
ンバータ３ｂが動作する。インバータ３ｂは、初期状態
のときは“Ｌ”を発生する。この初期状態ではコンパレ
ータ３ａはまだ動作していない。インバータ３ｂが初期
状態で“Ｌ”の出力を発生するので、トランジスタＱ2
のゲートにはインバータ３ｂを介して“Ｌ”の電圧が加
わる。これにより、トランジスタＱ2はＯＮになり、ト
ランジスタＱ1のバックゲートは、トランジスタＱ2を介
してソース側に接続され、出力端子６には、所定の出力
電圧が発生する。その結果、コンパレータ３ａが動作す
る。このときには、電源ライン＋Ｖccの電圧は、出力端
子６の電圧よりも高くなっているので、コンパレータ３
ａの出力電圧が“Ｈ”となり、インバータ３ｂは、この
入力“Ｈ”を受けて初期状態の出力“Ｌ”を維持する。
“Ｈ”のコンパレータ３ａの出力は、さらにトランジス
タＱ3のゲートに加わり、このトランジスタをＯＦＦさ
せる。その結果、トランジスタＱ1のバックゲートは、
トランジスタＱ2を介してソース側に接続された状態で
通常の動作状態に設定され、トランジスタＱ1は、前記
した電圧安定化の制御動作に入ることができる。
填されているときには、電池７の正極側が端子８を介し
て電源ライン＋Ｖccに接続されているので、差動増幅回
路１が動作する。そして、トランジスタＱ2のボディダ
イオードを介してインバータ３ｂに電力が供給され、イ
ンバータ３ｂが動作する。インバータ３ｂは、初期状態
のときは“Ｌ”を発生する。この初期状態ではコンパレ
ータ３ａはまだ動作していない。インバータ３ｂが初期
状態で“Ｌ”の出力を発生するので、トランジスタＱ2
のゲートにはインバータ３ｂを介して“Ｌ”の電圧が加
わる。これにより、トランジスタＱ2はＯＮになり、ト
ランジスタＱ1のバックゲートは、トランジスタＱ2を介
してソース側に接続され、出力端子６には、所定の出力
電圧が発生する。その結果、コンパレータ３ａが動作す
る。このときには、電源ライン＋Ｖccの電圧は、出力端
子６の電圧よりも高くなっているので、コンパレータ３
ａの出力電圧が“Ｈ”となり、インバータ３ｂは、この
入力“Ｈ”を受けて初期状態の出力“Ｌ”を維持する。
“Ｈ”のコンパレータ３ａの出力は、さらにトランジス
タＱ3のゲートに加わり、このトランジスタをＯＦＦさ
せる。その結果、トランジスタＱ1のバックゲートは、
トランジスタＱ2を介してソース側に接続された状態で
通常の動作状態に設定され、トランジスタＱ1は、前記
した電圧安定化の制御動作に入ることができる。
【００１４】ところで、この実施例では、切換制御回路
３のインバータ３ｂは、出力段ＭＯＳトランジスタＱ1
のバックゲートを介して電力供給を受けて動作するよう
になっている。一方、コンパレータ３ａは、出力端子６
からの電力で動作する。これは、コンパレータ３ａを高
速に動作させて、トランジスタＱ3をＯＮさせるためで
ある。これによりトランジスタＱ1の寄生ダイオードを
逆バイアスしてリーク電流を即座に阻止する。また、イ
ンバータ３ｂの電力供給をＯＮしたトランジスタＱ3か
ら供給するようにしているのは、電源が瞬断したとき
に、切換制御回路３の動作電流がたとえ数百ｎＡ程度で
あるといえども、コンデンサＣから瞬時に過渡電流が流
れるため、それを抑えるためである。コンパレータ３ａ
は、電池７が装填されているときには出力端子６の電圧
Ｖｏで動作するので、その分、電池７による電圧よりも
低い電圧で動作させることができる。これらによりコン
パレータ３ａの定常状態の消費電力を低く抑えることが
できる。なお、コンパレータ３ａは、電池７が装填され
ているときには、電源ライン＋Ｖccからの電力で動作す
るようにしてもよい。それは、電源ライン＋Ｖccから順
方向のダイオードを介してコンパレータ３ａに電力供給
するようにすればよい。このようにする場合には、多少
電力消費は増加する。
３のインバータ３ｂは、出力段ＭＯＳトランジスタＱ1
のバックゲートを介して電力供給を受けて動作するよう
になっている。一方、コンパレータ３ａは、出力端子６
からの電力で動作する。これは、コンパレータ３ａを高
