JP4412067B2

JP4412067B2 - 直流電源装置

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Publication number: JP4412067B2
Application number: JP2004183264A
Authority: JP
Inventors: 一平川本; 展正植田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2004-06-22
Filing date: 2004-06-22
Publication date: 2010-02-10
Anticipated expiration: 2024-06-22
Also published as: JP2006011499A

Description

本発明は、直流電源装置に関し、特にアクティブ状態（消費電力が大の状態）とスタンバイ状態（消費電力が小の状態）とを持つ負荷に電源供給する装置に関する。

近年、携帯型電子機器の普及につれてＩＣの低消費電力化が求められると共にそれら電子機器に電力を供給する電源装置に対しても低消費電力化を求める声が強くなってきている。携帯型電子機器の中には、携帯電話に代表されるように使用時（通話中）は消費電力の大きいアクティブな状態で動作し、情報を保持するだけでよい待機状態では消費電力の小さいスタンバイ状態で動作するものが多い。

このようなアクティブ状態とスタンバイ状態とを持つ電子機器用の直流電源装置には、消費電力は少し多くても大電力の供給が可能な通常モード（以下、アクティブ・モードという。）と供給電力は小さいが自己消費電力の小さいモード（以下、スタンバイ・モードという。）の２つのモードを持つものが採用されることが多い。
しかし、このような２つのモードを持つ従来の直流電源装置では、スタンバイ・モードからアクティブ・モードに切り換わる際に、アクティブ・モード用電源の立ち上がりに時間がかかって供給電圧が一時的に低下するという問題があった。この一時的な供給電圧の低下は、アクティブ・モードに切り換わった際にアクティブ・モード用電源の出力電圧制御回路内の各部の電圧、電流状態が直ぐには定常状態にならないために生ずるもので、出力電圧制御回路内にコンデンサを有する場合に生じ易い。

図７は、このようなアクティブ・モード用電源２とスタンバイ・モード用電源３の２つの電源を有する直流電源装置１の従来の構成例である。図中、ＲＬは負荷を表わす。スタンバイ・モードではスイッチＳＷ４が導通状態とされ、スタンバイ・モード用電圧源４により負荷ＲＬに電力供給される。このとき、アクティブ・モード用電源２内のスイッチＳＷ１、ＳＷ２は非導通状態にしてその消費電力はゼロとされる。スタンバイ・モード用電圧源４は、電力供給能力は低いが内部の消費電力の小さい電圧源である。従って、スタンバイ・モードでは少ない消費電力で電力供給がなされる。

一方、アクティブ・モードでは、スイッチＳＷ４は非導通、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は導通状態とされシリーズレギュレータ方式のアクティブ・モード用電源２から負荷ＲＬに電力供給される。このとき、スタンバイ・モード用電圧源４は動作停止されることが多い。誤差増幅器ＯＰ１は直流電圧Ｖddの供給を受けて動作を開始する。誤差増幅器ＯＰ１は、基準電圧Ｖrefと出力電圧Ｖoの差を増幅し、その出力信号で直流電圧Ｖccの供給を受ける出力トランジスタＱ１を制御して出力電圧Ｖoの値を基準電圧Ｖrefに一致させるように制御する。

図８は、アクティブ・モード用電源２を誤差増幅器ＯＰ１に具体的回路例をあげて書き直したものである。誤差増幅器ＯＰ１の入力段はエミッタ結合の差動増幅回路となっている。エミッタ結合されたトランジスタＱ２、Ｑ３のベースはそれぞれ反転入力端子１０、非反転入力端子１１に接続され、その共通エミッタには定電流源ＣＳ１より定電流が供給される。差動増幅回路の負荷はカレントミラー接続されたトランジスタＱ４、Ｑ５からなる能動負荷となっている。

入力段差動増幅回路の出力はトランジスタＱ３、Ｑ５の相互接続点１３から電流出力として取り出され、トランジスタＱ６、Ｑ７、Ｑ８により電流増幅される。トランジスタＱ６のエミッタ、トランジスタＱ７、Ｑ８のコレクタには、それぞれ定電流源ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４より定電流が供給されている。
最終段のトランジスタＱ８のコレクタは誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２に接続され、その出力電流によりアクティブ・モード用電源２の出力トランジスタＱ１が駆動される。誤差増幅器ＯＰ１の負荷としては、トランジスタＱ１、負荷ＲＬ、その負荷ＲＬに並列接続されたコンデンサＣ２からなる回路が接続され、その負荷ＲＬの電圧Ｖoが反転入力端子１０に帰還されている。即ち、トランジスタＱ１、負荷ＲＬ、コンデンサＣ２は、出力端子１２の電圧を反転入力端子１０に帰還させる帰還回路を構成している。なお、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子１１には基準電圧Ｖrefが入力されている。

誤差増幅器ＯＰ１には、一般に演算増幅器と呼ばれる増幅器が用いられることが多い。この演算増幅器はその出力信号を様々な帰還回路により変換して入力端子に負帰還させ、その結果として入力信号に所定の演算処理を施した結果を出力から取り出すことを目的とする増幅器である。このような演算増幅器では、演算誤差を小さくするために増幅率は非常に高い値とする必要がある。しかし、増幅率が高い場合において、入力端子に負帰還させる信号の帰還率の絶対値が大きく且つ出力端子から入力端子に信号が伝わる間の位相遅れが大きいと発振が生じて正常な演算が行なわれなくなる。

位相遅れは通常、出力信号中の高い周波数成分ほど大きくなるため、発振は高い周波数で生ずる。このような高い周波数での発振を抑制する必要から殆どの演算増幅器には位相補償用のコンデンサが内蔵されている。この位相補償用コンデンサは、図８の誤差増幅器（演算増幅器）ＯＰ１中のコンデンサＣ１のように、出力端子１２と入力段差動増幅回路の出力端子１３との間に接続されることが多い。

この位相補償用のコンデンサＣ１は、出力信号の位相を進めて入力段差動増幅回路の出力端子（２段目増幅回路の入力端子）１３に帰還させることにより、出力端子１２と反転入力端子１０間の外部帰還回路による位相遅れを補償する働きをする。同時に、誤差増幅器（演算増幅器）ＯＰ１の高周波域の増幅率を低下させる働きをする。その結果として外部に様々な帰還回路を接続したとしても発振は生じにくくなり、目的とする演算（図８の回路では出力電圧Ｖoを基準電圧Ｖrefに等しくする演算）が行なわれる。

位相補償用コンデンサＣ１はこのように誤差増幅器（演算増幅器）ＯＰ１に必要なものであるが、このコンデンサＣ１があると誤差増幅器ＯＰ１の立ち上がりが遅くなるという問題がある。図７の直流電源装置１がアクティブ・モードで動作している状態を考える。この場合、アクティブ・モード用電源２が動作して出力電圧Ｖoは基準電圧Ｖrefに等しくなるように制御されている。基準電圧Ｖrefが５．０Ｖであったと仮定する。この場合、図８に示す誤差増幅器ＯＰ１の定常時における出力端子１２の電圧は約５．７Ｖとなる。入力段差動増幅回路の出力端子１３の定常時の電圧は、トランジスタＱ８のベース電位にほぼ等しく約０．７Ｖである。従って、定常時におけるコンデンサＣ１の充電電圧は約５．０Ｖとなり、出力電圧Ｖoにほぼ等しい値となっている。

この状態から直流電源装置１をスタンバイ・モードに切り換えたとする。このモードでは、スイッチＳＷ２が非導通とされ誤差増幅器ＯＰ１への電源供給が停止される。スイッチＳＷ１も非導通状態とされることから、コンデンサＣ１はトランジスタＱ５、Ｑ８等のリーク電流により放電してその充電電圧はゼロとなる。
この状態から再度、直流電源装置１をアクティブ・モードに切り換えたとする。誤差増幅器ＯＰ１はスイッチＳＷ２が導通状態となって電源供給を受け、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４が即座に電流供給を開始する。アクティブ・モード用電源２が定常状態に達するためには、先に説明したようにコンデンサＣ１が約５．０Ｖに充電される必要があるが、アクティブ・モードに切り換わった瞬間におけるコンデンサＣ１の充電電圧はゼロである。

アクティブ・モードに切り換わり定電流源ＣＳ４が電流供給を開始した瞬間を考えると、その瞬間にはトランジスタＱ８は非導通状態にあるため定電流源ＣＳ４の供給する電流はトランジスタＱ１に流れようとする。ところがトランジスタＱ１もこの瞬間には非導通状態にある。同じくコンデンサＣ１に充電電流を流す経路上にあるトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ３等もこの瞬間には非導通状態にある。従って、定電流源ＣＳ４の供給する電流は誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２と接地電位ＧＮＤ間の浮遊容量、及び差動増幅回路の出力端子１３と接地電位ＧＮＤ間の浮遊容量を充電して出力端子１２及び出力端子１３の電位を上昇させる。

誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２の電位が上昇し約５．７Ｖに達するとトランジスタＱ１に電流が流れようとする。しかし、出力端子１３の電位も上昇するためトランジスタＱ６はＯＦＦしたままであるため、トランジスタＱ７、Ｑ８にベース電流が供給されてトランジスタＱ８が導通する。このためトランジスタＱ１からは負荷ＲＬに電流が供給されず、出力電圧Ｖoは負荷ＲＬによる放電により低下を開始する。