速に動作させて、トランジスタＱ3をＯＮさせるためで
ある。これによりトランジスタＱ1の寄生ダイオードを
逆バイアスしてリーク電流を即座に阻止する。また、イ
ンバータ３ｂの電力供給をＯＮしたトランジスタＱ3か
ら供給するようにしているのは、電源が瞬断したとき
に、切換制御回路３の動作電流がたとえ数百ｎＡ程度で
あるといえども、コンデンサＣから瞬時に過渡電流が流
れるため、それを抑えるためである。コンパレータ３ａ
は、電池７が装填されているときには出力端子６の電圧
Ｖｏで動作するので、その分、電池７による電圧よりも
低い電圧で動作させることができる。これらによりコン
パレータ３ａの定常状態の消費電力を低く抑えることが
できる。なお、コンパレータ３ａは、電池７が装填され
ているときには、電源ライン＋Ｖccからの電力で動作す
るようにしてもよい。それは、電源ライン＋Ｖccから順
方向のダイオードを介してコンパレータ３ａに電力供給
するようにすればよい。このようにする場合には、多少
電力消費は増加する。
【００１５】図２の安定化電源回路１０ａは、出力電圧
Ｖｏを検出する抵抗分圧の直列抵抗回路５を定電流源５
ａに置き換えたものである。また、この定電流源５ａの
下流にはＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ4のスイッチ
回路が設けられていて、そのゲートがコンパレータ３ａ
の出力に接続されている。これにより電池交換時あるい
は電池が外れたときなどの電源瞬断時には、コンパレー
タ３ａの“Ｌ”出力によりトランジスタＱ4がＯＦＦに
なり、定電流源５ａに流れる電流が阻止される。また、
電池７が装填されているときには、コンパレータ３ａの
“Ｈ”出力によりトランジスタＱ4がＯＮして定電流源
５ａを動作させることができる。このようなトランジス
タＱ4のスイッチ回路は、図１の実施例の直列抵抗回路
５の抵抗Ｒ2の下流に設けられていてもよい。その他の
構成は、図１に対応しているので、その動作の詳細は割
愛する。。
Ｖｏを検出する抵抗分圧の直列抵抗回路５を定電流源５
ａに置き換えたものである。また、この定電流源５ａの
下流にはＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ4のスイッチ
回路が設けられていて、そのゲートがコンパレータ３ａ
の出力に接続されている。これにより電池交換時あるい
は電池が外れたときなどの電源瞬断時には、コンパレー
タ３ａの“Ｌ”出力によりトランジスタＱ4がＯＦＦに
なり、定電流源５ａに流れる電流が阻止される。また、
電池７が装填されているときには、コンパレータ３ａの
“Ｈ”出力によりトランジスタＱ4がＯＮして定電流源
５ａを動作させることができる。このようなトランジス
タＱ4のスイッチ回路は、図１の実施例の直列抵抗回路
５の抵抗Ｒ2の下流に設けられていてもよい。その他の
構成は、図１に対応しているので、その動作の詳細は割
愛する。。
【００１６】以上説明してきたが、実施例の切換制御回
路３のインバータ３ｂは、出力段ＭＯＳトランジスタＱ
2のボディダイオードを介して電力供給を受けて動作す
るようにしているが、通常のダイオード，高抵抗等によ
り電源ライン＋Ｖcc側から電力が供給されるように接続
されていてもよい。実施例では、出力段トランジスタＱ
1は、Ｐ−ＭＯＳトランジスタを用いているが、これ
は、Ｎ−ＭＯＳトランジスタであってもよいことはもち
ろんである。この場合には、トランジスタＱ2，Ｑ3もＮ
−ＭＯＳトランジスタとしてもよい。
路３のインバータ３ｂは、出力段ＭＯＳトランジスタＱ
2のボディダイオードを介して電力供給を受けて動作す
るようにしているが、通常のダイオード，高抵抗等によ
り電源ライン＋Ｖcc側から電力が供給されるように接続
されていてもよい。実施例では、出力段トランジスタＱ
1は、Ｐ−ＭＯＳトランジスタを用いているが、これ
は、Ｎ−ＭＯＳトランジスタであってもよいことはもち
ろんである。この場合には、トランジスタＱ2，Ｑ3もＮ
−ＭＯＳトランジスタとしてもよい。
【００１７】