出力電圧Ｖoが低下して基準電圧Ｖrefより低くなると、トランジスタＱ２に流れる電流がトランジスタＱ３に流れる電流より大きくなる。するとカレントミラー作用によりトランジスタＱ５の電流も増加する。これによりコンデンサＣ２を充電する電流がトランジスタＱ５を通って接地ＧＮＤに流れ、出力端子１３の電圧を低下させるように働く。しかし、トランジスタＱ２、Ｑ３は初段の差動増幅回路であるためその共通エミッタに電流を供給する定電流源ＣＳ１の供給電流は小さい値に設計されている。従って、トランジスタＱ５を流れる電流も小さいため、コンデンサＣ１が定常値まで充電されて出力端子１３の電圧が定常値である約０．７Ｖに低下するまでには時間がかかる。

その間、トランジスタＱ６のベース電流は定常値より少ないためトランジスタＱ８のコレクタ電流は定常値より大きくなる。このため、出力トランジスタＱ１のベース電流が不足して出力電圧Ｖoは定常値より低い値を示す。この状態が継続してコンデンサＣ１の充電電圧がやがて定常値に達するとトランジスタＱ６のベース電流、トランジスタＱ８のコレクタ電流、トランジスタＱ１のベース電流も定常値に戻る。これにより出力電圧Ｖoが回復を始め基準電圧Ｖrefに一致するようになる。

このように誤差増幅器ＯＰ１内に位相補償用のコンデンサＣ１が取り付けられていると、スタンバイ・モードからアクティブ・モードに切り換えた際、コンデンサＣ１の充電電圧が定常値に達するまでの過渡期において出力電圧が低下するという現象が生ずる。
こうした問題に対処する従来技術としては、例えば、特許文献１に開示されている技術がある。この技術では、スタンバイ・モード時に電圧制御回路の出力トランジスタのゲート電極をアクティブ・モード時のゲート電圧にほぼ等しい電圧に予め充電している。これによりアクティブ・モードに切り換えた際のゲート電極充電時間を短縮して出力電圧の一時的低下を防止しようとするものである。しかし、この技術は出力トランジスタとしてＭＯＳトランジスタを想定しており、バイポーラトランジスタを出力トランジスタとする装置には適用できない。また、電圧制御回路内に位相補償用のコンデンサが含まれている場合には、十分な効果は期待できない。
特開２００３−１４３８３６号公報

本発明は、このような従来技術の問題点を解決するためになされたもので、その課題は、スタンバイ・モードからアクティブ・モードに切りえた際に、内部の位相補償コンデンサの影響で供給電圧が一時的に低下するのを防止した直流電源装置、及び出力電圧の立ち上がりの早い電源装置を提供することにある。

請求項１に記載の発明は、一端をその出力端子（１２）に接続した位相補償用コンデンサ（Ｃ１）を有する誤差増幅器（ＯＰ１）の出力をその制御端子（１６）に受ける出力トランジスタ（Ｑ１）により制御されるアクティブ・モード用電源（２ｂ）と、該アクティブ・モード用電源と同じ電圧を出力するスタンバイ・モード用電源（３）とにより電力供給する直流電源装置（１ｂ）であって、スタンバイ・モードにおいては前記アクティブ・モード用電源は動作停止させて前記スタンバイ・モード用電源にて電力供給すると共に前記誤差増幅器の出力端子の電位を前記出力トランジスタが非導通となる値で且つアクティブ・モード用電源の定常動作時における該出力端子の電位に近い値に補助定電圧源（Ｅｏ）にて維持し、アクティブ・モードにおいては前記補助定電圧源による電圧供給を停止して前記アクティブ・モード用電源とスタンバイ・モード用電源の双方により電力供給することを特徴とする直流電源装置である。

出力トランジスタが導通状態から非導通状態に変る間の制御端子の電位変化は、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳトランジスタの場合ともに通常、１Ｖ以下の僅かな値である。本構成では、スタンバイ・モード時において誤差増幅器の出力端子の電位を定常動作時の電位よりその僅かしか違わない電位に維持するように、位相補償用コンデンサを補助定電圧源で充電しておく。このため、アクティブ・モードへの切り換え後、誤差増幅器が極めて短時間で定常状態の動作に戻り、出力トランジスタの制御端子の電位も短時間で定常値に戻って定常時の電流供給が開始される。これに加えて本構成の場合には、モード切り換え途中においてもスタンバイ・モード用電源は動作を継続している。これらのことからモード切り換え時の出力電圧の一時的低下が効果的に防止される。

また、請求項２に記載の発明は、位相補償用コンデンサ（Ｃ１）を内蔵する誤差増幅器（ＯＰ１）の出力信号をその制御端子（１６）に受ける出力トランジスタ（Ｑ１）により制御されるアクティブ・モード用電源（２ｂ）と、該アクティブ・モード用電源と同じ電圧を出力するスタンバイ・モード用電源（３）とにより電力供給する直流電源装置（１ｂ）であって、スタンバイ・モードにおいては前記アクティブ・モード用電源は動作停止させて前記スタンバイ・モード用電源にて電力供給すると共に前記誤差増幅器の出力端子の電位を前記出力トランジスタが非導通となる値で且つアクティブ・モード用電源の定常動作時における該出力端子の電位に近い値に前記制御端子（１６）に接続した補助定電圧源（Ｅｏ）にて維持すると同時に、前記位相補償用コンデンサの両端の電位をアクティブ・モード用電源の定常動作時における電位に等しい値に該両端に接続した１乃至複数の補助定電圧源にて維持し、アクティブ・モードにおいては前記全ての補助定電圧源による電圧供給を停止して前記アクティブ・モード用電源とスタンバイ・モード用電源の双方により電力供給することを特徴とする直流電源装置である。

本構成では、スタンバイ・モード時において誤差増幅器の出力端子の電位は請求項３に記載の発明の場合と同様に定常動作時の電位より僅かしか違わない電位に維持されている。更に、誤差増幅器内部の位相補償用コンデンサの両端電位も、補助定電圧源により定常動作時の電位に維持されてその充電電圧は定常動作時の充電電圧と等しくなっている。このためアクティブ・モードへ切り換えた際、誤差増幅器及び出力トランジスタが極めて短時間で定常状態の動作に戻ることができる。従って、アクティブ・モードに切り換え後、短時間で定常時の電流供給が開始されることからモード切り換え時の出力電圧の一時的低下が効果的に防止される。

（第１の実施形態）
以下、図１、図２を参照して本発明の第１の実施形態を説明する。図１は、アクティブ・モード用電源２ａとスタンバイ・モード用電源３の２つの電源を有する直流電源装置１ａの構成を表わしたものである。なお、この直流電源装置１ａは、「背景技術」で説明した図７の直流電源装置１と類似点が多いため同一構成部分には同一符号が付してある。

スタンバイ・モード用電源３は、スタンバイ・モード用電圧源４とスイッチＳＷ４により構成されている。スタンバイ・モード用電圧源４は電力供給能力は低いが内部の消費電力の小さい電源である。その出力電圧はアクティブ・モード用電源２ａの出力電圧に殆ど等しい値にされている。
アクティブ・モード用電源２ａは、図７にて説明したアクティブ・モード用電源２に、スイッチＳＷ３と補助定電圧源Ｅｏを追加した回路構成となっている。なお、図中のコンデンサＣ１は、誤差増幅器ＯＰ１内に取り付けられている位相補償用コンデンサＣ１を表わしている。

図２は、アクティブ・モード用電源２ａを誤差増幅器ＯＰ１の具体的回路例と共に書き直したものである。ここで誤差増幅器ＯＰ１は、「背景技術」の項で説明した図８中の誤差増幅器ＯＰ１と同じものである。誤差増幅器ＯＰ１の電源入力端子１４はスイッチＳＷ２を介して直流電圧Ｖddが常時供給されている電源端子１５に接続されている。スイッチＳＷ２が導通状態にされると誤差増幅器ＯＰ１は動作状態となり、非道通状態にされると電源供給が止まって動作停止状態となる。

誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２とＮＰＮ型の出力トランジスタＱ１の制御端子１６であるベースとの間にはスイッチＳＷ１が取り付けられている。トランジスタＱ１のコレクタには、直流電圧Ｖccが常時供給されている。また、トランジスタＱ１のエミッタはアクティブ・モード用電源２ａの出力端子１７に接続されている。出力端子１７には負荷ＲＬとコンデンサＣ２が接続され、その出力電圧Ｖｏ（定常時、５．０Ｖとする。）は誤差増幅器ＯＰ１の反転入力端子１０に帰還されている。誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２と接地電位ＧＮＤとの間には、スイッチＳＷ３と補助定電圧源Ｅｏとが直列にして接続されている。

ここで、補助定電圧源Ｅｏは、アクティブ・モード用電源２ａによって負荷ＲＬに電力供給されている定常動作時の誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２の電圧に等しい電圧（約５．７Ｖ）を出力する電圧源である。
次に、このような構成の直流電源装置１ａの動作について説明する。
負荷ＲＬの消費電力が小さい場合には、直流電源装置１ａはスタンバイ・モードで動作させる。スタンバイ・モードでは、消費電力の少ないスタンバイ・モード用電源３により負荷ＲＬに電力供給を行なう。この場合、スイッチＳＷ４は導通状態、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は非道通状態とし、スイッチＳＷ３は導通状態とする。スイッチＳＷ１、ＳＷ２が非道通状態とされるためアクティブ・モード用電源２ａは動作停止し、その消費電力は殆どゼロとなる。