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明にあ
っては、第２および第３のＭＯＳトランジスタのゲート
電圧によりこれらトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御する
ので、その駆動電流は微小で済み、消費電力は極めて僅
かである。しかも、従来のように電源回路の出力段ＭＯ
Ｓトランジスタに直列にスイッチ回路（ＭＯＳトランジ
スタ）を設ける必要はなく、回路規模を増加させないで
コンデンサの電荷による電流の直流電源側のラインへの
電流の逆流を阻止することができる。その結果、電源回
路の出力段回路の占有面積を低減でき、出力端子に負荷
と並列に接続されたコンデンサからの電流の逆流を阻止
できる、ＩＣ化に適した電源回路を容易に実現できる。
っては、第２および第３のＭＯＳトランジスタのゲート
電圧によりこれらトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御する
ので、その駆動電流は微小で済み、消費電力は極めて僅
かである。しかも、従来のように電源回路の出力段ＭＯ
Ｓトランジスタに直列にスイッチ回路（ＭＯＳトランジ
スタ）を設ける必要はなく、回路規模を増加させないで
コンデンサの電荷による電流の直流電源側のラインへの
電流の逆流を阻止することができる。その結果、電源回
路の出力段回路の占有面積を低減でき、出力端子に負荷
と並列に接続されたコンデンサからの電流の逆流を阻止
できる、ＩＣ化に適した電源回路を容易に実現できる。
【図１】図１は、この発明の電源回路を適用した一実施
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図２】図２は、この発明の電源回路を適用した他の実
施例のブロック図である。
施例のブロック図である。
１…差動増幅回路、２…切換スイッチ回路、３…切換制
御回路、４…基準電圧発生回路、５…直列抵抗回路、６
…出力端子、７…電池、８…端子、９…負荷、１０…安
定化電源回路、Ｑ1〜Ｑ3…Ｐ−ＭＯＳトランジスタ、Ｒ
1，Ｒ2…抵抗。
御回路、４…基準電圧発生回路、５…直列抵抗回路、６
…出力端子、７…電池、８…端子、９…負荷、１０…安
定化電源回路、Ｑ1〜Ｑ3…Ｐ−ＭＯＳトランジスタ、Ｒ
1，Ｒ2…抵抗。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5G015 FA05 GB05 JA08 JA53 JA60
5J055 AX00 BX16 CX00 DX22 DX72
EX07 EY03 EY10 EY21 EZ07
EZ08 EZ10 EZ51 FX01 FX32
GX01
Claims (5)
- 【請求項１】出力端子に対して負荷と並列に接続された
コンデンサと、前記出力端子に発生する電圧を安定化す
るために所定の制御信号を発生する制御信号発生回路と
前記制御信号を受けて直流電源から受けた電力の電圧を
降下させて前記出力端子に所定の出力電圧の電力を出力
する第１のＭＯＳトランジスタとを有する電源回路にお
いて、 前記第１のＭＯＳトランジスタのバックゲートとソース
との間に挿入された第２のＭＯＳトランジスタと、 前記バックゲートとドレインとの間に挿入された第３の
ＭＯＳトランジスタと、 前記直流電源から受けた電力の電圧と前記出力端子の電
圧とを比較して前記電力の電圧が前記出力端子の電圧よ
りも低いときには、前記バックゲートを介して前記第１
のＭＯＳトランジスタにおける寄生ダイオードを逆バイ
アスするように前記バックゲートを前記ソースおよびド
レインのいずれか一方に接続し、前記電力の電圧が前記
出力端子の電圧と等しいか、これよりも高いときには、
前記バックゲートを前記ソースおよびドレインのいずれ
か他方に接続するように前記第２および第３のＭＯＳト
ランジスタをＯＮ／ＯＦＦする制御回路とを備える電源
回路。 - 【請求項２】前記直流電源は電池であり、前記制御回路
は、コンパレータとインバータとを有し、前記コンパレ