このスタンバイ・モードの状態が「背景技術」の図７、図８で説明したスタンバイ・モード状態と異なる点は、スイッチＳＷ３が導通状態とされて誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２に補助定電圧源Ｅｏによって定電圧Ｅｏが印加される点である。スイッチＳＷ２が非道通状態とされたことにより誤差増幅器ＯＰ１は動作停止状態となっている。従って、通常であればコンデンサＣ１は放電して充電電圧はゼロとなる筈である。しかし、補助定電圧源ＥｏによってコンデンサＣ１の一端である誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２の電位は定電位Ｅｏに維持される。他方、コンデンサＣ１の他端である入力段差動増幅回路の出力端子１３の電位は、トランジスタＱ５、Ｑ６のリーク抵抗により接地電位ＧＮＤに等しいゼロとなる。従って、コンデンサＣ１は、定電圧Ｅｏ（約５．７Ｖ）に充電された状態で維持される。

一方、負荷ＲＬの消費電力が大きい場合には、直流電源装置１ａはアクティブ・モードにされる。アクティブ・モードでは、スイッチＳＷ３、ＳＷ４は非道通状態、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は導通状態とされアクティブ・モード用電源２ａにより電力供給が行なわれる。ここでアクティブ・モードに切り換わった直後におけるアクティブ・モード用電源２ａの立ち上がり時の動作を説明する。なお、基準電圧Ｖrefは５．０Ｖとする。

スイッチＳＷ２が導通状態とされると定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４が短時間で立ち上がり、その電流供給を受けてトランジスタＱ２〜Ｑ８は直ちに動作を開始する。トランジスタＱ２〜Ｑ５と定電流源ＣＳ１で構成される入力段差動増幅回路の出力端子１３の電位は、直ちに約０．７Ｖに上昇する。
コンデンサＣ１はスタンバイ・モードの間約５．７Ｖに維持されており、出力端子１３の電位は０Ｖに等しかった。従って、差動増幅回路の出力端子１３の電位が約０．７Ｖ上昇することにより約０．７Ｖ分だけ放電する。その放電電流はトランジスタＱ１、Ｑ８に向けて流れる。

このようにアクティブ・モードに切り換わった瞬間にコンデンサＣ１は、アクティブ・モードにおける定常状態の充電電圧５．０Ｖに近い電圧約５．７Ｖに既に充電されている。従って、定電流源ＣＳ４は「背景技術」で説明した図７、図８の場合のようにコンデンサＣ１を充電する必要がない。その供給電流は立ち上がり直後から全てトランジスタＱ１、Ｑ８に向けて供給される。このことは、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４が電流供給開始すると同時に、誤差増幅器ＯＰ１が定常動作時の増幅率に殆ど等しい増幅率で動作を開始することを意味する。増幅率が定常動作時の値に等しいことは、定常動作時と同じ強さの帰還作用が働くことを意味する。従って、直流電源装置１ａの出力電圧Ｖｏは、アクティブ・モードに切り換わると殆ど同時に定常値５．０Ｖに制御される。

このように本実施形態の直流電源装置１ａでは、アクティブ・モードに切り換わった時点で既に誤差増幅器ＯＰ１内の位相補償用コンデンサＣ１の充電電圧が定常動作時の充電電圧に近い値になっている。従って、誤差増幅器ＯＰ１はアクティブ・モードにされると殆ど同時に定常動作時と同じ増幅率で動作を開始する。これにより直流電源装置１ａの出力電圧Ｖｏは切り換え直後から基準電圧Ｖrefに等しくなり、「背景技術」の項で説明したような一時的な電圧低下は生じなくなる。

定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４、トランジスタＱ１〜Ｑ８等の立ち上がり時間中に出力電圧の低下が生ずることが心配されるが、それらの立ち上がり時間は極めて短時間である。その間の出力電圧の低下は負荷抵抗ＲＬに並列に小容量のコンデンサＣ２を接続しておくことにより容易に防止できる。

なお、これまでの説明ではスタンバイ・モードからアクティブ・モードに切り換える際の各スイッチの切り換えは同時に行なうように説明してきたが、切り換えの際にスタンバイ・モードとアクティブ・モードとが短時間だけ重なるようにして切り換えてもよい。この場合には、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を導通状態にしたまま、即ち、まだスタンバイ・モードで動作している状態ままスイッチＳＷ１、ＳＷ２を導通状態としてアクティブ・モード用電源２ａを立ち上げる。その後、短時間をおいてスイッチＳＷ３、ＳＷ４を非道通状態とする。このようにすれば、２つのモードが重なる期間においては２つの電源より電力供給がされる。従って、動作モード切り換え時の出力電圧Ｖｏの一時的低下を更に効果的に防止することができる。

本実施形態では、誤差増幅器ＯＰ１が図２に示したような具体的回路を有する場合について本発明の効果を説明してきた。しかし本発明の効果は、このような回路構成の場合にのみ得られるものではなく一般的な回路構成の場合にも得られる効果である。また、位相補償用のコンデンサＣ１の一端が誤差増幅器ＯＰ１の出力端子に接続されていない場合にも得られる効果である。その理由は次のように説明できる。

「背景技術」の項で説明したように、一般に位相補償用コンデンサは、出力信号の位相を進めて入力段回路（図２、図５の回路の場合には差動増幅回路ＯＰ１の出力端子１３）に負帰還させ外部帰還回路による位相遅れを補償する働きをするものである。これにより出力信号中の高周波成分ほど負帰還率が高くなり誤差増幅器の高周波域の増幅率は低くなる。

高周波域の増幅率が低いことは、出力信号が急峻には変化できないことを意味する。誤差増幅器が単一電源で動作するように設計されている場合、電源供給が停止した動作停止状態では誤差増幅器の出力端子はＯＶとなっている。この状態から電源が投入されると、誤差増幅器の出力端子はＯＶからその定常状態の値に向けて急峻に変化しようとする。位相補償用コンデンサが設けられていると、上述したように出力端子の急峻な電圧変化が妨げられるために、定常値に達するまでに時間がかかってしまう。その間、誤差増幅器の出力端子の電圧は定常値とは異なる値となるため、その出力端子の電圧で制御される直流電源の出力電圧は定常値とは異なった値となる。

このような理由で直流電源の出力電圧が正となるように設計されている場合には、アクティブ・モードに切り換えた直後に出力電圧の一時的低下が生ずる。反対に直流電源の出力電圧が負となるように設計されている場合には、アクティブ・モードに切り換えた直後に出力電圧は一時的に正の方向に振れる。
アクティブ・モードへの切り換え直後に生ずるこのような一時的な出力電圧の変動は、本実施形態で説明してきたようにアクティブ・モードに切り換える直前における位相補償用コンデンサの充電電圧を定常動作時の値に近い値に維持しておくことで小さく抑えることができる。その理由は、位相補償用コンデンサの充電電圧を定常時の電圧に維持しておけば、モード切り換え後、短時間で誤差増幅器が定常時の動作に入ることができるからである。このような理由により本発明の効果は、他の回路構成の誤差増幅器を採用した場合にも得られる。

なお、位相補償用コンデンサの一端が誤差増幅器の出力に接続されておらず、且つ、定常動作時におけるその両端の電位がどちらも接地電位に等しくない場合には、図３に例示するような回路構成とすればよい。即ち、位相補償用コンデンサＣ１の両端と接地電位ＧＮＤとの間にスイッチＳＷ３１と補助定電圧源Ｅｏ１との直列回路、及びスイッチＳＷ３２と補助定電圧源Ｅｏ２との直列回路を接続する。直流電源装置１ｂをアクティブ・モードで動作させる場合にはスイッチＳＷ３１、ＳＷ３２は共に非道通状態とし、スタンバイ・モードで動作させる場合には共に導通状態とする。

補助定電圧源Ｅｏ１、Ｅｏ２の値は、誤差増幅器ＯＰ１の定常動作時におけるコンデンサＣ１のそれぞれの両端の電圧に等しい値に調整しておく。このようにしておけば、スタンバイ・モードからアクティブ・モードに切り換わった瞬間にコンデンサＣ１は既に定常動作時の電圧に充電されているため、アクティブ・モード用電源２ｂは短時間で定常時の動作状態に移ることができる。従って、出力電圧Ｖoの一時的低下は最小限に抑えられる。

（第２の実施形態）
以下、図４、図５を参照して本発明の第２の実施形態を説明する。図４はアクティブ・モード用電源２ｃとスタンバイ・モード用電源３ｃの２つの電源を有する直流電源装置１ｃの構成を表わしたもの、図５はアクティブ・モード用電源２ｃを誤差増幅器ＯＰ１の具体的回路例と共に書き直したものである。なお、この直流電源装置１ｃ、アクティブ・モード用電源２ｃは、それぞれ第１の実施形態で説明した図１の直流電源装置１ａ、図２のアクティブ・モード用電源２ａと類似点が多いため同一構成部分には同一符号が付してある。