ータは、前記電力の電圧と前記出力端子の電圧とを比較
するものであり、前記インバータは、コンパレータの出
力を受けて前記第２および第３のＭＯＳトランジスタの
いずれか一方のゲートを駆動するものであり、前記コン
パレータは、前記第２および第３のＭＯＳトランジスタ
のいずれか他方のゲートを駆動する請求項１記載の電源
回路。 - 【請求項３】前記第１，第２および第３のトランジスタ
は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、前記第２お
よび第３のトランジスタのソースは、前記バックゲート
に接続され、前記コンパレータは、前記出力端子を介し
て電力供給を受けて動作し、前記インバータは、前記バ
ックゲートを介して電力供給を受けて動作し、前記第１
のＭＯＳトランジスタのゲートとバックゲートとが抵抗
を介して接続されている請求項２記載の電源回路。 - 【請求項４】出力端子に対して負荷と並列に接続された
コンデンサと、前記出力端子に発生する前記出力端子に
発生する電圧を安定化するために所定の制御信号を発生
する制御信号発生回路と前記制御信号を受けて電池側か
ら電力供給を受ける電源供給ラインの電圧を降下させて
前記出力端子に所定の出力電圧の電力を出力する第１の
ＭＯＳトランジスタとを有する電源回路を備える携帯用
電子機器において、 前記第１のＭＯＳトランジスタのバックゲートとソース
との間に挿入された第２のＭＯＳトランジスタと、 前記バックゲートとドレインとの間に挿入された第３の
ＭＯＳトランジスタと、 前記直流電源から受けた電力の電圧と前記出力端子の電
圧とを比較して前記電力の電圧が前記出力端子の電圧よ
りも低いときには、前記バックゲートを介して前記第１
のＭＯＳトランジスタにおける寄生ダイオードを逆バイ
アスするように前記バックゲートを前記ソースおよびド
レインのいずれか一方に接続し、前記電力の電圧が前記
出力端子の電圧と等しいか、これよりも高いときには、
前記バックゲートを前記ソースおよびドレインのいずれ
か他方に接続するように前記第２および第３のＭＯＳト
ランジスタをＯＮ／ＯＦＦする制御回路とを備える電源
回路を有する携帯用電子機器。 - 【請求項５】前記制御回路は、コンパレータとインバー
タとを有し、前記コンパレータは、前記電源供給ライン
の電圧と前記出力端子の電圧とを比較するものであり、
前記インバータは、コンパレータの出力を受けて前記第
２および第３のＭＯＳトランジスタのいずれか一方のゲ
ートを駆動するものであり、前記コンパレータは、前記
第２および第３のＭＯＳトランジスタのいずれか他方の
ゲートを駆動する請求項４記載の携帯用電子機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002152010A JP3977144B2 (ja) | 2002-05-27 | 2002-05-27 | 電源回路およびこの電源回路を有する携帯用電子機器 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002152010A JP3977144B2 (ja) | 2002-05-27 | 2002-05-27 | 電源回路およびこの電源回路を有する携帯用電子機器 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003347913A true JP2003347913A (ja) | 2003-12-05 |
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|---|---|---|---|
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- 2002-05-27 JP JP2002152010A patent/JP3977144B2/ja not_active Expired - Fee Related
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