図４に示した直流電源装置１ｃが図１の直流電源装置１ａと異なる点は、スタンバイ・モード用電源３ｃに第４のスイッチＳＷ４が設けられていない点と、アクティブ・モード用電源２ｃに第１のスイッチＳＷ１が設けられていない点である。この他に、アクティブ・モード用電源２ｃ内の補助定電圧源Ｅｏの電圧の値が後述するように第１の実施形態の場合と異なる。

スイッチＳＷ４が設けられていないためにアクティブ・モードでは、アクティブ・モード用電源２ｃとスタンバイ・モード用電源３ｃの双方により負荷ＲＬに電力供給が行なわれる。スタンバイ・モード用電圧源４の出力電圧は、アクティブ・モード用電源２ｃの出力電圧と同じ値にしてある。また、スタンバイ・モード用電圧源４の電力供給能力は、アクティブ・モード用電源２ｃのそれより低い値にしてある。従って、スタンバイ・モード用電圧源４の出力電圧とアクティブ・モード用電源２ｃの出力電圧とに若干の差がある場合には、負荷ＲＬの電圧は電力供給能力の高いアクティブ・モード用電源２ｃの出力電圧に等しくなる。

一方、スタンバイ・モードでは、スタンバイ・モード用電源３ｃのみにより電力供給が行なわれる。この場合、アクティブ・モード用電源２ｃ内のスイッチＳＷ２は非導通状態、スイッチＳＷ３は導通状態とされる。スイッチＳＷ３が導通状態とされることにより、補助定電圧源Ｅｏの供給する電圧が誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２及び出力トランジスタＱ１の制御端子１６に加わる。

スタンバイ・モードでは、スタンバイ・モード用電源３ｃのみにより電力供給するため、出力トランジスタＱ１は非導通状態にする必要がある。従って、補助定電圧源Ｅｏの電圧は、出力トランジスタＱ１が導通しない電圧にしておく必要がある。出力トランジスタＱ１にＮＰＮトランジスタを使用し、スタンバイ・モードにおける負荷ＲＬの電圧Ｖｏの値を５．０Ｖとした場合には、補助定電圧源Ｅｏの電圧は約５．０Ｖ以下にしておく必要がある。

一方、スタンバイ・モードからアクティブ・モードに切り換えた直後における出力電圧Ｖｏの一時的低下を防止するためには、第１の実施形態の場合と同様に誤差増幅器ＯＰ１の出力端子１２の電圧をアクティブ・モード用電源２ｃが定常動作時における出力端子１２の電圧に近い値に維持しておく必要がある。アクティブ・モード用電源２ｃが定常動作時における出力端子１２の電圧は約５．７Ｖである。従って、補助定電圧源Ｅｏの電圧は、約５．０Ｖ以下であり且つ約５．７Ｖに近い値ということで、結局、定常時の出力電圧Ｖｏに殆ど等しい約５．０Ｖが適当ということになる。

補助定電圧源Ｅｏの電圧をこのように約５．０Ｖに設定しておけば、スタンバイ・モード状態においてコンデンサＣ１が同じ約５．０Ｖに充電されている。アクティブ・モード用電源２ｃの定常状態においては、コンデンサＣ１の一方の端子である出力端子の電圧は約５．７Ｖ、他方の端子である出力端子１３の電圧は約０．７Ｖとなり、コンデンサＣ１の充電電圧は約５．０Ｖである。従って、スタンバイ・モードからアクティブ・モードに移った瞬間に既に、コンデンサＣ１は定常動作時の充電電圧と殆ど等しい値に充電されていることになり、アクティブ・モード用電源２ｃはアクティブ・モードに切り換えられると殆ど同時に定常動作状態に入る。これにより、第１の実施形態の場合と同様に出力電圧Ｖｏの一時的低下が防止される効果を奏する。

なお、位相補償用コンデンサの一端が誤差増幅器の出力に接続されておらず、且つ、定常動作時におけるその両端の電位がどちらも接地電位ＧＮＤに等しくない場合には、図６に例示するような回路構成とすればよい。即ち、位相補償用コンデンサＣ１の両端と接地電位ＧＮＤとの間にスイッチＳＷ３１と補助定電圧源Ｅｏ１との直列回路、及びスイッチＳＷ３２と補助定電圧源Ｅｏ２との直列回路を接続する。出力トランジスタＱ１の制御端子１６と接地電位ＧＮＤとの間には、図４と同じようにＳＷ３と補助定電圧源Ｅｏとの直列回路を接続する。

補助定電圧源Ｅｏの電圧は、上述と同じようにアクティブ・モード用電源２ｄの定常動作時における出力電圧Ｖoに殆ど等しい電圧に調整しておく。一方、補助定電圧源Ｅｏ１、Ｅｏ２の値は、それぞれアクティブ・モード用電源２ｄの定常動作時における位相補償用コンデンサＣ１の各端子の電位に等しい電圧に調整しておく。
このような構成で、直流電源装置１ｄをスタンバイ・モードで動作させる場合にはスイッチＳＷ２は非道通として、スイッチＳＷ３、ＳＷ３１、ＳＷ３２は導通状態とする。すると出力トランジスタＱ１のベース電位とエミッタ電位とは等しくなりトランジスタＱ１は非導通状態となる。一方、位相補償用コンデンサＣ１の充電電圧は、アクティブ・モード用電源２ｄの定常動作時の電圧に等しい値に維持される。

従って、直流電源装置１ｄをアクティブ・モードに切り換えた場合には、アクティブ・モード用電源２ｄは短時間で定常時の動作状態に移ることができる。これにより、出力電圧Ｖoの一時的低下は図４の回路構成の場合と同様に最小限に抑えられる。

第１の実施形態に係る直流電源装置の全体の構成図である。第１の実施形態に係るアクティブ・モード用電源装置の回路図である。第１の実施形態において位相補償用コンデンサの一端が誤差増幅器の出力端に接続されていない場合の回路例である。第２の実施形態に係る図１相当図である。第２の実施形態に係る図２相当図である。第２の実施形態において位相補償用コンデンサの一端が誤差増幅器の出力端に接続されていない場合の回路例である。従来技術に係る図１相当図である。従来技術に係る図２相当図である。

符号の説明

図面中、１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは直流電源装置、２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄはアクティブ・モード用電源（直流電源装置）、３、３ｃはスタンバイ・モード用電源、４はスタンバイ・モード用電圧源、１２は誤差増幅器の出力端子、１４は誤差増幅器の電源入力端子、１５は電源端子、１６は出力トランジスタの制御端子、１７は直流電源装置の出力端子、Ｃ１は位相補償用コンデンサ、Ｅｏ、Ｅｏ１、Ｅｏ２は補助定電圧源、ＧＮＤは接地電位、ＯＰ１は誤差増幅器、Ｑ１は出力トランジスタ、ＳＷ１は第１のスイッチ、ＳＷ２は第２のスイッチ、ＳＷ３は第３のスイッチ、ＳＷ４は第４のスイッチ、ＳＷ３１、ＳＷ３２はスイッチを示す。

Claims

一端をその出力端子（１２）に接続した位相補償用コンデンサ（Ｃ１）を有する誤差増幅器（ＯＰ１）の出力をその制御端子（１６）に受ける出力トランジスタ（Ｑ１）により制御されるアクティブ・モード用電源（２ｂ）と、該アクティブ・モード用電源と同じ電圧を出力するスタンバイ・モード用電源（３）とにより電力供給する直流電源装置（１ｂ）であって、
スタンバイ・モードにおいては前記アクティブ・モード用電源は動作停止させて前記スタンバイ・モード用電源にて電力供給すると共に前記誤差増幅器の出力端子の電位を前記出力トランジスタが非導通となる値で且つアクティブ・モード用電源の定常動作時における該出力端子の電位に近い値に補助定電圧源（Ｅｏ）にて維持し、
アクティブ・モードにおいては前記補助定電圧源による電圧供給を停止して前記アクティブ・モード用電源とスタンバイ・モード用電源の双方により電力供給することを特徴とする直流電源装置。
位相補償用コンデンサ（Ｃ１）を内蔵する誤差増幅器（ＯＰ１）の出力信号をその制御端子（１６）に受ける出力トランジスタ（Ｑ１）により制御されるアクティブ・モード用電源（２ｂ）と、該アクティブ・モード用電源と同じ電圧を出力するスタンバイ・モード用電源（３）とにより電力供給する直流電源装置（１ｂ）であって、
スタンバイ・モードにおいては前記アクティブ・モード用電源は動作停止させて前記スタンバイ・モード用電源にて電力供給すると共に前記誤差増幅器の出力端子の電位を前記出力トランジスタが非導通となる値で且つアクティブ・モード用電源の定常動作時における該出力端子の電位に近い値に前記制御端子（１６）に接続した補助定電圧源（Ｅｏ）にて維持すると同時に、前記位相補償用コンデンサの両端の電位をアクティブ・モード用電源の定常動作時における電位に等しい値に該両端に接続した１乃至複数の補助定電圧源にて維持し、
アクティブ・モードにおいては前記全ての補助定電圧源による電圧供給を停止して前記アクティブ・モード用電源とスタンバイ・モード用電源の双方により電力供給することを特徴とする直流電源装置。